JP2003032132A - ノイズキャンセラ - Google Patents
ノイズキャンセラInfo
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Abstract
況に応じて補間動作を行うノイズキャンセラを提供する
ことを目的とする。 【解決手段】モード算出部52で入力される変調信号が
無音状態に近いと判定されたとき、補間幅算出部53で
設定される補間幅を長くするとともに、モード算出部5
2で入力される変調信号に高域成分が多く含まれている
と判定されたとき、補間幅算出部53で設定さえる補間
幅を短くする。
Description
を除去するノイズキャンセラに関するもので、特に、F
M受信装置に設けられるFM受信信号のノイズを除去す
るノイズキャンセラに関する。
FM受信信号に、イグニッションノイズなどのパルスノ
イズが重畳される。このようなパルスノイズをFM受信
信号から除去するためのノイズキャンセラが設けられて
いる。
(a)のようにパルスノイズが重畳されたコンポジット
信号が受信される際、HPF(High Pass Filter)にコ
ンポジット信号を通すことによってパルスノイズの検出
が行われる。そして、HPFでパルスノイズが検出され
ると、図6(b)のようなパルスノイズ検出信号が発生
する。そして、HPFからのパルスノイズ検出信号が積
分器に与えられると、積分器の出力が図6(c)のよう
になる。
と、積分器を構成するキャパシタが充電されて、積分器
の出力が閾値より高くなる。このように積分器の出力が
所定の閾値より高くなると、キャパシタが放電されるよ
うに積分器が制御され、積分器の出力が徐々に低くな
る。このような積分器の出力と所定の閾値を比較するこ
とによって、ゲート制御信号を生成する。このゲート制
御信号によって、パルスノイズを除去するためのゲート
回路の動作が制御される。
になるとき、パルスノイズ検出信号が発生して、積分器
の出力が閾値より高い間、ゲート制御信号がハイとな
る。そして、ゲート回路では、コンポジット信号の信号
レベルがパルスノイズ発生直前の信号レベルに保持され
るように、信号処理が行われるため、図6(d)のよう
に、パルスノイズが除去されたコンポジット信号が出力
される。
ような動作を行うことによってパルスノイズの除去を行
うノイズキャンセラでは、受信信号の状況によらず、ゲ
ート回路でパルスノイズ発生期間中、パルスノイズ発生
直前の信号レベルに保持される。よって、受信信号に歪
みが発生するために、復調した音声信号の音質が余り良
くない。
に、受信状況によりフィルタの切換を行うFM受信装置
において、パルスノイズを除去するために受信信号の信
号レベルを保持するゲート期間を可変とすることによ
り、適切なパルスノイズの除去を行うものが提案されて
いる。しかしながら、結局は、図6の動作と同様、パル
スノイズ発生直前の信号レベルに保持することによっ
て、パルスノイズの除去を行うため、受信信号に歪みが
発生する。
スノイズ除去後、受信信号の状況に応じて補間動作を行
うノイズキャンセラを提供することを目的とする。
に、請求項1に記載の入力信号に冗長されたパルスノイ
ズを検出するパルス位置検出部を有するともに、前記入
力信号から前記パルス位置検出部で検出されたパルスノ
イズを除去するノイズキャンセラにおいて、前記入力信
号の状態を判定する状態算出部と、該状態算出部で判定
された前記入力信号の状態に応じて、前記パルスノイズ
の除去を行うとともに補正処理を行うためのデータ位置
である補間幅を設定する補間幅算出部と、前記入力信号
から前記パルス位置検出部でパルスノイズが検出された
データ位置を中心として前記補間幅分のデータを処理す
ることによって、前記パルスノイズの除去を行うととも
に補間処理を行って出力するパルスノイズ低減処理部
と、を有することを特徴とする。
ルスノイズがパルス位置検出部で検出されるとき、前記
補間幅算出部において、パルスノイズが重畳されたデー
タ位置を含む補間幅が、前記状態算出部で判定されたパ
ルスノイズが重畳されたデータ位置の音声信号の状態に
よって設定される。そして、パルスノイズが重畳された
データ位置を含む前記補間幅算出部で設定された補間幅
における音声信号が補間処理される。このとき、補間幅
前後のデータを用いて、補間幅内の音声信号が線形補間
されるようにしても構わない。
て、請求項2に記載するように、前記補間幅算出部にお
いて、前記状態算出部で前記音声信号が無音声状態に近
いと判定されるとき、前記補間幅が最も長く設定され、
前記状態算出部で前記音声信号が有する高域成分の比率
が高いと判定されるほど、前記補間幅が短く設定される
ようにして、補間処理後の波形を適切なものとし、歪み
を抑制することができる。更に、請求項3に記載するよ
うに、前記状態算出部において、まず、前記音声信号が
無音状態であるか否かが判定された後、前記音声信号に
高域成分が多く含まれているか否かが判定されるように
しても構わない。
スノイズ低減処理部において、更に、前記補間処理が成
された前記音声信号を低域通過フィルタで濾波するよう
にして、補間処理された部分と補間処理されていない部
分との不連続性を抑えるようにすることができる。更
に、請求項5に記載するように、前記補間幅算出部にお
いて、前記状態算出部で判定された前記音声信号が有す
る高域成分の比率が高くなるほど、前記低域通過フィル
タのカットオフ周波数が高くなるように設定して、前記
パルスノイズ低減処理部に与えるようにしても構わな
い。
面を参照して説明する。図1は、本発明のノイズキャン
セラを有するFM受信装置の内部構成を示すブロック図
である。図2は、本発明のノイズキャンセラの内部構成
を示すブロック図である。
信するアンテナ1と、アンテナ1で受信した放送信号か
ら所望のチャンネルのFM受信信号を選択受信するとと
もに高周波増幅を行うフロントエンド部(FE)2と、
FE2で受信されたFM受信信号を10.7MHzの中
間周波数に周波数変換するとともに増幅する中間周波数
増幅部(IF)3と、IF3で周波数変換されたFM受
信信号を検波して変調信号を取り出す検波部4と、検波
部4で検波されて得られた変調信号に重畳したノイズを
除去するためのノイズキャンセラ(NC)5と、NC5
でノイズが除去された変調信号を左スピーカ7と右スピ
ーカ8に出力するための音声信号に分離するためのマル
チプレクサ(MPX)6と、音声を再生出力する左スピ
ーカ7及び右スピーカ8とを有する。
ら、所望のチャンネル周波数のFM受信信号をFE2で
選局すると、IF3において、この選局したFM受信信
号に局部発振信号を混合することによって中間周波数変
換を行う。そして、中間周波数変換が成されたFM受信
信号が、検波部4でPLL(Phase Locked Loop)など
による検波方式が用いられて検波されて変調信号が得ら
れる。更に、検波部4において、この変調信号がデジタ
ル信号に変換される。この変調信号がNC5に与えられ
て、重畳されたノイズが検知されるとともに除去され
る。このノイズ除去された変調信号がMPX6に与えら
れると、変調信号に含まれる主チャンネル信号と副チャ
ンネル信号とを処理することによって、左スピーカ7と
右スピーカ8に出力するための音声信号に分離して左ス
ピーカ7と右スピーカ8に出力する。
ついて、以下に説明する。図2に示すNC5は、検波部
4で得られた変調信号に重畳されたパルスノイズの検出
を行うパルス位置検出部51と、変調信号の状態を認識
するモード算出部52と、モード算出部52で認識され
た変調信号の状態に応じてパルスノイズが検出された位
置での補間を行うための補間幅を設定するための補間幅
算出部53と、パルス位置検出部51で検出されたパル
スノイズの除去とパルスノイズ除去後の補間動作を行う
パルスノイズ低減処理部54とを有する。
号がNC5に入力されると、パルス位置検出部51でパ
ルスノイズが重畳された位置の検出が行われる。このと
き、例えば、広域フィルタで濾波した変調信号を2乗回
路で2乗して絶対値形成を行う。そして、この絶対値形
成が成された変調信号を、リミッタ回路で極端に振幅の
大きい部分を取り除き、時間平均回路で時間的な平均値
を求める。この時間的な平均値と絶対値形成された変調
信号の信号レベルとを比較し、時間的な平均値に対し
て、その信号レベルが十分に大きくなるとき、パルスノ
イズが発生したものとして、その位置を検出する。
1の詳細について、例えば、特開2001−10294
4号公報に「ラジオ受信機におけるノイズ検出装置」と
して提案している。又、本実施形態では、ノイズ位置検
出回路を、特開2001−102944号公報における
ノイズ検出装置に基づいた構成のものとして説明する
が、他の構成のものとしても構わない。
れた変調信号を2乗することによって絶対値形成を行っ
て、所定期間の変調信号の振幅を測定する。この測定し
た変調信号の振幅を所定の閾値と比較したとき、所定期
間内に置いて連続して閾値以下となる場合、変調信号が
無音状態に近い状態であることを認識する。又、無音状
態でないと判定されたとき、この所定期間の変調信号
が、高域周波数の変調信号を濾波するBPF(Band Pas
s Filter)によって濾波された高域成分と変調信号全体
の成分の比を求め、求められた成分比が所定値より大き
くなったとき、高域成分が多いものとして判定する。
まず、入力された変調信号が無音状態に近い第1モード
であるか否かが判定される。次に、入力された変調信号
が第1モードに属さない場合、高域部分が少ない第2モ
ードであるか、又は、高域部分の多い第3モードである
かを判定する。よって、モード算出部52では、第1〜
第3モードの3種類のモードが判定される。
出部52で判定されると、判定したモードを補間幅算出
部53に通知する。補間幅算出部53では、ノイズ除去
するための補間幅を設定する。即ち、パルスノイズが検
出されたとき、このパルスノイズを除去した後に波形成
形するために、補間する時間間隔が設定される。このと
き、モード算出部52で第1モードと判定されると、補
間幅を最も長く設定し、又、モード算出部52で第3モ
ードと判定されると、補間幅を最も短く設定する。
信号として入力されるため、補間幅は、補間処理するた
めのデータの個数として設定される。即ち、第1モード
ではパルスノイズが検出されたデータを含む10個のデ
ータを補間幅とし、第2モードではパルスノイズが検出
されたデータを含む7個のデータを補間幅とし、第3モ
ードではパルスノイズが検出されたデータを含む5個の
データを補間幅とする。
て、補間処理を行ってパルスノイズが除去された部分と
補間処理の行われない部分との不連続性をなくすため
に、LPF(Low Pass Filter)処理が行われる。この
LPF処理を行う際のカットオフ周波数とが各モードに
応じて設定される。このカットオフ周波数は、第1モー
ドで最も低く設定されるとともに、第3モードで最も高
く設定される。
たパルスノイズの重畳されたデータ位置と、検出された
パルスノイズの重畳されたデータ位置において補間幅算
出部53で設定された補間幅とが、パルスノイズ低減処
理回路54に与えられる。そして、パルスノイズの重畳
されたデータ位置を中心として補間幅の前後の位置のデ
ータを用いて線形補間が行われることで、補間幅の各デ
ータ位置のデータが求められる。
おいてパルスノイズが検出されるとともに、第3モード
と判定されて、補間幅内のデータの個数が5個と設定さ
れるものとする。そして、補間幅内の各データ位置Y1
〜Y5の信号レベルをy1〜y5とするとともに、補間幅直
前のデータ位置Xaの信号レベルをxa、補間幅直後のデ
ータ位置Xbの信号レベルをxbとする。このとき、補間
幅内の各データ位置Y1〜Y5の信号レベルy1〜y5は、
以下のようになる。 y1=(xb−xa)/6+xa y2=2×(xb−xa)/6+xa y3=3×(xb−xa)/6+xa y4=4×(xb−xa)/6+xa y5=5×(xb−xa)/6+xa
の場合及び周波数3kHzの正弦波の場合のそれぞれに
おいて行われたときの様子を、図4及び図5に示す。
尚、図4(a)及び図5(a)が入力されたパルスノイ
ズが重畳された変調信号を、図4(b)及び図5(b)
が補間幅内のデータの個数を5個としたときの補間処理
後の変調信号を、図4(c)及び図5(c)が補間幅内
のデータの個数を10個としたときの補間処理後の変調
信号を、それぞれ表す。又、図4及び図5は、補間幅の
違いによる補間処理後の様子を比較するための図であ
る。
(第1モード)にパルスノイズが重畳されたとき、補間
幅内のデータの個数を5個とした場合、図4(b)のよ
うに、補間処理後の変調信号から完全にパルスノイズを
除去することができず、補正残りが発生する。よって、
補間幅内のデータの個数を10個と多くすることによっ
て、図4(c)のように、パルスノイズを完全に除去す
るとともに、パルスノイズが除去された補間部分を無音
状態として復元することができる。
の正弦波となる変調信号(第3モード)にパルスノイズ
が重畳されたとき、補間幅内のデータの個数を10個と
した場合、図5(c)のように、補間処理されてパルス
ノイズが除去された変調信号が歪んだ波形として出力さ
れる。よって、補間幅内のデータの個数を5個と少なく
することによって、図5(b)のように、パルスノイズ
を完全に除去するとともに、パルスノイズが除去された
補間部分を周波数3kHzの正弦波に近い状態に復元す
ることができる。
ど、その補間幅を短くすることによって適切な補間処理
を行うことができる。パルスノイズ低減処理部54にお
いて、このようにして、パルスノイズ除去を行うととも
に補間処理が行われると、LPF処理を行うことによっ
て、補間処理された部分と補間処理が成されていない部
分との不連続性をなくす。よって、パルスノイズ低減処
理部54より、パルスノイズが低減されるとともに補正
歪みの抑制された変調信号が出力される。
が、無音状態と、高域成分の少ない状態と、高域成分の
多い状態となる第1〜第3モードの3つのモードを判定
するものとしたが、複数種類のBPFを利用することに
よって、更に細かく変調信号の状態を判定することでき
るようにしても構わない。又、このとき、それぞれの状
態で最適とされる補間幅を設定することによって、補間
処理後に発生する変調信号に現れる歪みを抑制すること
ができる。又、補間処理についても、単純な線形補間方
法を用いたが、他の方法を用いて補間を行うようにして
も構わない。更に、検波部においてデジタル信号に変換
されるものとしたが、中間周波数に周波数変換された後
にデジタル信号に変換し、IF後段の各部においてデジ
タル信号処理されるようにしても構わない。
て補間処理をするための補間幅が調整することができる
ため、各状態に最適な補間処理を施すことができる。よ
って、補間処理後に生成される入力信号の波形に生じる
歪みを抑制することができ、自然な波形とすることがで
きる。又、無音状態に近いような場合には、補間幅を長
くすることで補正されていないノイズ部分が重畳された
補正残りを防ぐことができるとともに、高域成分が多い
場合には補間幅を短くすることで補間処理後の波形の歪
みを低減することができる。更に、補間処理後の入力信
号に対して、LPF処理を行うことによって、補間処理
された部分と補間処理されていない部分との間に生じる
不連続性を抑制することができる。
置の内部構成を示すブロック図。
ロック図
を示す図。
したときの様子を示す図。
種信号の様子を示す図。
Claims (5)
- 【請求項1】 音声信号に冗長されたパルスノイズを検
出するパルス位置検出部を有するとともに、前記入力信
号から前記パルス位置検出部で検出されたパルスノイズ
を除去するノイズキャンセラにおいて、 前記音声信号の状態を判定する状態算出部と、 該状態算出部で判定された前記音声信号の状態に応じ
て、前記パルスノイズの除去を行うとともに補正処理を
行うためのデータ位置である補間幅を設定する補間幅算
出部と、 前記音声信号から前記パルス位置検出部でパルスノイズ
が検出されたデータ位置を中心として前記補間幅分のデ
ータを処理することによって、前記パルスノイズの除去
を行うとともに補間処理を行って出力するパルスノイズ
低減処理部と、を有することを特徴とするノイズキャン
セラ。 - 【請求項2】 前記補間幅算出部において、 前記状態算出部で前記音声信号が無音声状態に近いと判
定されるとき、前記補間幅が最も長く設定され、 前記状態算出部で前記音声信号が有する高域成分の比率
が高いと判定されるほど、前記補間幅が短く設定される
ことを特徴とする請求項1に記載のノイズキャンセラ。 - 【請求項3】 前記状態算出部において、まず、前記音
声信号が無音状態であるか否かが判定された後、前記音
声信号に高域成分が多く含まれているか否かが判定され
ることを特徴とする請求項1又は請求項2に記載のノイ
ズキャンセラ。 - 【請求項4】 前記パルスノイズ低減処理部において、
更に、前記補間処理が成された前記音声信号を低域通過
フィルタで濾波することを特徴とする請求項1〜請求項
3のいずれかに記載のノイズキャンセラ。 - 【請求項5】 前記補間幅算出部において、前記状態算
出部で判定された前記音声信号が有する高域成分の比率
が高くなるほど、前記低域通過フィルタのカットオフ周
波数が高くなるように設定して、前記パルスノイズ低減
処理部に与えることを特徴とする請求項4に記載のノイ
ズキャンセラ。
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