JP2003029711A - 蛍光表示管の駆動方法及び駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 負荷変動に対する表示電圧の安定性を向上さ
せる。 【解決手段】 差動パルス回路２は、直流電圧ＶＣＣを
オン／オフして互いに相補な差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２
を生成し、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２をフィラメント電
圧として出力する。倍電圧回路３は、差動パルス電圧Ｆ
１，Ｆ２を倍電圧整流した直流電圧を表示電圧ＶＤＤ２
として出力する。出力電圧監視回路４は、表示電圧ＶＤ
Ｄ２を検出して、検出結果を帰還電圧ＶＥＲＲとして出
力する。入力電圧制御回路１は、帰還電圧ＶＥＲＲに基
づいて表示電圧ＶＤＤ２が一定となるよう直流電圧ＶＣ
Ｃを調節する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、蛍光表示管のフィ
ラメントに供給するフィラメント電圧とグリッド及びア
ノードに供給する表示電圧とを生成する蛍光表示管の駆
動方法及び駆動回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】蛍光表示管は、アノードとグリットとフ
ィラメントとからなり、フィラメントに電力を供給して
フィラメントを発熱させることで熱電子を発生させ、グ
リッドにより該熱電子を加速し、アノードの蛍光体と熱
電子が衝突することで発光する表示素子である。このた
め、蛍光表示管では、フィラメント電圧とグリッド電圧
とアノード電圧を供給する駆動回路が必要となる。通
常、グリッドとアノードには同一電圧が使用されるの
で、以降はグリッド電圧とアノード電圧を表示電圧と呼
ぶ。

【０００３】フィラメント電圧に必要とされるのは例え
ば５Ｖ程度の交流の低電圧であり、表示電圧に必要とさ
れるのは例えば５０Ｖ程度の直流の高電圧である。した
がって、フィラメント電圧と表示電圧とを得るには、そ
れぞれ別個に電源が必要になる。これらの電源の少なく
とも１部を共用化する方法としては、倍電圧回路を用い
る方法がある。倍電圧回路を用いることにより、交流の
フィラメント電圧を倍電圧整流して直流の表示電圧を生
成することができる。しかし、交流により倍電圧回路を
使用した場合、電力損失が大きく、倍電圧回路が高温に
なるため、信頼性が低下するという問題点があった。

【０００４】そこで、倍電圧回路をパルス駆動すること
で低損失化を図った駆動回路が提案されている。図１１
はこのような駆動回路の構成を示す回路図、図１２は図
１１の駆動回路の動作を示す波形図である。以下、図１
１の駆動回路の動作について説明する。トランジスタＴ
Ｒ２０、ツェナダイオードＺＤ２０、ダイオードＤ２０
及び抵抗器Ｒ２０〜Ｒ２２からなるロジック電源２０
は、直流入力電圧ＶＩＮから直流電圧ＶＣＣを生成する
エミッタフォロワ回路である。

【０００５】反転増幅器ＩＣ２０、ダイオードＤ２１，
Ｄ２２、抵抗器Ｒ２３，Ｒ２４及びコンデンサＣ２２か
らなる基準発振器２１は、図１２（ａ）のような１００
〜２００ｋＨｚ程度の基準クロック信号を生成する。フ
リップフロップＩＣ２１及び抵抗器Ｒ２５からなる２分
周回路２２は、基準クロック信号の周波数を１／２にし
た図１２（ｂ）のような外部クロック信号を生成して、
この外部クロック信号をフィラメントドライバＩＣ２２
の外部クロック入力端子ＥＸＴＣＫに入力する。

【０００６】フィラメントドライバＩＣ２２は、直流入
力電圧ＶＩＮをスイッチングして、出力端子ＯＵＴ１，
ＯＵＴ２から互いに相補な差動パルス（交流）電圧Ｆ
１，Ｆ２を出力する（図１２（ｃ）、図１２（ｄ））。
このフィラメントドライバＩＣ２２は、ローム（Ｒｏｈ
ｍ）社製のＢＤ６６２１ＦＰ−Ｙである。ここで、フィ
ラメントドライバＩＣ２２の端子ＳＥＬには、基準クロ
ック信号が入力され、端子ＳＥＬが「Ｈ」レベルの場合
には、フィラメントドライバＩＣ２２内の図示しない内
部発振器による内部クロック動作となり、端子ＳＥＬが
「Ｌ」レベルの場合には、外部クロック信号による外部
クロック動作となる。

【０００７】ダイオードＤ２３〜Ｄ２７及びコンデンサ
Ｃ２８〜Ｃ３７からなる倍電圧回路２３は、フィラメン
トドライバＩＣ２２から出力された差動パルス電圧Ｆ
１，Ｆ２を倍電圧整流して、昇圧した直流出力電圧を生
成する。ここでの倍電圧回路２３は、ダイオードＤ２３
及びコンデンサＣ２８，Ｃ２９からなる１段目と、ダイ
オードＤ２４及びコンデンサＣ３０，Ｃ３１からなる２
段目と、ダイオードＤ２５及びコンデンサＣ３２，Ｃ３
３からなる３段目と、ダイオードＤ２６及びコンデンサ
Ｃ３４，Ｃ３５からなる４段目と、ダイオードＤ２７及
びコンデンサＣ３６，Ｃ３７からなる５段目とを有する
５段構成の回路なので、入力電圧ＶＩＮの約５倍の電圧
が得られる。

【０００８】差動パルス電圧Ｆ１が「Ｈ」レベルの期間
では、奇数段に属するコンデンサが充電される。このと
きの充電は、電圧ＶＩＮから「Ｌ」レベルの端子ＯＵＴ
２に向かう方向の電流で行われる。一方、差動パルス電
圧Ｆ２が「Ｈ」レベルの期間では、偶数段に属するコン
デンサが充電される。このときの充電は、電圧ＶＩＮか
ら「Ｌ」レベルの端子ＯＵＴ１に向かう方向の電流で行
われる。また、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２は、図示しな
い蛍光表示管のフィラメントの両端に印加される。

【０００９】トランジスタＴＲ２１、ツェナダイオード
ＺＤ２１，ＺＤ２２、抵抗器Ｒ３０，Ｒ３１及びコンデ
ンサＣ３８，Ｃ３９からなるエミッタフォロワレギュレ
ータ２４は、倍電圧回路２３の出力電圧を安定化させる
ための定電圧電源である。このエミッタフォロワレギュ
レータ２４で生成された表示電圧ＶＤＤ２は、図示しな
い蛍光表示管のグリッド及びアノードに印加される。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】以上のように図１１の
駆動回路では、交流で低電圧のフィラメント電圧と直流
で高電圧の表示電圧とを同時に得ることができる。ま
た、倍電圧回路２３をパルス駆動することにより、低損
失動作を実現することができ、倍電圧回路２３の温度上
昇を抑えることができるので、信頼性を向上させること
ができる。

【００１１】しかしながら、図１１の駆動回路では、負
荷変動（出力電流の変動）に対する表示電圧ＶＤＤ２の
安定性が悪いという問題点があった。その理由は、トラ
ンジスタＴＲ２１のベース−エミッタ間電圧が出力電流
（トランジスタＴＲ２１のコレクタ電流）の増加と共に
大きくなることと、各コンデンサの充電、放電比率が変
化する（充電の不十分）ため、表示電圧ＶＤＤ２が出力
電流の増加と共に下がるからである。

【００１２】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたもので、負荷変動に対する表示電圧の安定性を向上
させることができる蛍光表示管の駆動方法及び駆動回路
を提供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は、蛍光表示管の
フィラメントに供給するフィラメント電圧とグリッド及
びアノードに供給する表示電圧とを生成する蛍光表示管
の駆動方法であって、入力直流電圧（ＶＣＣ）をオン／
オフして互いに相補な差動パルス電圧（Ｆ１，Ｆ２）を
生成し、これら差動パルス電圧を前記フィラメント電圧
として出力する差動パルス生成手順と、前記差動パルス
電圧を倍電圧整流した直流電圧を前記表示電圧（ＶＤＤ
２）として出力する表示電圧生成手順と、前記表示電圧
を検出して、検出結果を帰還電圧（ＶＥＲＲ）として出
力する出力電圧監視手順と、前記帰還電圧に基づいて前
記表示電圧が一定となるよう前記入力直流電圧を調節す
る電圧制御手順とを実行するようにしたものである。こ
のように、本発明では、出力電圧監視手順において表示
電圧を検出し、電圧制御手順において表示電圧が一定と
なるよう入力直流電圧を調節することにより、表示電圧
を安定させる。また、本発明では、単一の入力直流電圧
（ＶＣＣ−ＧＮＤ）をスイッチングして互いに相補な差
動パルス電圧を生成しフィラメントに印加する。ここ
で、互いに相補なとは、一方が「Ｈ」レベル（ＶＣＣ）
であるとき、他方が「Ｌ」レベル（ＧＮＤ）であること
を意味する。これにより、フィラメント電位は、常に表
示電位の消灯レベル以上となる。また、本発明の蛍光表
示管の駆動方法の１構成例は、フィラメント電流を予め
設定された一定値に維持するようにしたものである。電
流の設定値は任意に変更することが可能である。

【００１４】また、本発明の蛍光表示管の駆動回路は、
入力直流電圧（ＶＣＣ）をオン／オフして互いに相補な
差動パルス電圧（Ｆ１，Ｆ２）を生成し、これら差動パ
ルス電圧を前記フィラメント電圧として出力する差動パ
ルス回路（２）と、前記差動パルス電圧を倍電圧整流し
た直流電圧を前記表示電圧（ＶＤＤ２）として出力する
倍電圧回路（３）と、この倍電圧回路から出力された表
示電圧を検出して、検出結果を帰還電圧（ＶＥＲＲ）と
して出力する出力電圧監視回路（４）と、前記帰還電圧
に基づいて前記表示電圧が一定となるよう前記入力直流
電圧を調節する電圧制御回路（１）とを有するものであ
る。また、本発明の蛍光表示管の駆動回路の１構成例に
おいて、前記電圧制御回路は、一方の出力端子（コレク
タ）に電源電圧（ＶＩＮ）が与えられ、他方の出力端子
（エミッタ）から前記入力直流電圧を出力するトランジ
スタ（ＴＲ１）と、一端に前記電源電圧が与えられ、他
端が前記トランジスタの入力端子（ベース）と接続され
た抵抗器（Ｒ３）と、前記帰還電圧が所定の基準値と等
しくなるよう前記トランジスタの入力電流を制御するシ
ャントレギュレータ（ＩＣ１）とからなるものである。

【００１５】また、本発明の蛍光表示管の駆動回路の１
構成例はフィラメント電流を予め設定された一定値に維
持するフィラメント定電流回路（６）を有するものであ
る。また、本発明の蛍光表示管の駆動回路の１構成例に
おいて、前記フィラメント定電流回路は、一方の出力端
子（コレクタ）が前記差動パルス回路の出力（ＯＵＴ
１，ＯＵＴ２）と接続されたトランジスタ（ＴＲ２，Ｔ
Ｒ３）と、一端が前記トランジスタの他方の出力端子
（エミッタ）と接続され、他端がフィラメントと接続さ
れた半固定抵抗器（ＲＦ１，ＲＦ２）と、一端が前記差
動パルス回路の出力と接続され、他端が前記トランジス
タの入力端子（ベース）と接続された抵抗器（Ｒ７，Ｒ
８）と、前記半固定抵抗器の両端の電圧が所定の基準値
と等しくなるよう前記トランジスタの入力電流を制御す
るシャントレギュレータ（ＩＣ３，ＩＣ４）と、カソー
ドが前記差動パルス回路の出力と接続され、アノードが
フィラメントと接続されたダイオード（ＤＦ１，ＤＦ
２）とからなるものである。

【００１６】

【発明の実施の形態】［第１の実施の形態］以下、本発
明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明す
る。図１は本発明の第１の実施の形態となる蛍光表示管
の駆動回路の構成を示すブロック図である。本実施の形
態の駆動回路は、入力電圧制御回路１と、差動パルス回
路２と、倍電圧回路３と、出力電圧監視回路４とから構
成される。

【００１７】入力電圧制御回路１は、入力電圧ＶＩＮを
電圧ＶＣＣに落として出力すると共に、後述する帰還電
圧ＶＥＲＲに基づいて表示電圧ＶＤＤ２が一定となるよ
う電圧ＶＣＣを調節する。差動パルス回路２は、入力電
圧制御回路１から出力された直流電圧ＶＣＣをスイッチ
ングして、互いに相補な差動パルス（交流）電圧Ｆ１，
Ｆ２を生成する。また、差動パルス回路２は、差動パル
ス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比と周波数を変更するこ
とが可能である。

【００１８】倍電圧回路３は、差動パルス回路２から出
力された差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２を倍電圧整流して昇
圧した表示電圧ＶＤＤ２を生成する。出力電圧監視回路
４は、倍電圧回路３から出力された表示電圧ＶＤＤ２を
検出して、検出結果を帰還電圧ＶＥＲＲとして出力す
る。

【００１９】図２は図１の駆動回路の具体的な構成を示
す回路図である。入力電圧制御回路１は、トランジスタ
ＴＲ１と、シャントレギュレータＩＣ１と、抵抗器Ｒ３
と、コンデンサＣ１０〜Ｃ１３とから構成される。直流
入力電圧ＶＩＮを投入すると、抵抗器Ｒ３によりバイア
スされたオン状態のトランジスタＴＲ１を通じて直流電
圧ＶＣＣが差動パルス回路２に入力される。

【００２０】シャントレギュレータＩＣ１は、出力電圧
監視回路４から出力される帰還電圧ＶＥＲＲに応じて出
力電圧（カソードＫの電圧）を調節するものである。こ
のシャントレギュレータＩＣ１の出力電圧をシリーズレ
ギュレータであるトランジスタＴＲ１の基準電圧として
用いることにより、帰還電圧ＶＥＲＲに応じた電圧ＶＣ
Ｃの出力を可能としている。

【００２１】差動パルス回路２は、フィラメントドライ
バＩＣ２と、抵抗器Ｒ４〜Ｒ６と、コンデンサＣ１４〜
Ｃ１７と、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６とから構成される。
フィラメントドライバＩＣ２は、ローム（Ｒｏｈｍ）社
製のＢＤ６６２１ＦＰ−Ｙである。本実施の形態のフィ
ラメントドライバＩＣ２は、図示しない内部発振器によ
り動作しており、抵抗器Ｒ６とコンデンサＣ１４はこの
内部発振器のための素子である。

【００２２】フィラメントドライバＩＣ２は、入力端子
ＶＣＣ１に印加された直流電圧ＶＣＣを受けて、出力端
子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から互いに相補な差動パルス電圧
Ｆ１，Ｆ２を出力する。図３は差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ
２を示す波形図である。この差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２
は、フィラメント５に印加されると共に、倍電圧回路３
に出力される。

【００２３】また、フィラメントドライバＩＣ２は、ス
イッチＳＷ１〜ＳＷ６のオン／オフによって設定される
端子Ｂ０〜Ｂ５の値に応じて差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２
のデューティ比を変更する。例えば、スイッチＳＷ１〜
ＳＷ６を全てオフにすれば、Ｂ５を最上位ビット、Ｂ０
を最下位ビットとするＢ５〜Ｂ０の６ビットが「１１１
１１１」となる。このとき、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２
の周期Ｔを１２８として、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２の
パルス幅Ｗを表すと、パルス幅Ｗは６４となり、デュー
ティ比はＷ／Ｔ×１００＝６４／１２８＝５０％とな
る。

【００２４】また、スイッチＳＷ２〜ＳＷ６をオフ、ス
イッチＳＷ１をオンにすれば、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットが
「１１１１１０」となり、パルス幅Ｗが６３となる。さ
らに、スイッチＳＷ１，ＳＷ３〜ＳＷ６をオフ、スイッ
チＳＷ２をオンにすれば、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットが「１
１１１０１」となり、パルス幅Ｗが６２となる。以下同
様にして、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットの値が１小さくなるご
とに差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のパルス幅Ｗが１小さく
なる。ただし、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットが「０００００
１」の場合パルス幅Ｗは２であり、「００００００」の
場合パルス幅Ｗは０である。

【００２５】差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２の実効値は、Ｖ
ＣＣ×（２×Ｗ／Ｔ）^1/2 で得られる。このようにし
て、本実施の形態では、端子Ｂ０〜Ｂ５の設定により、
差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比を容易に変更
することができ、これにより差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２
（フィラメント電圧Ｅｆ）を容易に変更することができ
る。したがって、様々なフィラメント電圧規格の蛍光表
示管に対応することができる。

【００２６】次に、倍電圧回路３について説明する。倍
電圧回路３は、ダイオードＤ１〜Ｄ８と、コンデンサＣ
１〜Ｃ８とから構成される。ダイオードＤ１〜Ｄ８に
は、整流損失を少なくするためにショットキーバリアダ
イオードが使用される。ここでの倍電圧回路３は、ダイ
オードＤ１及びコンデンサＣ１からなる１段目と、ダイ
オードＤ２及びコンデンサＣ２からなる２段目と、ダイ
オードＤ３及びコンデンサＣ３からなる３段目と、ダイ
オードＤ４及びコンデンサＣ４からなる４段目と、ダイ
オードＤ５及びコンデンサＣ５からなる５段目と、ダイ
オードＤ６及びコンデンサＣ６からなる６段目と、ダイ
オードＤ７及びコンデンサＣ７からなる７段目と、ダイ
オードＤ８及びコンデンサＣ８からなる８段目とを有す
る８段構成の回路である。

【００２７】倍電圧回路３は、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ
２により各コンデンサＣ１〜Ｃ８を一段おきに充電し、
差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２の波高値の電圧まで各コンデ
ンサＣ１〜Ｃ８を充電する。この倍電圧回路３の出力で
ある表示電圧ＶＤＤ２は、ダイオードを介してコンデン
サに充電された各段の電圧が加算されたもので、コンデ
ンサＣ１〜Ｃ８への充電時間が十分な状態では電圧ＶＣ
Ｃの約８倍の表示電圧ＶＤＤ２が得られる。表示電圧Ｖ
ＤＤ２は、図示しない蛍光表示管のグリッド及びアノー
ドに印加される。なお、本実施の形態では、倍電圧回路
３を８段構成としているが、必要な表示電圧ＶＤＤ２に
応じて段数を適宜変えてよいことは言うまでもない。

【００２８】図４にフィラメントドライバＩＣ２の出力
段を模式化した構成と倍電圧回路３の構成とを示す。電
界効果トランジスタからなるスイッチＳＷ１０が出力端
子ＯＵＴ１を高電位側（ＶＣＣ）に接続するとき、同じ
く電界効果トランジスタからなるスイッチＳＷ１１は出
力端子ＯＵＴ２を低電位側（接地、以下ＧＮＤとする）
に接続する。また、スイッチＳＷ１０が出力端子ＯＵＴ
１を低電位側に接続するとき、スイッチＳＷ１１は出力
端子ＯＵＴ２を高電位側に接続する。

【００２９】スイッチＳＷ１０が出力端子ＯＵＴ１を高
電位側に接続する場合（差動パルス電圧Ｆ１がＶＣＣの
場合）、フィラメント電流は、ＯＵＴ１→フィラメント
→ＯＵＴ２→ＧＮＤの方向に流れる。一方、スイッチＳ
Ｗ１１が出力端子ＯＵＴ２を高電位側に接続する場合
（差動パルス電圧Ｆ２がＶＣＣの場合）、フィラメント
電流は、ＯＵＴ２→フィラメント→ＯＵＴ１→ＧＮＤの
方向に流れる。つまり、フィラメント電流の方向は２／
Ｔ毎に反転する。

【００３０】なお、Ｒ００，Ｒ０１は電源ＶＣＣの出力
インピーダンスである。以上のようなフィラメントドラ
イバＩＣ２の出力段にダイオードＤ１〜Ｄ８とコンデン
サＣ１〜Ｃ９とからなる倍電圧回路３を接続すること
で、一般的なパルスの整流では実現することができない
倍圧整流が可能となる。

【００３１】次に、倍電圧回路３の倍圧整流動作を説明
する。 （Ａ）最初に、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤから動作が
始まるものとする。この場合、電圧ＶＣＣにより、ダイ
オードＤ１〜Ｄ８を通じてコンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ
５，Ｃ７，Ｃ８がそれぞれ充電される。ダイオードＤ１
による電圧降下（約０．６Ｖ）と抵抗Ｒ００による電圧
降下とがあるため、ｉを充電電流とすると、コンデンサ
Ｃ１にはＶＣＣ−０．６−Ｒ００×ｉの電圧ＶＣ１が充
電される（１倍圧動作）。

【００３２】（Ｂ）次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣ
に移行した場合、充電されたコンデンサＣ１の負極側の
電位がＶＣＣとなるため、その正極側の電位はＶＣ１＋
ＶＣＣとなり、ダイオードＤ２を通じて、コンデンサＣ
２にはＶＣ１＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ０１×ｉの電圧ＶＣ
２が充電される（２倍圧動作）。同様に、コンデンサＣ
４は、コンデンサＣ３からダイオードＤ４を通じて充電
され、コンデンサＣ６は、コンデンサＣ５からダイオー
ドＤ６を通じて充電され、コンデンサＣ８は、コンデン
サＣ７からダイオードＤ８を通じて充電される。なお、
ダイオードＤ１が挿入されているので、コンデンサＣ１
からダイオードＤ１に向かう逆流が発生することはな
い。

【００３３】（Ｃ）次に、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤ
に移行した場合、充電されたコンデンサＣ２の負極側の
電位がＶＣＣとなるため、その正極側の電位はＶＣ２＋
ＶＣＣとなり、ダイオードＤ３を通じて、コンデンサＣ
３にはＶＣ２＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ００×ｉの電圧ＶＣ
３が充電される（３倍圧動作）。同様に、コンデンサＣ
５は、コンデンサＣ４からダイオードＤ５を通じて充電
され、コンデンサＣ７は、コンデンサＣ６からダイオー
ドＤ７を通じて充電される。また、コンデンサＣ１では
上記（Ａ）で説明した充電が行われる。なお、ダイオー
ドＤ２が挿入されているので、コンデンサＣ２からダイ
オードＤ２に向かう逆流が発生することはなく、ダイオ
ードＤ１が挿入されているので、コンデンサＣ２の両極
が短絡することもない。

【００３４】（Ｄ）次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣ
に移行した場合、充電されたコンデンサＣ３の正極側の
電位がＶＣ３＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ４を通
じて、コンデンサＣ４にはＶＣ３＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ
０１×ｉの電圧ＶＣ４が充電される（４倍圧動作）。同
様に、コンデンサＣ６は、コンデンサＣ５からダイオー
ドＤ６を通じて充電され、コンデンサＣ８は、コンデン
サＣ７からダイオードＤ８を通じて充電される。また、
コンデンサＣ２では上記（Ｂ）で説明した充電が行われ
る。

【００３５】このとき、ダイオードＤ１，Ｄ３が挿入さ
れているので、コンデンサＣ１からダイオードＤ１に向
かう逆流及びコンデンサＣ３からダイオードＤ３に向か
う逆流が発生することはなく、ダイオードＤ２が挿入さ
れているので、コンデンサＣ３の両極が短絡することも
ない。

【００３６】（Ｅ）次に、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤ
に移行した場合、充電されたコンデンサＣ４の正極側の
電位がＶＣ４＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ５を通
じて、コンデンサＣ５にはＶＣ４＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ
００×ｉの電圧ＶＣ５が充電される（５倍圧動作）。同
様に、コンデンサＣ７は、コンデンサＣ６からダイオー
ドＤ７を通じて充電される。また、コンデンサＣ１では
上記（Ａ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ３で
は上記（Ｃ）で説明した充電が行われる。

【００３７】このとき、ダイオードＤ２，Ｄ４が挿入さ
れているので、コンデンサＣ２からダイオードＤ２に向
かう逆流及びコンデンサＣ４からダイオードＤ４に向か
う逆流が発生することはなく、ダイオードＤ１，Ｄ３が
挿入されているので、コンデンサＣ２，Ｃ４の両極が短
絡することもない。

【００３８】（Ｆ）次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣ
に移行した場合、充電されたコンデンサＣ５の正極側の
電位がＶＣ５＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ６を通
じて、コンデンサＣ６にはＶＣ５＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ
０１×ｉの電圧ＶＣ６が充電される（６倍圧動作）。同
様に、コンデンサＣ８は、コンデンサＣ７からダイオー
ドＤ８を通じて充電される。また、コンデンサＣ２では
上記（Ｂ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ４で
は上記（Ｄ）で説明した充電が行われる。

【００３９】このとき、ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５が
挿入されているので、コンデンサＣ１からダイオードＤ
１に向かう逆流、コンデンサＣ３からダイオードＤ３に
向かう逆流及びコンデンサＣ５からダイオードＤ５に向
かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ２，Ｄ４
が挿入されているので、コンデンサＣ３，Ｃ５の両極が
短絡することもない。

【００４０】（Ｇ）次に、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤ
に移行した場合、充電されたコンデンサＣ６の正極側の
電位がＶＣ６＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ７を通
じて、コンデンサＣ７にはＶＣ６＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ
００×ｉの電圧ＶＣ７が充電される（７倍圧動作）。ま
た、コンデンサＣ１では上記（Ａ）で説明した充電が行
われ、コンデンサＣ３では上記（Ｃ）で説明した充電が
行われ、コンデンサＣ５では上記（Ｅ）で説明した充電
が行われる。

【００４１】このとき、ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６が
挿入されているので、コンデンサＣ２からダイオードＤ
２に向かう逆流、コンデンサＣ４からダイオードＤ４に
向かう逆流及びコンデンサＣ６からダイオードＤ６へ向
かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ１，Ｄ
３，Ｄ５が挿入されているので、コンデンサＣ２，Ｃ
４，Ｃ６の両極が短絡することもない。

【００４２】（Ｈ）次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣ
に移行した場合、充電されたコンデンサＣ７の正極側の
電位がＶＣ７＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ８を通
じて、コンデンサＣ８にはＶＣ７＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ
０１×ｉの電圧ＶＣ８が充電される（８倍圧動作）。ま
た、コンデンサＣ２では上記（Ｂ）で説明した充電が行
われ、コンデンサＣ４では上記（Ｄ）で説明した充電が
行われ、コンデンサＣ６では上記（Ｆ）で説明した充電
が行われる。

【００４３】このとき、ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，
Ｄ７が挿入されているので、コンデンサＣ１からダイオ
ードＤ１に向かう逆流、コンデンサＣ３からダイオード
Ｄ３に向かう逆流、コンデンサＣ５からダイオードＤ５
に向かう逆流及びコンデンサＣ７からダイオードＤ７に
向かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ２，Ｄ
４，Ｄ６が挿入されているので、コンデンサＣ３，Ｃ
５，Ｃ７の両極が短絡することもない。

【００４４】このように、（Ａ）〜（Ｈ）の８ステップ
で８倍圧動作を示すが、上記の説明からも明らかなよう
に（Ａ）〜（Ｈ）のステップでは各コンデンサの充放電
が同時に起こり、かつ（Ａ）〜（Ｈ）のステップが繰り
返されるので、８倍圧の電圧ＶＤＤ２が繰り返し供給さ
れることになる。

【００４５】なお、（Ａ）〜（Ｈ）の動作は、例えば図
５に示すように倍電圧回路３の各コンデンサＣ_2n-1，Ｃ
_2n（ｎは１以上の整数、本実施の形態ではｎ＝１〜４）
の充電時間が十分に長い場合の動作である。図５は差動
パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比が５０％の場合の
電圧Ｆ１，Ｆ２、コンデンサＣ_2n-1，Ｃ_2nの端子電圧Ｖ
Ｃ_2n-1，ＶＣ_2nを示している。

【００４６】一方、端子Ｂ０〜Ｂ５の設定により、差動
パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比を図６のように小
さくする場合には、倍電圧回路３の各コンデンサ
Ｃ_2n-1，Ｃ _2nの充電時間が短くなるので、表示電圧ＶＤ
Ｄ２を蛍光表示管のグリッド及びアノードに印加したと
きに流れる出力電流ＩＤＤ２に対して、前記充電時間が
十分かどうかを確認する必要がある。

【００４７】出力電流ＩＤＤ２が増加すると、倍電圧回
路３の各コンデンサＣ_2n-1，Ｃ_2nへの充電が不十分とな
って、コンデンサＣ_2n-1，Ｃ_2nの端子電圧ＶＣ_2n-1，Ｖ
Ｃ_2nが小さくなり、表示電圧ＶＤＤ２が低下する。そこ
で、本実施の形態では、表示電圧ＶＤＤ２を出力電圧監
視回路４で検出して入力電圧制御回路１に帰還すること
により、表示電圧ＶＤＤ２の安定化を図る。

【００４８】出力電圧監視回路４は、抵抗器Ｒ１，Ｒ２
とコンデンサＣ９とから構成され、表示電圧ＶＤＤ２を
抵抗器Ｒ１，Ｒ２によって分圧した電圧を帰還電圧ＶＥ
ＲＲとして入力電圧制御回路１に帰還する。表示電圧Ｖ
ＤＤ２を分圧する理由は、帰還電圧ＶＥＲＲを入力電圧
制御回路１の許容電圧以下にするためである。

【００４９】入力電圧制御回路１のシャントレギュレー
タＩＣ１は、リファレンス端子ＲＥＦの電圧（すなわ
ち、帰還電圧ＶＥＲＲ）が所定の基準値になるようカソ
ード電流を調節する。例えば、表示電圧ＶＤＤ２が低下
して帰還電圧ＶＥＲＲが低下すると、シャントレギュレ
ータＩＣ１は、カソード電流を減らす。

【００５０】これにより、抵抗器Ｒ３による電圧降下が
小さくなるので、シャントレギュレータＩＣ１の出力電
圧（カソード電圧）が上昇し、電圧ＶＣＣが上昇する。
その結果、表示電圧ＶＤＤ２も上昇する。表示電圧ＶＤ
Ｄ２は電圧ＶＣＣの約８倍であるので、表示電圧低下を
１Ｖとすれば、電圧ＶＣＣは０．１２５Ｖ程度上昇する
ことになる。

【００５１】一方、入力電圧ＶＩＮの上昇や出力電流Ｉ
ＤＤ２の減少により、表示電圧ＶＤＤ２が上昇して帰還
電圧ＶＤＤ２が上昇すると、シャントレギュレータＩＣ
１は、カソード電流を増やす。これにより、抵抗器Ｒ３
による電圧降下が大きくなるので、シャントレギュレー
タＩＣ１の出力電圧が低下し、電圧ＶＣＣが低下する。
その結果、表示電圧ＶＤＤ２も低下する。

【００５２】以上により、表示電圧ＶＤＤ２の安定性を
向上させると共に、Ｒ１，Ｒ２の比の変更により、表示
電圧ＶＤＤ２を可変設定することができる。シャントレ
ギュレータＩＣ１は５０ｐｐｍ／℃程度の温度特性を有
し、またシャントレギュレータＩＣ１の前記基準値はｍ
Ｖオーダーで設定されている。したがって、表示電圧Ｖ
ＤＤ２を高精度に安定化することができる。なお、表示
電圧ＶＤＤの制御を確実なものとするためには、負荷が
大きくなって出力電流ＩＤＤ２が増加したときに電圧Ｖ
ＣＣを十分に高くすることができるよう、無負荷時の電
圧ＶＣＣを低めに設定すべきである。

【００５３】図７はフィラメント電圧に正弦波交流を用
いる従来のフィラメント駆動方法を説明するための波形
図である。このフィラメント駆動方法では、商用の交流
電源等からトランスによってフィラメント電圧を得てお
り、トランスのセンタータップを基準電位に設定するこ
とで均一な輝度が得られる。ただし、フィラメントの電
位がグリッドの電位（表示電圧）より低くなることがあ
るため、負のバイアス（カットオフ電圧）をかけて漏れ
発光が生じないようにする必要がある。

【００５４】図８はフィラメント電圧に方形波を用いる
従来のフィラメント駆動方法を説明するための波形図で
ある。このフィラメント駆動方法は、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータの発振電圧をトランスで交流に変換してフィラメン
トに印加するもので、図７の場合と同様にトランスのセ
ンタータップを使用する。フィラメント電圧に方形波を
用いるため、図７の正弦波交流の場合よりもフィラメン
ト電圧のピーク値が低くなるが、カットオフ電圧が必要
なことは図７の場合と同じである。

【００５５】図９は本実施の形態のフィラメント駆動方
法を説明するための波形図である。本実施の形態では、
互いに相補な差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２をフィラメント
５に印加するので、電流の流れは図７の場合と同様であ
るが、表示の点灯に対する基準位置は常に電源の低圧側
（ＧＮＤ）にあるので、フィラメント電位が表示電位の
消灯レベルより低くなることがなく、漏れ発光が生じる
可能性は少ない。その結果、カットオフ電圧が不要とな
る。

【００５６】また、本実施の形態では、フィラメント５
をパルス駆動することにより、図７の場合よりも消費電
力を低減することができ、高効率の動作が可能である。
さらに、カットオフ電圧が不要となることから、表示輝
度に寄与しない電力損失を減らすことができ、電源電圧
の利用度が高めることができ、表示電圧ＶＤＤ２を図
７、図８の場合よりも高くとることができるので、輝度
を向上させることができる。

【００５７】また、本実施の形態では、表示電圧ＶＤＤ
２を高精度に安定化できることから、倍電圧回路３の各
コンデンサＣ１〜Ｃ８の値を小さくすることができ、駆
動回路の小型化と低価格化を実現することができる。

【００５８】［第２の実施の形態］図１０は本発明の第
２の実施の形態となる蛍光表示管の駆動回路の構成を示
す回路図であり、図２と同一の構成には同一の符号を付
してある。本実施の形態は、第１の実施の形態の回路に
フィラメント定電流回路６を追加したものである。フィ
ラメント定電流回路６は、トランジスタＴＲ２，ＴＲ３
と、シャントレギュレータＩＣ３，ＩＣ４と、ダイオー
ドＤＦ１，ＤＦ２と、半固定抵抗器ＲＦ１，ＲＦ２とか
ら構成される。

【００５９】第１の実施の形態で説明したとおり、フィ
ラメントドライバＩＣ２の端子Ｂ０〜Ｂ５の設定によ
り、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比を変更し
て、種々のフィラメント実効値電圧規格に合わせること
ができるが、本実施の形態では、規格への合致を電流値
で行うため、デューティ比５０％の状態でよく、スイッ
チＳＷ１〜ＳＷ６を全てオフにして、Ｂ５〜Ｂ０の６ビ
ットを「１１１１１１」とすればよい。

【００６０】Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤの場合、フィ
ラメント電流ＩＦ１が流れる。この電流ＩＦ１は、トラ
ンジスタＴＲ２と半固定抵抗器ＲＦ１とを通ってフィラ
メントに至る。シャントレギュレータＩＣ３は、半固定
抵抗器ＲＦ１の両端の電圧が所定の基準値になるようカ
ソード電流を調節する。

【００６１】例えば、電流ＩＦ１が増加して半固定抵抗
器ＲＦ１の両端の電圧が上昇すると、シャントレギュレ
ータＩＣ３は、カソード電流を増やす。これにより、抵
抗器Ｒ７による電圧降下が大きくなるので、シャントレ
ギュレータＩＣ３の出力電圧（カソードＫの電圧）が低
下し、トランジスタＴＲ２のベース電流が減少する。そ
の結果、トランジスタＴＲ２のコレクタ電流、すなわち
フィラメント電流ＩＦ１も減少する。

【００６２】一方、電流ＩＦ１が減少して半固定抵抗器
ＲＦ１の両端の電圧が低下すると、シャントレギュレー
タＩＣ３は、カソード電流を減らす。これにより、抵抗
器Ｒ７による電圧降下が小さくなるので、シャントレギ
ュレータＩＣ３の出力電圧が上昇し、トランジスタＴＲ
２のベース電流が増加する。その結果、フィラメント電
流ＩＦ１も増加する。こうして、フィラメント電流ＩＦ
１を一定値に維持することができる。なお、ダイオード
ＤＦ２はフィラメントから流れ出した電流ＩＦ１を通す
ために設けられており、電流ＩＦ１は、ダイオードＤＦ
２を通って端子ＯＵＴ２に達する。

【００６３】次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣの場
合、フィラメント電流ＩＦ２が流れる。この電流ＩＦ２
は、トランジスタＴＲ３と半固定抵抗器ＲＦ２とを通っ
てフィラメントに至る。シャントレギュレータＩＣ４
は、ＩＣ３と同様に、半固定抵抗器ＲＦ２の両端の電圧
が一定になるようカソード電流を調節する。これによ
り、フィラメント電流ＩＦ２は一定値に維持される。な
お、ダイオードＤＦ１はフィラメントから流れ出した電
流ＩＦ２を通すために設けられており、電流ＩＦ２は、
ダイオードＤＦ１を通って端子ＯＵＴ１に達する。

【００６４】第１の実施の形態で説明したとおり、Ｆ１
＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤの状態とＦ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝
ＶＣＣの状態が交互に繰り返されるので、フィラメント
には方向の異なる電流ＩＦ１，ＩＦ２が交互に流れる。
ＲＦ１＝ＲＦ２の場合、ＩＦ１＝ＩＦ２となり、同じ値
の電流が流れる。半固定抵抗器ＲＦ１，ＲＦ２の抵抗値
を調整することで電流ＩＦ１，ＩＦ２の値をそれぞれ調
整することができ、フィラメントに規定の電流を流すこ
とができる。

【００６５】以上のように、本実施の形態では、フィラ
メント定電流回路６を設けることにより、フィラメント
を定電流駆動し、フィラメントの温度を一定に維持する
ことができる。また、電流の設定値を半固定抵抗器ＲＦ
１，ＲＦ２で変更することにより、様々なフィラメント
電流規格の蛍光表示管に対応することができる。シャン
トレギュレータＩＣ３，ＩＣ４は５０ｐｐｍ／℃程度の
温度特性を有し、またシャントレギュレータＩＣ３，Ｉ
Ｃ４の前記基準値はｍＶオーダーで設定されている。し
たがって、フィラメント電流ＩＦ１，ＩＦ２を高精度に
安定化することができる。

【００６６】

【発明の効果】本発明によれば、入力直流電圧をオン／
オフして互いに相補な差動パルス電圧を生成し、これら
差動パルス電圧をフィラメント電圧として出力する差動
パルス回路と、差動パルス電圧を倍電圧整流した直流電
圧を表示電圧として出力する倍電圧回路と、この倍電圧
回路から出力された表示電圧を検出して、検出結果を帰
還電圧として出力する出力電圧監視回路と、帰還電圧に
基づいて表示電圧が一定となるよう入力直流電圧を調節
する電圧制御回路とを設けることにより、表示電圧の安
定性を向上させることができる。また、表示電圧を高精
度に安定化できることから、倍電圧回路に使用するコン
デンサの値を小さくすることができ、駆動回路の小型化
と低価格化を実現することができる。また、倍電圧回路
をパルス駆動することにより、低損失動作を実現するこ
とができ、倍電圧回路の温度上昇を抑えることができる
ので、信頼性を向上させることができる。また、フィラ
メントをパルス駆動することにより、消費電力を低減す
ることができる。さらに、互いに相補な差動パルス電圧
をフィラメントに印加することにより、フィラメント電
位が表示電位の消灯レベルより低くなることがないの
で、カットオフ電圧を不要とすることができる。その結
果、表示輝度に寄与しない電力損失を減らすことがで
き、電源電圧の利用度を高めることができるので、輝度
を向上させることができる。

【００６７】また、フィラメント電流を予め設定された
一定値に維持するフィラメント定電流回路を設けること
により、フィラメントを定電流駆動し、フィラメントの
温度を一定に維持することができる。また、電流の設定
値を変更することで様々なフィラメント電流規格の蛍光
表示管に対応することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施の形態となる蛍光表示管
の駆動回路の構成を示すブロック図である。

【図２】 本発明の第１の実施の形態における駆動回路
の構成を示す回路図である。

【図３】 差動パルス電圧を示す波形図である。

【図４】 本発明の第１の実施の形態においてフィラメ
ントドライバの出力段を模式化した構成と倍電圧回路の
構成とを示す回路図である。

【図５】 本発明の第１の実施の形態における倍電圧回
路の動作を示す波形図である。

【図６】 本発明の第１の実施の形態における倍電圧回
路の動作を示す波形図である。

【図７】 フィラメント電圧に正弦波交流を用いる従来
のフィラメント駆動方法を説明するための波形図であ
る。

【図８】 フィラメント電圧に方形波を用いる従来のフ
ィラメント駆動方法を説明するための波形図である。

【図９】 本発明の第１の実施の形態のフィラメント駆
動方法を説明するための波形図である。

【図１０】 本発明の第２の実施の形態となる蛍光表示
管の駆動回路の構成を示す回路図である。

【図１１】 従来の蛍光表示管の駆動回路の構成を示す
回路図である。

【図１２】 従来の蛍光表示管の駆動回路の動作を示す
波形図である。

【符号の説明】

１…入力電圧制御回路、２…フィラメントドライバ、３
…倍電圧回路、４…出力電圧監視回路、５…フィラメン
ト、６…フィラメント定電流回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アンドリュ・スタビングス イギリス国・エヌアール31 ６ピーエック ス・ノーフォーク・グレート ヤーモス・ ゴーレストン・リバーサイド ロード（番 地なし）・アイトロン（ユーケイ）リミテ ッド内 Ｆターム(参考） 5C080 AA08 DD14 DD18 HH18 JJ02 JJ03 JJ04 5H006 CA07 CB04 DA04 DB07 DC05 5H730 AS04 BB02 BB57 DD32 EE59 FD01 FF06 FG01 FG26

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 蛍光表示管のフィラメントに供給するフ
   ィラメント電圧とグリッド及びアノードに供給する表示
   電圧とを生成する蛍光表示管の駆動方法であって、 入力直流電圧をオン／オフして互いに相補な差動パルス
   電圧を生成し、これら差動パルス電圧を前記フィラメン
   ト電圧として出力する差動パルス生成手順と、 前記差動パルス電圧を倍電圧整流した直流電圧を前記表
   示電圧として出力する表示電圧生成手順と、 前記表示電圧を検出して、検出結果を帰還電圧として出
   力する出力電圧監視手順と、 前記帰還電圧に基づいて前記表示電圧が一定となるよう
   前記入力直流電圧を調節する電圧制御手順とを実行する
   ことを特徴とする蛍光表示管の駆動方法。
2. 【請求項２】 請求項１記載の蛍光表示管の駆動方法に
   おいて、 フィラメント電流を予め設定された一定値に維持するこ
   とを特徴とする蛍光表示管の駆動方法。
3. 【請求項３】 蛍光表示管のフィラメントに供給するフ
   ィラメント電圧とグリッド及びアノードに供給する表示
   電圧とを生成する蛍光表示管の駆動回路であって、 入力直流電圧をオン／オフして互いに相補な差動パルス
   電圧を生成し、これら差動パルス電圧を前記フィラメン
   ト電圧として出力する差動パルス回路と、 前記差動パルス電圧を倍電圧整流した直流電圧を前記表
   示電圧として出力する倍電圧回路と、 この倍電圧回路から出力された表示電圧を検出して、検
   出結果を帰還電圧として出力する出力電圧監視回路と、 前記帰還電圧に基づいて前記表示電圧が一定となるよう
   前記入力直流電圧を調節する電圧制御回路とを有するこ
   とを特徴とする蛍光表示管の駆動回路。
4. 【請求項４】 請求項１記載の蛍光表示管の駆動回路に
   おいて、 前記電圧制御回路は、 一方の出力端子に電源電圧が与えられ、他方の出力端子
   から前記入力直流電圧を出力するトランジスタと、 一端に前記電源電圧が与えられ、他端が前記トランジス
   タの入力端子と接続された抵抗器と、 前記帰還電圧が所定の基準値と等しくなるよう前記トラ
   ンジスタの入力電流を制御するシャントレギュレータと
   からなることを特徴とする蛍光表示管の駆動回路。
5. 【請求項５】 請求項３記載の蛍光表示管の駆動回路に
   おいて、 フィラメント電流を予め設定された一定値に維持するフ
   ィラメント定電流回路を有することを特徴とする蛍光表
   示管の駆動回路。
6. 【請求項６】 請求項５記載の蛍光表示管の駆動回路に
   おいて、 前記フィラメント定電流回路は、 一方の出力端子が前記差動パルス回路の出力と接続され
   たトランジスタと、 一端が前記トランジスタの他方の出力端子と接続され、
   他端がフィラメントと接続された半固定抵抗器と、 一端が前記差動パルス回路の出力と接続され、他端が前
   記トランジスタの入力端子と接続された抵抗器と、 前記半固定抵抗器の両端の電圧が所定の基準値と等しく
   なるよう前記トランジスタの入力電流を制御するシャン
   トレギュレータと、 カソードが前記差動パルス回路の出力と接続され、アノ
   ードがフィラメントと接続されたダイオードとからなる
   ことを特徴とする蛍光表示管の駆動回路。