JP2003219653A

JP2003219653A - インバータ

Info

Publication number: JP2003219653A
Application number: JP2002013710A
Authority: JP
Inventors: Toshiichi Fujiyoshi; 敏一藤吉; Yuji Ikejiri; 裕司池尻; Satoshi Hamada; 聰浜田
Original assignee: Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2002-01-23
Filing date: 2002-01-23
Publication date: 2003-07-31
Anticipated expiration: 2022-01-23
Also published as: JP4142875B2

Abstract

(57)【要約】【課題】効率を向上させると共に、小型化を図る。【解決手段】直流電源２の両端間にコンデンサ４．６
が直列に接続され、さらに、ＩＧＢＴ８、10も直列に接
続されている。コンデンサ４、６の相互接続点と、ＩＧ
ＢＴ８、10の相互接続点との間に変圧器１２の一次巻線
１２Ｐが接続されている。ＩＧＢＴ８に並列にスナバコ
ンデンサ32と、ダイオード34とが接続され、ＩＧＢＴ10
に並列にスナバコンデンサ38と、ダイオード40とが接続
されている。コンデンサ４、６の相互接続点とスナバコ
ンデンサ32、38との間に回生経路50が設けられている。
この経路50は、スナバコンデンサ38とダイオード40との
接続点と、コンデンサ４、６の接続点との間に接続され
たＩＧＢＴ54と、スナバコンデンサ38とダイオード40
との接続点と、コンデンサ４、６の接続点との間に接続
されたＩＧＢＴ56とを、有している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、半導体スイッチン
グ素子を用いたインバータに関する。

【０００２】インバータは、例えば溶接機、光源、表面
処理機等に使用する直流電源の一部として使用されるこ
とがある。図６は、このような直流電源装置の一例を示
すものである。

【０００３】この直流電源装置は、例えば商用交流電源
を整流、平滑した直流電源２を有している。この直流電
源２の正負両端間に、直列にコンデンサ４、６が接続さ
れている。直流電源２の正負両端間には、半導体スイッ
チング素子、例えばＩＧＢＴ８、１０の導電路、例えば
コレクタ・エミッタ導電路が直列に接続されている。Ｉ
ＧＢＴ８、１０のゲートには、交互に制御信号が供給さ
れ、ＩＧＢＴ８、１０は、制御信号が供給されている期
間、導通する。コンデンサ４、６の相互接続点と、ＩＧ
ＢＴ８、１０のコレクタ・エミッタ導電路の相互接続点
との間に、変圧器１２の一次巻線１２Ｐが接続されてい
る。変圧器１２の２次巻線１２Ｓには、整流手段、例え
ばダイオード１４、１６のアノードが接続され、それら
のカソードが互いに接続され、平滑手段、例えば平滑用
リアクトル１８を介して負荷２０の一端に接続されてい
る。負荷２０の他端は、２次巻線１２Ｓの中間タップに
接続されている。コンデンサ４、６、半導体スイッチン
グ素子８、１０によっていわゆるハーフブリッジ型のイ
ンバータが構成されている。

【０００４】ＩＧＢＴ８、１０のコレクタ・エミッタ導
電路に逆並列に単方向導通素子、例えばフライホイール
ダイオード２２、２４が接続されている。また、ＩＧＢ
Ｔ８、１０には並列にスナバ回路２６、２８も接続され
ている。スナバ回路２６は、ＩＧＢＴ８のコレクタ側に
一端が接続されたコンデンサ３２を含んでいる。このコ
ンデンサ３２の他端側には、単方向導通素子、例えばダ
イオード３４のアノードが接続され、そのカソードはＩ
ＧＢＴ８のエミッタに接続されている。このダイオード
３４に並列に抵抗器３６が接続されている。同様に、ス
ナバ回路２８も、コンデンサ３８、ダイオード４０、抵
抗器４２によって構成されている。

【０００５】この直流電源装置では、ＩＧＢＴ８が導通
したとき、コンデンサ４の正極から電流がＩＧＢＴ８、
変圧器１２の一次巻線１２Ｐ、コンデンサ４の負極に流
れ、ＩＧＢＴ１０が導通したとき、コンデンサ６の正極
から変圧器１２の一次巻線１２Ｐ、ＩＧＢＴ１０、コン
デンサ６の負極に電流が流れる。即ち、変圧器１２の一
次巻線１２Ｐには、交互に極性が変化する電流が流れ
る。これに伴い変圧器１２の２次巻線１２Ｓに交流電流
が流れ、これがダイオード１４、１６で整流され、平滑
用リアクトル１８によって平滑されて、負荷２０に供給
される。

【０００６】ＩＧＢＴ８が導通状態から非導通状態に変
化したとき、コンデンサ３２、ダイオード３４に電流が
流れて、コンデンサ３２が充電され、ＩＧＢＴ８のコレ
クタ・エミッタ電圧が急激に上昇するのを防止する。Ｉ
ＧＢＴ８が導通時には、コンデンサ３２に充電された電
荷に基づいて、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ導電路
に放電電流が流れるが、この放電電流を抵抗器３６が抑
制している。ＩＧＢＴ１０においても同様に動作する。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】この直流電源装置で
は、ＩＧＢＴ８、１０が導通状態から非導通状態に変化
したとき、コンデンサ３２、３８によってこれらのエミ
ッタ・コレクタ電圧の上昇が抑えられているので、スイ
ッチング損失を低減させることができる。しかし、ＩＧ
ＢＴ８、１０が非導通状態から導通状態に変化すると
き、コンデンサ３２、３８の電荷が抵抗器３６、４２に
おいて熱として消費される。その分、効率が低下すると
共に、抵抗器３６、４２が発熱するため、抵抗器３６、
４２を大型のものとしなければならず、そのため、この
直流電源装置自体も大型になっていた。

【０００８】本発明は、効率を向上させると共に小型化
を図ることができるインバータを提供することを目的と
する。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明によるインバータ
は、直流電源を有している。直流電源の両端間に直列に
第１及び第２コンデンサが接続されている。直流電源の
両端間に直列に第１及び第２の半導体スイッチング素子
が接続されている。第１及び第２の半導体スイッチング
素子は、例えば、導電路と、制御電極とを有し、制御電
極に制御信号が供給されている間、導電路が導通状態と
なるものである。第１及び第２の半導体スイッチング素
子は、交互に導通する。この導通は、一方の半導体スイ
ッチング素子の導通が終了した後、直ちに他方の半導体
スイッチング素子が導通するように構成してもよいし、
一方の半導体スイッチング素子が導通を終了した後、所
定の時間を経過後に、他方の半導体スイッチング素子が
導通するようにしてもよい。第１及び第２のコンデンサ
の相互接続点と、第１及び第２の半導体スイッチング素
子の相互接続点との間に負荷が接続されている。負荷と
しては、種々のものを使用することができるが、例え
ば、２次側に整流手段を備えた変圧器を使用することが
できる。第１の半導体スイッチング素子に並列に第１の
スナバ回路が接続されている。第１のスナバ回路は、第
１のスナバコンデンサと、これに直列に接続された第１
の単方向導通素子とを有している。第１の単方向導通素
子は、第１の半導体スイッチング素子が非導通時に第１
のスナバコンデンサを充電する方向性に接続されてい
る。第２の半導体スイッチング素子に並列に第２のスナ
バ回路が接続されている。第２のスナバ回路は、第２の
スナバコンデンサと、これに直列に接続された第２のス
ナバ単方向導通素子とを含んでいる。第２のスナバ単方
向導通素子は、第２の半導体スイッチング素子が非導通
時に第２のスナバコンデンサを充電する方向性に接続さ
れている。第１及び第２のコンデンサの相互接続点と第
１及び第２のスナバコンデンサとの間に回生経路が設け
られている。回生経路は、第３の半導体スイッチング素
子を有している。第３の半導体スイッチング素子は、第
１のスナバコンデンサ及び第１のスナバ単方向導通素子
の相互接続点と、第１及び第２のコンデンサの相互接続
点との間に接続され、第１の半導体スイッチング素子が
導通しているときに導通する。さらに、回生経路は、第
４の半導体スイッチング素子も有している。第４の半導
体スイッチング素子は、第２のスナバコンデンサ及び第
２のスナバ単方向導通素子の相互接続点と、第１及び第
２のコンデンサの相互接続点との間に接続され、第２の
半導体スイッチング素子が導通しているときに導通す
る。

【００１０】このように構成された直流電源装置では、
第１の半導体スイッチング素子が非導通状態において、
第１のスナバコンデンサが第１のスナバ単方向性導通素
子を介して第１のコンデンサから充電される。これによ
って、半導体スイッチング素子の電圧上昇が緩和され
る。第２の半導体スイッチング素子においても同様であ
る。第１の半導体スイッチング素子が非導通状態から導
通状態に変化したとき、同時に回生経路内の第３の半導
体スイッチング素子が導通し、第１のスナバコンデンサ
からの電荷が第１のコンデンサ側に流れ、回生される。
第２の半導体スイッチング素子が非導通状態から導通状
態に変化する場合も同様である。このように、第１及び
第２のスナバコンデンサからの電荷が第１及び第２のコ
ンデンサ側に回生されるので、このインバータの効率が
向上する。また、発熱する抵抗器が不要であるので、こ
のインバータを小型化することができる。

【００１１】第３及び第４の半導体スイッチング素子そ
れぞれに直列に単方向性導通素子を接続することができ
る。この場合、回生経路には、リアクトルが設けられ
る。このリアクトルは、第３及び第４の半導体スイッチ
ング素子に共通に設けることもできるし、第３及び第４
の半導体スイッチング素子それぞれに個別に設けること
もできる。

【００１２】回生経路には、第１及び第２のスナバコン
デンサとリアクトルとが設けられているので、第１及び
第２のコンデンサに回生される電流は正弦波状となる。
そこで、単方向性導通素子を設けて、正弦波状の電流の
一方の極性成分のみを第１及び第２のコンデンサに回生
させている。

【００１３】第１及び第２の半導体スイッチング素子に
逆並列に第１及び第２の単方向性導通素子を設けること
ができる。このように構成した場合、例えば負荷が変圧
器等の誘導性負荷の場合、スナバ用コンデンサの充電電
圧が増加しすぎると、これら単方向性導通素子が導通し
て、スナバ用コンデンサの電圧上昇を抑える。

【００１４】第１及び第２の半導体スイッチング素子に
並列に第３及び第４の単方向性導通素子を設けることも
できる。このように構成した場合、第１及び第２の半導
体スイッチング素子に印加される電圧を抑圧することが
できる。

【００１５】

【発明の実施の形態】本発明の１実施の形態の直流電源
装置は、図１に示すように、図６の直流電源装置に、新
たに回生経路５０を設けたものである。図６に示した直
流電源装置の構成要素と同一構成要素には、同一符号を
付して、その説明を省略する。

【００１６】回生経路５０は、スナバ回路２６のスナバ
コンデンサ３２とダイオード３４のアノードとの接続点
に、単方向導通素子、例えばダイオード５２のカソード
が接続されている。このダイオード５２のアノードは、
半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ５４の導電
路、例えばコレクタ・エミッタ導電路の一端、例えばエ
ミッタに接続されている。これによって、回生経路５０
の第１の経路が形成されている。

【００１７】同様に、回生経路５０は、スナバ回路２８
のダイオード４０のカソードとコンデンサ３８との相互
接続点に、半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ５
６のコレクタ・エミッタ導電路の一端、例えばコレクタ
が接続されている。このＩＧＢＴ５６のエミッタには、
単方向導通素子、例えばダイオード５８のアノードが接
続されている。これによって回生経路５０の第２の経路
が形成されている。

【００１８】ＩＧＢＴ５４のコレクタと、ダイオード５
８のカソードとは、互いに接続され、この接続点と、コ
ンデンサ４、６の相互接続点との間に、リアクトル６０
が接続されている。即ち、第１及び第２の経路に共通に
リアクトル６０が接続されている。

【００１９】なお、ＩＧＢＴ５４、５６のコレクタ・エ
ミッタ導電路に逆並列に単方向導通素子、例えばダイオ
ード６２、６４が接続されている。これらは、ＩＧＢＴ
５４、５６に逆電圧が印加されるのを防止するためのも
のである。また、変圧器１２の１次巻線１２Ｐの両端間
に、抵抗器６６とコンデンサ６８の直列回路が接続され
ている。この直列回路は、ＩＧＢＴ８、１０の寄生容量
や変圧器１２の漏れインダクタンスによって発生する寄
生振動を抑圧するためのダンピング回路である。

【００２０】このように構成された直流電源装置の動作
を図２を参照しながら説明する。図２（ａ）、（ｂ）に
示すように、ＩＧＢＴ８、１０のゲートには、予め定め
た周期Ｔごとに、Ｔ／２だけずらせて期間Ｔａにわたっ
て、付勢信号が供給される。同図（ａ）、（ｂ）から明
らかなように、ＩＧＢＴ８への付勢信号の供給が終了し
た後、ＩＧＢＴ１０への付勢信号の供給が開始されるま
での間に、ＩＧＢＴ８、１０いずれにも付勢信号が供給
されない休止期間が設けられている。ＩＧＢＴ８への付
勢信号に同期して、同図（ｃ）に示すようにＩＧＢＴ５
４のゲートに期間Ｔｂ（Ｔｂ＜Ｔａ）に亘って付勢信号
が供給される。同様に、同図（ｄ）に示すようにＩＧＢ
Ｔ５６のゲートにも、ＩＧＢＴ１０への付勢信号に同期
して、期間Ｔｂにわたって付勢信号が供給される。ＩＧ
ＢＴ８、１０、５４、５６は、付勢信号が供給されてい
る期間、導通する。

【００２１】時刻ｔｏよりも前には、ＩＧＢＴ８、１
０、５４、５６のゲートには付勢信号が供給されてな
く、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ間には電源２の電
圧Ｅ１が印加され、コンデンサ３２の両端間電圧もＥ１
であるとする。これら電圧Ｅ１が印加されるのは、変圧
器１２の漏れインダクタンスや励磁インダクタンスの影
響による。なお、ＩＧＢＴ８、１０は、１８０度対称に
駆動されるので、コンデンサ４、６の電圧は、それぞれ
Ｅ１／２に保持される。

【００２２】時刻ｔｏにおいて、図２（ａ）、（ｃ）に
示すようにＩＧＢＴ８、５４に付勢信号が供給され、こ
れらが導通する。ＩＧＢＴ８の導通によって、負荷電流
がコンデンサ２の正極側から、ＩＧＢＴ８、変圧器１２
の１次巻線１２Ｐを経て、コンデンサ４の負極側に流れ
る。このときのＩＧＢＴ８を流れる電流を同図（ｇ）に
示す。

【００２３】同時に、ＩＧＢＴ５４が導通するので、電
圧がＥ１であるコンデンサ３２の電荷が、電圧がＥ１／
２であるコンデンサ４、インダクタ６０、ＩＧＢＴ５
４、ダイオード５２を介して放電する。これによって、
コンデンサ３２の蓄積エネルギーは、コンデンサ４に回
収される。従って、抵抗器等によって放電電流が熱とし
て消費されることがなく、この電源装置の効率が向上す
る。さらに、発熱に耐える大型の抵抗器を使用する必要
がないので、この直流電源装置を小型化することができ
る。

【００２４】放電電流は、コンデンサ３２、コンデンサ
４、インダクタ６０を流れるので、放電電流は正弦波状
である。そのうちの正の極性のものがダイオード５２を
設けているので、放電されている。この放電は、ＩＧＢ
Ｔ５４への付勢信号の供給が停止される前に、終了す
る。図２（ｈ）にＩＧＢＴ５４の放電電流を示す。同図
（ｈ）に示すように、放電は、時刻ｔ１に終了し、これ
は、ＩＧＢＴ５４への付勢信号の供給が停止され、ＩＧ
ＢＴ５４が非導通状態になる時刻ｔ２よりも前である。

【００２５】ＩＧＢＴ５４を流れる電流は正弦波状であ
り、ＩＧＢＴ５４は電流が零のときにそれぞれ導通状
態、非導通状態となるので、スイッチング損失は非常に
小さい。

【００２６】時刻ｔ３において、ＩＧＢＴ８が非導通状
態になり、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ電圧は、ス
ナバコンデンサ２６の充電に伴って徐々に上昇する。こ
の状態を同図（ｅ）に示す。このように徐々にＩＧＢＴ
８のコレクタ・エミッタ電圧が上昇するので、ＩＧＢＴ
８のターンオフ損失も非常に小さい。スナバコンデンサ
３２の電圧が上昇を続け、電源電圧Ｅ１よりも大きくな
ろうとすると、ＩＧＢＴ１０のフライホイールダイオー
ド２４が導通して、ＩＧＢＴ８のコレクタ。エミッタ間
をダイオード２４を介して直流電源２の両端間にクラン
プするので、コンデンサ３２の両端間電圧は直流電源２
の電圧Ｅ１よりも大きくなることはない。

【００２７】ＩＧＢＴ１０、５６についても、ＩＧＢＴ
８、５４の場合と、位相が１８０度異なる以外、同様に
動作するので、詳細な説明は省略する。

【００２８】第２の実施の形態の電源装置を図３に示
す。この実施の形態では、ＩＧＢＴ５４、５６に過大な
電圧が印加されるのを防止するために、ＩＧＢＴ５４の
コレクタ側に単方向導通素子、例えばダイオード７０の
アノードを接続し、カソードをコンデンサ４の正極側に
接続し、ダイオード５８のカソードにダイオード７２の
カソードを接続し、そのアノードをコンデンサ６の負極
側に接続してある。他は第１の実施の形態と同様に構成
されているので、詳細な説明は省略する。

【００２９】第３の実施の形態の電源装置を図４に示
す。この実施の形態の電源装置は、回生経路５０の第１
の経路用と第２の経路用とに個別にリアクトル６０ａ、
６０ｂを設けた以外、第２の実施の形態と同様に構成さ
れている。同等部分には同一符号を付して、その説明を
省略する。

【００３０】第４の実施の形態の電源装置を図５に示
す。この実施の形態の電源装置は、ダンピング用の直列
回路を、ＩＧＢＴ８、１０のコレクタ・エミッタ導電路
に並列に個別に設けたものである。即ち、抵抗器６６ａ
とコンデンサ６８ａの直列回路が、ＩＧＢＴ８のコレク
タ・エミッタ導電路に並列に接続され、抵抗器６６ｂと
コンデンサ６８ｂの直列回路が、ＩＧＢＴ１０のコレク
タ・エミッタ導電路に並列に接続されている。他の構成
は、第２の実施の形態と同一であるので、詳細な説明を
省略する。

【００３１】上記の実施の形態では、本発明によるイン
バータが発生する高周波電圧を直流に変換して、直流電
源として使用したが、必ずしもこれに限ったものではな
く、例えばモータ等をこの高周波電圧によって駆動して
もよい。上記の実施の形態では、ＩＧＢＴ８、１０を使
用したが、これに代えてバイポーラトランジスタ、電力
ＦＥＴ等を使用することもできる。同様にＩＧＢＴ５
４、５６に代えて、バイポーラトランジスタ、電力ＦＥ
Ｔ、ＳＣＲ等を使用することもできる。上記の実施の形
態では、ダンピング回路として、抵抗器６６とコンデン
サ６８の直列回路や、抵抗器６６ａ、６６ｂ、コンデン
サ６８ａ、６８ｂの２つの直列回路を使用したが、場合
によってはこれらは省略することもできる。

【００３２】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、高周波
スイッチングされる半導体スイッチング素子が、非導通
となるときに、その電圧上昇を抑えるために設けられた
コンデンサの電荷を、その高周波スイッチング素子が導
通時に電源側に回生する回生経路を設けているので、イ
ンバータの効率を向上させることができる上に、電荷を
消費させるための大型の抵抗器が不要であるので、イン
バータを小型化することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の直流電源装置の回
路図である。

【図２】図１の直流電源装置の各部の波形図である。

【図３】本発明の第２の実施の形態の直流電源装置の回
路図である。

【図４】本発明の第３の実施の形態の直流電源装置の回
路図である。

【図５】本発明の第４の実施の形態の直流電源装置の回
路図である。

【図６】従来の直流電源装置の回路図である。

【符号の説明】

２直流電源４６第１及び第２のコンデンサ８１０ＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）１２変圧器（負荷）３２３８スナバコンデンサ３４４０スナバダイオード（スナバ単方向導通素
子）５４５６ＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）６０リアクトル

フロントページの続き (72)発明者浜田聰大阪府大阪市東淀川区西淡路３丁目１番56 号株式会社三社電機製作所内Ｆターム(参考） 5H007 BB03 BB04 CA01 CA02 CA03 CB02 CB12

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、この直流電源の両端間に直列に接続された第１及び第２
コンデンサと、前記直流電源の両端間に直列に接続された、交互に導通
する第１及び第２の半導体スイッチング素子と、第１及び第２のコンデンサの相互接続点と、第１及び第
２の半導体スイッチング素子の相互接続点との間に接続
された負荷と、第１の半導体スイッチング素子に並列に接続され、第１
のスナバコンデンサと、これに直列にかつ第１の半導体
スイッチング素子が非導通時に第１のスナバコンデンサ
を充電する方向性に接続された第１のスナバ単方向導通
素子とを含む第１のスナバ回路と、第２の半導体スイッチング素子に並列に接続され、第２
のスナバコンデンサと、これに直列にかつ第２の半導体
スイッチング素子が非導通時に第２のスナバコンデンサ
を充電する方向性に接続された第２のスナバ単方向導通
素子とを含む第２のスナバ回路と、第１及び第２のコンデンサの相互接続点と第１及び第２
のスナバコンデンサとの間に設けられた回生経路とを、
具備し、この回生経路は、第１のスナバコンデンサと第
１のスナバ単方向導通素子との相互接続点と、第１及び
第２のコンデンサの相互接続点との間に接続され、第１
の半導体スイッチング素子が導通しているときに導通す
る第３の半導体スイッチング素子と、第２のスナバコンデンサと第２のスナバ単方向導通素子
との相互接続点と、第１及び第２のコンデンサの相互接
続点との間に接続され、第２の半導体スイッチング素子
が導通しているときに導通する第４の半導体スイッチン
グ素子とを、含むインバータ。
【請求項２】請求項１記載のインバータにおいて、第
３及び第４の半導体スイッチング素子それぞれに直列に
単方向性導通素子が接続され、前記回生経路は、リアク
トルを含むインバータ。
【請求項３】請求項２記載のインバータにおいて、前
記リアクトルが、第３及び第４の半導体スイッチング素
子に共通に設けられているインバータ。
【請求項４】請求項２記載のインバータにおいて、前
記リアクトルが、第３及び第４の半導体スイッチング素
子それぞれに設けられているインバータ。
【請求項５】請求項１記載のインバータにおいて、第
１及び第２の半導体スイッチング素子に逆並列に第１及
び第２の単方向性導通素子が設けられているインバー
タ。
【請求項６】請求項１記載のインバータにおいて、第
１及び第２の半導体スイッチング素子に並列に第３及び
第４の単方向性導通素子が設けられているインバータ。