JPH1198861A - インバータ、インバータを使用した直流電源装置 - Google Patents

インバータ、インバータを使用した直流電源装置

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JPH1198861A
JPH1198861A JP9272156A JP27215697A JPH1198861A JP H1198861 A JPH1198861 A JP H1198861A JP 9272156 A JP9272156 A JP 9272156A JP 27215697 A JP27215697 A JP 27215697A JP H1198861 A JPH1198861 A JP H1198861A
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inverter
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晴雄 森口
Toru Arai
亨 荒井
Toshiichi Fujiyoshi
敏一 藤吉
Masayuki Ono
昌之 小野
Satoshi Hamada
聡 浜田
Hideo Ishii
秀雄 石井
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング損失を低下させる。 【解決手段】 直流電源に接続される２つの入力端子10
P 、10N 間に直列に接続された２つの電流通過素子20、
22を第 1の直列回路が有し、入力端子16IP、16IN間に直
列に接続された２つのコンデンサ36、38を第 2の直列回
路が有し、電流通過素子20、22の接続点と、コンデンサ
36、38の接続点との間に変圧器40の1 次巻線が接続され
ている。第１の直列回路の両電流通過素子20、22は、IG
BT24、30、ダイオード26、32、コンデンサ28、34を有し
ている。IGBT24、30は、コレクタ、エミッタとゲートと
を有し、コレクタ、エミッタ間に所定の極性の電圧が供
給されている状態においてゲートに制御信号が供給され
たとき、導通する。ダイオード26、32は、逆並列にIGBT
24、30に接続されている。コンデンサ28、34は、ダイオ
ード26、32と並列に接続されている。IGBT24、30に、一
定の休止期間を挟んで交互に前記制御信号をインバータ
制御部64が供給する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、直流電圧を高周
波電圧に変換するインバータ、及びこのようなインバー
タを使用した直流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】インバータを使用した直流電源装置に
は、例えばアーク溶接機、アーク切断機等の電源装置が
ある。これらの機器は、例えば１００Ｖと２００Ｖ、ま
たは２００Ｖと４００Ｖのように、一方の電圧が他方の
電圧の１／２である２つの商用交流電源のいずれでも、
駆動可能に設計されたものがある。その一例が、例えば
特開平５−１１１７６６号公報に示されている。
【０００３】この公報に開示されている機器は、商用交
流電源を整流、平滑する直流化部と、２つの高周波イン
バータとを備えている。商用交流電源の電圧が、例えば
１００Ｖと２００Ｖのうちいずれであるかを検出し、１
００Ｖの場合、２つの高周波インバータを並列に接続
し、この並列回路に直流化部の直流電圧を供給する。２
００Ｖの場合、２つの高周波インバータを直列に接続
し、この直列回路に直流化部の直流電圧を供給する。２
つの高周波インバータからの高周波電圧は、変圧器によ
って変圧され、変圧された電圧は、直流化部によって整
流、平滑され、負荷に供給される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】この装置では、２つの
高周波インバータを使用している。高周波インバータで
は、例えばＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ
のような半導体スイッチング素子を使用して、高周波ス
イッチングを行っている。このような半導体スイッチン
グ素子では、スイッチング周波数が最高で約１５ＫＨｚ
である。このスイッチング周波数を更に高くして、この
装置を更に小型化しようとすると、スイッチング時にス
イッチング素子において発生する損失が大きくなり、使
用できなくなるという問題点があった。
【０００５】本発明は、スイッチング周波数を高くして
も、スイッチング損失が大きくならないインバータを提
供することを目的とする。本発明は、このようなインバ
ータを使用して、更に小型化を図った直流電源装置を提
供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明のイ
ンバータは、直流電源に接続される２つの入力端子と、
これら入力端子間に直列に接続された２つの電流通過素
子を有する第１の直列回路と、前記入力端子間に直列に
接続された２つの電流通過素子を有する第２の直列回路
と、第１の直列回路の２つの電流通過素子の接続点と、
第２の直列回路の２つの電流通過素子の接続点とに、設
けられ、誘導性負荷が接続される２つの出力端子とを、
有している。即ち、各電流通過素子を各辺に持つブリッ
ジ回路であり、その１対の頂点が入力端子とされ、他の
１対の頂点が出力端子とされている。第１の直列回路の
前記両電流通過素子は、半導体スイッチング素子と、ダ
イオードと、コンデンサとをそれぞれ有している。半導
体スイッチング素子は、電流導電路と、制御電極とを有
し、前記電流導電路間に所定の極性の電圧が供給されて
いる状態において前記制御電極に制御信号が供給された
とき、前記電流導電路に所定方向の電流が流れる。ダイ
オードは、前記所定の方向と反対方向に電流を流すよう
に前記半導体スイッチング素子の前記電流導電路間に接
続されている。コンデンサは、このダイオードと並列に
接続されている。さらに、前記両半導体スイッチング素
子に、一定の休止期間を挟んで交互に前記制御信号を供
給する制御部が設けられている。
【０００７】例えば第１の直流回路の一方の電流通過素
子の半導体スイッチング素子が制御信号の供給によって
導通しているとき、この半導体スイッチング素子、出力
端子に接続された負荷、導通している半導体スイッチン
グ素子の対辺の位置にある第２の直列回路の電流通過素
子に電流が流れる。このとき、第１の直列回路の他方の
電流通過素子のコンデンサが充電されている。ここで、
制御信号が消失して、休止期間に入ると、導通していた
半導体スイッチング素子が非導通となり、この半導体ス
イッチング素子には電流が流れなくなり、代わりにこの
半導体スイッチング素子と並列に接続されているコンデ
ンサの充電が開始される。即ち、この半導体スイッチン
グ素子に電流が流れなくなった後に、スイッチング素子
の電流導電経路の両端の電圧が上昇する。また、第１の
直列回路の他方の電流通過素子の充電されていたコンデ
ンサから放電が開始される。これら充放電が終了する
と、誘導負荷に蓄積されていたエネルギーが放出され
る。この放出が終了した時点では、既に次の制御信号が
他方の電流通過素子の半導体スイッチング素子に供給さ
れているので、他方の電流通過素子が導通する。この時
点では、導通する半導体スイッチング素子の導電経路の
両端電圧は、これに並列に接続されているコンデンサが
放電しているので、零である。このように半導体スイッ
チング素子が導通、非導通となるとき、電圧または電流
が零であるので、スイッチング損失を小さくできる。
【０００８】請求項２記載の発明のインバータは、 請
求項１記載のインバータにおいて、前記第２の直列回路
の電流通過素子が、コンデンサであるものである。即
ち、ハーフブリッジインバータである。
【０００９】請求項３記載の発明のインバータは、請求
項１記載のインバータにおいて、前記第２の直列回路の
電流通過素子が、前記半導体スイッチング素子、前記ダ
イオード及び前記コンデンサと同一の半導体スイッチン
グ素子、ダイオード及びコンデンサである。即ち、フル
ブリッジインバータである。
【００１０】請求項４記載の直流電源装置は、請求項１
乃至３いずれか記載のインバータと、前記インバータの
前記出力端子間に接続された１次巻線と、中間タップを
有する２次巻線とを、有する変圧器と、前記２次巻線の
両端部と前記中間タップとの間に接続された整流器と、
前記２次巻線の両端部と前記各整流器との間に、それぞ
れ接続された可飽和リアクトルとを、有している。
【００１１】請求項４記載の直流電源装置では、インバ
ータからの高周波電圧が変圧器によって変圧され、整流
器によって整流され、直流化される。このインバータ
は、請求項１乃至３いずれか記載のインバータであるの
で、上述したように半導体スイッチング素子が導通また
は非導通となるとき、その電圧または電流を零とするも
のである。しかも、可飽和リアクトルが設けられている
ので、これによって、半導体スイッチング素子の電圧と
電流との位相差を大きくすることができる。よって、よ
り確実に半導体スイッチング素子が導通または非導通と
なるとき、その電圧または電流を零にでき、確実にスイ
ッチング損失を小さくできる。
【００１２】請求項５記載の直流電源装置は、交流電源
に接続される入力端子と、前記入力端子に供給された交
流電圧を整流する入力側整流部と、この整流部の出力を
平滑する平滑コンデンサと、請求項１乃至３いずれか記
載のインバータと、このインバータの出力端子に１次巻
線が接続されると共に、直列に接続された２つの２次巻
線を有する変圧器と、この変圧器の前記２次巻線間に接
続された出力側整流部と、前記変圧器の２次巻線と前記
出力側整流部との間に設けられた可飽和リアクトルと
を、具備している。
【００１３】請求項５記載の直流電源装置も、請求項４
記載の発明と同様に、より確実に半導体スイッチング素
子が導通または非導通となるとき、その電圧または電流
を零にでき、確実にスイッチング損失を小さくできる。
【００１４】請求項６記載の直流電源装置は、第１の交
流電源と、この第１の交流電源の電圧の約１／２の電圧
を発生する第２の交流電源とのうち、いずれかが接続さ
れる入力端子を有している。この入力端子に供給された
交流電圧を整流する入力側整流部と、この入力側整流部
の出力を平滑する平滑コンデンサとが設けられている。
さらに１対のインバータが設けられている。このインバ
ータは、請求項１乃至３いずれか記載のものである。前
記入力端子に供給されている電圧が、第１及び第２いず
れの電源の電圧か判定部が判定する。第１の交流電源の
電圧が前記入力端子に供給されていると前記判定部が判
定したとき、前記判定部からの信号により、前記１対の
インバータを、前記平滑コンデンサに直列に接続し、第
２の交流電源の電圧が前記入力端子に供給されていると
前記判定部が判定したとき、前記判定部からの信号によ
り、前記１対のインバータを、前記平滑コンデンサに並
列に切換部が接続する。さらに２つの変圧器が設けられ
ている。これら変圧器は、１次巻線と、２次巻線とを、
それぞれ有し、前記両１次巻線が、前記１対のインバー
タの前記出力端子にそれぞれ接続され、各２次巻線が直
列に接続されている。前記直列に接続された２次巻線に
出力側整流部が接続され、前記直列に接続された２次巻
線と前記出力側整流部との間に、可飽和リアクトルが接
続されている。
【００１５】請求項６記載の直流電源装置によれば、請
求項５記載の発明と同様に、より確実に半導体スイッチ
ング素子が導通または非導通となるとき、その電圧また
は電流を零にでき、スイッチング損失を小さくできる上
に、入力される電圧が、第１及び第２の電圧のいずれで
あっても、１対のインバータを直列または並列に切り換
えることによって対応できる。
【００１６】
【発明の実施の形態】本発明の第１の実施の形態の直流
電源装置を、図１及び図２を参照して説明する。この直
流電源装置は、例えばアーク溶接機、アーク切断機のよ
うなアーク放電を利用する機器の電源装置として使用す
ることができる。
【００１７】入力端子２ａ乃至２ｃには、第１の電圧、
例えば４００Ｖまたはその約１／２の電圧である第２の
電圧、例えば２００Ｖの電圧が、三相商用交流電源（図
示せず）から供給されている。無論、２００Ｖまたは１
００Ｖの三相商用電圧を入力端子２ａ乃至２ｃに供給す
ることもできる。三相商用交流電源に代えて、単相商用
交流電源も、一方の電圧が他方の電圧の約１／２であれ
ば、使用することができる。
【００１８】入力端子２ａ乃至２ｃの三相交流電圧は、
入力側整流器４によって半波または全波整流される。こ
の整流器４としては公知の種々のものを使用することが
できる。この整流器４の整流出力は、サイリスタ６と抵
抗器８との並列回路を介して切換部１０の両端子１０
Ｐ、１０Ｎに供給される。
【００１９】切換部１０は、常開スイッチ１０ａ、常閉
スイッチ１０ｂ、常開スイッチ１０ｃを、この順に端子
１０Ｐから１０Ｎ側に直列に接続したものである。常閉
スイッチ１０ｂ及び常開スイッチ１０ｃの接続点と、端
子１０Ｐとの間に、平滑コンデンサ１２が接続されてい
る。また、常閉スイッチ１０ｂ及び常開スイッチ１０ａ
の接続点と、端子１０Ｎとの間に、平滑コンデンサ１４
が接続されている。
【００２０】平滑コンデンサ１２に並列に高周波インバ
ータ１６が接続され、同様に平滑コンデンサ１４に並列
に高周波インバータ１８が接続されている。
【００２１】高周波インバータ１６は、ハーフブリッジ
インバータで、入力端子１６ＩＰ、１６ＩＮの間に、電
流通過素子２０、２２からなる直列回路を有している。
電流通過素子２０は、半導体スイッチング素子、例えば
ＩＧＢＴ２４を有し、その電流経路、例えばコレクタ、
エミッタ導電路に逆並列に、即ち、コレクタ側にカソー
ドが、エミッタ側にアノードが配置された状態で、ダイ
オード２６が接続されている。さらに、ダイオード２６
に並列にコンデンサ２８が接続されている。電流通過素
子２２も、同様に接続されたＩＧＢＴ３０、ダイオード
３２、コンデンサ３４を有している。ＩＧＢＴに代え
て、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ等も使用すること
ができる。
【００２２】高周波インバータ１６は、第１の直列回路
に並列に接続された第２の直列回路を、有している。第
２の直列回路は、直列に接続された電流通過素子、例え
ばコンデンサ３６、３８を有している。
【００２３】コンデンサ３６、３８の接続点と、ＩＧＢ
Ｔ２４、３０の接続点とが、出力端子であり、これらに
誘導性の負荷、例えば変圧器４０の１次巻線４０Ｐが接
続されている。
【００２４】高周波インバータ１８も、高周波インバー
タ１６と同様に構成されており、それぞれ電流通過素子
４２、４４を有し、これらは、ＩＧＢＴ４６、５２、ダ
イオード４８、５４、コンデンサ５０、５６、電流通過
素子であるコンデンサ５８、６０を有している。そし
て、コンデンサ５８、６０の接続点と、ＩＧＢＴ４６、
５２の接続点とが出力端子であり、これらに誘導性の負
荷、例えば変圧器６２の１次巻線６２Ｐに接続されてい
る。
【００２５】これら高周波インバータ１６、１８のＩＧ
ＢＴ２４、３０、４６、５２は、これらの制御電極、例
えばゲートに、制御部、例えばインバータ制御部６４か
ら供給される制御信号によってＰＷＭ制御される。
【００２６】切換部１０は、図１に示すような状態にお
いて、平滑コンデンサ１２と高周波インバータ１６との
並列回路と、平滑コンデンサ１４と高周波インバータ１
８との並列回路とを、直列に接続している。この切換部
１０の切換は、判定部、例えば切換補助回路６６によっ
て行われる。切換補助回路６６には、例えば入力端子２
ａ、２ｂ間の電圧が入力されており、これが４００Ｖの
ときには、常開スイッチ１０ａ、１０ｃが開放された状
態、常閉スイッチ１０ｃが閉成された状態を維持する。
従って、上述したように平滑コンデンサ１２と高周波イ
ンバータ１６との並列回路と、平滑コンデンサ１４と高
周波インバータ１８との並列回路とは直列に接続されて
いる。
【００２７】また、切換補助回路６６は、入力端子２
ａ、２ｂの電圧が２００Ｖのとき、常開スイッチ１０
ａ、１０ｃを閉成し、常閉スイッチ１０ｂを開放する。
これによって、平滑コンデンサ１２と高周波インバータ
１６との並列回路と、平滑コンデンサ１４と高周波イン
バータ１８との並列回路とが並列に接続されている。
【００２８】従って、入力電圧の値が、４００Ｖでも２
００Ｖでも、高周波インバータ１６、１８に供給される
電圧は、同一となる。
【００２９】また、切換補助回路６６は、入力端子２ａ
乃至２ｃに電圧が供給されて、所定時間が経過すると、
サイリスタ６を導通させるようにサイリスタ制御部６８
に信号を送る。これは、通電開始時には、抵抗器８を介
して電流を供給することによって、インバータ１６、１
８等に供給される電流を制限し、充分に電流が流れた後
に、抵抗器８を短絡するためである。また、切換補助回
路６６は、これに入力端子２ａ、２ｂから電圧が供給さ
れると、これを整流平滑し、インバータ制御部６４用の
駆動電圧を生成し、インバータ制御部６４に供給してい
る。
【００３０】変圧器４０、６２は、それぞれ２つの２次
巻線４０Ｓ１、４０Ｓ２、６２Ｓ１、６２Ｓ２を有して
いる。変圧器４０の２次巻線４０ｓ１、４０Ｓ２は、加
極性に直列に接続され、その接続点が出力端子７０Ｎと
されている。また、２次巻線４０Ｓ１は、変圧器６２の
２次巻線６２Ｓ１と加極性に直列に接続されている。ま
た、２次巻線４０Ｓ２も、変圧器６２の２次巻線６２Ｓ
２と加極性に直列に接続されている。
【００３１】２次巻線６２Ｓ１は、可飽和リアクトル７
２、出力側整流ダイオード７４を介して出力端子７０Ｐ
に接続され、２次巻線６２Ｓ２は、可飽和リアクトル７
６、出力側整流ダイオード７８を介して出力端子７０Ｐ
に接続されている。可飽和リアクトル７２、７６は不飽
和状態では、電流を流さず、飽和状態で電流を流すもの
で、電流が流れているとき、電流と電圧との間には大き
な位相差を有している。従って、可飽和リアクトル７
２、７６が飽和状態、不飽和状態では、変圧器４０、６
２の１次巻線に接続されている高周波インバータ１６、
１８を流れる電流と電圧との間にも、大きな位相差を生
じさせる。
【００３２】なお、変圧器４０、６２には、それぞれ別
個の鉄心に、１次巻線４０Ｐ、６２Ｐ、２次巻線４０Ｓ
１、４０Ｓ２、６２Ｓ１、６２Ｓ２を巻いたものを使用
することもできるし、同じ鉄心の異なる脚に、変圧器４
０の各巻線４０Ｐ、４０Ｓ１、４０Ｓ２と、変圧器６２
の各巻線６２Ｐ、６２Ｓ１、６２Ｓ２とを粗結合するよ
うに巻いたものを使用することもできる。
【００３３】高周波インバータ１６、１８は同様に動作
するので、図２を参照しながら、高周波インバータ１６
の動作について説明する。高周波インバータ１６におい
て、ＩＧＢＴ２４、３０のゲートには、インバータ制御
部６４から、図２（ａ）に実線及び一点鎖線で示すよう
に、制御信号、例えばゲート信号Ｇ２４、Ｇ３０が供給
されている。ゲート信号Ｇ２４、Ｇ３０は、共に１８０
度に近い導通幅を持ち、休止期間をおいて交互に供給さ
れている。また、ゲート信号Ｇ２４、Ｇ３０の位相差
は、０乃至１８０度の範囲で可変される。
【００３４】図２における時刻ｔ０よりも前の期間で
は、ＩＧＢＴ２４が導通し、ＩＧＢＴ２４、変圧器４０
の１次巻線４０Ｐ、コンデンサ３８に電流が流れ、コン
デンサ３８が充電されている。このとき、変圧器４０の
１次巻線４０Ｐを流れる電流は、図２（ｃ）に示すよう
になる。また、このときコンデンサ３４が充電され、Ｉ
ＧＢＴ３０のコレクタ、エミッタ間には、図２（ｂ）に
示すように電圧Ｖ３０が発生し、ＩＧＢＴ２４が導通状
態であるので、これと並列に接続されているコンデンサ
２８は未充電状態であり、ＩＧＢＴ２４の電圧Ｖ２４は
０である。
【００３５】さらに、ＩＧＢＴ２４、３０のコレクタ、
エミッタを流れる電流をＩ２４、Ｉ３０、ダイオード２
６、３２を流れる電流をＩ２６、Ｉ３２とすると、時刻
ｔ０よりも前の期間では、Ｉ２４が流れている。そし
て、変圧器４０の２次巻線４０Ｓ１、４０Ｓ２に誘起さ
れた電圧は、充分な電流の通過により飽和した可飽和リ
アクトル７２及び整流ダイオード７４を介して整流され
ている。
【００３６】時刻ｔ０になると、ゲート信号Ｇ２４が消
失し、ＩＧＢＴ２４の電流Ｉ２４は図２（ｄ）に示すよ
うに０になる。このとき、インバータ１６の入力端子１
６ＩＰからコンデンサ２８、変圧器４０の１次巻線４０
Ｐ、コンデンサ３８に電流が流れ、コンデンサ３８の充
電が開始される。これに伴って、ＩＧＢＴ２４のコレク
タ、エミッタ間の電圧Ｖ２４が図２（ｂ）に実線で示す
ように上昇を開始する。この上昇は、ＩＧＢＴ２４の電
流が０になってから開始されている。また、ＩＧＢＴ２
４が非導通になったことにより、コンデンサ３４から放
電が開始され、ＩＧＢＴ３０のコレクタ、エミッタ間電
圧が図２（ｂ）に一点鎖線で示すように低下を開始す
る。
【００３７】コンデンサ３４の放電及びコンデンサ２８
の充電が、時刻ｔ１に終了すると、ダイオード３２が逆
バイアス状態から開放されるので、導通状態となり、変
圧器４０の１次巻線４０Ｐに蓄積されていたエネルギー
がコンデンサ３８、ダイオード３２を介して放出され、
電流Ｉ４０が流れ続ける。これによって、可飽和リアク
トル７２、ダイオード７４を介して電流が流れ、可飽和
リアクトル７２は、飽和状態を維持する。
【００３８】この間に、図２（ａ）に一点鎖線で示すよ
うに、ＩＧＢＴ３０にゲート信号Ｇ３０が供給される
が、ＩＧＢＴ３０のコレクタ、エミッタがダイオード３
２によって短絡されているので、ＩＧＢＴ３０は導通し
ない。
【００３９】時刻ｔ２において、変圧器４０からエネル
ギーが全て放出されると、変圧器４０に流れる電流Ｉ４
０は零となり、変圧器４０の２次巻線４０Ｓ１、４０Ｓ
２に誘起される電圧も反転するが、反転直後は、その電
圧が小さいので、可飽和リアクトル７６は不飽和状態
で、オフとなっている。また、変圧器４０に流れる電流
が０となったので、今まで飽和状態にあった可飽和リア
クトル７２も不飽和状態となる。
【００４０】時刻ｔ３において、ダイオード３２が完全
にオフとなり、ＩＧＢＴ３０が導通し、電流Ｉ３０が流
れ、変圧器４０の１次巻線４０Ｐには、今までとは逆方
向に電流Ｉ４０が流れ、可飽和リアクトル７６が不飽和
状態から飽和状態になり、負荷に電流が流れる。ＩＧＢ
Ｔ３０が導通するとき、ＩＧＢＴ３０のコレクタ、エミ
ッタ間電圧は０である。時刻ｔ４において、ゲート信号
Ｇ３０が消失し、ＩＧＢＴ３０が非導通となり、コンデ
ンサ３４が放電し、コンデンサ２８が充電される。以下
同様に動作する。
【００４１】このようにＩＧＢＴ２４、３０は、ゲート
信号Ｇ２４、Ｇ３０が消失して、電流Ｉ２４、Ｉ３０が
消失した後、ＩＧＢＴ２４、３０のコレクタ、エミッタ
間電圧は、コンデンサ２８、３４の充電によって増加し
ている。また、ゲート信号Ｇ２４、Ｇ３０が供給されて
いる状態では、ＩＧＢＴ２４、３０のコレクタ、エミッ
タ間の電圧が０となった後に、ＩＧＢＴ２４、３０に電
流が流れている。スイッチング損失は、電流と電圧とが
同時に供給されているときに生じる。よって、この実施
の形態では、スイッチング損失を抑えることができる。
なお、可飽和リアクトル７２、７６は、飽和状態、不飽
和状態において、これを流れる電流と電圧との間に位相
差を生じるので、電流と電圧が同時にＩＧＢＴ２４、３
０に供給されることを更に防止する。
【００４２】そして、上述したように、入力端子２ａ乃
至２ｃに電圧が供給されたとき、切換補助回路６６が、
その電圧が４００Ｖであるか、２００Ｖであるか検出
し、４００Ｖの場合には、インバータ１６、１８を直列
に接続し、２００Ｖの場合には、インバータ１６、１８
を並列に接続する。そして、インバータ制御部６４が、
ＩＧＢＴ２４、３０、４６、５２を制御し、高周波イン
バータ１６、１８が高周波電圧を発生し、これが変圧器
４０、６２で変圧され、ダイオード７４、７８で整流さ
れ、出力端子７０Ｐ、７０Ｎを介して負荷に供給され
る。
【００４３】本発明の第２の実施の形態の直流電源装置
は、図３に示すようにインバータ１６ａ、１８ａが、そ
れぞれフルブリッジインバータに構成されている以外、
第１の実施の形態の直流電源装置と同様に構成されてい
る。同等部分には、同一符号を付して、その説明を省略
する。
【００４４】インバータ１６ａは、第１の実施の形態の
直流電源装置のインバータ１６のコンデンサ３６、３８
に代えて、電流通過素子２０ａ、２２ａを有し、これら
はＩＧＢＴ２４ａ、３０ａ、ダイオード２６ａ、３２
ａ、コンデンサ２８ａ、３４ａからなる。
【００４５】同様に、インバータ１８ａも、第１の実施
の形態の直流電源装置のインバータ１８のコンデンサ５
８、６０に代えて、電流通過素子４２ａ、４４ａを有
し、これらはＩＧＢＴ４６ａ、５２ａ、ダイオード４８
ａ、５４ａ、コンデンサ５０ａ、５６ａからなる。ＩＧ
ＢＴ２４ａ、３０ａ、４６ａ、５２ａも、ＩＧＢＴ２
４、３０、４６、５２と同様にインバータ制御部６４か
らの制御信号によってＰＷＭ制御される。
【００４６】第１の実施の形態のようにハーフブリッジ
インバータ１６、１８を使用すると、インバータ１６、
１８の間で電圧が同一にならないという問題がある。こ
のため、インバータ１６、１８のＩＧＢＴ２４、３０、
４６、５２の１つに過大電圧が印加されて、損傷するこ
とがある。従って、両インバータ１６、１８の電圧バラ
ンスをとるため、インバータ１６、１８の入力側に電圧
バランス装置を設ける必要があった。これに対し、第２
の実施の形態のようにフルブリッジインバータ１６ａ、
１８ａを使用すると、両インバータ１６ａ、１８ａの電
圧不均衡は小さく、インバータ１６ａ、１８ａの入力側
に電圧バランス装置を設ける必要がない。
【００４７】第１の実施の形態の直流電源装置では、イ
ンバータ１６、１８が、第２の実施の形態の直流電源装
置では、インバータ１６ａ、１８ａが、入力電圧の値に
応じて直列または並列に切り換えられた。しかし、各イ
ンバータ１６、１８、１６ａ、１８ａを単独で使用する
こともできるし、直列に接続したまま、或いは並列に接
続したままで使用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の直流電源装置のブ
ロック図である。
【図２】図１の直流電源装置の各部の波形図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の直流電源装置のブ
ロック図である。
【符号の説明】
４ 入力側整流部 １０ 切換部 １２ １４ 平滑コンデンサ １６ １８ インバータ ２０ ２２ 電流通過素子 ２４ ３０ ４６ ５２ ＩＧＢＴ ２６ ３２ ４８ ５４ ダイオード ２８ ３４ ５０ ５６ コンデンサ ４０ ６２ 変圧器 ７２ ７６ 可飽和リアクトル ７４ ７８ 整流ダイオード
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤吉 敏一 大阪府大阪市東淀川区淡路２丁目14番３号 株式会社三社電機製作所内 (72)発明者 小野 昌之 大阪府大阪市東淀川区淡路２丁目14番３号 株式会社三社電機製作所内 (72)発明者 浜田 聡 大阪府大阪市東淀川区淡路２丁目14番３号 株式会社三社電機製作所内 (72)発明者 石井 秀雄 大阪府大阪市東淀川区淡路２丁目14番３号 株式会社三社電機製作所内

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電源に接続される２つの入力端子
    と、 これら入力端子間に直列に接続された２つの電流通過素
    子を有する第１の直列回路と、 前記入力端子間に直列に接続された２つの電流通過素子
    を有する第２の直列回路と、 第１の直列回路の２つの電流通過素子の接続点と、第２
    の直列回路の２つの電流通過素子の接続点とに、設けら
    れ、誘導性負荷が接続される２つの出力端子とを、有
    し、第１の直列回路の前記両電流通過素子が、 電流導電路と、制御電極とを有し、前記電流導電路間に
    所定の極性の電圧が供給されている状態において前記制
    御電極に制御信号が供給されたとき、前記電流導電路に
    所定方向の電流が流れる半導体スイッチング素子と、 前記所定の方向と反対方向に電流を流すように前記半導
    体スイッチング素子の前記電流導電路間に接続されたダ
    イオードと、 このダイオードと並列に接続されたコンデンサとを、そ
    れぞれ有し、 さらに、前記両半導体スイッチング素子に、一定の休止
    期間を挟んで交互に前記制御信号を供給する制御部を、
    有するインバータ。
  2. 【請求項２】 請求項１記載のインバータにおいて、前
    記第２の直列回路の電流通過素子が、コンデンサである
    インバータ。
  3. 【請求項３】 請求項１記載のインバータにおいて、前
    記第２の直列回路の電流通過素子が、前記半導体スイッ
    チング素子、前記ダイオード及び前記コンデンサと同一
    の半導体スイッチング素子、ダイオード及びコンデンサ
    であるインバータ。
  4. 【請求項４】 請求項１乃至３いずれか記載のインバー
    タと、 前記インバータの前記出力端子間に接続された１次巻線
    と、中間タップを有する２次巻線とを、有する変圧器
    と、 前記２次巻線の両端部と前記中間タップとの間に接続さ
    れた整流器と、 前記２次巻線の両端部と前記各整流器との間に、それぞ
    れ接続された可飽和リアクトルとを、有する直流電源装
    置。
  5. 【請求項５】 交流電源に接続される入力端子と、 前記入力端子に供給された交流電圧を整流する入力側整
    流部と、 この整流部の出力を平滑する平滑コンデンサと、 請求項１乃至３いずれか記載のインバータと、 このインバータの出力端子に１次巻線が接続されると共
    に、直列に接続された２つの２次巻線を有する変圧器
    と、 この変圧器の前記２次巻線間に接続された出力側整流部
    と、 前記変圧器の２次巻線と前記出力側整流部との間に設け
    られた可飽和リアクトルとを、具備する直流電源装置。
  6. 【請求項６】 第１の交流電源と、この第１の交流電源
    の電圧の約１／２の電圧を発生する第２の交流電源との
    うち、いずれかが接続される入力端子と、 前記入力端子に供給された交流電圧を整流する入力側整
    流部と、 この入力側整流部の出力を平滑する平滑コンデンサと、 １対の、請求項１乃至３いずれか記載のインバータと、 前記入力端子に供給されている電圧が、第１及び第２い
    ずれの電源の電圧か判定する判定部と、 第１の交流電源の電圧が前記入力端子に供給されている
    と前記判定部が判定したとき、前記判定部からの信号に
    より、前記１対のインバータを、前記平滑コンデンサに
    直列に接続し、第２の交流電源の電圧が前記入力端子に
    供給されていると前記判定部が判定したとき、前記判定
    部からの信号により、前記１対のインバータを、前記平
    滑コンデンサに並列に接続する切換部と、 １次巻線と、２次巻線とを、それぞれ有し、前記両１次
    巻線が、前記１対のインバータの前記出力端子にそれぞ
    れ接続され、各２次巻線が直列に接続された２つの変圧
    器と、 前記直列に接続された２次巻線に接続された出力側整流
    部と、 前記直列に接続された２次巻線と前記出力側整流部との
    間に、接続された可飽和リアクトルとを、具備する直流
    電源装置。
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