JP2003087068A - 可変ゲインアンプ - Google Patents
可変ゲインアンプInfo
- Publication number
- JP2003087068A JP2003087068A JP2001281411A JP2001281411A JP2003087068A JP 2003087068 A JP2003087068 A JP 2003087068A JP 2001281411 A JP2001281411 A JP 2001281411A JP 2001281411 A JP2001281411 A JP 2001281411A JP 2003087068 A JP2003087068 A JP 2003087068A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resistance
- gain
- variable gain
- vin
- vout
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 反転増幅型の可変ゲインアンプにおいて、小
面積でかつ、きめ細かいゲイン制御を実現する。 【解決手段】 演算増幅器１を用いた反転型増幅器にお
いて、Ｒ−２Ｒ抵抗回路を用いて、反転入力側抵抗と負
帰還抵抗の抵抗比をＮビット（Ｎ≧２：整数）のデジタ
ル信号により制御する。また、前段に増幅手段を備える
ことによりゲインカーブの直線性を改善する。
面積でかつ、きめ細かいゲイン制御を実現する。 【解決手段】 演算増幅器１を用いた反転型増幅器にお
いて、Ｒ−２Ｒ抵抗回路を用いて、反転入力側抵抗と負
帰還抵抗の抵抗比をＮビット（Ｎ≧２：整数）のデジタ
ル信号により制御する。また、前段に増幅手段を備える
ことによりゲインカーブの直線性を改善する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は反転増幅型の可変ゲ
インアンプに関するものである。
インアンプに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図７は従来の反転増幅型可変ゲインアン
プの回路図である。図７において、１は演算増幅器、２
は抵抗Ra1〜RaLとスイッチSa1〜SaLで構成された可変抵
抗群（L:１以上の整数）、３は抵抗Rb1〜RbMとスイッチ
Sb1〜SbMで構成された可変抵抗群（M：１以上の整
数）、Vinはアナログ入力信号、Voutはアナログ出力信
号である。
プの回路図である。図７において、１は演算増幅器、２
は抵抗Ra1〜RaLとスイッチSa1〜SaLで構成された可変抵
抗群（L:１以上の整数）、３は抵抗Rb1〜RbMとスイッチ
Sb1〜SbMで構成された可変抵抗群（M：１以上の整
数）、Vinはアナログ入力信号、Voutはアナログ出力信
号である。
【０００３】また、Vrefは出力のオフセットを調整する
ための可変リファレンス電圧である。ここで説明を簡単
化するため、図を簡略化して動作原理を説明する。図７
において、演算増幅器１に接続された可変抵抗群２を可
変抵抗４に、また可変抵抗群３を可変抵抗５にそれぞれ
置き換えたものが図８である。
ための可変リファレンス電圧である。ここで説明を簡単
化するため、図を簡略化して動作原理を説明する。図７
において、演算増幅器１に接続された可変抵抗群２を可
変抵抗４に、また可変抵抗群３を可変抵抗５にそれぞれ
置き換えたものが図８である。
【０００４】図８は、一般的に知られている反転増幅型
アンプであり、可変抵抗４の抵抗値をRa、可変抵抗５の
抵抗値をRbとすると、その入出力特性は次式で表され
る。
アンプであり、可変抵抗４の抵抗値をRa、可変抵抗５の
抵抗値をRbとすると、その入出力特性は次式で表され
る。
【０００５】
Vout ＝ Voff − Rb/Ra×Vin ....(1)
Voff ＝ (Ra＋Rb)/Ra×Vref ....(2)
(1)式から、Vinの交流振幅はRb／Ra倍に反転増幅されて
Voutに出力される。
Voutに出力される。
【０００６】したがって、Rb／Ra比をコントロールする
ことでゲインを変化させることができる。またこの時、
(2)式からわかるように、出力のオフセットＤＣ電圧Vof
fは、Ra,Rbの変化に応じて変動するが、その変動を打ち
消して一定電圧に保つべくVrefの印加電圧は適宜制御さ
れるものとする。
ことでゲインを変化させることができる。またこの時、
(2)式からわかるように、出力のオフセットＤＣ電圧Vof
fは、Ra,Rbの変化に応じて変動するが、その変動を打ち
消して一定電圧に保つべくVrefの印加電圧は適宜制御さ
れるものとする。
【０００７】以上の原理に基づき、図３において、Sa1
〜SaLおよびSb1〜SbMのオンオフをそれぞれデジタル信
号により適切に制御することにより、可変抵抗群２の抵
抗値と可変抵抗群３の抵抗値の比を可変とすることがで
き、所望の可変ゲイン制御を実現する。
〜SaLおよびSb1〜SbMのオンオフをそれぞれデジタル信
号により適切に制御することにより、可変抵抗群２の抵
抗値と可変抵抗群３の抵抗値の比を可変とすることがで
き、所望の可変ゲイン制御を実現する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図３の
従来の回路構成では、きめ細かいゲイン調整を行なうた
めには、多種の単位抵抗が必要であり、抵抗素子数や切
り替えスイッチも多数必要となり、またスイッチ切り替
え制御信号を生成するための専用のデコード回路等も必
要となる。これらは、ＬＳＩ化の上で回路規模や占有面
積の問題となり、実用上実現が困難であった。
従来の回路構成では、きめ細かいゲイン調整を行なうた
めには、多種の単位抵抗が必要であり、抵抗素子数や切
り替えスイッチも多数必要となり、またスイッチ切り替
え制御信号を生成するための専用のデコード回路等も必
要となる。これらは、ＬＳＩ化の上で回路規模や占有面
積の問題となり、実用上実現が困難であった。
【０００９】さらに、切り替え抵抗の組み合わせによる
抵抗値誤差を均一にするための設計も容易ではなかっ
た。
抵抗値誤差を均一にするための設計も容易ではなかっ
た。
【００１０】本発明は、かかる点に鑑み、回路規模や面
積増大を最小限に抑えながら、きめ細かいゲイン制御を
実現する設計容易な簡素な回路構成を提供することを目
的とする。
積増大を最小限に抑えながら、きめ細かいゲイン制御を
実現する設計容易な簡素な回路構成を提供することを目
的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明は、演算増幅器を用いた反転型増幅器におい
て、反転入力側抵抗と負帰還抵抗の抵抗比で決定される
ゲインをＮビット（Ｎ≧２：整数）のデジタル信号によ
り線形的に制御することを特徴とする。
に、本発明は、演算増幅器を用いた反転型増幅器におい
て、反転入力側抵抗と負帰還抵抗の抵抗比で決定される
ゲインをＮビット（Ｎ≧２：整数）のデジタル信号によ
り線形的に制御することを特徴とする。
【００１２】また、前記反転入力側抵抗および負帰還抵
抗としてＲ−２Ｒ抵抗回路を用い、各２Ｒ抵抗端に可変
ゲインアンプの入力信号または出力信号のいづれか一方
を選択するスイッチの選択出力がそれぞれ一対一にＮ個
（Ｎ≧２：整数）接続され、２Ｒ抵抗とＲ抵抗の接続点
において、２個の２Ｒ抵抗が接続されている端点とは異
なる他方の端点が前記演算増幅器の反転入力端子に接続
され、かつ前記スイッチの選択方向制御を前記デジタル
信号によって行うことを特徴とする。
抗としてＲ−２Ｒ抵抗回路を用い、各２Ｒ抵抗端に可変
ゲインアンプの入力信号または出力信号のいづれか一方
を選択するスイッチの選択出力がそれぞれ一対一にＮ個
（Ｎ≧２：整数）接続され、２Ｒ抵抗とＲ抵抗の接続点
において、２個の２Ｒ抵抗が接続されている端点とは異
なる他方の端点が前記演算増幅器の反転入力端子に接続
され、かつ前記スイッチの選択方向制御を前記デジタル
信号によって行うことを特徴とする。
【００１３】また、スイッチの接続形態および２個の２
Ｒ抵抗が接続されているうちのスイッチが接続されてい
ない方の２Ｒ抵抗の接続形態について前記可変ゲインア
ンプの入力信号と出力信号とが逆に接続されることを特
徴とする。
Ｒ抵抗が接続されているうちのスイッチが接続されてい
ない方の２Ｒ抵抗の接続形態について前記可変ゲインア
ンプの入力信号と出力信号とが逆に接続されることを特
徴とする。
【００１４】さらに、ある所定の固定ゲインを持った増
幅手段を前段に備え、その出力を入力信号とすることに
より、ゲインカーブ特性の直線性を改善することを特徴
とする。
幅手段を前段に備え、その出力を入力信号とすることに
より、ゲインカーブ特性の直線性を改善することを特徴
とする。
【００１５】以上により、本発明では、デジタル信号の
値をデコードすることなくゲインを線形的に可変するこ
とができるため、専用のデコード回路は不要である。ま
た、ゲイン制御の精度を上げるためには、Ｒ−２Ｒ抵抗
回路の抵抗ペアとスイッチ制御のデジタル信号のビット
数を必要数増やすだけですむため、面積の増加を最小限
に抑えることができ、設計も容易である。
値をデコードすることなくゲインを線形的に可変するこ
とができるため、専用のデコード回路は不要である。ま
た、ゲイン制御の精度を上げるためには、Ｒ−２Ｒ抵抗
回路の抵抗ペアとスイッチ制御のデジタル信号のビット
数を必要数増やすだけですむため、面積の増加を最小限
に抑えることができ、設計も容易である。
【００１６】また、この構成によると、一部のゲイン設
定領域にて精度が粗くなるデメリットが生じるが、可変
ゲインアンプのゲインカーブ特性の点対象性に着目し、
アナログ入力信号の前段に所定のゲインを持つ増幅手段
を備えることで、ゲインカーブの直線近似領域を有効に
利用することができ、ゲインカーブの直線性を改善する
ことができる。
定領域にて精度が粗くなるデメリットが生じるが、可変
ゲインアンプのゲインカーブ特性の点対象性に着目し、
アナログ入力信号の前段に所定のゲインを持つ増幅手段
を備えることで、ゲインカーブの直線近似領域を有効に
利用することができ、ゲインカーブの直線性を改善する
ことができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら説明する。
て、図面を参照しながら説明する。
【００１８】実施の形態１
本実施の形態は、反転入力側抵抗および負帰還抵抗とし
てＲ−２Ｒ抵抗回路を用い、各２Ｒ抵抗端に可変ゲイン
アンプの入力信号または出力信号のいづれか一方を選択
するスイッチの選択出力がそれぞれ一対一にＮ個（Ｎ≧
２：整数）接続され、２Ｒ抵抗とＲ抵抗の接続点におい
て、２個の２Ｒ抵抗が接続されている端点とは異なる他
方の端点が演算増幅器の反転入力端子に接続され、かつ
前記スイッチの選択方向制御をデジタル信号によって行
うものである。
てＲ−２Ｒ抵抗回路を用い、各２Ｒ抵抗端に可変ゲイン
アンプの入力信号または出力信号のいづれか一方を選択
するスイッチの選択出力がそれぞれ一対一にＮ個（Ｎ≧
２：整数）接続され、２Ｒ抵抗とＲ抵抗の接続点におい
て、２個の２Ｒ抵抗が接続されている端点とは異なる他
方の端点が演算増幅器の反転入力端子に接続され、かつ
前記スイッチの選択方向制御をデジタル信号によって行
うものである。
【００１９】図１は、本発明の実施の形態１の可変ゲイ
ンアンプの構成を示す。説明の簡単化のため８ビットの
構成例とする。
ンアンプの構成を示す。説明の簡単化のため８ビットの
構成例とする。
【００２０】図において、Vinはアナログ入力信号、Vou
tはアナログ出力信号、Ｄ０〜Ｄ７はデジタル信号（Ｄ
０：最下位ビット、Ｄ７：最上位ビット）、Ｓ０〜Ｓ７
はスイッチ、Ｒ０１〜Ｒ０７は抵抗値Ｒの抵抗、Ｒ１０
からＲ１８は抵抗値２Ｒの抵抗である。
tはアナログ出力信号、Ｄ０〜Ｄ７はデジタル信号（Ｄ
０：最下位ビット、Ｄ７：最上位ビット）、Ｓ０〜Ｓ７
はスイッチ、Ｒ０１〜Ｒ０７は抵抗値Ｒの抵抗、Ｒ１０
からＲ１８は抵抗値２Ｒの抵抗である。
【００２１】スイッチＳ０〜Ｓ７は、Ｄ０〜Ｄ７の各信
号が”Ｈ”の場合に入力信号Vinを選択し、”Ｌ”の場
合に出力信号Voutを選択する。
号が”Ｈ”の場合に入力信号Vinを選択し、”Ｌ”の場
合に出力信号Voutを選択する。
【００２２】まず、デジタル信号Ｄ０〜Ｄ４が”Ｌ”の
場合を考える。この場合、Ｒ０１〜Ｒ０５及びＲ１０〜
Ｒ１５は、抵抗値２Ｒの等価抵抗に置きかえることがで
き、その等価回路を図２に示す。
場合を考える。この場合、Ｒ０１〜Ｒ０５及びＲ１０〜
Ｒ１５は、抵抗値２Ｒの等価抵抗に置きかえることがで
き、その等価回路を図２に示す。
【００２３】図２において、Ｒ２０は抵抗値２Ｒの等価
抵抗である。ここでデジタル信号（Ｄ７,Ｄ６,Ｄ５）＝
（Ｌ，Ｌ，Ｈ）の場合について、ノードＮ７の電位を求
める。このときＳ５はVinを、Ｓ６，Ｓ７はVoutをそれ
ぞれ選択している。
抵抗である。ここでデジタル信号（Ｄ７,Ｄ６,Ｄ５）＝
（Ｌ，Ｌ，Ｈ）の場合について、ノードＮ７の電位を求
める。このときＳ５はVinを、Ｓ６，Ｓ７はVoutをそれ
ぞれ選択している。
【００２４】Ｒ１８→Ｒ０７→Ｒ０６→Ｒ１６を流れる
電流Ｉ１、Ｒ１７→Ｒ０６→Ｒ１６を流れる電流Ｉ２、
Ｒ２０→Ｒ１６を流れる電流Ｉ３について接点方程式は
以下のようになる。
電流Ｉ１、Ｒ１７→Ｒ０６→Ｒ１６を流れる電流Ｉ２、
Ｒ２０→Ｒ１６を流れる電流Ｉ３について接点方程式は
以下のようになる。
【００２５】
3R×I1＋R×(I1＋I2)＋2R×(I1＋I2＋I3) ＝ Vout−Vin
2R×I2＋R×(I1＋I2)＋2R×(I1＋I2＋I3) ＝ Vout−Vin
2R×I3 ＋2R×(I1＋I2＋I3) ＝ Vout−Vin
この連立方程式をI1について解くと、
I1 ＝ (Vout−Vin)/16R ....(3)
である。
【００２６】ここで、Ｎ７の電位をV# とすると、
V# ＝ Vout−2R×I1
であるので、(3)式を代入すると、
V# ＝ Vout−(Vout−Vin)/8 ＝ (7×Vout＋Vin)/8 ....(4)
即ち、(4)式は、VoutとＮ７間の抵抗と、Ｎ７とVin間の
抵抗の比が１：７であることを示している。
抵抗の比が１：７であることを示している。
【００２７】次にデジタル信号（Ｄ７,Ｄ６,Ｄ５）＝
（Ｌ，Ｈ，Ｌ）の場合について、ノードＮ７の電位を求
める。このときＳ５，Ｓ７はVoutを、Ｓ６はVinをそれ
ぞれ選択している。
（Ｌ，Ｈ，Ｌ）の場合について、ノードＮ７の電位を求
める。このときＳ５，Ｓ７はVoutを、Ｓ６はVinをそれ
ぞれ選択している。
【００２８】Ｒ１８→Ｒ０７→Ｒ１７を流れる電流Ｉ
４、Ｒ０６→Ｒ１７を流れる電流Ｉ５について接点方程
式は以下のようになる。
４、Ｒ０６→Ｒ１７を流れる電流Ｉ５について接点方程
式は以下のようになる。
【００２９】
3R×I4＋2R×(I4＋I5) ＝ Vout−Vin
2R×I5＋2R×(I4＋I5) ＝ Vout−Vin
この連立方程式をI4について解くと、
I4 ＝ (Vout−Vin)/8R ....(5)
である。
【００３０】ここで、Ｎ７の電位V#は
V# ＝ Vout−2R×I4
となるので、(5)式を代入すると、
V# ＝ Vout−(Vout−Vin)/4 ＝ (3×Vout＋Vin)/4 ....(6)
即ち、(6)式は、VoutとＮ７間の抵抗と、Ｎ７とVin間の
抵抗の比が１：３であることを示している。
抵抗の比が１：３であることを示している。
【００３１】同様に（Ｄ７，Ｄ６，Ｄ５）＝（Ｌ，Ｈ，
Ｈ）、（Ｈ，Ｌ，Ｌ）、（Ｈ，Ｌ，Ｈ）、（Ｈ，Ｈ，
Ｌ）、（Ｈ，Ｈ，Ｈ）についてＮ７の電位を求め、その
結果から以下の関係があることがわかる。
Ｈ）、（Ｈ，Ｌ，Ｌ）、（Ｈ，Ｌ，Ｈ）、（Ｈ，Ｈ，
Ｌ）、（Ｈ，Ｈ，Ｈ）についてＮ７の電位を求め、その
結果から以下の関係があることがわかる。
【００３２】
VoutとＮ７間の抵抗値：Ｎ７とVin間の抵抗値 ＝ Ｄ ：（８−Ｄ）....(7)
ここで、Ｄは（Ｄ７，Ｄ６，Ｄ５）を３ビットの２進数
とした場合のコードを表す。
とした場合のコードを表す。
【００３３】以上の計算を、Ｄ０〜Ｄ３を”Ｌ”にした
場合、Ｄ０〜Ｄ２を”Ｌ”にした場合というように拡張
していくと、結果的に(7)式を拡張した次の関係式が成
り立つ。
場合、Ｄ０〜Ｄ２を”Ｌ”にした場合というように拡張
していくと、結果的に(7)式を拡張した次の関係式が成
り立つ。
【００３４】
VoutとＮ７間の抵抗値：Ｎ７とVin間の抵抗値 ＝ Ｄ ：（２8−Ｄ）....(8)
つまり、図１において、VinとＮ７間の抵抗は、図７に
おける可変抵抗４に相当し、Ｎ７とVout間の抵抗は、図
７における可変抵抗５に相当するため、ゲインは Ａ[dB] ＝ ２０×ｌｏｇ[Ｄ／（２8−Ｄ）] 但し、Ｄ≧１の整数 となり、デジタル信号Ｄ７〜Ｄ０を、２進数として扱っ
た場合のデジタル値に応じて線形的に、ゲインをコント
ロールできる。
おける可変抵抗４に相当し、Ｎ７とVout間の抵抗は、図
７における可変抵抗５に相当するため、ゲインは Ａ[dB] ＝ ２０×ｌｏｇ[Ｄ／（２8−Ｄ）] 但し、Ｄ≧１の整数 となり、デジタル信号Ｄ７〜Ｄ０を、２進数として扱っ
た場合のデジタル値に応じて線形的に、ゲインをコント
ロールできる。
【００３５】以上は８ビットの場合についての説明であ
るが、任意のビット数でも全く同様の関係が成り立ち、
一般的に次式が成り立つ。
るが、任意のビット数でも全く同様の関係が成り立ち、
一般的に次式が成り立つ。
【００３６】
Ａ[dB]＝２０×ｌｏｇ[Ｄ／（２K−Ｄ）] 但し、Ｄ≧１、Ｋ≧２の整数....(
9)
よって、２Kステップの精度で制御が行え、デジタル値
Ｄを増加させることによりゲインを増大させ、デジタル
値Ｄを減少させることによりゲインを低下させることが
できる。
Ｄを増加させることによりゲインを増大させ、デジタル
値Ｄを減少させることによりゲインを低下させることが
できる。
【００３７】以上のように本実施の形態は、専用のゲイ
ン制御切り替え用のデコード回路を必要とせず、デジタ
ル信号値により直接制御できるため、小面積で実現でき
る。
ン制御切り替え用のデコード回路を必要とせず、デジタ
ル信号値により直接制御できるため、小面積で実現でき
る。
【００３８】実施の形態２
図３は、本実施の形態２の可変ゲインアンプの構成を示
す。説明の簡単化のため８ビットの構成例とする。
す。説明の簡単化のため８ビットの構成例とする。
【００３９】図１と異なる点として、図３においてはス
イッチＳ０〜Ｓ７は、Ｄ０〜Ｄ７の各信号が”Ｈ”の場
合に出力信号Voutを選択し、”Ｌ”の場合に入力信号Vi
nを選択する。
イッチＳ０〜Ｓ７は、Ｄ０〜Ｄ７の各信号が”Ｈ”の場
合に出力信号Voutを選択し、”Ｌ”の場合に入力信号Vi
nを選択する。
【００４０】ここで実施の形態１と同様に、デジタル信
号Ｄ０〜Ｄ４が”Ｌ”の場合を考える。この場合、Ｒ０
１〜Ｒ０５およびＲ１０〜Ｒ１５は、抵抗値２Ｒの等価
抵抗に置きかえることができ、その等価回路は図２にお
いてVinとVoutが逆になったものと見なすことができ
る。
号Ｄ０〜Ｄ４が”Ｌ”の場合を考える。この場合、Ｒ０
１〜Ｒ０５およびＲ１０〜Ｒ１５は、抵抗値２Ｒの等価
抵抗に置きかえることができ、その等価回路は図２にお
いてVinとVoutが逆になったものと見なすことができ
る。
【００４１】したがって、実施の形態１と同様にＲ１８
→Ｒ０７→Ｒ０６→Ｒ１６を流れる電流Ｉ１、Ｒ１７→
Ｒ０６→Ｒ１６を流れる電流Ｉ２、Ｒ２０→Ｒ１６を流
れる電流Ｉ３について接点方程式は以下のようになる。
→Ｒ０７→Ｒ０６→Ｒ１６を流れる電流Ｉ１、Ｒ１７→
Ｒ０６→Ｒ１６を流れる電流Ｉ２、Ｒ２０→Ｒ１６を流
れる電流Ｉ３について接点方程式は以下のようになる。
【００４２】
3R×I1＋R×(I1＋I2)＋2R×(I1＋I2＋I3) ＝ Vin−Vout
2R×I2＋R×(I1＋I2)＋2R×(I1＋I2＋I3) ＝ Vin−Vout
2R×I3 ＋2R×(I1＋I2＋I3) ＝ Vin−Vout
この連立方程式をI1について解くと、
I1 ＝ (Vin−Vout)/16R ....(10)
である。
【００４３】ここで、Ｎ７の電位をV# とすると、
V# ＝ Vin−2R×I1
であるので、(10)式を代入すると、
V# ＝ Vin−(Vin−Vout)/8 ＝ (7×Vin＋Vout)/8 ....(11)
即ち、(11)式は、VoutとＮ７間の抵抗と、Ｎ７とVin間
の抵抗の比が７：１であることを示している。
の抵抗の比が７：１であることを示している。
【００４４】次にデジタル信号（Ｄ７,Ｄ６,Ｄ５）＝
（Ｌ，Ｈ，Ｌ）の場合について、ノードＮ７の電位を求
める。このときＳ５，Ｓ７はVinを、Ｓ６はVoutをそれ
ぞれ選択している。
（Ｌ，Ｈ，Ｌ）の場合について、ノードＮ７の電位を求
める。このときＳ５，Ｓ７はVinを、Ｓ６はVoutをそれ
ぞれ選択している。
【００４５】実施の形態１と同様にＲ１８→Ｒ０７→Ｒ
１７を流れる電流Ｉ４、Ｒ０６→Ｒ１７を流れる電流Ｉ
５について接点方程式は以下のようになる。
１７を流れる電流Ｉ４、Ｒ０６→Ｒ１７を流れる電流Ｉ
５について接点方程式は以下のようになる。
【００４６】
3R×I4＋2R×(I4＋I5) ＝ Vin−Vout
2R×I5＋2R×(I4＋I5) ＝ Vin−Vout
この連立方程式をI4について解くと、
I4 ＝ (Vin−Vout)/8R ....(12)
である。
【００４７】ここで、Ｎ７の電位V#は
V# ＝ Vin−2R×I4
となるので、(12)式を代入すると、
V# ＝ Vin−(Vin−Vout)/4 ＝ (3×Vin＋Vout)/4 ....(13)
即ち、(13)式は、VoutとＮ７間の抵抗と、Ｎ７とVin間
の抵抗の比が３：１であることを示している。
の抵抗の比が３：１であることを示している。
【００４８】同様に（Ｄ７，Ｄ６，Ｄ５）＝（Ｌ，Ｈ，
Ｈ）、（Ｈ，Ｌ，Ｌ）、（Ｈ，Ｌ，Ｈ）、（Ｈ，Ｈ，
Ｌ）、（Ｈ，Ｈ，Ｈ）についてＮ７の電位を求めると、
いずれも実施の形態１においてVoutとＮ７間、Ｎ７とVi
n間の抵抗が逆になった場合と等価である。
Ｈ）、（Ｈ，Ｌ，Ｌ）、（Ｈ，Ｌ，Ｈ）、（Ｈ，Ｈ，
Ｌ）、（Ｈ，Ｈ，Ｈ）についてＮ７の電位を求めると、
いずれも実施の形態１においてVoutとＮ７間、Ｎ７とVi
n間の抵抗が逆になった場合と等価である。
【００４９】したがって以下の関係があることがわか
る。
る。
【００５０】VoutとＮ７間の抵抗値：Ｎ７とVin間の抵
抗値 ＝ （８−Ｄ）： Ｄ ....(14)ここで、Ｄは（Ｄ
７，Ｄ６，Ｄ５）を３ビットの２進数とした場合のコー
ドを表す。
抗値 ＝ （８−Ｄ）： Ｄ ....(14)ここで、Ｄは（Ｄ
７，Ｄ６，Ｄ５）を３ビットの２進数とした場合のコー
ドを表す。
【００５１】以上の計算を、Ｄ０〜Ｄ３を”Ｌ”にした
場合、Ｄ０〜Ｄ２を”Ｌ”にした場合というように拡張
していくと、結果的に(14)式を拡張した次の関係式が成
り立つ。
場合、Ｄ０〜Ｄ２を”Ｌ”にした場合というように拡張
していくと、結果的に(14)式を拡張した次の関係式が成
り立つ。
【００５２】
VoutとＮ７間の抵抗値：Ｎ７とVin間の抵抗値 ＝ （２8−Ｄ）： Ｄ ....(1
5)
つまり、図３において、VinとＮ７間の抵抗は、図８に
おける可変抵抗４に相当し、Ｎ７とVout間の抵抗は図８
における可変抵抗５に相当するため、ゲインは Ａ[dB] ＝ ２０×ｌｏｇ[（２8−Ｄ）／Ｄ ] 但し、Ｄ≧１の整数 となり、デジタル信号Ｄ７〜Ｄ０を、２進数として扱っ
た場合のデジタル値に応じて線形的に、ゲインをコント
ロールできる。
おける可変抵抗４に相当し、Ｎ７とVout間の抵抗は図８
における可変抵抗５に相当するため、ゲインは Ａ[dB] ＝ ２０×ｌｏｇ[（２8−Ｄ）／Ｄ ] 但し、Ｄ≧１の整数 となり、デジタル信号Ｄ７〜Ｄ０を、２進数として扱っ
た場合のデジタル値に応じて線形的に、ゲインをコント
ロールできる。
【００５３】以上は８ビットの場合についての説明であ
るが、任意のビット数でも全く同様の関係が成り立ち、
一般的に次式が成り立つ。
るが、任意のビット数でも全く同様の関係が成り立ち、
一般的に次式が成り立つ。
【００５４】
Ａ[dB] ＝ ２０×ｌｏｇ[（２K−Ｄ）／Ｄ] 但し、Ｄ≧１、Ｋ≧２の整数...
.(16)
よって、２Kステップの精度で制御が行え、デジタル値
Ｄを増加させることによりゲインを低下させ、デジタル
値Ｄを減少させることによりゲインを増大させることが
できる。
Ｄを増加させることによりゲインを低下させ、デジタル
値Ｄを減少させることによりゲインを増大させることが
できる。
【００５５】尚、実施の形態１および実施の形態２にお
いては、Vrefの印加電圧については、従来の技術と同様
にゲインの変動による出力ＤＣレベルの変動を打ち消す
ように適宜制御されるものとする。
いては、Vrefの印加電圧については、従来の技術と同様
にゲインの変動による出力ＤＣレベルの変動を打ち消す
ように適宜制御されるものとする。
【００５６】実施の形態３
次に本発明の実施の形態３について説明する。まず、実
施の形態１で示した可変ゲインアンプのゲインカーブ特
性は図５に示すものとなっている。
施の形態１で示した可変ゲインアンプのゲインカーブ特
性は図５に示すものとなっている。
【００５７】ここで例えば、ゲインの可変範囲を０[ｄ
Ｂ]〜Ｇ[ｄＢ]までとする場合、必要となるデジタル信
号設定範囲は、図中２K-1〜ｂまでの範囲となる。
Ｂ]〜Ｇ[ｄＢ]までとする場合、必要となるデジタル信
号設定範囲は、図中２K-1〜ｂまでの範囲となる。
【００５８】ところが、ゲインがＧ[ｄＢ]近辺の領域で
は、デジタル値の変化に対してゲインの変化が他の領域
よりも急であり、調整精度が粗くなる。
は、デジタル値の変化に対してゲインの変化が他の領域
よりも急であり、調整精度が粗くなる。
【００５９】一方、図５におけるゲインカーブ特性は、
デジタル信号値２K-1のポイントを中心に点対称の特性
であり、デジタル信号値２K-1のポイントを中心にゲイ
ンの正方向および負方向のある程度の範囲では、ほぼ直
線近似と見なすことができる。
デジタル信号値２K-1のポイントを中心に点対称の特性
であり、デジタル信号値２K-1のポイントを中心にゲイ
ンの正方向および負方向のある程度の範囲では、ほぼ直
線近似と見なすことができる。
【００６０】図４は本実施の形態３の可変ゲインアンプ
の構成例を示す。図４において、６はＲ−２Ｒ抵抗回
路、７はある所定の固定ゲインを持った増幅手段、Ｄは
デジタル信号である。
の構成例を示す。図４において、６はＲ−２Ｒ抵抗回
路、７はある所定の固定ゲインを持った増幅手段、Ｄは
デジタル信号である。
【００６１】演算増幅器１とＲ−２Ｒ抵抗回路６によっ
て構成される回路は、実施の形態１で示した可変ゲイン
アンプとし、この可変ゲインアンプのゲインカーブ特性
は前述のとおり図５の特性である。
て構成される回路は、実施の形態１で示した可変ゲイン
アンプとし、この可変ゲインアンプのゲインカーブ特性
は前述のとおり図５の特性である。
【００６２】ここで、図４において、増幅手段７の固定
ゲインを例えば0.5×Ｇ[ｄＢ]に設定した場合を考える
と、VinからVoutの全体のゲインカーブ特性は図６のよ
うになる。
ゲインを例えば0.5×Ｇ[ｄＢ]に設定した場合を考える
と、VinからVoutの全体のゲインカーブ特性は図６のよ
うになる。
【００６３】つまり、ゲインの可変範囲０[ｄＢ]〜Ｇ
[ｄＢ]に対して、必要となるデジタル信号設定範囲は
ａ'〜ｂ'までとなり、ゲインがＧ[ｄＢ]近辺の領域での
デジタル値の変化に対するゲインの変化を従来よりも緩
和させることができる。
[ｄＢ]に対して、必要となるデジタル信号設定範囲は
ａ'〜ｂ'までとなり、ゲインがＧ[ｄＢ]近辺の領域での
デジタル値の変化に対するゲインの変化を従来よりも緩
和させることができる。
【００６４】尚、図５および図６は実施の形態１の可変
ゲインアンプを用いた場合の特性図であるが、実施の形
態２の可変ゲインアンプを用いることも可能であり、こ
の場合には、図５および図６のゲインカーブ特性はデジ
タル値２K-1を基準に左右反転した形となるだけで同様
の効果を有する。
ゲインアンプを用いた場合の特性図であるが、実施の形
態２の可変ゲインアンプを用いることも可能であり、こ
の場合には、図５および図６のゲインカーブ特性はデジ
タル値２K-1を基準に左右反転した形となるだけで同様
の効果を有する。
【００６５】
【発明の効果】以上のように本発明は、抵抗値がＲ、２
Ｒの２種類の抵抗だけで構成でき、デジタル信号の値を
デコードすることなくゲインを線形的に可変することが
できるため、専用のデコード回路は不要である。
Ｒの２種類の抵抗だけで構成でき、デジタル信号の値を
デコードすることなくゲインを線形的に可変することが
できるため、専用のデコード回路は不要である。
【００６６】また、ゲイン制御の精度を上げるために
は、Ｒ−２Ｒ抵抗回路の抵抗ペアとスイッチ制御のデジ
タル信号のビット数を必要数増やすだけですむため、面
積の増加を最小限に抑えることができ、設計も容易であ
る。
は、Ｒ−２Ｒ抵抗回路の抵抗ペアとスイッチ制御のデジ
タル信号のビット数を必要数増やすだけですむため、面
積の増加を最小限に抑えることができ、設計も容易であ
る。
【００６７】また、この構成によると、一部のゲイン設
定領域にて精度が粗くなるデメリットが生じるが、可変
ゲインアンプのゲインカーブ特性の点対象性に着目し、
アナログ入力信号の前段に所定のゲインを持つ増幅手段
を備えることで、ゲインカーブの直線近似領域を有効に
利用することができ、ゲインカーブの直線性を改善する
ことができる。したがって、デジタル信号のビット数を
増やし前段に増幅手段を備えることで、面積増加を抑え
ながらゲイン制御の精度を直線性良く上げることがで
き、設計も容易である。
定領域にて精度が粗くなるデメリットが生じるが、可変
ゲインアンプのゲインカーブ特性の点対象性に着目し、
アナログ入力信号の前段に所定のゲインを持つ増幅手段
を備えることで、ゲインカーブの直線近似領域を有効に
利用することができ、ゲインカーブの直線性を改善する
ことができる。したがって、デジタル信号のビット数を
増やし前段に増幅手段を備えることで、面積増加を抑え
ながらゲイン制御の精度を直線性良く上げることがで
き、設計も容易である。
【図１】本発明の実施の形態１における可変ゲインアン
プの回路図
プの回路図
【図２】図１の等価回路図
【図３】本発明の実施の形態２における可変ゲインアン
プの回路図
プの回路図
【図４】本発明の実施の形態３における可変ゲインアン
プの回路図
プの回路図
【図５】本実施の形態１における可変ゲインアンプのゲ
インカーブ特性図
インカーブ特性図
【図６】本実施の形態２における可変ゲインアンプのゲ
インカーブ特性図
インカーブ特性図
【図７】従来の可変ゲインアンプの回路図
【図８】図７の等価回路図
１ 演算増幅器
６ Ｒ−２Ｒ抵抗回路
７ 固定ゲイン増幅手段
８ 抵抗値Ｒの抵抗
９ 抵抗値２Ｒの抵抗
Ｓ１〜Ｓ７ スイッチ
Claims (4)
- 【請求項１】演算増幅器を用いた反転型増幅器におい
て、反転入力側抵抗と負帰還抵抗の抵抗値比で決定され
るゲインをＮビット（Ｎ≧２：整数）のデジタル信号に
より線形的に制御する手段を備えたことを特徴とする可
変ゲインアンプ。 - 【請求項２】前記演算増幅器の前記反転入力側抵抗およ
び前記負帰還抵抗としてＲ−２Ｒ抵抗回路を用い、各２
Ｒ抵抗端に前記可変ゲインアンプの入力信号または出力
信号のいづれか一方を選択するスイッチの選択出力がそ
れぞれ一対一にＮ個（Ｎ≧２：整数）接続され、２Ｒ抵
抗とＲ抵抗の接続点において、２個の２Ｒ抵抗が接続さ
れている端点とは異なる他方の端点が前記演算増幅器の
反転入力端子に接続され、かつ前記スイッチの選択方向
制御を前記デジタル信号により行うことを特徴とする請
求項１記載の可変ゲインアンプ。 - 【請求項３】前記スイッチの接続形態および２個の２Ｒ
抵抗が接続されているうちの前記スイッチが接続されて
いない方の２Ｒ抵抗の接続形態について可変ゲインアン
プの入力信号と出力信号とが逆に接続されることを特徴
とする請求項２記載の可変ゲインアンプ。 - 【請求項４】ある所定の固定ゲインを持った増幅手段を
前段に備え、その出力を入力信号とすることにより、ゲ
インカーブ特性の直線性を改善することを特徴とする請
求項１または２記載の可変ゲインアンプ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001281411A JP2003087068A (ja) | 2001-09-17 | 2001-09-17 | 可変ゲインアンプ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001281411A JP2003087068A (ja) | 2001-09-17 | 2001-09-17 | 可変ゲインアンプ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003087068A true JP2003087068A (ja) | 2003-03-20 |
Family
ID=19105240
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001281411A Pending JP2003087068A (ja) | 2001-09-17 | 2001-09-17 | 可変ゲインアンプ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003087068A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100669995B1 (ko) | 2004-06-30 | 2007-01-16 | 강근순 | 디지털 입력의 증감에 따라 전압 이득이 지수적으로 증감하는 가변이득 증폭기 |
| KR100698319B1 (ko) * | 2005-02-17 | 2007-03-23 | 삼성전자주식회사 | 이득 제어 증폭기 및 이에 기초한 캐스코드 이득 제어 증폭기 |
| US7746261B2 (en) | 2007-08-01 | 2010-06-29 | Denso Corporation | Variable gain amplifier and D/A converter |
| US10008996B2 (en) | 2016-09-05 | 2018-06-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Variable gain amplifier and method of operating the same |
-
2001
- 2001-09-17 JP JP2001281411A patent/JP2003087068A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100669995B1 (ko) | 2004-06-30 | 2007-01-16 | 강근순 | 디지털 입력의 증감에 따라 전압 이득이 지수적으로 증감하는 가변이득 증폭기 |
| KR100698319B1 (ko) * | 2005-02-17 | 2007-03-23 | 삼성전자주식회사 | 이득 제어 증폭기 및 이에 기초한 캐스코드 이득 제어 증폭기 |
| US7417499B2 (en) | 2005-02-17 | 2008-08-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Gain controlled amplifier and cascoded gain controlled amplifier based on the same |
| US7639076B2 (en) | 2005-02-17 | 2009-12-29 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Gain controlled amplifier and cascoded gain controlled amplifier based on the same |
| US7746261B2 (en) | 2007-08-01 | 2010-06-29 | Denso Corporation | Variable gain amplifier and D/A converter |
| US10008996B2 (en) | 2016-09-05 | 2018-06-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Variable gain amplifier and method of operating the same |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6621440B2 (en) | Digital to analogue converter | |
| JPH07249951A (ja) | 抵抗網回路装置およびこれを用いた可変利得装置 | |
| US8941522B2 (en) | Segmented digital-to-analog converter having weighted current sources | |
| KR20130069141A (ko) | 디지털 코드에 따라 지수적으로 제어되는 가변 이득과 차단주파수를 특성을 갖는 필터 및 증폭기 | |
| JPH01238226A (ja) | ディジタル―アナログ変換器回路網 | |
| JP4073152B2 (ja) | 利得可変増幅器 | |
| JPH0652873B2 (ja) | デジタル−アナログ変換器 | |
| US6310567B1 (en) | Programmable configuration, level and output voltage range circuits and methods for signal processors | |
| JP2003087068A (ja) | 可変ゲインアンプ | |
| EP1168628B1 (en) | Current adding type D/A converter | |
| JP2001156639A (ja) | ディジタル／アナログ変換器 | |
| US6492924B2 (en) | Circuits, systems, and methods for signal processors that buffer a signal dependent current | |
| JP3494366B2 (ja) | Ｄａ変換器 | |
| JPH05275946A (ja) | ゲインコントロールアンプ | |
| JPS62173809A (ja) | 増幅装置 | |
| WO2017163334A1 (ja) | 可変利得増幅器 | |
| JPH05191289A (ja) | 電流加算方式ｄ／ａコンバータ | |
| GB2068186A (en) | Programmable transconductance amplifier | |
| JP3457101B2 (ja) | 可変利得増幅器 | |
| JP2005117489A (ja) | 電子ボリューム回路 | |
| JPS592415A (ja) | 増幅器 | |
| JP4913392B2 (ja) | アッテネータ | |
| JPH0645939A (ja) | Ｄ／ａ変換装置 | |
| JPH01228203A (ja) | 電圧発生回路 | |
| KOUTZAROV | Digitally controlled inverting amplifiers |