WO2011067838A1 - Ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents

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藤吉敏一
山本創
勝嶋肇
山村聡史
森本健次
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株式会社三社電機製作所
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a PWM inverter device that outputs an AC voltage by switching a plurality of switch elements forming a bridge circuit based on a PWM control signal.
  • a power generation apparatus operated in conjunction with an electric power system supplied from an electric utility is provided with a PWM inverter device in order to synchronize with the frequency of the AC voltage of the system.
  • An apparatus provided with such a PWM inverter apparatus may be referred to as a power conditioner.
  • the power generation device include a fuel cell system and a solar power generation device.
  • the PWM inverter device inputs a PWM reference signal synchronized with the AC voltage of the system to the control terminal of the inverter device in order to convert the DC output of the solar power generation device into an AC voltage tuned to the AC voltage of the interconnected system. Output an alternating voltage. Further, since the inverter device switches at high frequency, a low pass filter of LC is connected to the output side of the inverter device to remove high frequency components due to switching (Patent Document 1).
  • an inverter device may be considered in which snubber capacitors Cs1 to Cs4 for ZVS are connected to the switch elements Q1 to Q4.
  • the switch elements Q1 to Q4 are connected in a full bridge, and snubber capacitors Cs1 to Cs4 and free wheel diodes Df1 to Df4 are connected to both ends of each of the switch elements Q1 to Q4.
  • PWM control signals G1 to G4 are input to control terminals of the switch elements Q1 to Q4 from a control circuit (not shown). Further, an LC filter of the reactor Lp and the capacitor Co and a load Ro are connected to the output side of the inverter device. The load Ro is the input impedance of the power system.
  • FIG. 2 is a timing chart of the PWM inverter device.
  • a cycle T is a cycle in which the PWM control signals G1 and G4 and G2 and G3 input from the control circuit (not shown) to the control terminals of the switch elements Q1 to Q4 are turned on and off.
  • This cycle T is fixed.
  • a period ton is an on period (pulse width) of the signals G1 and G4.
  • the code don is the ratio of the pulse width ton of G1 and G4 to the period T.
  • the pulse width ton of the PWM control signals G1 and G4 changes continuously according to each instantaneous value of the PWM reference signal (sine wave waveform of 60 Hz or 50 Hz).
  • the pulse width ton has a length of 0.5 T at the timing when the PWM reference signal crosses zero, and becomes longer as the PWM reference signal changes to the peak value on the positive electrode side.
  • FIG. 2 is a timing chart when the PWM reference signal reaches the peak value on the positive electrode side, and the pulse width ton is the longest.
  • the charge stored in the snubber capacitors Cs2 and Cs3 connected to the switch elements Q2 and Q3 is discharged to the load Ro with the same slope as the charging of the snubber capacitors Cs1 and Cs4.
  • the switch elements Q2 and Q3 are turned on at t4 when a dead time td, which is a period in which neither the PWM control signals G1 and G4 nor the PWM control signals G2 and G3 is turned on, the free wheel
  • the current iDf continues to flow.
  • the current iDf is a current in the reverse direction in the switch elements Q2 and Q3.
  • no current flows from the power supply in the switch elements Q2 and Q3.
  • An object of the present invention is to provide a PWM inverter device in which an excessive surge current does not flow in a switch element while performing ZVS soft switching.
  • the PWM inverter device of the present invention is A bridge circuit in which a plurality of switch elements are alternately PWM driven; A plurality of snubber circuits connected between both ends of the plurality of switch elements; A plurality of regenerative circuits connected between the plurality of snubber circuits and a power supply; A control circuit for on / off controlling the plurality of switch elements; Each snubber circuit consists of a series circuit of a snubber capacitor and a discharge blocking diode, Each regeneration circuit is constituted by a series circuit of a reactor that regenerates the charge of the capacitor to the power supply by resonating with the snubber capacitor of each snubber circuit, and a switch element for regeneration, The control circuit performs on / off control of each regeneration switch element of the plurality of regeneration circuits in synchronization with control of the plurality of switch elements. It is characterized by
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of an embodiment of the present invention.
  • the stored energy of the reactor Lp causes a freewheeling current to flow through the freewheeling diode Df2 connected in parallel to the switch element Q2 after ZVS soft switching operation.
  • the discharge prevention diode D2 is connected to the snubber capacitor Cs2 connected in parallel to the switch element Q2
  • the charge of the snubber capacitor Cs2 is not discharged.
  • the switch element Q1 is turned on, the charge stored in the snubber capacitor Cs1 connected to the switch element Q1 is not discharged to the switch element Q1 by the discharge preventing function of the discharge preventing diode D1.
  • a large surge voltage is prevented from being applied to the switch element during commutation. Further, since the energy to be the surge voltage is regenerated to the power supply by the regeneration circuit, the efficiency of the inverter device is improved. Also, reduction of switching noise due to ZVS soft switching and reduction of harmonic noise can be achieved due to the reduction of dv / dt.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a conventional PWM inverter device.
  • FIG. 2 is a timing chart of the conventional PWM inverter device.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a PWM inverter device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 shows an output voltage waveform and an output current waveform of the PWM inverter device according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 shows a PWM control signal output from the PWM inverter device according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a timing chart of the PWM inverter device according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a half bridge type PWM inverter device.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a PWM inverter device according to an embodiment of the present invention.
  • the PWM inverter device is provided in a power conditioner for operating the power generation device in conjunction with the power system.
  • a solar power generation device is used as an example of the power generation device.
  • the output voltage of the solar cell is indicated by the symbol V DC .
  • the PWM inverter device includes switch elements Q1 to Q4 and a PWM control circuit CT.
  • switch elements Q1 to Q4 semiconductor switch elements such as IGBTs or MOS-FETs are used.
  • the plurality of switch elements Q1 to Q4 are full bridge connected so that the switch elements Q1 and Q4 and the switch elements Q2 and Q3 are alternately switched.
  • the switch elements Q1 to Q4 are alternately switched based on PWM control signals G1 to G4 of the PWM control circuit CT.
  • the PWM control signal changes its pulse width in accordance with a 50 Hz or 60 Hz sine wave reference signal (PWM reference signal).
  • the PWM control circuit CT further includes a sensor for detecting the voltage phase of the power system (not shown), and based on this sensor output, the PWM is controlled so that the phase of the PWM reference signal is in phase with the voltage phase of the system. Control signals G1 to G4 are output.
  • a load Ro is connected to the output side of the PWM inverter device via a low pass filter of the reactor Lp and the capacitor Co.
  • the load Ro is an input impedance of a commercial power system.
  • a load current Io flows through the power system, and a current IL in which a ripple current (high frequency current) Io (p-p) is superimposed on the load current Io flows through the reactor Lp. That is, the ripple current Io (p-p) is removed by the LC filter composed of the reactor Lp and the capacitor Co.
  • FIG. 4 shows an output voltage waveform and an output current waveform of the PWM inverter device.
  • FIG. 5 shows a PWM control signal.
  • the PWM control signals G1 to G4 output from the PWM control circuit CT are generated based on a 50 Hz PWM reference signal (sine wave) when the system frequency is 50 Hz, and 60 Hz when the system frequency is 60 Hz It is generated based on a reference signal (sine wave). Also, as described above, the PWM reference signal is generated based on the output of a sensor (not shown) that detects the voltage phase of the system so as to be synchronized with the voltage phase of the system.
  • FIG. 5A shows PWM control signals G1 to G4 when the PWM reference signal (voltage phase of the system) is at the zero cross (point C in FIG. 4).
  • PWM control signals G1 to G4 when the PWM reference signal (voltage phase of the system) has a positive peak (point P in FIG. 4).
  • a pause period in which neither is turned on is provided between the PWM control signals G1 and G4 and the PWM control signals G2 and G3.
  • the duty ratio don of the PWM control signal is the ratio of the pulse width ton to the period T.
  • the duty ratio of the PWM control signals G1 and G4 is (1 ⁇ don).
  • the output current Io and the output voltage Vo become sine waves as shown in FIG.
  • the ripple current passes through a low pass filter of the reactor Lp and the capacitor Co, and a load current Io from which the ripple current is removed flows through the load Ro.
  • a pause period td is set between the control signals G1 and G4 and the control signals G2 and G3 so that the switch elements Q1 and Q4 and the switch elements Q2 and Q3 do not turn on simultaneously. There is.
  • snubber circuits are connected to both ends of each of the switch elements Q1 to Q4.
  • the snubber circuit connected to the switch element Q1 is formed of a series circuit of a snubber capacitor Cs1 and a discharge blocking diode D1.
  • the snubber circuit connected to the switch element Q2 is formed of a series circuit of a snubber capacitor Cs2 and a discharge blocking diode D2.
  • the snubber circuit connected to the switch element Q3 is formed of a series circuit of a snubber capacitor Cs3 and a discharge blocking diode D3.
  • the snubber circuit connected to the switch element Q4 is formed of a series circuit of a snubber capacitor Cs4 and a discharge blocking diode D4.
  • a first regeneration circuit and a second regeneration circuit are connected between the snubber and the power supply of each snubber circuit.
  • the first regenerative circuit comprises a series circuit of a reactor Lf1 that regenerates the charge of the capacitor to the power supply by resonating with the capacitors Cs1 and Cs4, a regeneration switch element Q5, and a charge blocking diode D5.
  • the regenerative circuit 2 is formed of a series circuit of a reactor Lf2 that regenerates the charge of the capacitor to the power supply by resonating with the capacitors Cs2 and Cs3, a regeneration switch element Q6, and a charge blocking diode D6.
  • the regeneration switch element Q5 is turned on in synchronization with the switch elements Q1 and Q4, and the regeneration switch element Q6 is turned on in synchronization with the switch elements Q2 and Q3.
  • Regeneration switch element control signals G5 and G6 are input to control terminals of the switch elements Q5 and Q6.
  • a semiconductor switch element such as an IGBT or a MOS-FET is also used for the regeneration switch elements Q5 and Q6.
  • FIG. 6 is a timing chart of point P (peak point on the positive electrode side) of FIG. 4.
  • a cycle T is a cycle of the PWM control signals G1 and G4 and G2 and G3 and is fixed.
  • a period ton is a pulse width (on period) of the signals G1 and G4.
  • the code don is the ratio of the pulse width ton of G1 and G4 to the period T.
  • the pulse width ton of the PWM control signals G1 and G4 changes continuously according to each instantaneous value of the PWM reference signal (sine wave waveform of 60 Hz or 50 Hz), but is longest at the point P. That is, ton has a length of 0.5 T at the timing when the PWM reference signal crosses zero, but becomes longer as the PWM reference signal moves toward the peak value on the positive electrode side, and becomes the longest at point P as shown. .
  • the charge of the snubber capacitors Cs2 and Cs3 has the same slope as the charging of the snubber capacitors Cs1 and Cs4 at timing t2 as shown in FIG. In the opposite direction) is discharged to the load.
  • the output current is a freewheeling diode Df2, Df3 Flow. That is, the free wheel current iDf flows through the free wheel diodes Df2 and Df3.
  • the switch elements Q2 and Q3 are turned on at t4 when a dead time td, which is a period in which neither the PWM control signals G1 and G4 nor the PWM control signals G2 and G3 is turned on, but free because the stored energy of the reactor Lp is large.
  • a free wheel current iDf continues to flow through the wheel diodes Df2 and Df3.
  • the current iDf is a current in the reverse direction in the switch elements Q2 and Q3.
  • no current flows from the power supply in the switch elements Q2 and Q3.
  • the switch elements Q2 and Q3 are turned off at t5
  • the current iDf continues to flow, and neither charging of the snubber capacitors Cs2 or Cs3 nor discharging of the snubber capacitors Cs1 or Cs4 occurs. Accordingly, the voltage of the snubber capacitor Cs2, Cs3 maintains V DC, the voltage of the snubber capacitor Cs1, Cs4 also maintain V DC.
  • the charge stored in the snubber capacitor Cs1 connected to the switch element Q1 is not discharged to the switch element Q1 by the discharge prevention function of the discharge prevention diode D1. Further, since the electric charge of the snubber capacitor Cs2 remains V DC, even if the switch element Q1 is turned on, does not flow the charging current from the power source to the snubber capacitor Cs2 through the switching element Q1. The same applies to the snubber capacitors Cs4 and Cs3. That is, the charge stored in the snubber capacitor Cs4 is not discharged to the switch element Q4 by the discharge prevention function of the discharge prevention diode D4. Further, since the electric charge of the snubber capacitor Cs3 remains V DC, even if the switch element Q3 is turned on, does not flow the charging current from the power source to the snubber capacitor Cs3 through the switching element Q3.
  • the on period ta of the switch element Q5 is set to be longer than the period until the regenerative current becomes zero. Thereby, the regeneration operation is reliably performed.
  • the switch element Q6 is turned on at t0 of the above operation. Then, the same regeneration operation as described above is performed in the second regeneration circuit also in the period on the negative electrode side.
  • the discharge prevention diodes D1 to D4 prevent discharge of the charge of the snubber capacitors Cs1 to Cs4 and, at the positive period t0, the switch element Q5 is turned on to perform the regeneration operation by the first regeneration circuit.
  • the switch element Q6 By turning on the switch element Q6 and performing the regenerating operation by the second regenerating circuit at t0 of the negative electrode side period, it is possible to prevent the occurrence of the surge voltage as shown in FIG.
  • the efficiency is also improved.
  • the above embodiment is a full bridge type PWM inverter device, but the same operation can be obtained with a half bridge type PWM inverter device as shown in FIG.
  • the first regenerative circuit is composed of a resonant reactor Lf1 and a charge blocking diode da
  • the second regenerative circuit is composed of a resonant reactor Lf2 and a charge blocking diode db.

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Abstract

　ＰＷＭインバータ装置は、スイッチ素子（Ｑ１～Ｑ４）が交互にＰＷＭ駆動されるブリッジ回路と、各スイッチ素子（Ｑ１～Ｑ４）の両端間に接続され、スナバコンデンサ（Ｃｓ１～Ｃｓ４）と放電阻止ダイオード（Ｄ１～Ｄ４）との直列回路から構成される複数のスナバ回路と、前記複数のスナバ回路と電源間に接続され、各スナバ回路のスナバコンデンサ（Ｃｓ１，Ｃｓ４）と共振することにより該コンデンサの充電電荷を電源に回生するリアクトル（Ｌｆ１）と回生用スイッチ素子Ｑ５との直列回路から構成される第１の回生回路と、各スナバ回路のスナバコンデンサ（Ｃｓ２，Ｃｓ３）と共振することにより該コンデンサの充電電荷を電源に回生するリアクトル（Ｌｆ２）と回生用スイッチ素子Ｑ６との直列回路から構成される第２の回生回路と、スイッチ素子（Ｑ１～Ｑ４）をオンオフ制御する制御回路（ＣＴ）と、を備える。

Description

ＰＷＭインバータ装置
　この発明は、ブリッジ回路を構成する複数のスイッチ素子を、ＰＷＭ制御信号に基づいてスイッチングすることにより交流電圧を出力するＰＷＭインバータ装置に関する。
　電気事業者から供給される電力系統と連系して運転する発電装置には、系統の交流電圧の周波数と同調させるためにＰＷＭインバータ装置が設けられている。このようなＰＷＭインバータ装置を備える装置は、パワーコンデイショナーと称されることがある。発電装置の一例としては燃料電池システムや太陽光発電装置がある。太陽光発電装置を電力系統と連系して運転するときは、太陽光発電装置の出力をＰＷＭインバータ装置で交流に変換し、パワーコンデイショナーを介して電力系統に供給する。ＰＷＭインバータ装置は、太陽光発電装置の直流出力を、連系する系統の交流電圧に同調した交流に変換するために、系統の交流電圧に同期したＰＷＭ基準信号をインバータ装置の制御端子に入力して交流電圧を出力する。また、インバータ装置は高周波でスイッチングするために、このインバータ装置の出力側にＬＣのローパスフィルタを接続してスイッチングによる高周波成分を取り除く（特許文献１）。
特開２００３－３２８９７号公報
　しかし、上記の先行技術に示されるＰＷＭインバータ装置は、スイッチ素子にスナバコンデンサが接続されていないためゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳソフトスイッチング動作）ができない。そこで、図１のように、スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４にＺＶＳ用のスナバコンデンサＣｓ１～Ｃｓ４を接続するインバータ装置が考えられる。図１において、スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４はフルブリッジ接続されており、各スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４の両端には、スナバコンデンサＣｓ１～Ｃｓ４とフリーホイールダイオードＤｆ１～Ｄｆ４が接続されている。各スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４の制御端子には、図示していない制御回路からＰＷＭ制御信号Ｇ１～Ｇ４が入力される。また、インバータ装置の出力側には、リアクトルＬｐ及びコンデンサＣｏのＬＣフィルタと負荷Ｒｏとが接続される。負荷Ｒｏは、電力系統の入力インピーダンスである。
　次に、このＰＷＭインバータ装置の動作について説明する。
　図２は、上記ＰＷＭインバータ装置のタイミングチャートである。
　図２において、周期Ｔは、図示していない制御回路からスイッチ素子Ｑ１～Ｑ４の制御端子に入力されるＰＷＭ制御信号Ｇ１、Ｇ４、及びＧ２、Ｇ３がオンオフする周期である。この周期Ｔは固定である。期間ｔｏｎは、信号Ｇ１、Ｇ４のオン期間（パルス幅）である。符号ｄｏｎは周期Ｔに対するＧ１、Ｇ４のパルス幅ｔｏｎの比である。ＰＷＭ制御信号Ｇ１、Ｇ４のパルス幅ｔｏｎは、ＰＷＭ基準信号（６０Hz又は５０Hzの正弦波波形）の各瞬時値に応じて連続的に変化する。パルス幅ｔｏｎは、ＰＷＭ基準信号がゼロクロスするタイミングで０．５Ｔの長さであり、ＰＷＭ基準信号が正極側のピーク値に変化するに応じて長くなる。図２は、ＰＷＭ基準信号が正極側のピーク値に達したときのタイミングチャートで、パルス幅ｔｏｎが最長である。
　タイミングｔ１で、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がオフすると、リアクトルＬｐに蓄積されたエネルギーにより出力電流が流れ続けるため、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の充電電圧は電源電圧ＶＤＣまで一定の傾きで上昇する。このとき、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４に並列接続されるスイッチＱ１、Ｑ４の両端電圧ＶＣＥも電源電圧ＶＤＣまで一定の傾きで上昇するから、ＺＶＳソフトスイッチング動作が行われる。また、同時に、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３に接続されているスナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の充電電荷はスナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の充電と同じ傾きで負荷Ｒｏに放電される。
　次に、リアクトルＬｐの蓄積エネルギーにより出力電流が流れ続けている状態で、ｔ３において、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の充電電圧が電源電圧ＶＤＣに達し、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の充電電荷がゼロになると、上記蓄積エネルギーがまだ残っているために上記出力電流はフリーホイールダイオードＤｆ２、Ｄｆ３を流れる。すなわち、フリーホイールダイオードＤｆ２、Ｄｆ３にはフリーホイール電流ｉＤｆが流れる。ＰＷＭ制御信号Ｇ１、G4とＰＷＭ制御信号Ｇ２、G３のどちらもオンしない期間であるデッドタイムｔｄが経過したｔ４において、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がオンするが、フリーホイールダイオードＤｆ２、Ｄｆ３にはフリーホイール電流ｉＤｆが流れ続けている。この電流ｉＤｆは、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３において逆方向の電流であり、当然、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３には電源から電流が流れることはない。ｔ５でスイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がオフしても電流ｉＤｆは流れ続けており、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３への充電も、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の放電も生じない。したがって、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の電圧はゼロ、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の電圧はＶＤＣを維持する。
　次にｔ０でスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がオンすると、フリーホイール電流ｉＤｆはゼロとなり、電源からスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４を介して負荷Ｒｏに電流が流れはじめる。
しかしながら、この転流時において、ＶＤＣに充電されていたスナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の充電電荷は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ４のオンで短絡状態となって放電する。それにより、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ４に対してスナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４からサージ電流Ｘが流れる。また、充電電荷がゼロのスナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３に対して、電源から、減流要素（リアクトルなど）がない状態で充電される。それにより、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ４に対して電源からサージ電流Ｙが流れる。この２つのサージ電流Ｘ、Ｙが原因となって、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ４に対して過大なサージ電流Ｚが流れ、非常に大きなロスとなって素子破壊に至る。
　この発明の目的は、ＺＶＳソフトスイッチングを行いながら、スイッチ素子に過大なサージ電流が流れないＰＷＭインバータ装置を提供することにある。
　この発明のＰＷＭインバータ装置は、
複数のスイッチ素子が交互にＰＷＭ駆動されるブリッジ回路と、
前記複数のスイッチ素子の両端間に接続される複数のスナバ回路と、
前記複数のスナバ回路と電源間に接続される複数の回生回路と、
前記複数のスイッチ素子をオンオフ制御する制御回路と、を備え、
各スナバ回路は、スナバコンデンサと放電阻止ダイオードとの直列回路から構成され、
各回生回路は、各スナバ回路のスナバコンデンサと共振することにより該コンデンサの充電電荷を電源に回生するリアクトルと回生用スイッチ素子との直列回路から構成され、
前記制御回路は、前記複数の回生回路の各回生用スイッチ素子を、前記複数のスイッチ素子の制御に同期してオンオフ制御する、
ことを特徴とする。
理解を容易にするため、本発明の実施形態の回路図を示す図３を参照して動作例を説明する。
今、出力電圧が正の極性（正極側）にあるとき、すなわち、スイッチ素子Ｑ１がオフしてからオンし、次にオフするまでの任意のサイクル（第１のサイクル）を考える。
第１のサイクルが開始すると、リアクトルＬｐの蓄積エネルギーにより、ＺＶＳソフトスイッチング動作をした後にスイッチ素子Ｑ２に並列接続されているフリーホイールダイオードＤｆ２にフリーホイール電流が流れる。このとき、スイッチ素子Ｑ２に並列接続されているスナバコンデンサＣｓ２には放電阻止用ダイオードＤ２が接続されているため、スナバコンデンサＣｓ２の充電電荷は放電されない。その後、スイッチ素子Ｑ１がオンすると、このスイッチ素子Ｑ１に接続されているスナバコンデンサＣｓ１の充電電荷は放電阻止用ダイオードＤ１の放電阻止作用により該スイッチ素子Ｑ１に放電されることはない。また、スイッチ素子Ｑ１がオンしたときにはスナバコンデンサＣｓ２の充電電荷はそのままであるため、スイッチ素子Ｑ１がオンしても、該スイッチ素子Ｑ１を介してスナバコンデンサＣｓ２に対して電源から充電電流が流れることはない。このように、スイッチ素子Ｑ１がオンした瞬間に、該スイッチ素子Ｑ１にスナバコンデンサＣｓ１からの短絡的な放電電流が流れないため、また、該スイッチ素子Ｑ１を介してスナバコンデンサＣｓ２に電源から短絡的な充電電流が流れないため、図２のようなサージＸ，Ｙ，Ｚが発生することはなくなる。
一方、スイッチ素子Ｑ１がオンしたときに、スナバコンデンサＣｓ１に充電されている充電電荷は、リアクトルＬｆ１を含む第１の回生回路により電源に回生される。このため、次のサイクル（第２のサイクル）の始まりでスイッチ素子Ｑ１が再びオフするときには、リアクトルＬｐの蓄積エネルギーによりスナバコンデンサＣｓ１に充電が行われ、これにより、この第２のサイクルにおいてもスイッチ素子Ｑ１のＺＶＳソフトスイッチング動作が保証される。以下、サイクル毎にこの動作が繰り返される。
以上の動作は、スイッチ素子Ｑ４においても同じタイミングで同じように行われる。
また、スイッチ素子Ｑ２がオフして、次にオフするまでの負極側の任意のサイクル（第１のサイクル）においても、上記と同様な動作が行われる。このときの回生動作は、リアクトルＬｆ２を含む第２の回生回路において行われる。
　この発明によれば、転流時に大きなサージ電圧がスイッチ素子に加わることが防止される。また、回生回路により、サージ電圧となるエネルギーが電源に回生されるためインバータ装置の効率が改善される。また、ＺＶＳソフトスイッチングによるスイッチング損失の低減と、ｄｖ／ｄｔの減少により高調波ノイズの低減が達成できる。
図１は、従来のＰＷＭインバータ装置の回路図である。 図２は、従来のＰＷＭインバータ装置のタイミングチャートである。 図３は、この発明の実施形態のＰＷＭインバータ装置の回路図である。 図４は、この発明の実施形態のＰＷＭインバータ装置の出力電圧波形と出力電流波形を示す。 図５は、この発明の実施形態のＰＷＭインバータ装置から出力されるＰＷＭ制御信号を示す。 図６は、この発明の実施形態のＰＷＭインバータ装置のタイミングチャートである。 図７は、ハーフブリッジタイプのＰＷＭインバータ装置の回路図である。
　図３は、この発明の実施形態のＰＷＭインバータ装置の回路図である。
　このＰＷＭインバータ装置は、発電装置を電力系統と連系して運転するためのパワーコンデイショナーに設けられる。本実施形態では、発電装置の一例として太陽光発電装置が使用される。図３では、太陽電池の出力電圧を符号ＶＤＣで示している。
このＰＷＭインバータ装置は、スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４と、ＰＷＭ制御回路ＣＴとを備えている。スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４には、半導体スイッチ素子、例えばＩＧＢＴやＭＯＳ－ＦＥＴ等が使用される。複数のスイッチ素子Q１～Q４は、スイッチ素子Q１、Q４と、スイッチ素子Q２、Q３とが交互にスイッチングされるようにフルブリッジ接続されている。スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４は、ＰＷＭ制御回路ＣＴのＰＷＭ制御信号Ｇ１～Ｇ４に基づいて交互にスイッチングされる。ＰＷＭ制御信号は、本実施形態では、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの正弦波の基準信号（ＰＷＭ基準信号）に応じてパルス幅が変化する。出力周波数が５０Ｈｚであるなら、ＰＷＭ基準信号も５０Ｈｚに設定され、出力周波数が６０Ｈｚであるなら、ＰＷＭ基準信号も６０Ｈｚに設定される。もちろん、ＰＷＭ基準信号はそれ以外の周波数に設定することも可能である。ＰＷＭ制御回路ＣＴは、さらに、図示していない電力系統の電圧位相を検出するセンサを備えており、このセンサ出力に基づいて、ＰＷＭ基準信号の位相が系統の電圧位相と同相となるようにＰＷＭ制御信号Ｇ１～Ｇ４を出力する。
ＰＷＭインバータ装置の出力側には、リアクトルＬｐとコンデンサＣｏのローパスフィルタを介して負荷Ｒｏが接続されている。負荷Ｒｏは商用の電力系統の入力インピーダンスである。電力系統には負荷電流Ｉｏが流れ、負荷電流Ｉｏにリップル電流（高周波電流）Ｉｏ（ｐ－ｐ）が重畳した電流ＩＬがリアクトルＬｐを流れる。すなわち、リアクトルＬｐとコンデンサＣｏからなるＬＣフィルタにより、リップル電流Ｉｏ（ｐ－ｐ）が除去される。
　図４は、ＰＷＭインバータ装置の出力電圧波形と出力電流波形を示している。図５は、ＰＷＭ制御信号を示している。
　PWM制御回路CTから出力されるPWM制御信号Ｇ１～Ｇ４は、系統の周波数が５０Ｈｚの場合は５０ＨｚのＰＷＭ基準信号（正弦波）に基づいて生成され、系統の周波数が６０Ｈｚの場合は６０ＨｚのＰＷＭ基準信号（正弦波）に基づいて生成される。また、上述したように、ＰＷＭ基準信号は、系統の電圧位相と同期するよう、系統の電圧位相を検出するセンサ（図示していない）の出力に基づいて生成される。図５（Ａ）は、ＰＷＭ基準信号（系統の電圧位相）がゼロクロスのときの（図４のＣ点）、PWM制御信号Ｇ１～Ｇ４を示す。図５（Ｂ）は、ＰＷＭ基準信号（系統の電圧位相）が正のピークのときの（図４のＰ点）、PWM制御信号Ｇ１～Ｇ４を示す。なお、実際には、PWM制御信号Ｇ１、G4と、PWM制御信号Ｇ2、Ｇ３との間に、どちらもオンしない休止期間が設けられている。
PWM制御信号Ｇ１、Ｇ４は、基準信号がゼロクロスのときからピークになるに従って、ｔｏｎ＝０．５Ｔからｔｏｎ＝ｄｏｎ・Ｔまで連続的に変化する。PWM制御信号Ｇ１、Ｇ４のパルス幅ｔｏｎは、ＰＷＭ基準信号がゼロクロスのときにｔｏｎ＝０．５Ｔである。ＰＷＭ制御信号の時比率ｄｏｎは、周期Tに対するパルス幅ｔｏｎの比である。PWM制御信号Ｇ１、Ｇ４の時比率をｄｏｎとすると、PWM制御信号Ｇ２、Ｇ３の時比率は（１－ｄｏｎ）である。負荷電圧Ｖｏは、時比率ｄｏｎにおいてのＰＷＭ出力電圧である電圧と時間との積と、時比率（１－ｄｏｎ）においてのＰＷＭ出力電圧である電圧と時間との積との差分である。したがって、負荷電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝ＶＤＣ・ｄｏｎ－ＶＤＣ（１－ｄｏｎ）
＝ＶＤＣ（２・ｄｏｎ－１）・・・・・・・・・・・・・・（式１）
で表され、時比率（ｄｏｎ）を変化させながら（式１）代入することにより、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏは、図４のように正弦波となる。同図において、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏは、
ｄｏｎ＝０．５・・・ゼロクロス点（図４のＣ点）
ｄｏｎ＞０．５・・・正極側
ｄｏｎ＜０．５・・・負極側
となる。
リップル電流は、リアクトルＬｐとコンデンサＣｏのローパスフィルタを通過し、負荷Ｒｏにはリップル電流が除去された負荷電流Ｉｏが流れる。
後述のように、スイッチ素子Q１、Q４と、スイッチ素子Q２、Q３とは、それらが同時にオンしないように、制御信号G１、G４と制御信号G２、G３とのには休止期間ｔｄが設定されている。
図３において、各スイッチ素子Q１～Q４の両端には、スナバ回路が接続されている。スイッチ素子Q１に接続されているスナバ回路は、スナバコンデンサＣｓ１と放電阻止ダイオードＤ１との直列回路から構成される。スイッチ素子Q２に接続されているスナバ回路は、スナバコンデンサＣｓ２と放電阻止ダイオードＤ２との直列回路から構成される。スイッチ素子Q３に接続されているスナバ回路は、スナバコンデンサＣｓ３と放電阻止ダイオードＤ３との直列回路から構成される。スイッチ素子Q４に接続されているスナバ回路は、スナバコンデンサＣｓ４と放電阻止ダイオードＤ４との直列回路から構成される。
各スナバ回路のスナコンデンサと電源間には、第１の回生回路と第２の回生回路が接続されている。第1の回生回路は、コンデンサＣｓ１、Ｃｓ４と共振することにより該コンデンサの充電電荷を電源に回生するリアクトルＬｆ１と、回生用スイッチ素子Ｑ５と、充電阻止ダイオードＤ５との直列回路から構成され、第２の回生回路は、コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３と共振することにより該コンデンサの充電電荷を電源に回生するリアクトルＬｆ２と、回生用スイッチ素子Ｑ６と、充電阻止ダイオードＤ６との直列回路から構成されている。
後述のように、制御回路ＣＴは、回生用スイッチ素子Ｑ５がスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４と同期してオンし、回生用スイッチ素子Ｑ６がスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３と同期してオンするように、回生用スイッチ素子Ｑ５、Ｑ６の制御端子に回生用スイッチ素子制御信号Ｇ５、Ｇ６を入力する。なお、回生用スイッチ素子Ｑ５、Ｑ６にも、半導体スイッチ素子、例えばＩＧＢＴやＭＯＳ－ＦＥＴ等が使用される。
　次に、図6を参照して動作を説明する。
　図６は、図4のＰ点（正極側のピーク点）のタイミングチャートである。
　図6において、周期Ｔは、ＰＷＭ制御信号Ｇ１、Ｇ４、及びＧ２、Ｇ３の周期であり、固定である。期間ｔｏｎは、信号Ｇ１、Ｇ４のパルス幅（オン期間）である。符号ｄｏｎは周期Ｔに対するＧ１、Ｇ４のパルス幅ｔｏｎの比である。ＰＷＭ制御信号Ｇ１、Ｇ４のパルス幅ｔｏｎは、ＰＷＭ基準信号（６０Hz又は５０Hzの正弦波波形）の各瞬時値に応じて連続的に変化するが、Ｐ点においては最長である。すなわち、ｔｏｎは、ＰＷＭ基準信号がゼロクロスするタイミングで０．５Ｔの長さであるが、ＰＷＭ基準信号が正極側のピーク値に向かうにしたがって長くなり、図示のように、Ｐ点で最長となる。
　タイミングｔ１で、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がオフすると、リアクトルＬｐに蓄積されたエネルギーにより出力電流が流れ続けるため、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の充電電圧は電源電圧ＶＤＣまで傾きを持って上昇する。このとき、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４に並列接続されるスイッチＱ１、Ｑ４の両端電圧ＶＣＥも電源電圧ＶＤＣまで傾きを持って上昇するから、ＺＶＳソフトスイッチング動作が行われる。スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３に接続されているスナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の充電電荷は、放電阻止ダイオードＤ２、Ｄ３の存在により放電しないため、ＶＤＣを維持する。
　なお、本実施形態と対比されるべき図１の従来のＰＷＭインバータ装置では、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の充電電荷は、図２のように、タイミングｔ２でスナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の充電と同じ傾き（反対の方向の傾き）で負荷に放電される。
　次に、リアクトルＬｐの蓄積エネルギーにより出力電流が流れ続けている状態で、ｔ３において、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の充電電圧が電源電圧ＶＤＣに達すると、上記出力電流はフリーホイールダイオードＤｆ２、Ｄｆ３を流れる。すなわち、フリーホイールダイオードＤｆ２、Ｄｆ３にはフリーホイール電流ｉＤｆが流れる。ＰＷＭ制御信号Ｇ１、G4とＰＷＭ制御信号Ｇ２、G３のどちらもオンしない期間であるデッドタイムｔｄが経過したｔ４において、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がオンするが、リアクトルＬｐの蓄積エネルギーが大きいためにフリーホイールダイオードＤｆ２、Ｄｆ３にはフリーホイール電流ｉＤｆが流れ続けている。この電流ｉＤｆは、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３において逆方向の電流であり、当然、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３には電源から電流が流れることはない。ｔ５でスイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がオフしても電流ｉＤｆは流れ続けており、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３への充電も、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の放電も生じない。したがって、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の電圧はＶＤＣを維持し、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の電圧もＶＤＣを維持する。
　次にｔ０でスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がオンする。
ｔ０では、スイッチ素子Ｑ１に接続されているスナバコンデンサＣｓ１の充電電荷は放電阻止用ダイオードＤ１の放電阻止作用により該スイッチ素子Ｑ１に放電されることはない。また、スナバコンデンサＣｓ２の充電電荷はＶＤＣのままであるため、スイッチ素子Ｑ１がオンしても、該スイッチ素子Ｑ１を介してスナバコンデンサＣｓ２に対して電源から充電電流が流れることはない。スナバコンデンサＣｓ４、Ｃｓ３においても同様である。すなわち、スナバコンデンサＣｓ４の充電電荷は、放電阻止用ダイオードＤ４の放電阻止作用によりスイッチ素子Ｑ４に放電されることはない。また、スナバコンデンサＣｓ３の充電電荷はＶＤＣのままであるため、スイッチ素子Ｑ３がオンしても、該スイッチ素子Ｑ３を介してスナバコンデンサＣｓ３に対して電源から充電電流が流れることはない。
このように、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がオンした瞬間に、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４からの短絡的な放電が行われず、また、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３に対して電源から短絡的な充電電流が流れない。このため、ｔ０でサージが発生することはなくなる。
一方、ｔ０では、スイッチ素子Ｑ５がオンする。
すると、ＶＤＣに充電されていたスナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の充電電荷は、第１の回生回路によって電源に回生される。すなわち、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の充電電荷は、それぞれＶＤＣであるから、この２つのコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４のトータルの電荷は２ＶＤＣとなる。このため、これらのコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４がリアクトルＬｆ１と共振することにより各コンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の充電電荷はすべてが電源に回生され、該コンデンサの電圧はＶＤＣからゼロに遷移する。このとき、回生動作は、ＬＣの共振動作により行われるため、回生電流は図６に示すような正弦波の半波波形となり、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の充電電荷は回生電流の変化に応じたものとなり回生電流がゼロになったときでその全電荷が電源に回生される。
スイッチ素子Ｑ５のオン期間ｔａは、回生電流がゼロになるまでの期間よりも長い期間に設定される。これにより、回生動作が確実に行われる。
制御信号Ｇ２、Ｇ３のパルス幅が制御信号Ｇ１、Ｇ４のパルス幅よりも長くなる期間（出力電圧の極性が負極側にある期間）では、上記の動作のｔ０において、スイッチ素子Ｑ６をオンする。すると、負極側の期間においても、第２の回生回路において上記と同様な回生動作が行われる。
　このように、スナバコンデンサＣｓ１～Ｃｓ４の充電電荷の放電を放電阻止ダイオードＤ１～Ｄ４により阻止するとともに、正極側期間のｔ０において、スイッチ素子Ｑ５をオンして第１の回生回路による回生動作を行い、負極側期間のｔ０において、スイッチ素子Ｑ６をオンして第２の回生回路による回生動作を行うことにより、図２に示すようなサージ電圧が発生するのを防止することができる。また、サージエネルギーに相当する電荷は電源に回生するため、効率も良くなる。
　上記の実施形態は、フルブリッジタイプのＰＷＭインバータ装置であるが、図７のようなハーフブリッジタイプのＰＷＭインバータ装置でも同じ動作を得ることができる。図７において、第１の回生回路は、共振用のリアクトルＬｆ１と充電阻止ダイオードｄａで構成され、第２の回生回路は、共振用のリアクトルＬｆ２と充電阻止ダイオードｄｂで構成される。
Ｑ１～Ｑ４－スイッチ素子
Ｇ１～Ｇ４－ＰＷＭ制御信号
Ｃｓ１～Ｃｓ４－スナバコンデンサ
Ｄ１～Ｄ４－放電阻止ダイオード
Ｑ５－第１の回生回路に設けられる回生用スイッチ素子
Ｑ６－第２の回生回路に設けられる回生用スイッチ素子
Ｌｆ１－第１の回生回路に設けられる共振用リアクトル
Ｌｆ２－第２の回生回路に設けられる共振用リアクトル

Claims (3)

  1. 複数のスイッチ素子が交互にＰＷＭ駆動されるブリッジ回路と、
    前記複数のスイッチ素子の両端間に接続される複数のスナバ回路と、
    前記複数のスナバ回路と電源間に接続される複数の回生回路と、
    前記複数のスイッチ素子をオンオフ制御する制御回路と、を備え、
    各スナバ回路は、スナバコンデンサと放電阻止ダイオードとの直列回路から構成され、
    各回生回路は、各スナバ回路のスナバコンデンサと共振することにより該コンデンサの充電電荷を電源に回生するリアクトルと回生用スイッチ素子との直列回路から構成され、
    前記制御回路は、前記複数の回生回路の各回生用スイッチ素子を、前記複数のスイッチ素子の制御に同期してオンオフ制御する、
    ＰＷＭインバータ装置。
  2. 前記制御回路は、いずれかのスイッチ素子がオンすると、そのスイッチ素子に接続されているスナバコンデンサの充電電荷を電源に回生するための回生用スイッチ素子をオンする、請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
  3. 前記制御回路は、正弦波の基準信号に基づいてパルス幅が変化するＰＷＭ制御信号を前記複数のスイッチ素子に供給する、請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
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