JP2005012997A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】安全かつ信頼性の高いモータ制御装置を提供する。
【解決手段】このモータ制御装置１は、同期モータ２と、同期モータに取りつけられ、同期モータの回転子の位置および速度を検出するフィードバック検出器３，８と、フィードバック検出器の出力信号から同期モータの回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出手段２０と、磁極位置検出手段により検出された磁極位置に従って、同期モータに供給する電力を制御するインバータ手段５と、同期モータの回転子の磁極位置を、同期モータの固定子巻線の誘起電圧から推定する磁極位置推定手段２２と、磁極位置検出手段により検出された磁極位置と、磁極位置推定手段により推定された推定磁極位置とを常時比較し、フィードバック検出器の異常を検出する磁極位置異常検出手段２３とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ制御装置、特に同期モータの回転子の位置または速度を検出するセンサに異常が生じた場合に、安全かつ信頼性の高いモータ制御ができるモータ制御装置に関する。

従来、同期モータを制御する制御装置は、モータに取りつけられたセンサ、すなわち、フィードバック検出器の情報からモータの回転子の位置および速度を求めてモータを制御している。フィードバック検出器の故障によりフィードバック検出器からの信号が異常となった場合、モータの回転子の位置および速度を求めることができないため、モータが無制御となる。このため、モータをフリーランし、またはモータ軸に機械的に取りつけられたブレーキでモータを停止させる。

また、速度フィードバック検出器の他に速度フィードバック・ロス検出用の速度フィードバック検出器をモータに取付け、モータの制御装置で各々の速度フィードバック検出器の情報から速度を演算し、それらの速度を比較し、相違がある場合、どちらかの速度フィードバック検出器が故障したと判断し、速度フイードバック・ロスを検出する。そして速度フィードバックロスを検出後、正常に動作している速度フィードバック検出器からの速度フィードバック信号を用いて速度制御を行ない、モータを停止させる。

前述のようにモータのフィードバック検出器に不良が生じたとき、モータをフリーランまたは機械的なブレーキをかけて停止させる方法の場合、複数個のフィードバック検出器を使って、フィードバック検出器の異常時にはそれらを切替えて使用するモータ制御装置がある。しかしながら、このような方法ではフィードバック検出器の個数が増加し、この増加に伴い検出回路や切替回路が増加する。その結果、単一のフィードバック検出器の場合に比べて部品点数が増加することにより、部品の信頼性が損なわれるという問題が生じる。結局、制御装置全体の信頼性が低下し、更に設置面積が増加し、コスト高となる問題が生じる。

また、特開２００１−１１２２８２号公報（特許文献１）には、同期モータと、その同期モータの回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、磁極位置検出手段により検出された磁極位置に従って同期モータに供給する電力を制御するインバータ制御手段と、磁極位置検出手段の異常を検出するセンサ異常検出手段と、磁極位置を推定する磁極位置推定手段とを備え、センサ異常検出手段により磁極位置検出手段の異常が検出された場合には、磁極位置推定手段により推定された磁極位置に従って同期モータに供給する電力を制御するモータ制御装置が提案されている。

磁極位置検出手段の異常を検出するセンサ異常検出手段は、波形処理部、ＵＰ・ＤＯＷＮカウンタ、アドレス生成手段、コミュテーションセンサ（ＣＳ）エッジ検出器、ＣＳ異常検出器、磁極位置検出器、Ｚ相異常検出器、Ｚ相切替器、ＡＢ相異常検出器から構成されている。

磁極位置検出センサのセンサ出力であるＡ、Ｂ相信号、Ｚ相信号、およびＣＳ１〜ＣＳ３信号の各信号、およびそれらの信号の各反転信号が波形処理部に入力され、波形整形などの波形処理が行なわれる。

波形処理されたＡ、Ｂ相信号はＵＰ・ＤＯＷＮカウンタによりカウントされ、アドレス生成手段に出力される。また、ＣＳ１〜ＣＳ３信号は、ＣＳエッジ検出器およびＣＳ異常検出器および磁極位置検出器に出力される。

更にＣＳ１信号はカウンタに送られる。Ｚ相信号は、Ｚ相異常検出器、Ｚ相切替器、カウンタに出力される。

Ｚ相信号はＣＳ１パルスを基準にＺ相パルスの発生があるかどうかをＺ相異常検出器により検知し、Ｚ相異常信号を出力する。Ａ、Ｂ相信号は、モータ１回転あたり所定のパルス信号が発生する。ＣＳエッジ間のＡ、Ｂ相エッジの個数をカウントし、その個数が所定の範囲をはずれるとＡ、Ｂ相異常の信号を出力する。また、ＣＳ異常検出器ではＣＳ１〜ＣＳ３信号の状態を観測し、すべてが“Ｈ”あるいは“Ｌ”の時にＣＳ異常信号を出力する。

以上のようにして、Ｚ相信号、Ａ、Ｂ相信号、およびＣＳ信号の異常が検出された場合は、異常が生じた信号の種類に応じてモータ制御する。
特開２００１−１１２２８２号公報

このようなモータ制御装置においては、同期モータの回転子の位置および速度を検出するフィードバック検出器の他に同期モータの回転子の磁極位置を検出するためにコミュテーションセンサ信号を検出するＣＳ信号検出器を設けているので、これらの検出器の検出機能がすべて異常となった場合、良否の比較の基準がすべて消滅することになるので異常の検出および判断が全く不能となり結果的にモータ制御が不能となる問題が生じる。

したがって、本発明の目的は、フィードバック検出器から出力される信号から演算された電気角と固定子巻線の誘起電圧から求めた電気角とを比較し、異常と判断したときモータの誘起電圧から推定した電気角によりモータを制御するモータ制御装置を提供することにある。

本発明のモータ制御装置は、同期モータと、同期モータに取りつけられ、同期モータの回転子の位置および速度を検出するフィードバック検出器と、フィードバック検出器の出力信号から同期モータの回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、磁極位置検出手段により検出された磁極位置に従って、同期モータに供給する電力を制御するインバータ手段と、同期モータの回転子の磁極位置を、同期モータの固定子巻線の誘起電圧から推定する磁極位置推定手段と、磁極位置検出手段により検出された磁極位置と、磁極位置推定手段により推定された推定磁極位置とを常時比較し、フィードバック検出器の異常を検出する磁極位置異常検出手段とを備えている。磁極位置異常検出手段が、フィードバック検出器の異常を検出すると、インバータ手段は、磁極位置推定手段により得た推定磁極位置に従って、同期モータに供給する電力を制御する。

本発明によれば、同期モータの回転子の磁極位置または速度を検出するためのフィードバック検出器に異常が生じ、これらの検出器からフィードバック信号が全く出力されない場合でも、安全かつ信頼性の高いモータ駆動制御ができる。

以下に図面を使って、本発明の実施例を説明する。

図１は、本発明に係るモータ制御装置１の一実施例を示す構成図である。モータ制御装置１は、センサ制御手段４、インバータ手段（またはベクトル制御手段）５、速度制御手段６、電流検出器７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、エンコーダ３、エンコーダカウンタ８から構成される。エンコーダ３は、絶対値ロータリエンコーダであり、モータ制御装置１の制御対象であるブラシレス同期モータ（以下、モータと称す）２の回転軸に取りつけられた位置および速度検出用フィードバック検出器（センサ）である。

センサ制御手段４は、磁極位置検出手段２０、電圧フィードバック（ＦＢ）検出器２１、磁極位置推定手段２２、磁極位置異常検出手段２３、センサ信号切替器２４から構成される。

速度制御手段６は、速度演算器２５、速度算出器９、減算器１０、速度制御器１１から構成される。

電流検出器７Ａ，７Ｂ，７Ｃは、モータ２のＵ、Ｖ、Ｗ各相の電流を検出し、インバータ手段５へフィードバックする。

インバータ手段５は、モータに供給する電力を制御する。

このような構造のモータ制御装置１において、エンコーダ３が正常の場合の動作を説明する。

カウンタ８は、エンコーダ３の出力するパルスをカウントし、出力値を、センサ制御手段４の磁極位置検出手段２０および速度制御手段６の速度算出器９に入力する。速度算出器９は、カウンタの出力値から、モータ２の実角速度ωを演算する。この実角速度信号ωと、角速度指令信号ω*とを減算器１０に入力し、角速度偏差信号ε_v を演算する。得られた角速度偏差信号ε_vを速度制御器１１に入力し、トルク分電流指令信号Ｉ_q*を演算する。このトルク分電流指令信号Ｉ_q*と、励磁分電流指令信号Ｉ_d*と、電流検出器７Ａ、７Ｂ、７Ｃの各電流フィードバック信号Ｉ_ufb、Ｉ_vfb、Ｉ_wfbと、カウンタ８の出力値から磁極位置検出手段２０で演算された電気角信号θ_eとをインバータ手段５に入力し、モータ２をベクトル制御して継続運転する。

図２は、カウンタ出力値より電気角θ_eを求めるための磁極位置検出手段２０の構成を示す図である。磁極位置検出手段２０は、減算器６１、６５、係数合わせ手段６２、加算器６３、カウンタ出力値−電気角変換器６４から構成されている。

減算器６１は、ある時間tにおけるカウンタ８のカウンタ出力値Ｃ_tと微小時間Δｔ経過後のカウンタ出力値Ｃ_(t+Δ_t)とを入力し、微小時間Δｔにおけるエンコーダ３の機械角の差分（Ｃ_(t+Δ_t)−Ｃ_t）を演算処理し、この差信号（Ｃ_(t+Δ_t)−Ｃ_t）を出力する。

係数合わせ手段６２は、差信号（Ｃ_(t+Δ_t)−Ｃ_t）を入力し、この差信号（Ｃ_(t+Δ_t)−Ｃ_t）に補正係数Ｋ_pprを乗算し、得られた差信号に相当した電気角（カウンタ出力値）ΔＣを出力する。この電気角（カウンタ出力値）ΔＣは、

で求まる。

加算器６３は、時間零から時間tまでの累積電気角（カウンタ出力値）Ｃ_prと微小時間Δｔに相当する電気角（カウンタ出力値）ΔＣとを加算し得られた総電気角（カウンタ値）Ｃ_aを出力する。総電気角Ｃ_aは、

で求まる。

カウンタ値−電気角変換器６４は、回転子の電気角０゜、３６０゜（または２πラジアン）に、それぞれ割り付け値０、Ｃ_mを割り付ける。例えば、Ｃ_mに１６３８４（後述する固定子巻線の誘起電圧から求めた電気角θ_p３６０゜（または２πラジアン）に割り付けた数値１６３８４と一致させることにより両者θ_eとθ_pとの比較演算がし易くなるからである。そうすると時間ｔにおける電気角θ_peは、

で求まる。Ｃ_mを割り付けることにより、たとえエンコーダ３の種類、例えば、１回転当たりの総パルス数が異なるものであっても電気角の計測上汎用性が維持できる。

減算器６５は、回転子の電気角θ_peから、オフセット量δを減算して得た電気角θ_eを出力する。すなわち、通常、回転子の磁極とエンコーダ３のカウンタ出力値０がずれる。このズレに相当するカウンタ出力値を電気角に換算した量、いわゆるオフセット量δを考慮し零調整を済ませた電気角θ_eを得る。そしてオフセット量を求める一方法として、Ｕ相の固定子巻線に適当なレベルの直流電圧を印加すると、その固定子巻線から磁界が発生する。この磁気作用、すなわち、回転子の磁極Ｎ極またはＳ極が固定子巻線に引き付けられることにより、モータ２の回転子がロック状態を保持され、このときのカウンタ読み値から式（３）により電気角に換算した値を求めることができる。例えば、電気角２πラジアンに相当するカウンタ割り付け値を１６３８４、ズレ量が１６３８である場合、オフセット量は０．６２８ラジアンとなる。

図３は、磁極数が２極の場合について、エンコーダ３の機械角と回転子の電気角θ_eとの関係を示す図である。ここで、縦軸は回転子の電気角θ_eであり、横軸はエンコーダの機械角を示す。その他の磁極数、これをＰ個とすると、エンコーダ３の機械角と回転子の電気角θ_eとの関係は、電気角θ_eがエンコーダの機械角のＰ／２倍となることから、エンコーダの機械角２πラジアンだけ変化する間に電気角θ_eを示す直線が図４のように鋸歯状にＰ／２回繰り返し変化する。

以上の結果により、磁極数、カウンタ割り付け値、オフセット量を与えれば、任意のカウンタ値から式（３）により電気角θ_eを演算することができる。

次に、磁極位置推定手段２２において、固定子の固定子巻線の誘起電圧から回転子の推定電気角を求める方法について以下に説明する。

電圧ＦＢ検出器２１は、モータ２の各固定子巻線から取り出したＵ、Ｖ、Ｗ３相の誘起電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wを入力信号とし、式（４），式（５）にもとづいて演算し、Ｕ−Ｖ相の相間電圧信号Ｖ_UV、Ｖ−Ｗ相の相間電圧信号Ｖ_VWを出力する。

これら相間電圧信号は、磁極位置推定手段２２に送られる。

まずモータに負荷がないときの推定電気角について説明する。無負荷時の推定電気角をθ_L0とすると、磁極位置推定手段２２は、相間電圧信号Ｖ_UV、相間電圧信号Ｖ_VWを入力信号とし、演算を行い、回転子の推定電気角θ_L0を出力する。

図５は、Ｕ、Ｖ、Ｗ３相の誘起電圧の回転磁界ベクトル（以下、電圧ベクトルと称す）Ｖ_sと、ｄ_S−ｑ_s座標系およびｄ_e−ｑ_e座標系との関係を示す図である。ここで、ｄ_S−ｑ_s座標は固定子の静止座標系であり、ｄ_e−ｑ_e座標は回転子の回転座標系である。

すなわち、図５は、モータ２における固定子が対称３相集中巻線であり、これと等価な２相集中巻線の静止座標系ｄ_s−ｑ_s（ｄ_sは下方向を正とする）および回転座標系ｄ_e−ｑ_eと、Ｕ、Ｖ、Ｗ３相の誘起電圧を２相変換した電圧ベクトルＶ_sとの関係を示す図である。なお、ベクトルＶ_qsは、固定子のｄ_s−ｑ_s静止座標系（ｄ_s、ｑ_s軸は互いに直角をなす座標系）における電圧ベクトルＶ_sのｑ_s成分（トルク成分）、ベクトルＶ_dsは、電圧ベクトルＶ_sのｄ_s成分（励磁成分）を示す。ところで、モータ２は、回転子のｄ_e−ｑ_e回転座標系（ｄ_e、ｑ_e軸は互いに直角をなす座標系）が電圧ベクトルＶ_sと一体となって回転する。すなわち、モータ２の回転子のｄ_e―ｑ_e回転座標系におけるｑ_e軸が電圧ベクトルＶ_sと一体となって回転する。

したがって、Ｕ、Ｖ、Ｗ３相の誘起電圧にもとづいた電圧ベクトルＶ_sとｑ_s軸の正方向とのなす角度が、モータ２における回転子の推定電気角θ_L0を与える。

次に回転子の推定電気角θ_L0の算定式について説明する。

図５において定義されたｑ_S軸方向と、これと直交するｄ_S軸方向の成分をそれぞれＶ_qs、Ｖ_dsとし、このＶ_qs、Ｖ_ds各値からモータ２の回転子の推定電気角θ_L0を演算することができる。すなわち、相間電圧Ｖ_UV、Ｖ_VWの値を使ってＶ_qs、Ｖ_dsは、それぞれ

となる。
そして、Ｖ_qs、Ｖ_dsの絶対値表示をそれぞれＶ_qsa、Ｖ_dsaとすると

が求まる。ここでａｂｓは、絶対値を表わす。

そして、推定電気角θ_L0は、Ｖ_ds、Ｖ_qs、Ｖ_qsa、Ｖ_dsa各値の大きさに応じて以下に示すような数式を選択し演算される。すなわち、
Ｖ_ds≦０である場合において
もし、Ｖ_qs≧０であり、かつ、Ｖ_qsa＞Ｖ_dsaであるならば、

となる。

もし、Ｖ_qs≧０であり、かつＶ_qsa≦Ｖ_dsaであるならば、

となる。

もし、Ｖ_qs＜０であり、かつ、Ｖ_qsa＜Ｖ_dsaであるならば、

となる。

もし、Ｖ_qs＜０であり、かつ、Ｖ_qsa≧Ｖ_dsaであるならば、

となる。
Ｖ_ds＞０である場合において
もし、Ｖ_qs＜０であり、かつ、Ｖ_qsa＞Ｖ_dsaであるならば、

となる。

もし、Ｖ_qs＜０であり、かつＶ_qsa≦Ｖ_dsaであるならば、

となる。

もし、Ｖ_qs≧０であり、かつ、Ｖ_qsa＜Ｖ_dsaであるならば、

となる。

もし、Ｖ_qs≧０であり、かつ、Ｖ_qsa≧Ｖ_dsaであるならば、

となる。

したがって、以上の説明により推定電気角θ_L0は、電圧ベクトルＶ_sのｄ_S軸方向およびｑ_S軸方向の各成分Ｖ_ds、Ｖ_qsの絶対値Ｖ_dsa、Ｖ_qsaの比に依存することが分かる。

そして、モータ２の駆動制御を安定かつ信頼性のある制御とするために、固定子巻線の各誘起電圧の電圧波形は正弦波形または余弦波形になること、かつ、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の電圧波形の振幅が同一、例えばＵ相の誘起電圧を振幅１（無次元）の余弦波形とすると、他の相の誘起電圧波形はＵ相の余弦波形と位相が異なるだけで振幅１（無次元）の余弦波形からなることが望ましい。なぜならば、３相交流波形を使用したモータ２の制御回路および駆動回路によって、モータ２の位置および速度を安定かつ信頼性の高い制御を行なうモータ制御装置においては、３相交流波形の振幅がすべて同一であり、かつ、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の位相が互いに１２０度異なることが望ましいからである。

したがって、本発明に係る推定電気角θ_L0は、固定子巻線の誘起電圧から推定電気角θ_L0を算出する限り、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の誘起電圧波形の振幅をすべて単位レベル、例えば、１（無次元）としても本質的に矛盾を生じない。何故ならば推定電気角θ_L0は、Ｖ_dsaと
Ｖ_qsaとの比に依存するからである。

そこで、まず回転子の磁極の回転によって固定子巻線に発生する誘起電圧のレベル変化を求める。固定子巻線の誘起電圧波形に対し式（18）〜式（20）が成立することが知られている。すなわち、Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wは、それぞれ

このφは、誘起電圧の電気角に相当する。例えば、φ＝０゜（０ラジアン）に対するそれぞれの誘起電圧レベルを式（18）〜式（20）によって求める。

したがって、φ＝０ラジアンのとき、Ｖ_U＝１．０００、Ｖ_V＝−０．５００、Ｖ_W＝−０．５００となる。そして、これらの数値Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wを式（４）〜式（17）に代入し演算して、Ｖ_UV＝１．５００、Ｖ_UW＝０．０００、Ｖ_qs＝１．５００、Ｖ_ds＝０．０００、Ｖ_qsa＝１．５００、Ｖ_dsa＝０．０００を得る。

この場合の推定電気角θ_L0は、Ｖ_ds、Ｖ_qs、Ｖ_qsa、Ｖ_dsaが数１４の条件に該当するので、結局、推定電気角θ_L0＝６．２８３ラジアンとなる。他の誘起電圧の電気角に対する推定電気角θ_L0を同様に求めることができる。

ここで回転子の極数として２極を例にとると、回転子が機械角２πラジアン（３６０゜相当）だけ回転する間に、回転子の磁極の回転にもとづく固定子巻線に発生する誘起電圧の電気角も回転子の機械角２πラジアンと同一となるので回転子の電気角が２πラジアンとなる。

図６は、２極の場合に回転子の機械角に対するＵ、Ｖ、Ｗ３相の誘起電圧から求めた推定電気角θ_L0、および各相の誘起電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wと各相間電圧Ｖ_UV、Ｖ_VWのレベル変化を示す図である。ここで、縦軸は推定電気角θ_L0（ラジアン換算）、３相の誘起電圧および相間電圧のレベルを示し、横軸はエンコーダ３または回転子の機械角を示す。

すなわち、図６により、推定電気角θ_L0は、回転子の機械角がゼロから２π（６．２８３ラジアンに相当）まで変化したとき、ゼロから２π（６．２８３ラジアンに相当）まで直線的に変化することを示す。そして、推定電気角θ_L0は、回転子の機械角が一定角度（この例では2πラジアン）だけ変化する毎に鋸歯状に繰り返し変化する。

さらに、図７は、図６と同様に2極の場合に、回転子またはエンコーダ３の機械角に対する電圧レベルＶ_qs、Ｖ_dsおよびその絶対値Ｖ_qsa、Ｖ_dsaとの関係を示す図である。ここで、縦軸はＶ_qs、Ｖ_ds、Ｖ_qsa、Ｖ_dsaの電圧レベル、横軸は誘起電圧の電気角を示す。

以上、２極の場合の推定電気角θ_L0について説明したが、Ｐ極の場合、図６に示した誘起電圧の電気角θ_L0と回転子の機械角の関係について電気角θ_L0が、最終的に回転子の機械角のＰ／２倍となる。したがって、回転子の機械角（エンコーダの機械角と同一）が０ラジアンから２πラジアン（３６０゜相当）変化する間に、電気角θ_L0を示した直線が図４のように鋸歯状にＰ／２回、例えば、４極であれば２回、８極であれば４回だけ繰り返し変化する。図７についても図６と同様に回転子の機械角が０ラジアンから２πラジアン変化する間にＶ_qs、Ｖ_dsがＰ／２回繰り返し変化する。

この推定電気角θ_L0の場合についても、回転子の電気角２πラジアンに上記割り付け値Ｃ_mと同一数値を割り付け、回転子の任意の機械角に対する電気角を例えばカウンタ８のカウンタ出力値から計測することができる。

次にモータ２に負荷があるときの推定電気角θ_Lについて、図８にもとづいて説明する。

図８に示すように、推定電気角θ_Lは、無負荷時の場合の推定電気角θ_L0に対し、次式により求めた電気角の誤差εだけ進んだ電気角となる。すなわち、θ_Lは、

となる。
また、εは、

となる。
ここで、Ｖ_qs、Ｖ_dsは、式(23），式（24）で与えられる。すなわち、

ただし、Ｃはモータ定格回転数時の線間電圧、Ｎ_m は毎分当たりのモータ回転数、Ｉ_sは固定子巻線のインダクタンス（ｑ軸）、Ｉ_mはモータ電流である。

例えば、Ｉ_m＝Ｉ_NP（モータ定格電流）＝５．３アンペア（ＲＭＳ）、Ｎ_m＝Ｎ_NP（毎分当たりのモータ定格回転数）＝３０００毎分あたり定格回転数、Ｐ＝２（極）、Ｃ＝３３１ボルト、Ｉ_S＝０．０１６４ヘンリーとすると、
Ｖ_qs＝２７０ボルト、Ｖ_ds＝３８．５ボルトとなり、ε＝８゜を得る。つまり、負荷時の電気角θ_Lは、無負荷時の場合の推定電気角θ_L0に対し電気角の誤差εに相当する８゜だけ進んだ値になる。

そこで、回転子のある機械角に対し誘起電圧から求めた電気角θ_Lと、エンコーダ出力信号から求めた電気角θ_eとを比較できるためには、電気角（θ_L−ε）を求め、その電気角（θ_L−ε）と電気角θ_eとを比較すればよいことになる。つまり、例えば、極数が２極の場合、電気角θ_Lが図６に示した特性グラフ、すなわち、横軸である機械角が０ラジアンのとき縦軸である電気角を０ラジアンとし、機械角が２πラジアンのとき電気角が２πラジアンに対応した鋸歯状のグラフになるように、電気角θ_Lを電気角の誤差εだけ遅らせて演算した結果得られる電気角（θ_L−ε）を求め、その電気角（θ_L−ε）と電気角θ_eとを比較すればよいことになる。ここで電気角誤差εは、モータの回転数、電流値をそれぞれエンコーダ３、電流検出器７Ａ、７Ｂ、７Ｃから検出した信号を、式（22），式（23），式（24）により演算することにより得られる。

一方、モータ２に負荷がかかり、かつ、回生時について、εが負の値となり、推定電気角θ_Lは無負荷時の推定電気角θ_L0に対しεだけ遅れる。したがって、前記回転力行と同様に電気角（θ_L−ε）を求め、電気角（θ_L−ε）と電気角θ_Cとを比較演算することができる。

磁極位置異常検出手段２３は、回転子またはエンコーダの機械角における前述したモータ２の固定子巻線の誘起電圧から演算した推定電気角θ_Lとエンコーダ出力信号にもとづいた電気角θ_eとの差を常時比較演算し、その差の絶対値がある規定値、例えば、電気角２πラジアンの５％（規定値は０．３１４ラジアン相当）に等しいかまたは小さければ、エンコーダ３が正常と判断する。もし、前記絶対値が５％より大きければエンコーダ３が異常と判断し、切替信号を出力する。

センサ信号切替器２４は、磁極位置異常検出手段２３でエンコーダ３が正常と判断された場合、スイッチ６６は接続したままにし、電気角θ_eを出力する。一方、エンコーダ３が異常と判断した場合、切替信号によりスイッチ６６からスイッチ６７に切替え、推定電気角θ_Lを出力する。

速度制御手段６の速度演算器２５は、推定電気角信号θ_Lを入力とし時間微分し、得られた単位時間当たりの推定電気角の変化量に回転子の磁極数Ｐにもとづく補正係数２／Ｐを乗算して得られた実角速度を出力する。

図９は、インバータ手段（またはベクトル制御手段）５を示す図である。インバータ手段５は、３相−２相電流フィードバック演算器４０、ｄ軸電流制御器４１、ｑ軸電流制御器４２、２相−３相電圧指令演算器４３、パルス幅変調方式の制御器（以下、ＰＷＭ制御器と称す）４４、角度変換器４５、およびパワー素子４６から構成される。

角度変換器４５は、誘起電圧より演算した推定電気角θ_Lまたはエンコーダ出力信号より演算した電気角θ_eを入力とし、これらの電気角θ_Lまたはθ_eを、３相−２相変換または２相−３相変換時に適合するように角度変換し、３相−２相変換ではもとの信号であるθ_eまたはθ_Lが出力され、２相−３相変換では角度変換されたθ_L*またはθ_e*を出力する。

３相−２相電流フィードバック演算器４０は、モータ２に設置された電流検出器７Ａ、７Ｂ、７Ｃから検出されたモータ２の電流フィードバック信号Ｉ_Ufb、Ｉ_Vfb、Ｉ_Wfbおよび角度変換器４５により位相変換された電気角θ_Lまたはθ_e（３相−２相ベクトル角）を入力信号とし、演算処理して、ｄ軸電流フィードバック信号Ｉ_dfbおよびq軸電流フィードバック信号Ｉ_qfbを出力する。

ｄ軸電流制御器４１は、励磁電流指令信号Ｉ_d ^*およびｄ軸電流フィードバック信号Ｉ_dfbを入力信号とし、演算処理してｄ軸電圧指令信号Ｖ_d ^*を出力する。

ｑ軸電流制御器４２は、トルク指令信号Ｉ_q ^*およびｑ軸電流フィードバック信号Ｉ_qfbを入力信号とし、演算処理してｑ軸電圧指令信号Ｖ_q ^*を出力する。

２相−３相電圧指令演算器４３は、ｄ軸電圧指令信号Ｖ_d ^*、ｑ軸電圧指令信号Ｖ_q ^*、および角度変換器４５により変換された電気角θ_L ^*またはθ_e ^*（２相−３相ベクトル角）を入力信号とし、演算処理してＵ、Ｖ、Ｗ３相の電圧指令信号Ｖ_U ^*、Ｖ_V ^*、Ｖ_W ^*を出力する。

ＰＷＭ制御器４４は、図示しない発振器で発生する信号、例えば、三角波信号またはのこぎり波信号と、モータ２の制御信号であるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令信号Ｖ_U ^*、Ｖ_V ^*、Ｖ_W ^*とを図示しない比較器に入力し、演算処理してパルス幅変調信号をパワー素子４６に出力する。

パワー素子４６は、上記パルス幅変調信号に応じてモータ２を駆動する。

図１０は、モータ制御装置１におけるセンサ信号異常検出動作および運転動作を示すフローチャートである。

図１０において、まず磁極位置検出手段２０で、エンコーダ３の出力信号からエンコーダ３の機械角に対する電気角θ_eを演算する（ステップＳ１０１）。一方、電圧ＦＢ検出手段２１で、モータ２の無負荷時の固定子巻線の誘起電圧を検出する（ステップＳ１０２）。検出した誘起電圧から回転子の電気角（前述したように極数が定まれば回転子の電気角とエンコーダ３の機械角の関係が一義的に求まる）に対するモータ２の無負荷時の推定電気角θ_L0を演算する（ステップＳ１０３）。磁極位置推定手段２２で、モータ２の負荷時の電気角の誤差εを補正した推定電気角θ_Lを演算する（ステップＳ１０４）。

磁極位置異常検出手段２３で、回転子の各機械角における推定電気角θ_Lと電気角θ_eとの差の絶対値が、所定の規定値に一致するかまたはより小さいかを判断する（ステップＳ１０５）。もし、推定電気角θ_Lと電気角θ_eとの差の絶対値が、所定の規定値に一致するかまたは小さければ、エンコーダ３が正常であると判断し（ステップＳ１０６）、センサ信号切替器２４で電気角θ_eを出力する（ステップＳ１０７）。このとき、インバータ手段５で電気角θ_eに応じてモータ２をベクトル制御し（ステップＳ１０８）、モータ２を運転継続（ステップＳ１０９）する。

磁極位置異常検出手段２３で、もし、推定電気角θ_Lと電気角θ_eとの差の絶対値がある規定値より大きければ、エンコーダ３が異常と判断し（ステップＳ１１０）、センサ信号切替器２４で推定電気角θ_Lを出力する（ステップＳ１１１）。推定電気角θ_Lは、インバータ手段６および速度演算器２５に入力される。

速度演算器２５で推定電気角θ_Lと回転子の極数とから、モータ２の実角速度を演算する（ステップＳ１１２）。インバータ手段５では、この実角速度とモータ２の誘起電圧から求めた推定電気角θ_Lに応じてモータ２をベクトル制御し（ステップＳ１１３）、モータ２を運転継続（ステップＳ１１４）する。

なお、本発明は、一実施例としてモータ２の回転位置および速度を検出するためにアブソリュート（絶対値）形エンコーダを使用したが、基本的にはインクリメンタル形エンコーダにも適用可能である。
以上説明したように、モータの回転位置および速度を検出するフィードバック検出器に異常が生じた場合安全かつ信頼性の高いモータ駆動制御ができる。

本発明に係るモータ制御装置の一実施例を示す構成図である。 エンコーダ出力信号より電気角θ_eを求めるための磁極位置検出手段の構成を示す図である。 エンコーダ出力信号から求めた電気角θ_eを示す図である。 任意の磁極数の場合における回転子またはエンコーダの機械角に対する電気角θ_eまたはθ_L0を示す図である。 電圧ベクトルＶ_Sとｄ_S−ｑ_S座標系およびｄ_e−ｑ_e座標 系との関係を示す図である。 モータの誘起電圧から求めた推定電気角θ_L0を示す図である。 モータの誘起電圧から求めたＶ_qsおよびＶ_dsを示した図である。 負荷時の電気角θ_Lと無負荷時の電気角θ_L0との関係を示す図である 本発明に係るモータ制御装置におけるインバータ手段の一例を示す説明図である。 本発明に係るモータ制御装置におけるセンサ信号異常検出手順と運転状態を示すフローチャートである。

符号の説明

１ モータ制御装置
３ エンコーダ
４ センサ制御手段
５ インバータ手段
６ 速度制御手段
７Ａ，７Ｂ，７Ｃ 電流検出器
８ エンコーダカウンタ
９ 速度算出器
１０ 減算器
１１ 速度制御器
２０ 磁極位置検出手段
２１ 電圧フィードバック検出器
２２ 磁極位置推定手段
２３ 磁極位置異常検出手段
２４ センサ信号切替器
２５ 速度演算器
４０ ３相−２相電流フィードバック演算器
４１ ｄ軸電流制御器
４２ ｑ軸電流制御器
４３ ２相−３相電圧指令演算器
４４ パルス幅変調方式の制御器
４５ 角度変換器
４６ パワー素子
６１，６５ 減算器
６２ 係数合わせ手段
６３ 加算器
６４ カウンタ出力値−電気角変換器

Claims (5)

1. 同期モータと、
   前記同期モータに取りつけられ、前記同期モータの回転子の位置および速度を検出するフィードバック検出器と、
   前記フィードバック検出器の出力信号から前記同期モータの回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、
   前記磁極位置検出手段により検出された前記磁極位置に従って、前記同期モータに供給する電力を制御するインバータ手段と、
   前記同期モータの回転子の磁極位置を、前記同期モータの固定子巻線の誘起電圧から推定する磁極位置推定手段と、
   前記磁極位置検出手段により検出された前記磁極位置と、前記磁極位置推定手段により推定された推定磁極位置とを常時比較し、前記フィードバック検出器の異常を検出する磁極位置異常検出手段とを備え、
   前記磁極位置異常検出手段が、前記フィードバック検出器の異常を検出すると、前記インバータ手段は、前記磁極位置推定手段により得た前記推定磁極位置に従って、前記同期モータに供給する電力を制御することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記磁極位置異常検出手段は、前記磁極位置検出手段により検出された前記磁極位置と、前記磁極位置推定手段により推定された推定磁極位置との差の絶対値が、所定の規定値より大きい場合に、前記フィードバック検出器を異常であると判断する、請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記磁極位置検出手段は、前記フィードバック検出器がエンコーダである場合に、エンコーダの出力信号から、エンコーダの機械角を演算し、得られた機械角から磁極の位置を表す電気角を演算する、請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記磁極位置推定手段は、前記固定子巻線の誘起電圧から相間電圧を演算し、これら相間電圧から無負荷時の推定電気角を演算し、この推定電気角から負荷時の電気角を演算する請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記負荷時の電気角と前記同期モータの回転子の磁極数とから、前記同期モータの実角速度を演算する速度演算手段をさらに備え、
   前記磁極位置異常検出手段が、前記フィードバック検出器を異常であると判断すると、前記速度演算手段に、前記負荷時の電気角を入力し、前記速度演算手段により演算された実角速度を、前記インバータ手段に入力する、請求項４に記載のモータ制御装置。

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