JPH0879110A - 受信機 - Google Patents
受信機Info
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- JPH0879110A JPH0879110A JP21018394A JP21018394A JPH0879110A JP H0879110 A JPH0879110 A JP H0879110A JP 21018394 A JP21018394 A JP 21018394A JP 21018394 A JP21018394 A JP 21018394A JP H0879110 A JPH0879110 A JP H0879110A
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- Japan
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- band filter
- switching
- frequency
- signal
- filter
- Prior art date
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- Noise Elimination (AREA)
Abstract
て、受信すべき希望波に隣接した妨害波に対する妨害特
性を損なうことなく、復調信号の特性を改善する。 【構成】 スーパーヘテロダイン方式のラジオ受信機2
1において、中間周波増幅回路30からの出力を、縦続
接続した広帯域フィルタ31および狭帯域フィルタ32
に与え、レベル検波回路37で検出される広帯域フィル
タ31の出力レベルがレベル検波回路38によって検出
される狭帯域フィルタ32の出力レベルよりも予め定め
る値以上大きくなると、隣接妨害検知回路39は隣接妨
害が発生していると判断し、制御回路40が切換スイッ
チ33を制御して、狭帯域フィルタ32を介する中間周
波信号を検波回路34に与え、妨害の影響の少ない復調
音声信号を得る。隣接妨害が発生していないときには、
広帯域フィルタ31を介して、希望波のすべての信号成
分を検波回路34に与えて、歪の少ない復調を行う。
Description
として好適に実施される受信機に関し、特に受信すべき
希望波の周波数に隣接する周波数の妨害波の影響を低減
するようにした受信機に関する。
信機1の電気的構成を示すブロック図である。アンテナ
2で受信された受信信号は、同調回路3において、受信
すべき希望波の周波数付近の信号成分のみが強調され、
さらに高周波増幅回路4で増幅された後、混合回路5に
入力される。この混合回路5に関連して、局部発振回路
6が設けられている。前記局部発振回路6は、電圧制御
形発振器などで実現され、フェイズロックループ(以
下、「PLL」と略称する)回路7からのチューニング
電圧に対応した周波数の局部発振信号を出力する。
タなどで実現される制御回路8から入力される前記希望
波の周波数に対応した分周比Nで前記局部発振信号を分
周する分周器と、予め定める基準周波数の基準信号を発
生する基準信号源と、この基準信号と前記分周された局
部発振信号との位相を比較してその差に対応した誤差出
力を発生する比較器と、前記比較器からの誤差出力を直
流電圧に平滑化して、前記チューニング電圧として、前
記局部発振回路6および同調回路3に与えるフィルタと
を備えて構成されている。したがって、受信周波数を変
化するためには、制御回路8は前記N値を変化し、前記
局部発振信号をそのN値で分周した信号と、前記基準信
号との位相差が零となるようにチューニング電圧が変化
し、こうして希望波の安定した受信が可能となる。
れた局部発振信号と、受信信号とを混合し、得られた中
間周波信号は、音声信号成分が含まれる成分を濾波する
ことができる広帯域フィルタ9を介して中間周波増幅回
路10に与えられる。前記広帯域フィルタ9の濾波帯域
幅は、たとえば周波数変調放送を受信するときには、2
80kHz程度に選ばれる。
間周波信号は、狭帯域フィルタ11を介して検波回路1
2に与えられて音声信号が復調され、その音声信号は電
力増幅器13で増幅された後、スピーカ14に与えられ
て音響化される。前記狭帯域フィルタ11の濾波帯域幅
は、周波数変調放送を受信するときには、180kHz
程度に選ばれる。
方式の受信機において、中間周波段の帯域通過フィルタ
は、混合回路によって発生した高調波や、受信信号その
ままのスルー成分などを除去するために設けられてお
り、したがって広帯域である程、特に周波数変調放送に
対しては周波数特性や歪特性が良好である。しかしなが
ら、希望波の周波数に隣接した周波数の妨害波が存在す
るときには、その妨害波の成分を通過してしまうという
問題がある。したがって受信状態が刻々と変化する車載
用のラジオ受信機では、前記周波数特性および歪特性な
どを若干犠牲にしつつ、上述のように狭帯域フィルタ1
1用いて妨害波の抑制を優先するように構成されてい
る。
なうことなく、復調信号の特性を改善することができる
受信機を提供することである。
ロダイン方式の受信機において、中間周波段に相互に縦
続接続して設けられ、比較的通過帯域幅の広い前段側の
広帯域フィルタおよび比較的通過帯域幅の狭い後段側の
狭帯域フィルタと、前記広帯域フィルタおよび狭帯域フ
ィルタの出力レベルをそれぞれ比較し、広帯域フィルタ
の出力レベルが狭帯域フィルタの出力レベルよりも予め
定める値以上大きくなったときには、隣接妨害が発生し
ていると判定する隣接妨害検知手段と、前記広帯域フィ
ルタまたは狭帯域フィルタの出力を選択的に出力する切
換手段と、前記隣接妨害検知手段の検知結果に応答し、
前記切換手段に、前記隣接妨害が検知されているときに
は狭帯域フィルタからの中間周波信号を出力させ、前記
隣接妨害が検知されていないときには広帯域フィルタか
らの中間周波信号を出力させる制御手段とを含むことを
特徴とする受信機である。
中間周波段で求められる受信信号レベルに基づいてマル
チパスの発生を検知するマルチパス検知手段を設け、前
記制御手段は、前記マルチパス検知手段でマルチパスの
発生が検知されると、切換手段に、広帯域フィルタから
の中間周波信号を出力させることを特徴とする。
妨害検知手段の検知結果を、マルチパス検知手段の検知
結果よりも優先して用いることを特徴とする。
れ、音声信号の高域成分を増強および減衰することがで
きる周波数フィルタを有し、前記制御手段は、切換手段
を、広帯域フィルタ側から狭帯域フィルタ側へ切換える
ときには、前記周波数フィルタに高域成分の緩やかな減
衰を開始させ、所定の減衰量となった時点で切換えを行
うとともに減衰を解除し、狭帯域フィルタ側から広帯域
フィルタ側へ切換えるときには、周波数フィルタに高域
成分の緩やかな増強を開始させ、所定の増強量となった
時点で切換えを行うとともに増強を解除することを特徴
とする。
在され、音声信号の高域成分を減衰することができる周
波数フィルタを有し、前記制御手段は、切換手段を、広
帯域フィルタ側から狭帯域フィルタ側へ切換えるときに
は、前記周波数フィルタに高域成分の緩やかな減衰を開
始させ、所定の減衰量となった時点で切換えを行うとと
もに減衰を解除し、狭帯域フィルタ側から広帯域フィル
タ側へ切換えるときには、周波数フィルタに高域成分の
緩やかな減衰を開始させ、所定の減衰量となった時点で
切換えを行うとともに前記減衰量が零となるまで緩やか
に減衰を解除してゆくことを特徴とする。
受信機において、中間周波段に設けられ、混合回路から
の高調波成分やスルー成分などを除去するための帯域通
過フィルタを、比較的通過帯域幅の広い前段側の広帯域
フィルタと、比較的通過帯域幅の狭い後段側の狭帯域フ
ィルタとを縦続接続して構成する。またこれに対応し
て、前記広帯域フィルタおよび狭帯域フィルタの出力レ
ベルをそれぞれ比較して、隣接妨害が発生しているか否
かを検知する隣接妨害検知手段を設ける。
の出力レベルが狭帯域フィルタの出力レベルよりも予め
定める値以上大きいとき、すなわち妨害波の成分が前記
予め定める値以上含まれているときには、隣接妨害が発
生していると判定する。その判定結果は制御手段に与え
られており、この制御手段は、隣接妨害の発生が検知さ
れると、切換スイッチなどで実現される切換手段を狭帯
域フィルタ側に切換え、これによって後段の検波回路へ
は、中間周波信号が広帯域フィルタおよび狭帯域フィル
タの両方を通過した後、与えられる。これに対して、前
記制御手段は、前記隣接妨害の発生が検知されないとき
には、前記切換手段を広帯域フィルタ側に切換える。こ
れによって前記中間周波信号は、広帯域フィルタのみを
通過した後、検波回路に与えられる。
きには、広い通過帯域幅で中間周波信号を濾波し、周波
数特性や歪特性などが良好な復調信号を得ることができ
る。これに対して隣接妨害が発生しているときには、前
記周波数特性および歪特性などは若干犠牲にはなるけれ
ども、狭い通過帯域幅で中間周波信号を濾波し、妨害特
性の良好な復調信号を得ることができる。
間周波段で求められる受信信号レベルに基づいて、たと
えば音声信号の変調帯域外に現れる高調波成分や、急激
な電界強度レベルの変化などからマルチパスの発生を検
知するマルチパス検知手段を設け、マルチパスの発生が
検知されると、前記制御手段が切換手段を広帯域フィル
タ側に切換える。したがって、反射等によるマルチパス
成分が直接波の成分に合成されると変調帯域が広がって
おり、これを狭帯域フィルタで通過帯域幅を制限した場
合には復調出力により多く歪が現れてしまうのに対し
て、このような不具合を解消することができる。
妨害との両方が検知されたときには、隣接妨害を優先し
て、切換手段を狭帯域フィルタ側に切換えるようにして
もよく、これによって隣接妨害発生時には、前記周波数
特性や前記歪特性などが若干悪化しても、妨害波の影響
の少ない、聞き易い復調信号を得ることができる。
号の高域成分を増強および減衰、または減衰のみを行う
ことができる周波数フィルタを介在しておき、前記制御
手段は、切換手段を広帯域フィルタ側から狭帯域フィル
タ側へ切換えるとき、すなわちたとえば振幅変調波の場
合には高域成分が低下してしまう場合には、周波数フィ
ルタに高域成分の緩やかな減衰を開始させ、所定の減衰
量となった時点で切換えを行うとともに、減衰を解除す
る。これによって、違和感なく切換えを行うことができ
る。
帯域フィルタ側へ切換えるときには、前記周波数フィル
タに高域成分の緩やかな増強を開始させ、所定の増強量
となった時点で切換えを行うとともに、増強を解除する
ようにしてもよく、または高域成分の緩やかな減衰を開
始させ、所定の減衰量となった時点で切換えを行うとと
もに、前記減衰量が零となるように緩やかに減衰を解除
してゆくようにしてもよく、これによってフィルタ切換
時における再生音響の違和感をなくすことができる。
1の電気的構成を示すブロック図である。アンテナ22
で受信された受信信号は、同調回路23において、受信
すべき希望波の周波数付近の信号成分のみが強調され、
さらに高周波増幅回路24で増幅された後、混合回路2
5に入力される。この混合回路25に関連して、局部発
振回路26が設けられている。前記局部発振回路26
は、電圧制御形発振器などで実現され、PLL回路27
からのチューニング電圧に対応した周波数の局部発振信
号を出力する。
ータなどで実現される制御回路28から入力される前記
希望波の周波数に対応した分周比Nで前記局部発振信号
を分周する分周器と、予め定める基準周波数の基準信号
を発生する基準信号源と、この基準信号と前記分周され
た局部発振信号との位相を比較してその差に対応した誤
差出力を発生する比較器と、前記比較器からの誤差出力
を直流電圧に平滑化して、前記チューニング電圧とし
て、前記局部発振回路26および同調回路23に与える
フィルタとを備えて構成されている。したがって、受信
周波数を変化するためには、制御回路28は前記N値を
変化し、前記局部発振信号をそのN値で分周した信号
と、前記基準信号との位相差が零となるようにチューニ
ング電圧が変化し、こうして希望波の安定した受信が可
能となる。
られた局部発振信号と、受信信号とを混合し、得られた
中間周波信号は、音声信号成分が含まれる成分を濾波す
ることができる広帯域フィルタ29を介して中間周波増
幅回路30に与えられる。
間周波信号は、縦続接続された広帯域フィルタ31およ
び狭帯域フィルタ32を介して切換スイッチ33の一方
の個別接点33aに与えられるとともに、広帯域フィル
タ31のみを介して切換スイッチ33の他方の個別接点
33bに与えられる。この切換スイッチ33で後述する
ように選択された中間周波信号は、該切換スイッチ33
の共通接点33cから検波回路34に与えられて音声信
号が復調され、さらに電力増幅器35で増幅された後、
スピーカ36に与えられて音響化される。
ルタ32からそれぞれ出力される中間周波信号は、レベ
ル検波回路37,38において、その信号レベルが検出
されて隣接妨害検知回路39に与えられる。隣接妨害検
知回路39は、広帯域フィルタ31のみを介するレベル
検波回路37からの出力レベルが、狭帯域フィルタ32
も介するレベル検波回路38からの出力レベルに対して
予め定める値以上大きいときには、希望波の周波数に隣
接した周波数の妨害波のレベルが所定レベル以上であっ
て隣接妨害が発生していると判断し、制御回路40にそ
の判定結果を出力する。制御回路40は前記隣接妨害が
発生しているときには、切換スイッチ33を個別接点3
3a側に導通し、隣接妨害が発生していないときには個
別接点33b側に導通する。
するときには、広帯域フィルタ29,31は、中心周波
数が中間周波数に一致した10.7MHzに選ばれ、濾
波帯域幅が280kHzに選ばれている。これに対して
狭帯域フィルタ32は、前記10.7MHzの中心周波
数で、180kHzの通過帯域幅を有する。したがって
狭帯域フィルタ32からは、受信すべき希望波の中間周
波成分のほぼ99%が濾波されて出力されることにな
る。
は、前記狭帯域フィルタ32からの中間周波信号を選択
することによって、妨害波の影響を抑えて希望波の音響
化を行うことができる。また、隣接妨害が発生していな
いときには、広帯域フィルタ31のみを介する中間周波
信号を選択することによって、周波数特性や歪特性の良
好な音響化を行うことができる。こうして、妨害波に対
する特性を損なうことなく、復調信号の特性を改善する
ことができる。
41の電気的構成を示すブロック図であり、この実施例
は前述の実施例に類似し、対応する部分には同一の参照
符を付す。注目すべきはこの実施例では、検波回路34
に関連して中間周波信号レベルから受信信号レベルを検
出するレベル検出回路42が設けられている。このレベ
ル検出回路42は、ラジオ受信機41が車載用であって
も、通常生じ得る電界強度レベル変化よりも充分急峻な
電界強度レベルの変化を生じたときには、マルチパスが
発生しているものと判断する。
信号は歪検出回路43に与えられており、この歪検出回
路43は、たとえば53kHzの変調帯域よりも外側で
ある100kHz付近に現れる高調波成分などからマル
チパスの発生を検出する。したがって前記検出回路4
2,43は、マルチパスの検出回路49として動作し、
その検出結果は、制御回路50に与えられる。これら2
つの検出回路42,43の少なくともいずれか一方でマ
ルチパスの発生が検知される。
が設けられており、制御回路50は、選択スイッチ44
の選択結果に対応して、隣接妨害またはマルチパスが検
知されたときに、それぞれ切換スイッチ33を狭帯域フ
ィルタ32側または広帯域フィルタ31側に切換えるの
か、もしくは両方が検知されたときにいずれを優先して
切換えるべきかを選択する。
チパス成分が直接波の成分に合成されて変調帯域が広が
ってしまっているけれども、これを広帯域フィルタ31
のみを介する中間周波信号から復調することによって、
狭帯域フィルタ32を選択した場合に比べて、復調信号
の歪を抑えることができる。
示す電気回路図である。この制御回路50は、反転バッ
ファ45と、ダイオード46と、抵抗47とを備えて構
成されている。マルチパス検出回路49からの出力は、
反転バッファ45で反転された後、逆方向に接続された
ダイオード46から前記選択スイッチ44を経てライン
51を介して切換スイッチ33に与えられる。これに対
して隣接妨害検知回路39の出力は、抵抗47から前記
ライン51へ出力される。
ているときには隣接妨害優先とされ、マルチパスの検出
結果に拘らず、隣接妨害が検知されて隣接妨害検知回路
39がハイレベルの出力を導出すると、ライン51はハ
イレベルとなって切換スイッチ33は狭帯域フィルタ3
2側に導通され、隣接妨害が検知されていないときには
ライン51はローレベルとなって切換スイッチ33は広
帯域フィルタ31側に導通される。
ているときにはマルチパス妨害優先とされ、マルチパス
が検出されていないときにはマルチパス検出回路49は
ローレベルの出力を導出し、反転バッファ45で反転さ
れてダイオード46には逆方向のバイアスが印加されて
該ダイオード46は遮断し、隣接妨害検知回路39の出
力がそのままライン51に導出される。また、マルチパ
スが検出されているときには、ダイオード46には順方
向のバイアスが印加されて、隣接妨害検知回路39から
ハイレベルの出力が導出されても該ダイオード46は導
通し、こうしてライン51をローレベルとする。
先時とのそれぞれの切換出力を表1に示す。ただしこの
表1において、入力側の、Hは隣接妨害またはマルチパ
スが検出されていることを表し、Lはそれらが検出され
ていないことを表し、また出力側において、Hは切換ス
イッチ33が個別接点33a、すなわち狭帯域フイルタ
32側に導通されることを表し、Lは個別接点33b側
すなわち広帯域フィルタ31側に導通されることを表
す。
受信機61の電気的構成を示すブロック図であり、前述
の実施例に類似し、対応する部分には同一の参照符を付
す。注目すべきはこの実施例では、検波回路34からの
復調音声信号は、トーン制御回路62およびミュート回
路63を介して電力増幅器35に与えられる。これらト
ーン制御回路62およびミュート回路63は、制御回路
70によって、その動作が後述するように制御される。
示す電気回路図である。なおこの図4で示す実施例にお
いて、隣接妨害検知回路39からは、レベル検波回路3
7を介する広帯域フィルタ31のみを介する受信信号レ
ベルが、レベル検波回路38を介する狭帯域フィルタ3
2も介する受信信号レベルよりも予め定める値だけ大き
くなって隣接妨害が検知されたときには、ローレベルの
出力が導出されるものとする。また切換スイッチ33
も、ローレベルの入力が与えられると個別接点33a側
に導通し、ハイレベルの入力が与えられると個別接点3
3b側に導通するものとする。
抵抗R1とコンデンサC1とから成る積分回路64を介
して、比較器65の非反転入力端子に入力されている。
したがって、図6(1)で示すような隣接妨害検知回路
39からの出力に対して、比較器65の入力は図6
(2)で示すようになる。この比較器65の反転入力端
子には、予め定めるハイレベルの電圧+Bが、抵抗R
2,R3で分圧された基準電圧Vthが入力されてい
る。したがってこの比較器65からは、図6(3)で示
すように、積分回路64の出力電圧が前記基準電圧Vt
h以上であるときにはハイレベルの出力が導出され、基
準電圧Vth未満であるときにはローレベルの出力が導
出される。こうして積分回路64および比較器65は遅
延回路を構成し、前記隣接妨害検知回路39からの出力
が所定時間T1だけ遅延されて、切換信号として前記切
換スイッチ33に与えられる。
は、抵抗R4とコンデンサC2とから成る積分回路66
から抵抗R5を介して、図6(4)で示すようなトーン
制御信号として前記トーン制御回路62に与えられる。
また前記トーン制御信号には、前記比較器65からの出
力が図6(5)で示すように反転バッファB1で反転さ
れた後、抵抗R6を介して加算されて出力される。
(6)で示すように、定常時には零レベルであり、時刻
t1で示す隣接妨害検知回路39の出力がローレベル側
に切換わったときには緩やかにローレベルに立下がり、
時刻t2で示す前記切換信号の切換わりタイミングと同
時に零レベルへ復帰する。また、時刻t3で示す前記隣
接妨害検知回路39からの出力がハイレベル側に切換わ
ったときには緩やかにハイレベルに立上がり、前記切換
信号の切換わりタイミングで零レベルへ復帰する。
も与えられている。このミュート回路63は、たとえば
トーン制御回路62と電力増幅器35とを結ぶライン
が、減衰抵抗およびバイパストランジスタを介して接地
ラインに接続されて構成されており、前記バイパストラ
ンジスタが導通することによって所定レベルだけ音声信
号レベルを減衰するように構成されている。このミュー
ト回路63は、前記切換信号の立上がりエッジまたは立
下がりエッジを検出すると、前記バイパストランジスタ
が導通し、切換スイッチ33の切換わり時におけるいわ
ゆるボツ音を防止するように設けられている。
を示す電気回路図である。検波回路34からの音声信号
は、抵抗R11とコンデンサC11とから成るローパス
フィルタ67で高域成分が減衰された後、乗算器M1に
与えられる。また前記音声信号は差動増幅器68の非反
転入力端子に入力されており、この差動増幅器68の出
力は帰還抵抗R12を介して反転入力端子に帰還され
る。さらにまたこの差動増幅器68の反転入力端子に
は、コンデンサC12と抵抗R13とから成る時定数回
路69が接続されている。したがってこの差動増幅器6
8によって、前記音声信号は高域成分が増強された後、
乗算器M2に入力される。
入力されており、これに対して前記乗算器M1には前記
トーン制御信号が反転バッファB2で反転された後入力
される。乗算器M1,M2からの出力は、加算器M3で
相互に加算された後ミュート回路63に入力される。
〜t2間で示すように、トーン制御信号のレベルが低下
する程、乗算器M2の係数が小さくなり、これに対して
乗算器M1の係数が大きくなって、図8において参照符
α1からα2,α3で示すように高域成分が減衰された
音声信号がミュート回路63に入力されることになる。
これに対して時刻t3〜t4間で示すように、トーン制
御信号のレベルが高くなる程、乗算器M2の係数が大き
くなり、かつ乗算器M1の係数が小さくなって、参照符
β1からβ2,β3で示すように高域成分が増強された
音声信号がミュート回路63に入力される。
域フィルタ32側への切換えにあたって、予め時刻t1
からトーン制御回路62によって高音域を減衰してゆ
き、減衰が終了した時刻t2において実際に切換えを行
い、これに対して広帯域フィルタ31側に切換えられる
高音域が増加するときには、予め時刻t3からトーン制
御回路62によって高音域を増強してゆき、増強の終了
した時刻t4において実際に切換えを行うので、特に振
幅変調放送の受信時に顕著な、切換えに対する音質の変
化に対して、違和感を抑えることができる。
路62aの具体的構成を示す電気回路図であり、図7で
示すトーン制御回路62に類似し、対応する部分には同
一の参照符を付す。この実施例では、前記差動増幅器6
8および時定数回路69などから成る高域増強のための
構成が省略されて、低コスト化が図られている。したが
って検波回路34からの音声信号は、乗算器M2に直接
入力されている。
するための制御回路70aの具体的構成を示す電気回路
図であり、図5で示す制御回路70に対応する部分には
同一の参照符を付す。この制御回路70aでは、前記図
6(1)〜図6(3)と同様に、図11(1)で示す隣
接妨害検知回路39からの出力に対して、積分回路64
からの出力が図11(2)で示すように変化し、比較器
65からは図11(3)で示すような切換信号が出力さ
れる。
力はまた、NANDゲート72と排他的NORゲート7
3との一方の入力に共通に与えられている。また、NA
NDゲート72および排他的NORゲート73の他方の
入力には、前記比較器65からの出力が共通に与えられ
ている。排他的NORゲート73からの出力は、抵抗R
21とコンデンサC21とから成る積分回路74を介し
て、トーン制御信号として出力される。
オードD1との直列回路が並列に接続されており、した
がってスイッチ75が導通すると、排他的NORゲート
73側がハイレベルであるときには、ダイオードD1に
よって抵抗R21がバイパスされる。前記スイッチ75
は、NANDゲート72の出力によって切換制御され
る。すなわち、前記出力がハイレベルであるときには導
通され、ローレベルであるときには遮断する。
おいて、図11(1)で示すように時刻t11で隣接妨
害検知回路39からの出力がローレベルに立下がると、
図11(5)で示すように排他的NORゲート73から
の出力もローレベルに立下がり、トーン制御信号は図1
1(6)で示すように、緩やかにそのレベルが低下して
ゆく。またこのとき、図11(4)で示すようにNAN
Dゲート72からの出力もハイレベルとなってスイッチ
75は導通する。図11(3)で示すように時刻t12
において比較器65からの切換信号がローレベルに立下
がると、排他的NORゲート73からの出力はハイレベ
ルとなって、図11(6)で示すようにトーン制御信号
は速やかに立上がる。
力される音声信号は、時刻t11からその高音域が徐々
に減衰されてゆき、その減衰量が所定のレベルとなった
時刻t12において、狭帯域フィルタ32への切換えと
同時に、速やかに前記減衰が解除される。こうして違和
感なく、前記フィルタ31から32への切換えを行うこ
とができる。
ィルタ32側から広帯域フィルタ31側へ切換えるとき
には、図11(1)で示すように時刻t13において隣
接妨害検知回路39からの出力がハイレベルに立上がる
と、排他的NORゲート73の出力が図11(5)で示
すように立下がり、図11(6)で示すようにトーン制
御信号のレベルが徐々に低下してゆく。
域の減衰量が所定量となると、時刻t14において図1
1(3)で示すように比較器65からの出力が立上が
り、図11(5)で示すように排他的NORゲート73
の出力も立上がる。しかしながら、このときNANDゲ
ート72の出力はローレベルに立下がるので、スイッチ
75は遮断し、したがって図11(6)で示すように、
トーン制御信号は積分回路74の時定数で緩やかに立上
がってゆく。
る音声信号は、前記時刻t13からその高音域が徐々に
減衰されてゆき、時刻t14において切換スイッチ33
が広帯域フィルタ31側に切換わって高音域の成分が増
加するけれども、その増加分は時刻t13〜t14間の
減衰によって予め補正されており、切換スイッチ33の
切換えが終了した時刻t14以後において、徐々に高音
域の減衰量が減少されてゆく。このように高音域の成分
が改善される狭帯域フィルタ32から広帯域フィルタ3
1への切換えにあたっては、まず予め高音域の成分を減
衰させた後切換えを行い、徐々にその減衰量を減少して
ゆくので、比較的簡単な構成の前記トーン制御回路62
aを用いても、違和感のない切換えを行うことができ
る。
〜図4で示す実施例では、テレビジョン放送の受信機な
どにも好適に実施することができる。
ヘテロダイン方式の受信機において、中間周波段の帯域
通過フィルタを、広帯域フィルタと狭帯域フィルタとを
縦続接続して構成し、隣接妨害の発生が検知されると、
中間周波信号を広帯域フィルタおよび狭帯域フィルタの
両方を通過させて出力し、隣接妨害の発生が検知されな
いときには、中間周波信号を広帯域フィルタのみを通過
させて出力するので、隣接妨害が発生していないときに
は、周波数特性や歪特性などが良好な復調信号を得るこ
とができ、隣接妨害が発生しているときには、前記周波
数特性および歪特性などは若干犠牲にはなるけれども、
妨害特性の良好な復調信号を得ることができる。
されると広帯域フィルタ側に切換えるので、反射等によ
るマルチパス成分が直接波の成分に合成されて変調帯域
が広がっていても、これを狭帯域フィルタで通過帯域幅
を制限した場合には復調出力により多く歪が現れてしま
うのに対して、このような不具合を解消することができ
る。
妨害との両方が検知されたときには、隣接妨害を優先し
て狭帯域フィルタ側に切換えるようにしてもよく、これ
によって隣接妨害発生時には、前記周波数特性や前記歪
特性などが若干悪化しても、妨害波の影響の少ない、聞
き易い復調信号を得ることができる。
帯域フィルタ側へ切換えるとき、すなわちたとえば振幅
変調波の場合には高域成分が低下してしまう場合には、
周波数フィルタに高域成分の緩やかな減衰を開始させ、
所定の減衰量となった時点で切換えを行うとともに減衰
を解除するので、違和感なく切換えを行うことができ
る。また、狭帯域フィルタ側から広帯域フィルタ側へ切
換えるときには、前記周波数フィルタに高域成分の緩や
かな増強を開始させ、所定の増強量となった時点で切換
えを行うとともに増強を解除し、または高域成分の緩や
かな減衰を開始させ、所定の減衰量となった時点で切換
えを行うとともに、前記減衰量が零となるように緩やか
に減衰を解除してゆくので、これによってもフィルタ切
換時における再生音響の違和感をなくすことができる。
構成を示すブロック図である。
的構成を示すブロック図である。
0の具体的構成を示す電気回路図である。
の電気的構成を示すブロック図である。
0の具体的構成を示す電気回路図である。
図である。
回路62の具体的構成を示す電気回路図である。
ラフである。
具体的構成を示す電気回路図である。
路70aの具体的構成を示す電気回路図である。
波形図である。
構成を示すブロック図である。
Claims (5)
- 【請求項1】 スーパーヘテロダイン方式の受信機にお
いて、 中間周波段に相互に縦続接続して設けられ、比較的通過
帯域幅の広い前段側の広帯域フィルタおよび比較的通過
帯域幅の狭い後段側の狭帯域フィルタと、 前記広帯域フィルタおよび狭帯域フィルタの出力レベル
をそれぞれ比較し、広帯域フィルタの出力レベルが狭帯
域フィルタの出力レベルよりも予め定める値以上大きく
なったときには、隣接妨害が発生していると判定する隣
接妨害検知手段と、 前記広帯域フィルタまたは狭帯域フィルタの出力を選択
的に出力する切換手段と、 前記隣接妨害検知手段の検知結果に応答し、前記切換手
段に、前記隣接妨害が検知されているときには狭帯域フ
ィルタからの中間周波信号を出力させ、前記隣接妨害が
検知されていないときには広帯域フィルタからの中間周
波信号を出力させる制御手段とを含むことを特徴とする
受信機。 - 【請求項2】 復調信号レベルまたは前記中間周波段で
求められる受信信号レベルに基づいてマルチパスの発生
を検知するマルチパス検知手段を設け、 前記制御手段は、前記マルチパス検知手段でマルチパス
の発生が検知されると、切換手段に、広帯域フィルタか
らの中間周波信号を出力させることを特徴とする請求項
1記載の受信機。 - 【請求項3】 前記制御手段は、隣接妨害検知手段の検
知結果を、マルチパス検知手段の検知結果よりも優先し
て用いることを特徴とする請求項2記載の受信機。 - 【請求項4】 復調信号ラインに介在され、音声信号の
高域成分を増強および減衰することができる周波数フィ
ルタを有し、 前記制御手段は、切換手段を、広帯域フィルタ側から狭
帯域フィルタ側へ切換えるときには、前記周波数フィル
タに高域成分の緩やかな減衰を開始させ、所定の減衰量
となった時点で切換えを行うとともに減衰を解除し、狭
帯域フィルタ側から広帯域フィルタ側へ切換えるときに
は、周波数フィルタに高域成分の緩やかな増強を開始さ
せ、所定の増強量となった時点で切換えを行うとともに
増強を解除することを特徴とする請求項1記載の受信
機。 - 【請求項5】 復調信号ラインに介在され、音声信号の
高域成分を減衰することができる周波数フィルタを有
し、 前記制御手段は、切換手段を、広帯域フィルタ側から狭
帯域フィルタ側へ切換えるときには、前記周波数フィル
タに高域成分の緩やかな減衰を開始させ、所定の減衰量
となった時点で切換えを行うとともに減衰を解除し、狭
帯域フィルタ側から広帯域フィルタ側へ切換えるときに
は、周波数フィルタに高域成分の緩やかな減衰を開始さ
せ、所定の減衰量となった時点で切換えを行うとともに
前記減衰量が零となるまで緩やかに減衰を解除してゆく
ことを特徴とする請求項1記載の受信機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21018394A JP3825484B2 (ja) | 1994-09-02 | 1994-09-02 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21018394A JP3825484B2 (ja) | 1994-09-02 | 1994-09-02 | 受信機 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0879110A true JPH0879110A (ja) | 1996-03-22 |
JP3825484B2 JP3825484B2 (ja) | 2006-09-27 |
Family
ID=16585165
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP21018394A Expired - Fee Related JP3825484B2 (ja) | 1994-09-02 | 1994-09-02 | 受信機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3825484B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008035413A (ja) * | 2006-07-31 | 2008-02-14 | Fujitsu Ltd | 受信装置及び受信方法 |
JP2013005122A (ja) * | 2011-06-15 | 2013-01-07 | Nec Corp | 無線受信装置およびそのスケルチ制御方法 |
EP2850795A4 (en) * | 2012-05-07 | 2016-02-17 | Zte Usa Inc | RECEIVER ARCHITECTURE FOR DOUBLE RECEIVER SIGNAL LEVEL AND DETECTION OF INTERFERENCE IN DIGITAL MICROWAVE RADIO APPLICATIONS |
-
1994
- 1994-09-02 JP JP21018394A patent/JP3825484B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008035413A (ja) * | 2006-07-31 | 2008-02-14 | Fujitsu Ltd | 受信装置及び受信方法 |
JP2013005122A (ja) * | 2011-06-15 | 2013-01-07 | Nec Corp | 無線受信装置およびそのスケルチ制御方法 |
EP2850795A4 (en) * | 2012-05-07 | 2016-02-17 | Zte Usa Inc | RECEIVER ARCHITECTURE FOR DOUBLE RECEIVER SIGNAL LEVEL AND DETECTION OF INTERFERENCE IN DIGITAL MICROWAVE RADIO APPLICATIONS |
US9362964B2 (en) | 2012-05-07 | 2016-06-07 | Zte (Usa) Inc. | Receiver architecture for dual receiver signal level and interference detection in microwave digital radio applications |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3825484B2 (ja) | 2006-09-27 |
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