JP5043261B2 - 蛍光表示管の駆動方法及び駆動回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、蛍光表示管のフィラメントに供給するフィラメント電圧とグリッド及びアノードに供給する表示電圧とを生成する蛍光表示管の駆動方法及び駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
蛍光表示管は、アノードとグリットとフィラメントとからなり、フィラメントに電力を供給してフィラメントを発熱させることで熱電子を発生させ、グリッドにより該熱電子を加速し、アノードの蛍光体と熱電子が衝突することで発光する表示素子である。このため、蛍光表示管では、フィラメント電圧とグリッド電圧とアノード電圧を供給する駆動回路が必要となる。通常、グリッドとアノードには同一電圧が使用されるので、以降はグリッド電圧とアノード電圧を表示電圧と呼ぶ。
【０００３】
フィラメント電圧に必要とされるのは例えば５Ｖ程度の交流の低電圧であり、表示電圧に必要とされるのは例えば５０Ｖ程度の直流の高電圧である。したがって、フィラメント電圧と表示電圧とを得るには、それぞれ別個に電源が必要になる。これらの電源の少なくとも１部を共用化する方法としては、倍電圧回路を用いる方法がある。倍電圧回路を用いることにより、交流のフィラメント電圧を倍電圧整流して直流の表示電圧を生成することができる。しかし、交流により倍電圧回路を使用した場合、電力損失が大きく、倍電圧回路が高温になるため、信頼性が低下するという問題点があった。
【０００４】
そこで、倍電圧回路をパルス駆動することで低損失化を図った駆動回路が提案されている。図１１はこのような駆動回路の構成を示す回路図、図１２は図１１の駆動回路の動作を示す波形図である。以下、図１１の駆動回路の動作について説明する。トランジスタＴＲ２０、ツェナダイオードＺＤ２０、ダイオードＤ２０及び抵抗器Ｒ２０〜Ｒ２２からなるロジック電源２０は、直流入力電圧ＶＩＮから直流電圧ＶＣＣを生成するエミッタフォロワ回路である。
【０００５】
反転増幅器ＩＣ２０、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、抵抗器Ｒ２３，Ｒ２４及びコンデンサＣ２２からなる基準発振器２１は、図１２（ａ）のような１００〜２００ｋＨｚ程度の基準クロック信号を生成する。フリップフロップＩＣ２１及び抵抗器Ｒ２５からなる２分周回路２２は、基準クロック信号の周波数を１／２にした図１２（ｂ）のような外部クロック信号を生成して、この外部クロック信号をフィラメントドライバＩＣ２２の外部クロック入力端子ＥＸＴＣＫに入力する。
【０００６】
フィラメントドライバＩＣ２２は、直流入力電圧ＶＩＮをスイッチングして、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から互いに相補な差動パルス（交流）電圧Ｆ１，Ｆ２を出力する（図１２（ｃ）、図１２（ｄ））。このフィラメントドライバＩＣ２２は、ローム（Ｒｏｈｍ）社製のＢＤ６６２１ＦＰ−Ｙである。ここで、フィラメントドライバＩＣ２２の端子ＳＥＬには、基準クロック信号が入力され、端子ＳＥＬが「Ｈ」レベルの場合には、フィラメントドライバＩＣ２２内の図示しない内部発振器による内部クロック動作となり、端子ＳＥＬが「Ｌ」レベルの場合には、外部クロック信号による外部クロック動作となる。
【０００７】
ダイオードＤ２３〜Ｄ２７及びコンデンサＣ２８〜Ｃ３７からなる倍電圧回路２３は、フィラメントドライバＩＣ２２から出力された差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２を倍電圧整流して、昇圧した直流出力電圧を生成する。ここでの倍電圧回路２３は、ダイオードＤ２３及びコンデンサＣ２８，Ｃ２９からなる１段目と、ダイオードＤ２４及びコンデンサＣ３０，Ｃ３１からなる２段目と、ダイオードＤ２５及びコンデンサＣ３２，Ｃ３３からなる３段目と、ダイオードＤ２６及びコンデンサＣ３４，Ｃ３５からなる４段目と、ダイオードＤ２７及びコンデンサＣ３６，Ｃ３７からなる５段目とを有する５段構成の回路なので、入力電圧ＶＩＮの約５倍の電圧が得られる。
【０００８】
差動パルス電圧Ｆ１が「Ｈ」レベルの期間では、奇数段に属するコンデンサが充電される。このときの充電は、電圧ＶＩＮから「Ｌ」レベルの端子ＯＵＴ２に向かう方向の電流で行われる。一方、差動パルス電圧Ｆ２が「Ｈ」レベルの期間では、偶数段に属するコンデンサが充電される。このときの充電は、電圧ＶＩＮから「Ｌ」レベルの端子ＯＵＴ１に向かう方向の電流で行われる。また、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２は、図示しない蛍光表示管のフィラメントの両端に印加される。
【０００９】
トランジスタＴＲ２１、ツェナダイオードＺＤ２１，ＺＤ２２、抵抗器Ｒ３０，Ｒ３１及びコンデンサＣ３８，Ｃ３９からなるエミッタフォロワレギュレータ２４は、倍電圧回路２３の出力電圧を安定化させるための定電圧電源である。このエミッタフォロワレギュレータ２４で生成された表示電圧ＶＤＤ２は、図示しない蛍光表示管のグリッド及びアノードに印加される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように図１１の駆動回路では、交流で低電圧のフィラメント電圧と直流で高電圧の表示電圧とを同時に得ることができる。また、倍電圧回路２３をパルス駆動することにより、低損失動作を実現することができ、倍電圧回路２３の温度上昇を抑えることができるので、信頼性を向上させることができる。
【００１１】
しかしながら、図１１の駆動回路では、負荷変動（出力電流の変動）に対する表示電圧ＶＤＤ２の安定性が悪いという問題点があった。その理由は、トランジスタＴＲ２１のベース−エミッタ間電圧が出力電流（トランジスタＴＲ２１のコレクタ電流）の増加と共に大きくなることと、各コンデンサの充電、放電比率が変化する（充電の不十分）ため、表示電圧ＶＤＤ２が出力電流の増加と共に下がるからである。
【００１２】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、負荷変動に対する表示電圧の安定性を向上させることができる蛍光表示管の駆動方法及び駆動回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、蛍光表示管のフィラメントに供給するフィラメント電圧とグリッド及びアノードに供給する表示電圧とを生成する蛍光表示管の駆動方法であって、入力直流電圧（ＶＣＣ）をオン／オフして互いに相補な差動パルス電圧（Ｆ１，Ｆ２）を生成し、これら差動パルス電圧を前記フィラメント電圧として出力する差動パルス生成手順と、前記差動パルス電圧よりフィラメント電流を予め設定された一定値に維持する手順と、前記差動パルス電圧を倍電圧整流した直流電圧を前記表示電圧（ＶＤＤ２）として出力する表示電圧生成手順と、前記表示電圧を検出して、検出結果を帰還電圧（ＶＥＲＲ）として出力する出力電圧監視手順と、前記帰還電圧に基づいて前記表示電圧が一定となるよう前記入力直流電圧を調節する電圧制御手順とを実行するようにしたものである。このように、本発明では、出力電圧監視手順において表示電圧を検出し、電圧制御手順において表示電圧が一定となるよう入力直流電圧を調節することにより、表示電圧を安定させる。また、本発明では、単一の入力直流電圧（ＶＣＣ−ＧＮＤ）をスイッチングして互いに相補な差動パルス電圧を生成しフィラメントに印加する。ここで、互いに相補なとは、一方が「Ｈ」レベル（ＶＣＣ）であるとき、他方が「Ｌ」レベル（ＧＮＤ）であることを意味する。これにより、フィラメント電位は、常に表示電位の消灯レベル以上となる。
【００１４】
また、本発明の蛍光表示管の駆動回路は、入力直流電圧（ＶＣＣ）をオン／オフして互いに相補な差動パルス電圧（Ｆ１，Ｆ２）を生成し、これら差動パルス電圧を前記フィラメント電圧として出力する差動パルス回路（２）と、前記差動パルス電圧よりフィラメント電流を予め設定された一定値に維持するフィラメント定電流回路（６）と、前記差動パルス電圧を倍電圧整流した直流電圧を前記表示電圧（ＶＤＤ２）として出力する倍電圧回路（３）と、この倍電圧回路から出力された表示電圧を検出して、検出結果を帰還電圧（ＶＥＲＲ）として出力する出力電圧監視回路（４）と、前記帰還電圧に基づいて前記表示電圧が一定となるよう前記入力直流電圧を調節する電圧制御回路（１）とを有するものである。
また、本発明の蛍光表示管の駆動回路の１構成例において、前記電圧制御回路は、一方の出力端子（コレクタ）に電源電圧（ＶＩＮ）が与えられ、他方の出力端子（エミッタ）から前記入力直流電圧を出力するトランジスタ（ＴＲ１）と、一端に前記電源電圧が与えられ、他端が前記トランジスタの入力端子（ベース）と接続された抵抗器（Ｒ３）と、前記帰還電圧が所定の基準値と等しくなるよう前記トランジスタの入力電流を制御するシャントレギュレータ（ＩＣ１）とからなるものである。
【００１５】
また、本発明の蛍光表示管の駆動回路の１構成例において、前記フィラメント定電流回路は、一方の出力端子（コレクタ）が前記差動パルス回路の出力（ＯＵＴ１，ＯＵＴ２）と接続されたトランジスタ（ＴＲ２，ＴＲ３）と、一端が前記トランジスタの他方の出力端子（エミッタ）と接続され、他端がフィラメントと接続された半固定抵抗器（ＲＦ１，ＲＦ２）と、一端が前記差動パルス回路の出力と接続され、他端が前記トランジスタの入力端子（ベース）と接続された抵抗器（Ｒ７，Ｒ８）と、前記半固定抵抗器の両端の電圧が所定の基準値と等しくなるよう前記トランジスタの入力電流を制御するシャントレギュレータ（ＩＣ３，ＩＣ４）と、カソードが前記差動パルス回路の出力と接続され、アノードがフィラメントと接続されたダイオード（ＤＦ１，ＤＦ２）とからなるものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明の第１の実施の形態となる蛍光表示管の駆動回路の構成を示すブロック図である。本実施の形態の駆動回路は、入力電圧制御回路１と、差動パルス回路２と、倍電圧回路３と、出力電圧監視回路４とから構成される。
【００１７】
入力電圧制御回路１は、入力電圧ＶＩＮを電圧ＶＣＣに落として出力すると共に、後述する帰還電圧ＶＥＲＲに基づいて表示電圧ＶＤＤ２が一定となるよう電圧ＶＣＣを調節する。差動パルス回路２は、入力電圧制御回路１から出力された直流電圧ＶＣＣをスイッチングして、互いに相補な差動パルス（交流）電圧Ｆ１，Ｆ２を生成する。また、差動パルス回路２は、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比と周波数を変更することが可能である。
【００１８】
倍電圧回路３は、差動パルス回路２から出力された差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２を倍電圧整流して昇圧した表示電圧ＶＤＤ２を生成する。出力電圧監視回路４は、倍電圧回路３から出力された表示電圧ＶＤＤ２を検出して、検出結果を帰還電圧ＶＥＲＲとして出力する。
【００１９】
図２は図１の駆動回路の具体的な構成を示す回路図である。入力電圧制御回路１は、トランジスタＴＲ１と、シャントレギュレータＩＣ１と、抵抗器Ｒ３と、コンデンサＣ１０〜Ｃ１３とから構成される。直流入力電圧ＶＩＮを投入すると、抵抗器Ｒ３によりバイアスされたオン状態のトランジスタＴＲ１を通じて直流電圧ＶＣＣが差動パルス回路２に入力される。
【００２０】
シャントレギュレータＩＣ１は、出力電圧監視回路４から出力される帰還電圧ＶＥＲＲに応じて出力電圧（カソードＫの電圧）を調節するものである。このシャントレギュレータＩＣ１の出力電圧をシリーズレギュレータであるトランジスタＴＲ１の基準電圧として用いることにより、帰還電圧ＶＥＲＲに応じた電圧ＶＣＣの出力を可能としている。
【００２１】
差動パルス回路２は、フィラメントドライバＩＣ２と、抵抗器Ｒ４〜Ｒ６と、コンデンサＣ１４〜Ｃ１７と、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６とから構成される。フィラメントドライバＩＣ２は、ローム（Ｒｏｈｍ）社製のＢＤ６６２１ＦＰ−Ｙである。本実施の形態のフィラメントドライバＩＣ２は、図示しない内部発振器により動作しており、抵抗器Ｒ６とコンデンサＣ１４はこの内部発振器のための素子である。
【００２２】
フィラメントドライバＩＣ２は、入力端子ＶＣＣ１に印加された直流電圧ＶＣＣを受けて、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から互いに相補な差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２を出力する。図３は差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２を示す波形図である。この差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２は、フィラメント５に印加されると共に、倍電圧回路３に出力される。
【００２３】
また、フィラメントドライバＩＣ２は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６のオン／オフによって設定される端子Ｂ０〜Ｂ５の値に応じて差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比を変更する。例えば、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６を全てオフにすれば、Ｂ５を最上位ビット、Ｂ０を最下位ビットとするＢ５〜Ｂ０の６ビットが「１１１１１１」となる。このとき、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２の周期Ｔを１２８として、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のパルス幅Ｗを表すと、パルス幅Ｗは６４となり、デューティ比はＷ／Ｔ×１００＝６４／１２８＝５０％となる。
【００２４】
また、スイッチＳＷ２〜ＳＷ６をオフ、スイッチＳＷ１をオンにすれば、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットが「１１１１１０」となり、パルス幅Ｗが６３となる。さらに、スイッチＳＷ１，ＳＷ３〜ＳＷ６をオフ、スイッチＳＷ２をオンにすれば、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットが「１１１１０１」となり、パルス幅Ｗが６２となる。以下同様にして、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットの値が１小さくなるごとに差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のパルス幅Ｗが１小さくなる。ただし、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットが「０００００１」の場合パルス幅Ｗは２であり、「００００００」の場合パルス幅Ｗは０である。
【００２５】
差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２の実効値は、ＶＣＣ×（２×Ｗ／Ｔ）1/2 で得られる。このようにして、本実施の形態では、端子Ｂ０〜Ｂ５の設定により、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比を容易に変更することができ、これにより差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２（フィラメント電圧Ｅｆ）を容易に変更することができる。したがって、様々なフィラメント電圧規格の蛍光表示管に対応することができる。
【００２６】
次に、倍電圧回路３について説明する。倍電圧回路３は、ダイオードＤ１〜Ｄ８と、コンデンサＣ１〜Ｃ８とから構成される。ダイオードＤ１〜Ｄ８には、整流損失を少なくするためにショットキーバリアダイオードが使用される。ここでの倍電圧回路３は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１からなる１段目と、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２からなる２段目と、ダイオードＤ３及びコンデンサＣ３からなる３段目と、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ４からなる４段目と、ダイオードＤ５及びコンデンサＣ５からなる５段目と、ダイオードＤ６及びコンデンサＣ６からなる６段目と、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７からなる７段目と、ダイオードＤ８及びコンデンサＣ８からなる８段目とを有する８段構成の回路である。
【００２７】
倍電圧回路３は、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２により各コンデンサＣ１〜Ｃ８を一段おきに充電し、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２の波高値の電圧まで各コンデンサＣ１〜Ｃ８を充電する。この倍電圧回路３の出力である表示電圧ＶＤＤ２は、ダイオードを介してコンデンサに充電された各段の電圧が加算されたもので、コンデンサＣ１〜Ｃ８への充電時間が十分な状態では電圧ＶＣＣの約８倍の表示電圧ＶＤＤ２が得られる。表示電圧ＶＤＤ２は、図示しない蛍光表示管のグリッド及びアノードに印加される。なお、本実施の形態では、倍電圧回路３を８段構成としているが、必要な表示電圧ＶＤＤ２に応じて段数を適宜変えてよいことは言うまでもない。
【００２８】
図４にフィラメントドライバＩＣ２の出力段を模式化した構成と倍電圧回路３の構成とを示す。電界効果トランジスタからなるスイッチＳＷ１０が出力端子ＯＵＴ１を高電位側（ＶＣＣ）に接続するとき、同じく電界効果トランジスタからなるスイッチＳＷ１１は出力端子ＯＵＴ２を低電位側（接地、以下ＧＮＤとする）に接続する。また、スイッチＳＷ１０が出力端子ＯＵＴ１を低電位側に接続するとき、スイッチＳＷ１１は出力端子ＯＵＴ２を高電位側に接続する。
【００２９】
スイッチＳＷ１０が出力端子ＯＵＴ１を高電位側に接続する場合（差動パルス電圧Ｆ１がＶＣＣの場合）、フィラメント電流は、ＯＵＴ１→フィラメント→ＯＵＴ２→ＧＮＤの方向に流れる。一方、スイッチＳＷ１１が出力端子ＯＵＴ２を高電位側に接続する場合（差動パルス電圧Ｆ２がＶＣＣの場合）、フィラメント電流は、ＯＵＴ２→フィラメント→ＯＵＴ１→ＧＮＤの方向に流れる。つまり、フィラメント電流の方向は２／Ｔ毎に反転する。
【００３０】
なお、Ｒ００，Ｒ０１は電源ＶＣＣの出力インピーダンスである。以上のようなフィラメントドライバＩＣ２の出力段にダイオードＤ１〜Ｄ８とコンデンサＣ１〜Ｃ９とからなる倍電圧回路３を接続することで、一般的なパルスの整流では実現することができない倍圧整流が可能となる。
【００３１】
次に、倍電圧回路３の倍圧整流動作を説明する。
（Ａ）最初に、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤから動作が始まるものとする。この場合、電圧ＶＣＣにより、ダイオードＤ１〜Ｄ８を通じてコンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ５，Ｃ７，Ｃ８がそれぞれ充電される。ダイオードＤ１による電圧降下（約０．６Ｖ）と抵抗Ｒ００による電圧降下とがあるため、ｉを充電電流とすると、コンデンサＣ１にはＶＣＣ−０．６−Ｒ００×ｉの電圧ＶＣ１が充電される（１倍圧動作）。
【００３２】
（Ｂ）次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣに移行した場合、充電されたコンデンサＣ１の負極側の電位がＶＣＣとなるため、その正極側の電位はＶＣ１＋ＶＣＣとなり、ダイオードＤ２を通じて、コンデンサＣ２にはＶＣ１＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ０１×ｉの電圧ＶＣ２が充電される（２倍圧動作）。同様に、コンデンサＣ４は、コンデンサＣ３からダイオードＤ４を通じて充電され、コンデンサＣ６は、コンデンサＣ５からダイオードＤ６を通じて充電され、コンデンサＣ８は、コンデンサＣ７からダイオードＤ８を通じて充電される。なお、ダイオードＤ１が挿入されているので、コンデンサＣ１からダイオードＤ１に向かう逆流が発生することはない。
【００３３】
（Ｃ）次に、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤに移行した場合、充電されたコンデンサＣ２の負極側の電位がＶＣＣとなるため、その正極側の電位はＶＣ２＋ＶＣＣとなり、ダイオードＤ３を通じて、コンデンサＣ３にはＶＣ２＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ００×ｉの電圧ＶＣ３が充電される（３倍圧動作）。同様に、コンデンサＣ５は、コンデンサＣ４からダイオードＤ５を通じて充電され、コンデンサＣ７は、コンデンサＣ６からダイオードＤ７を通じて充電される。また、コンデンサＣ１では上記（Ａ）で説明した充電が行われる。なお、ダイオードＤ２が挿入されているので、コンデンサＣ２からダイオードＤ２に向かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ１が挿入されているので、コンデンサＣ２の両極が短絡することもない。
【００３４】
（Ｄ）次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣに移行した場合、充電されたコンデンサＣ３の正極側の電位がＶＣ３＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ４を通じて、コンデンサＣ４にはＶＣ３＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ０１×ｉの電圧ＶＣ４が充電される（４倍圧動作）。同様に、コンデンサＣ６は、コンデンサＣ５からダイオードＤ６を通じて充電され、コンデンサＣ８は、コンデンサＣ７からダイオードＤ８を通じて充電される。また、コンデンサＣ２では上記（Ｂ）で説明した充電が行われる。
【００３５】
このとき、ダイオードＤ１，Ｄ３が挿入されているので、コンデンサＣ１からダイオードＤ１に向かう逆流及びコンデンサＣ３からダイオードＤ３に向かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ２が挿入されているので、コンデンサＣ３の両極が短絡することもない。
【００３６】
（Ｅ）次に、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤに移行した場合、充電されたコンデンサＣ４の正極側の電位がＶＣ４＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ５を通じて、コンデンサＣ５にはＶＣ４＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ００×ｉの電圧ＶＣ５が充電される（５倍圧動作）。同様に、コンデンサＣ７は、コンデンサＣ６からダイオードＤ７を通じて充電される。また、コンデンサＣ１では上記（Ａ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ３では上記（Ｃ）で説明した充電が行われる。
【００３７】
このとき、ダイオードＤ２，Ｄ４が挿入されているので、コンデンサＣ２からダイオードＤ２に向かう逆流及びコンデンサＣ４からダイオードＤ４に向かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ１，Ｄ３が挿入されているので、コンデンサＣ２，Ｃ４の両極が短絡することもない。
【００３８】
（Ｆ）次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣに移行した場合、充電されたコンデンサＣ５の正極側の電位がＶＣ５＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ６を通じて、コンデンサＣ６にはＶＣ５＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ０１×ｉの電圧ＶＣ６が充電される（６倍圧動作）。同様に、コンデンサＣ８は、コンデンサＣ７からダイオードＤ８を通じて充電される。また、コンデンサＣ２では上記（Ｂ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ４では上記（Ｄ）で説明した充電が行われる。
【００３９】
このとき、ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５が挿入されているので、コンデンサＣ１からダイオードＤ１に向かう逆流、コンデンサＣ３からダイオードＤ３に向かう逆流及びコンデンサＣ５からダイオードＤ５に向かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ２，Ｄ４が挿入されているので、コンデンサＣ３，Ｃ５の両極が短絡することもない。
【００４０】
（Ｇ）次に、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤに移行した場合、充電されたコンデンサＣ６の正極側の電位がＶＣ６＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ７を通じて、コンデンサＣ７にはＶＣ６＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ００×ｉの電圧ＶＣ７が充電される（７倍圧動作）。また、コンデンサＣ１では上記（Ａ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ３では上記（Ｃ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ５では上記（Ｅ）で説明した充電が行われる。
【００４１】
このとき、ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６が挿入されているので、コンデンサＣ２からダイオードＤ２に向かう逆流、コンデンサＣ４からダイオードＤ４に向かう逆流及びコンデンサＣ６からダイオードＤ６へ向かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５が挿入されているので、コンデンサＣ２，Ｃ４，Ｃ６の両極が短絡することもない。
【００４２】
（Ｈ）次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣに移行した場合、充電されたコンデンサＣ７の正極側の電位がＶＣ７＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ８を通じて、コンデンサＣ８にはＶＣ７＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ０１×ｉの電圧ＶＣ８が充電される（８倍圧動作）。また、コンデンサＣ２では上記（Ｂ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ４では上記（Ｄ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ６では上記（Ｆ）で説明した充電が行われる。
【００４３】
このとき、ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７が挿入されているので、コンデンサＣ１からダイオードＤ１に向かう逆流、コンデンサＣ３からダイオードＤ３に向かう逆流、コンデンサＣ５からダイオードＤ５に向かう逆流及びコンデンサＣ７からダイオードＤ７に向かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６が挿入されているので、コンデンサＣ３，Ｃ５，Ｃ７の両極が短絡することもない。
【００４４】
このように、（Ａ）〜（Ｈ）の８ステップで８倍圧動作を示すが、上記の説明からも明らかなように（Ａ）〜（Ｈ）のステップでは各コンデンサの充放電が同時に起こり、かつ（Ａ）〜（Ｈ）のステップが繰り返されるので、８倍圧の電圧ＶＤＤ２が繰り返し供給されることになる。
【００４５】
なお、（Ａ）〜（Ｈ）の動作は、例えば図５に示すように倍電圧回路３の各コンデンサＣ2n-1，Ｃ2n（ｎは１以上の整数、本実施の形態ではｎ＝１〜４）の充電時間が十分に長い場合の動作である。図５は差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比が５０％の場合の電圧Ｆ１，Ｆ２、コンデンサＣ2n-1，Ｃ2nの端子電圧ＶＣ2n-1，ＶＣ2nを示している。
【００４６】
一方、端子Ｂ０〜Ｂ５の設定により、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比を図６のように小さくする場合には、倍電圧回路３の各コンデンサＣ2n-1，Ｃ2nの充電時間が短くなるので、表示電圧ＶＤＤ２を蛍光表示管のグリッド及びアノードに印加したときに流れる出力電流ＩＤＤ２に対して、前記充電時間が十分かどうかを確認する必要がある。
【００４７】
出力電流ＩＤＤ２が増加すると、倍電圧回路３の各コンデンサＣ2n-1，Ｃ2nへの充電が不十分となって、コンデンサＣ2n-1，Ｃ2nの端子電圧ＶＣ2n-1，ＶＣ2nが小さくなり、表示電圧ＶＤＤ２が低下する。そこで、本実施の形態では、表示電圧ＶＤＤ２を出力電圧監視回路４で検出して入力電圧制御回路１に帰還することにより、表示電圧ＶＤＤ２の安定化を図る。
【００４８】
出力電圧監視回路４は、抵抗器Ｒ１，Ｒ２とコンデンサＣ９とから構成され、表示電圧ＶＤＤ２を抵抗器Ｒ１，Ｒ２によって分圧した電圧を帰還電圧ＶＥＲＲとして入力電圧制御回路１に帰還する。表示電圧ＶＤＤ２を分圧する理由は、帰還電圧ＶＥＲＲを入力電圧制御回路１の許容電圧以下にするためである。
【００４９】
入力電圧制御回路１のシャントレギュレータＩＣ１は、リファレンス端子ＲＥＦの電圧（すなわち、帰還電圧ＶＥＲＲ）が所定の基準値になるようカソード電流を調節する。例えば、表示電圧ＶＤＤ２が低下して帰還電圧ＶＥＲＲが低下すると、シャントレギュレータＩＣ１は、カソード電流を減らす。
【００５０】
これにより、抵抗器Ｒ３による電圧降下が小さくなるので、シャントレギュレータＩＣ１の出力電圧（カソード電圧）が上昇し、電圧ＶＣＣが上昇する。その結果、表示電圧ＶＤＤ２も上昇する。表示電圧ＶＤＤ２は電圧ＶＣＣの約８倍であるので、表示電圧低下を１Ｖとすれば、電圧ＶＣＣは０．１２５Ｖ程度上昇することになる。
【００５１】
一方、入力電圧ＶＩＮの上昇や出力電流ＩＤＤ２の減少により、表示電圧ＶＤＤ２が上昇して帰還電圧ＶＤＤ２が上昇すると、シャントレギュレータＩＣ１は、カソード電流を増やす。これにより、抵抗器Ｒ３による電圧降下が大きくなるので、シャントレギュレータＩＣ１の出力電圧が低下し、電圧ＶＣＣが低下する。その結果、表示電圧ＶＤＤ２も低下する。
【００５２】
以上により、表示電圧ＶＤＤ２の安定性を向上させると共に、Ｒ１，Ｒ２の比の変更により、表示電圧ＶＤＤ２を可変設定することができる。シャントレギュレータＩＣ１は５０ｐｐｍ／℃程度の温度特性を有し、またシャントレギュレータＩＣ１の前記基準値はｍＶオーダーで設定されている。したがって、表示電圧ＶＤＤ２を高精度に安定化することができる。なお、表示電圧ＶＤＤの制御を確実なものとするためには、負荷が大きくなって出力電流ＩＤＤ２が増加したときに電圧ＶＣＣを十分に高くすることができるよう、無負荷時の電圧ＶＣＣを低めに設定すべきである。
【００５３】
図７はフィラメント電圧に正弦波交流を用いる従来のフィラメント駆動方法を説明するための波形図である。このフィラメント駆動方法では、商用の交流電源等からトランスによってフィラメント電圧を得ており、トランスのセンタータップを基準電位に設定することで均一な輝度が得られる。ただし、フィラメントの電位がグリッドの電位（表示電圧）より低くなることがあるため、負のバイアス（カットオフ電圧）をかけて漏れ発光が生じないようにする必要がある。
【００５４】
図８はフィラメント電圧に方形波を用いる従来のフィラメント駆動方法を説明するための波形図である。このフィラメント駆動方法は、ＤＣ／ＤＣコンバータの発振電圧をトランスで交流に変換してフィラメントに印加するもので、図７の場合と同様にトランスのセンタータップを使用する。フィラメント電圧に方形波を用いるため、図７の正弦波交流の場合よりもフィラメント電圧のピーク値が低くなるが、カットオフ電圧が必要なことは図７の場合と同じである。
【００５５】
図９は本実施の形態のフィラメント駆動方法を説明するための波形図である。本実施の形態では、互いに相補な差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２をフィラメント５に印加するので、電流の流れは図７の場合と同様であるが、表示の点灯に対する基準位置は常に電源の低圧側（ＧＮＤ）にあるので、フィラメント電位が表示電位の消灯レベルより低くなることがなく、漏れ発光が生じる可能性は少ない。その結果、カットオフ電圧が不要となる。
【００５６】
また、本実施の形態では、フィラメント５をパルス駆動することにより、図７の場合よりも消費電力を低減することができ、高効率の動作が可能である。さらに、カットオフ電圧が不要となることから、表示輝度に寄与しない電力損失を減らすことができ、電源電圧の利用度が高めることができ、表示電圧ＶＤＤ２を図７、図８の場合よりも高くとることができるので、輝度を向上させることができる。
【００５７】
また、本実施の形態では、表示電圧ＶＤＤ２を高精度に安定化できることから、倍電圧回路３の各コンデンサＣ１〜Ｃ８の値を小さくすることができ、駆動回路の小型化と低価格化を実現することができる。
【００５８】
［第２の実施の形態］
図１０は本発明の第２の実施の形態となる蛍光表示管の駆動回路の構成を示す回路図であり、図２と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、第１の実施の形態の回路にフィラメント定電流回路６を追加したものである。フィラメント定電流回路６は、トランジスタＴＲ２，ＴＲ３と、シャントレギュレータＩＣ３，ＩＣ４と、ダイオードＤＦ１，ＤＦ２と、半固定抵抗器ＲＦ１，ＲＦ２とから構成される。
【００５９】
第１の実施の形態で説明したとおり、フィラメントドライバＩＣ２の端子Ｂ０〜Ｂ５の設定により、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比を変更して、種々のフィラメント実効値電圧規格に合わせることができるが、本実施の形態では、規格への合致を電流値で行うため、デューティ比５０％の状態でよく、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６を全てオフにして、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットを「１１１１１１」とすればよい。
【００６０】
Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤの場合、フィラメント電流ＩＦ１が流れる。この電流ＩＦ１は、トランジスタＴＲ２と半固定抵抗器ＲＦ１とを通ってフィラメントに至る。シャントレギュレータＩＣ３は、半固定抵抗器ＲＦ１の両端の電圧が所定の基準値になるようカソード電流を調節する。
【００６１】
例えば、電流ＩＦ１が増加して半固定抵抗器ＲＦ１の両端の電圧が上昇すると、シャントレギュレータＩＣ３は、カソード電流を増やす。これにより、抵抗器Ｒ７による電圧降下が大きくなるので、シャントレギュレータＩＣ３の出力電圧（カソードＫの電圧）が低下し、トランジスタＴＲ２のベース電流が減少する。その結果、トランジスタＴＲ２のコレクタ電流、すなわちフィラメント電流ＩＦ１も減少する。
【００６２】
一方、電流ＩＦ１が減少して半固定抵抗器ＲＦ１の両端の電圧が低下すると、シャントレギュレータＩＣ３は、カソード電流を減らす。これにより、抵抗器Ｒ７による電圧降下が小さくなるので、シャントレギュレータＩＣ３の出力電圧が上昇し、トランジスタＴＲ２のベース電流が増加する。その結果、フィラメント電流ＩＦ１も増加する。こうして、フィラメント電流ＩＦ１を一定値に維持することができる。なお、ダイオードＤＦ２はフィラメントから流れ出した電流ＩＦ１を通すために設けられており、電流ＩＦ１は、ダイオードＤＦ２を通って端子ＯＵＴ２に達する。
【００６３】
次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣの場合、フィラメント電流ＩＦ２が流れる。この電流ＩＦ２は、トランジスタＴＲ３と半固定抵抗器ＲＦ２とを通ってフィラメントに至る。シャントレギュレータＩＣ４は、ＩＣ３と同様に、半固定抵抗器ＲＦ２の両端の電圧が一定になるようカソード電流を調節する。これにより、フィラメント電流ＩＦ２は一定値に維持される。なお、ダイオードＤＦ１はフィラメントから流れ出した電流ＩＦ２を通すために設けられており、電流ＩＦ２は、ダイオードＤＦ１を通って端子ＯＵＴ１に達する。
【００６４】
第１の実施の形態で説明したとおり、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤの状態とＦ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣの状態が交互に繰り返されるので、フィラメントには方向の異なる電流ＩＦ１，ＩＦ２が交互に流れる。ＲＦ１＝ＲＦ２の場合、ＩＦ１＝ＩＦ２となり、同じ値の電流が流れる。半固定抵抗器ＲＦ１，ＲＦ２の抵抗値を調整することで電流ＩＦ１，ＩＦ２の値をそれぞれ調整することができ、フィラメントに規定の電流を流すことができる。
【００６５】
以上のように、本実施の形態では、フィラメント定電流回路６を設けることにより、フィラメントを定電流駆動し、フィラメントの温度を一定に維持することができる。また、電流の設定値を半固定抵抗器ＲＦ１，ＲＦ２で変更することにより、様々なフィラメント電流規格の蛍光表示管に対応することができる。シャントレギュレータＩＣ３，ＩＣ４は５０ｐｐｍ／℃程度の温度特性を有し、またシャントレギュレータＩＣ３，ＩＣ４の前記基準値はｍＶオーダーで設定されている。したがって、フィラメント電流ＩＦ１，ＩＦ２を高精度に安定化することができる。
【００６６】
【発明の効果】
本発明によれば、入力直流電圧をオン／オフして互いに相補な差動パルス電圧を生成し、これら差動パルス電圧をフィラメント電圧として出力する差動パルス回路と、差動パルス電圧を倍電圧整流した直流電圧を表示電圧として出力する倍電圧回路と、この倍電圧回路から出力された表示電圧を検出して、検出結果を帰還電圧として出力する出力電圧監視回路と、帰還電圧に基づいて表示電圧が一定となるよう入力直流電圧を調節する電圧制御回路とを設けることにより、表示電圧の安定性を向上させることができる。また、表示電圧を高精度に安定化できることから、倍電圧回路に使用するコンデンサの値を小さくすることができ、駆動回路の小型化と低価格化を実現することができる。また、倍電圧回路をパルス駆動することにより、低損失動作を実現することができ、倍電圧回路の温度上昇を抑えることができるので、信頼性を向上させることができる。また、フィラメントをパルス駆動することにより、消費電力を低減することができる。さらに、互いに相補な差動パルス電圧をフィラメントに印加することにより、フィラメント電位が表示電位の消灯レベルより低くなることがないので、カットオフ電圧を不要とすることができる。その結果、表示輝度に寄与しない電力損失を減らすことができ、電源電圧の利用度を高めることができるので、輝度を向上させることができる。
【００６７】
また、フィラメント電流を予め設定された一定値に維持するフィラメント定電流回路を設けることにより、フィラメントを定電流駆動し、フィラメントの温度を一定に維持することができる。また、電流の設定値を変更することで様々なフィラメント電流規格の蛍光表示管に対応することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態となる蛍光表示管の駆動回路の構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明の第１の実施の形態における駆動回路の構成を示す回路図である。
【図３】 差動パルス電圧を示す波形図である。
【図４】 本発明の第１の実施の形態においてフィラメントドライバの出力段を模式化した構成と倍電圧回路の構成とを示す回路図である。
【図５】 本発明の第１の実施の形態における倍電圧回路の動作を示す波形図である。
【図６】 本発明の第１の実施の形態における倍電圧回路の動作を示す波形図である。
【図７】 フィラメント電圧に正弦波交流を用いる従来のフィラメント駆動方法を説明するための波形図である。
【図８】 フィラメント電圧に方形波を用いる従来のフィラメント駆動方法を説明するための波形図である。
【図９】 本発明の第１の実施の形態のフィラメント駆動方法を説明するための波形図である。
【図１０】 本発明の第２の実施の形態となる蛍光表示管の駆動回路の構成を示す回路図である。
【図１１】 従来の蛍光表示管の駆動回路の構成を示す回路図である。
【図１２】 従来の蛍光表示管の駆動回路の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１…入力電圧制御回路、２…フィラメントドライバ、３…倍電圧回路、４…出力電圧監視回路、５…フィラメント、６…フィラメント定電流回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、蛍光表示管のフィラメントに供給するフィラメント電圧とグリッド及びアノードに供給する表示電圧とを生成する蛍光表示管の駆動方法及び駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
蛍光表示管は、アノードとグリットとフィラメントとからなり、フィラメントに電力を供給してフィラメントを発熱させることで熱電子を発生させ、グリッドにより該熱電子を加速し、アノードの蛍光体と熱電子が衝突することで発光する表示素子である。このため、蛍光表示管では、フィラメント電圧とグリッド電圧とアノード電圧を供給する駆動回路が必要となる。通常、グリッドとアノードには同一電圧が使用されるので、以降はグリッド電圧とアノード電圧を表示電圧と呼ぶ。
【０００３】
フィラメント電圧に必要とされるのは例えば５Ｖ程度の交流の低電圧であり、表示電圧に必要とされるのは例えば５０Ｖ程度の直流の高電圧である。したがって、フィラメント電圧と表示電圧とを得るには、それぞれ別個に電源が必要になる。これらの電源の少なくとも１部を共用化する方法としては、倍電圧回路を用いる方法がある。倍電圧回路を用いることにより、交流のフィラメント電圧を倍電圧整流して直流の表示電圧を生成することができる。しかし、交流により倍電圧回路を使用した場合、電力損失が大きく、倍電圧回路が高温になるため、信頼性が低下するという問題点があった。
【０００４】
そこで、倍電圧回路をパルス駆動することで低損失化を図った駆動回路が提案されている。図１１はこのような駆動回路の構成を示す回路図、図１２は図１１の駆動回路の動作を示す波形図である。以下、図１１の駆動回路の動作について説明する。トランジスタＴＲ２０、ツェナダイオードＺＤ２０、ダイオードＤ２０及び抵抗器Ｒ２０〜Ｒ２２からなるロジック電源２０は、直流入力電圧ＶＩＮから直流電圧ＶＣＣを生成するエミッタフォロワ回路である。
【０００５】
反転増幅器ＩＣ２０、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、抵抗器Ｒ２３，Ｒ２４及びコンデンサＣ２２からなる基準発振器２１は、図１２（ａ）のような１００〜２００ｋＨｚ程度の基準クロック信号を生成する。フリップフロップＩＣ２１及び抵抗器Ｒ２５からなる２分周回路２２は、基準クロック信号の周波数を１／２にした図１２（ｂ）のような外部クロック信号を生成して、この外部クロック信号をフィラメントドライバＩＣ２２の外部クロック入力端子ＥＸＴＣＫに入力する。
【０００６】
フィラメントドライバＩＣ２２は、直流入力電圧ＶＩＮをスイッチングして、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から互いに相補な差動パルス（交流）電圧Ｆ１，Ｆ２を出力する（図１２（ｃ）、図１２（ｄ））。このフィラメントドライバＩＣ２２は、ローム（Ｒｏｈｍ）社製のＢＤ６６２１ＦＰ−Ｙである。ここで、フィラメントドライバＩＣ２２の端子ＳＥＬには、基準クロック信号が入力され、端子ＳＥＬが「Ｈ」レベルの場合には、フィラメントドライバＩＣ２２内の図示しない内部発振器による内部クロック動作となり、端子ＳＥＬが「Ｌ」レベルの場合には、外部クロック信号による外部クロック動作となる。
【０００７】
ダイオードＤ２３〜Ｄ２７及びコンデンサＣ２８〜Ｃ３７からなる倍電圧回路２３は、フィラメントドライバＩＣ２２から出力された差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２を倍電圧整流して、昇圧した直流出力電圧を生成する。ここでの倍電圧回路２３は、ダイオードＤ２３及びコンデンサＣ２８，Ｃ２９からなる１段目と、ダイオードＤ２４及びコンデンサＣ３０，Ｃ３１からなる２段目と、ダイオードＤ２５及びコンデンサＣ３２，Ｃ３３からなる３段目と、ダイオードＤ２６及びコンデンサＣ３４，Ｃ３５からなる４段目と、ダイオードＤ２７及びコンデンサＣ３６，Ｃ３７からなる５段目とを有する５段構成の回路なので、入力電圧ＶＩＮの約５倍の電圧が得られる。
【０００８】
差動パルス電圧Ｆ１が「Ｈ」レベルの期間では、奇数段に属するコンデンサが充電される。このときの充電は、電圧ＶＩＮから「Ｌ」レベルの端子ＯＵＴ２に向かう方向の電流で行われる。一方、差動パルス電圧Ｆ２が「Ｈ」レベルの期間では、偶数段に属するコンデンサが充電される。このときの充電は、電圧ＶＩＮから「Ｌ」レベルの端子ＯＵＴ１に向かう方向の電流で行われる。また、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２は、図示しない蛍光表示管のフィラメントの両端に印加される。
【０００９】
トランジスタＴＲ２１、ツェナダイオードＺＤ２１，ＺＤ２２、抵抗器Ｒ３０，Ｒ３１及びコンデンサＣ３８，Ｃ３９からなるエミッタフォロワレギュレータ２４は、倍電圧回路２３の出力電圧を安定化させるための定電圧電源である。このエミッタフォロワレギュレータ２４で生成された表示電圧ＶＤＤ２は、図示しない蛍光表示管のグリッド及びアノードに印加される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように図１１の駆動回路では、交流で低電圧のフィラメント電圧と直流で高電圧の表示電圧とを同時に得ることができる。また、倍電圧回路２３をパルス駆動することにより、低損失動作を実現することができ、倍電圧回路２３の温度上昇を抑えることができるので、信頼性を向上させることができる。
【００１１】
しかしながら、図１１の駆動回路では、負荷変動（出力電流の変動）に対する表示電圧ＶＤＤ２の安定性が悪いという問題点があった。その理由は、トランジスタＴＲ２１のベース−エミッタ間電圧が出力電流（トランジスタＴＲ２１のコレクタ電流）の増加と共に大きくなることと、各コンデンサの充電、放電比率が変化する（充電の不十分）ため、表示電圧ＶＤＤ２が出力電流の増加と共に下がるからである。
【００１２】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、負荷変動に対する表示電圧の安定性を向上させることができる蛍光表示管の駆動方法及び駆動回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、蛍光表示管のフィラメントに供給するフィラメント電圧とグリッド及びアノードに供給する表示電圧とを生成する蛍光表示管の駆動方法であって、入力直流電圧（ＶＣＣ）をオン／オフして互いに相補な差動パルス電圧（Ｆ１，Ｆ２）を生成し、これら差動パルス電圧を前記フィラメント電圧として出力する差動パルス生成手順と、前記差動パルス電圧よりフィラメント電流を予め設定された一定値に維持する手順と、前記差動パルス電圧を倍電圧整流した直流電圧を前記表示電圧（ＶＤＤ２）として出力する表示電圧生成手順と、前記表示電圧を検出して、検出結果を帰還電圧（ＶＥＲＲ）として出力する出力電圧監視手順と、前記帰還電圧に基づいて前記表示電圧が一定となるよう前記入力直流電圧を調節する電圧制御手順とを実行するようにしたものである。このように、本発明では、出力電圧監視手順において表示電圧を検出し、電圧制御手順において表示電圧が一定となるよう入力直流電圧を調節することにより、表示電圧を安定させる。また、本発明では、単一の入力直流電圧（ＶＣＣ−ＧＮＤ）をスイッチングして互いに相補な差動パルス電圧を生成しフィラメントに印加する。ここで、互いに相補なとは、一方が「Ｈ」レベル（ＶＣＣ）であるとき、他方が「Ｌ」レベル（ＧＮＤ）であることを意味する。これにより、フィラメント電位は、常に表示電位の消灯レベル以上となる。
【００１４】
また、本発明の蛍光表示管の駆動回路は、入力直流電圧（ＶＣＣ）をオン／オフして互いに相補な差動パルス電圧（Ｆ１，Ｆ２）を生成し、これら差動パルス電圧を前記フィラメント電圧として出力する差動パルス回路（２）と、前記差動パルス電圧よりフィラメント電流を予め設定された一定値に維持するフィラメント定電流回路（６）と、前記差動パルス電圧を倍電圧整流した直流電圧を前記表示電圧（ＶＤＤ２）として出力する倍電圧回路（３）と、この倍電圧回路から出力された表示電圧を検出して、検出結果を帰還電圧（ＶＥＲＲ）として出力する出力電圧監視回路（４）と、前記帰還電圧に基づいて前記表示電圧が一定となるよう前記入力直流電圧を調節する電圧制御回路（１）とを有するものである。
また、本発明の蛍光表示管の駆動回路の１構成例において、前記電圧制御回路は、一方の出力端子（コレクタ）に電源電圧（ＶＩＮ）が与えられ、他方の出力端子（エミッタ）から前記入力直流電圧を出力するトランジスタ（ＴＲ１）と、一端に前記電源電圧が与えられ、他端が前記トランジスタの入力端子（ベース）と接続された抵抗器（Ｒ３）と、前記帰還電圧が所定の基準値と等しくなるよう前記トランジスタの入力電流を制御するシャントレギュレータ（ＩＣ１）とからなるものである。
【００１５】
また、本発明の蛍光表示管の駆動回路の１構成例において、前記フィラメント定電流回路は、一方の出力端子（コレクタ）が前記差動パルス回路の出力（ＯＵＴ１，ＯＵＴ２）と接続されたトランジスタ（ＴＲ２，ＴＲ３）と、一端が前記トランジスタの他方の出力端子（エミッタ）と接続され、他端がフィラメントと接続された半固定抵抗器（ＲＦ１，ＲＦ２）と、一端が前記差動パルス回路の出力と接続され、他端が前記トランジスタの入力端子（ベース）と接続された抵抗器（Ｒ７，Ｒ８）と、前記半固定抵抗器の両端の電圧が所定の基準値と等しくなるよう前記トランジスタの入力電流を制御するシャントレギュレータ（ＩＣ３，ＩＣ４）と、カソードが前記差動パルス回路の出力と接続され、アノードがフィラメントと接続されたダイオード（ＤＦ１，ＤＦ２）とからなるものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明の第１の実施の形態となる蛍光表示管の駆動回路の構成を示すブロック図である。本実施の形態の駆動回路は、入力電圧制御回路１と、差動パルス回路２と、倍電圧回路３と、出力電圧監視回路４とから構成される。
【００１７】
入力電圧制御回路１は、入力電圧ＶＩＮを電圧ＶＣＣに落として出力すると共に、後述する帰還電圧ＶＥＲＲに基づいて表示電圧ＶＤＤ２が一定となるよう電圧ＶＣＣを調節する。差動パルス回路２は、入力電圧制御回路１から出力された直流電圧ＶＣＣをスイッチングして、互いに相補な差動パルス（交流）電圧Ｆ１，Ｆ２を生成する。また、差動パルス回路２は、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比と周波数を変更することが可能である。
【００１８】
倍電圧回路３は、差動パルス回路２から出力された差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２を倍電圧整流して昇圧した表示電圧ＶＤＤ２を生成する。出力電圧監視回路４は、倍電圧回路３から出力された表示電圧ＶＤＤ２を検出して、検出結果を帰還電圧ＶＥＲＲとして出力する。
【００１９】
図２は図１の駆動回路の具体的な構成を示す回路図である。入力電圧制御回路１は、トランジスタＴＲ１と、シャントレギュレータＩＣ１と、抵抗器Ｒ３と、コンデンサＣ１０〜Ｃ１３とから構成される。直流入力電圧ＶＩＮを投入すると、抵抗器Ｒ３によりバイアスされたオン状態のトランジスタＴＲ１を通じて直流電圧ＶＣＣが差動パルス回路２に入力される。
【００２０】
シャントレギュレータＩＣ１は、出力電圧監視回路４から出力される帰還電圧ＶＥＲＲに応じて出力電圧（カソードＫの電圧）を調節するものである。このシャントレギュレータＩＣ１の出力電圧をシリーズレギュレータであるトランジスタＴＲ１の基準電圧として用いることにより、帰還電圧ＶＥＲＲに応じた電圧ＶＣＣの出力を可能としている。
【００２１】
差動パルス回路２は、フィラメントドライバＩＣ２と、抵抗器Ｒ４〜Ｒ６と、コンデンサＣ１４〜Ｃ１７と、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６とから構成される。フィラメントドライバＩＣ２は、ローム（Ｒｏｈｍ）社製のＢＤ６６２１ＦＰ−Ｙである。本実施の形態のフィラメントドライバＩＣ２は、図示しない内部発振器により動作しており、抵抗器Ｒ６とコンデンサＣ１４はこの内部発振器のための素子である。
【００２２】
フィラメントドライバＩＣ２は、入力端子ＶＣＣ１に印加された直流電圧ＶＣＣを受けて、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から互いに相補な差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２を出力する。図３は差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２を示す波形図である。この差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２は、フィラメント５に印加されると共に、倍電圧回路３に出力される。
【００２３】
また、フィラメントドライバＩＣ２は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６のオン／オフによって設定される端子Ｂ０〜Ｂ５の値に応じて差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比を変更する。例えば、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６を全てオフにすれば、Ｂ５を最上位ビット、Ｂ０を最下位ビットとするＢ５〜Ｂ０の６ビットが「１１１１１１」となる。このとき、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２の周期Ｔを１２８として、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のパルス幅Ｗを表すと、パルス幅Ｗは６４となり、デューティ比はＷ／Ｔ×１００＝６４／１２８＝５０％となる。
【００２４】
また、スイッチＳＷ２〜ＳＷ６をオフ、スイッチＳＷ１をオンにすれば、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットが「１１１１１０」となり、パルス幅Ｗが６３となる。さらに、スイッチＳＷ１，ＳＷ３〜ＳＷ６をオフ、スイッチＳＷ２をオンにすれば、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットが「１１１１０１」となり、パルス幅Ｗが６２となる。以下同様にして、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットの値が１小さくなるごとに差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のパルス幅Ｗが１小さくなる。ただし、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットが「０００００１」の場合パルス幅Ｗは２であり、「００００００」の場合パルス幅Ｗは０である。
【００２５】
差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２の実効値は、ＶＣＣ×（２×Ｗ／Ｔ）1/2 で得られる。このようにして、本実施の形態では、端子Ｂ０〜Ｂ５の設定により、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比を容易に変更することができ、これにより差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２（フィラメント電圧Ｅｆ）を容易に変更することができる。したがって、様々なフィラメント電圧規格の蛍光表示管に対応することができる。
【００２６】
次に、倍電圧回路３について説明する。倍電圧回路３は、ダイオードＤ１〜Ｄ８と、コンデンサＣ１〜Ｃ８とから構成される。ダイオードＤ１〜Ｄ８には、整流損失を少なくするためにショットキーバリアダイオードが使用される。ここでの倍電圧回路３は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１からなる１段目と、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２からなる２段目と、ダイオードＤ３及びコンデンサＣ３からなる３段目と、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ４からなる４段目と、ダイオードＤ５及びコンデンサＣ５からなる５段目と、ダイオードＤ６及びコンデンサＣ６からなる６段目と、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７からなる７段目と、ダイオードＤ８及びコンデンサＣ８からなる８段目とを有する８段構成の回路である。
【００２７】
倍電圧回路３は、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２により各コンデンサＣ１〜Ｃ８を一段おきに充電し、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２の波高値の電圧まで各コンデンサＣ１〜Ｃ８を充電する。この倍電圧回路３の出力である表示電圧ＶＤＤ２は、ダイオードを介してコンデンサに充電された各段の電圧が加算されたもので、コンデンサＣ１〜Ｃ８への充電時間が十分な状態では電圧ＶＣＣの約８倍の表示電圧ＶＤＤ２が得られる。表示電圧ＶＤＤ２は、図示しない蛍光表示管のグリッド及びアノードに印加される。なお、本実施の形態では、倍電圧回路３を８段構成としているが、必要な表示電圧ＶＤＤ２に応じて段数を適宜変えてよいことは言うまでもない。
【００２８】
図４にフィラメントドライバＩＣ２の出力段を模式化した構成と倍電圧回路３の構成とを示す。電界効果トランジスタからなるスイッチＳＷ１０が出力端子ＯＵＴ１を高電位側（ＶＣＣ）に接続するとき、同じく電界効果トランジスタからなるスイッチＳＷ１１は出力端子ＯＵＴ２を低電位側（接地、以下ＧＮＤとする）に接続する。また、スイッチＳＷ１０が出力端子ＯＵＴ１を低電位側に接続するとき、スイッチＳＷ１１は出力端子ＯＵＴ２を高電位側に接続する。
【００２９】
スイッチＳＷ１０が出力端子ＯＵＴ１を高電位側に接続する場合（差動パルス電圧Ｆ１がＶＣＣの場合）、フィラメント電流は、ＯＵＴ１→フィラメント→ＯＵＴ２→ＧＮＤの方向に流れる。一方、スイッチＳＷ１１が出力端子ＯＵＴ２を高電位側に接続する場合（差動パルス電圧Ｆ２がＶＣＣの場合）、フィラメント電流は、ＯＵＴ２→フィラメント→ＯＵＴ１→ＧＮＤの方向に流れる。つまり、フィラメント電流の方向は２／Ｔ毎に反転する。
【００３０】
なお、Ｒ００，Ｒ０１は電源ＶＣＣの出力インピーダンスである。以上のようなフィラメントドライバＩＣ２の出力段にダイオードＤ１〜Ｄ８とコンデンサＣ１〜Ｃ９とからなる倍電圧回路３を接続することで、一般的なパルスの整流では実現することができない倍圧整流が可能となる。
【００３１】
次に、倍電圧回路３の倍圧整流動作を説明する。
（Ａ）最初に、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤから動作が始まるものとする。この場合、電圧ＶＣＣにより、ダイオードＤ１〜Ｄ８を通じてコンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ５，Ｃ７，Ｃ８がそれぞれ充電される。ダイオードＤ１による電圧降下（約０．６Ｖ）と抵抗Ｒ００による電圧降下とがあるため、ｉを充電電流とすると、コンデンサＣ１にはＶＣＣ−０．６−Ｒ００×ｉの電圧ＶＣ１が充電される（１倍圧動作）。
【００３２】
（Ｂ）次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣに移行した場合、充電されたコンデンサＣ１の負極側の電位がＶＣＣとなるため、その正極側の電位はＶＣ１＋ＶＣＣとなり、ダイオードＤ２を通じて、コンデンサＣ２にはＶＣ１＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ０１×ｉの電圧ＶＣ２が充電される（２倍圧動作）。同様に、コンデンサＣ４は、コンデンサＣ３からダイオードＤ４を通じて充電され、コンデンサＣ６は、コンデンサＣ５からダイオードＤ６を通じて充電され、コンデンサＣ８は、コンデンサＣ７からダイオードＤ８を通じて充電される。なお、ダイオードＤ１が挿入されているので、コンデンサＣ１からダイオードＤ１に向かう逆流が発生することはない。
【００３３】
（Ｃ）次に、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤに移行した場合、充電されたコンデンサＣ２の負極側の電位がＶＣＣとなるため、その正極側の電位はＶＣ２＋ＶＣＣとなり、ダイオードＤ３を通じて、コンデンサＣ３にはＶＣ２＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ００×ｉの電圧ＶＣ３が充電される（３倍圧動作）。同様に、コンデンサＣ５は、コンデンサＣ４からダイオードＤ５を通じて充電され、コンデンサＣ７は、コンデンサＣ６からダイオードＤ７を通じて充電される。また、コンデンサＣ１では上記（Ａ）で説明した充電が行われる。なお、ダイオードＤ２が挿入されているので、コンデンサＣ２からダイオードＤ２に向かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ１が挿入されているので、コンデンサＣ２の両極が短絡することもない。
【００３４】
（Ｄ）次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣに移行した場合、充電されたコンデンサＣ３の正極側の電位がＶＣ３＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ４を通じて、コンデンサＣ４にはＶＣ３＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ０１×ｉの電圧ＶＣ４が充電される（４倍圧動作）。同様に、コンデンサＣ６は、コンデンサＣ５からダイオードＤ６を通じて充電され、コンデンサＣ８は、コンデンサＣ７からダイオードＤ８を通じて充電される。また、コンデンサＣ２では上記（Ｂ）で説明した充電が行われる。
【００３５】
このとき、ダイオードＤ１，Ｄ３が挿入されているので、コンデンサＣ１からダイオードＤ１に向かう逆流及びコンデンサＣ３からダイオードＤ３に向かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ２が挿入されているので、コンデンサＣ３の両極が短絡することもない。
【００３６】
（Ｅ）次に、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤに移行した場合、充電されたコンデンサＣ４の正極側の電位がＶＣ４＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ５を通じて、コンデンサＣ５にはＶＣ４＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ００×ｉの電圧ＶＣ５が充電される（５倍圧動作）。同様に、コンデンサＣ７は、コンデンサＣ６からダイオードＤ７を通じて充電される。また、コンデンサＣ１では上記（Ａ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ３では上記（Ｃ）で説明した充電が行われる。
【００３７】
このとき、ダイオードＤ２，Ｄ４が挿入されているので、コンデンサＣ２からダイオードＤ２に向かう逆流及びコンデンサＣ４からダイオードＤ４に向かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ１，Ｄ３が挿入されているので、コンデンサＣ２，Ｃ４の両極が短絡することもない。
【００３８】
（Ｆ）次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣに移行した場合、充電されたコンデンサＣ５の正極側の電位がＶＣ５＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ６を通じて、コンデンサＣ６にはＶＣ５＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ０１×ｉの電圧ＶＣ６が充電される（６倍圧動作）。同様に、コンデンサＣ８は、コンデンサＣ７からダイオードＤ８を通じて充電される。また、コンデンサＣ２では上記（Ｂ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ４では上記（Ｄ）で説明した充電が行われる。
【００３９】
このとき、ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５が挿入されているので、コンデンサＣ１からダイオードＤ１に向かう逆流、コンデンサＣ３からダイオードＤ３に向かう逆流及びコンデンサＣ５からダイオードＤ５に向かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ２，Ｄ４が挿入されているので、コンデンサＣ３，Ｃ５の両極が短絡することもない。
【００４０】
（Ｇ）次に、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤに移行した場合、充電されたコンデンサＣ６の正極側の電位がＶＣ６＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ７を通じて、コンデンサＣ７にはＶＣ６＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ００×ｉの電圧ＶＣ７が充電される（７倍圧動作）。また、コンデンサＣ１では上記（Ａ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ３では上記（Ｃ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ５では上記（Ｅ）で説明した充電が行われる。
【００４１】
このとき、ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６が挿入されているので、コンデンサＣ２からダイオードＤ２に向かう逆流、コンデンサＣ４からダイオードＤ４に向かう逆流及びコンデンサＣ６からダイオードＤ６へ向かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５が挿入されているので、コンデンサＣ２，Ｃ４，Ｃ６の両極が短絡することもない。
【００４２】
（Ｈ）次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣに移行した場合、充電されたコンデンサＣ７の正極側の電位がＶＣ７＋ＶＣＣとなるため、ダイオードＤ８を通じて、コンデンサＣ８にはＶＣ７＋ＶＣＣ−０．６−Ｒ０１×ｉの電圧ＶＣ８が充電される（８倍圧動作）。また、コンデンサＣ２では上記（Ｂ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ４では上記（Ｄ）で説明した充電が行われ、コンデンサＣ６では上記（Ｆ）で説明した充電が行われる。
【００４３】
このとき、ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７が挿入されているので、コンデンサＣ１からダイオードＤ１に向かう逆流、コンデンサＣ３からダイオードＤ３に向かう逆流、コンデンサＣ５からダイオードＤ５に向かう逆流及びコンデンサＣ７からダイオードＤ７に向かう逆流が発生することはなく、ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６が挿入されているので、コンデンサＣ３，Ｃ５，Ｃ７の両極が短絡することもない。
【００４４】
このように、（Ａ）〜（Ｈ）の８ステップで８倍圧動作を示すが、上記の説明からも明らかなように（Ａ）〜（Ｈ）のステップでは各コンデンサの充放電が同時に起こり、かつ（Ａ）〜（Ｈ）のステップが繰り返されるので、８倍圧の電圧ＶＤＤ２が繰り返し供給されることになる。
【００４５】
なお、（Ａ）〜（Ｈ）の動作は、例えば図５に示すように倍電圧回路３の各コンデンサＣ2n-1，Ｃ2n（ｎは１以上の整数、本実施の形態ではｎ＝１〜４）の充電時間が十分に長い場合の動作である。図５は差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比が５０％の場合の電圧Ｆ１，Ｆ２、コンデンサＣ2n-1，Ｃ2nの端子電圧ＶＣ2n-1，ＶＣ2nを示している。
【００４６】
一方、端子Ｂ０〜Ｂ５の設定により、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比を図６のように小さくする場合には、倍電圧回路３の各コンデンサＣ2n-1，Ｃ2nの充電時間が短くなるので、表示電圧ＶＤＤ２を蛍光表示管のグリッド及びアノードに印加したときに流れる出力電流ＩＤＤ２に対して、前記充電時間が十分かどうかを確認する必要がある。
【００４７】
出力電流ＩＤＤ２が増加すると、倍電圧回路３の各コンデンサＣ2n-1，Ｃ2nへの充電が不十分となって、コンデンサＣ2n-1，Ｃ2nの端子電圧ＶＣ2n-1，ＶＣ2nが小さくなり、表示電圧ＶＤＤ２が低下する。そこで、本実施の形態では、表示電圧ＶＤＤ２を出力電圧監視回路４で検出して入力電圧制御回路１に帰還することにより、表示電圧ＶＤＤ２の安定化を図る。
【００４８】
出力電圧監視回路４は、抵抗器Ｒ１，Ｒ２とコンデンサＣ９とから構成され、表示電圧ＶＤＤ２を抵抗器Ｒ１，Ｒ２によって分圧した電圧を帰還電圧ＶＥＲＲとして入力電圧制御回路１に帰還する。表示電圧ＶＤＤ２を分圧する理由は、帰還電圧ＶＥＲＲを入力電圧制御回路１の許容電圧以下にするためである。
【００４９】
入力電圧制御回路１のシャントレギュレータＩＣ１は、リファレンス端子ＲＥＦの電圧（すなわち、帰還電圧ＶＥＲＲ）が所定の基準値になるようカソード電流を調節する。例えば、表示電圧ＶＤＤ２が低下して帰還電圧ＶＥＲＲが低下すると、シャントレギュレータＩＣ１は、カソード電流を減らす。
【００５０】
これにより、抵抗器Ｒ３による電圧降下が小さくなるので、シャントレギュレータＩＣ１の出力電圧（カソード電圧）が上昇し、電圧ＶＣＣが上昇する。その結果、表示電圧ＶＤＤ２も上昇する。表示電圧ＶＤＤ２は電圧ＶＣＣの約８倍であるので、表示電圧低下を１Ｖとすれば、電圧ＶＣＣは０．１２５Ｖ程度上昇することになる。
【００５１】
一方、入力電圧ＶＩＮの上昇や出力電流ＩＤＤ２の減少により、表示電圧ＶＤＤ２が上昇して帰還電圧ＶＤＤ２が上昇すると、シャントレギュレータＩＣ１は、カソード電流を増やす。これにより、抵抗器Ｒ３による電圧降下が大きくなるので、シャントレギュレータＩＣ１の出力電圧が低下し、電圧ＶＣＣが低下する。その結果、表示電圧ＶＤＤ２も低下する。
【００５２】
以上により、表示電圧ＶＤＤ２の安定性を向上させると共に、Ｒ１，Ｒ２の比の変更により、表示電圧ＶＤＤ２を可変設定することができる。シャントレギュレータＩＣ１は５０ｐｐｍ／℃程度の温度特性を有し、またシャントレギュレータＩＣ１の前記基準値はｍＶオーダーで設定されている。したがって、表示電圧ＶＤＤ２を高精度に安定化することができる。なお、表示電圧ＶＤＤの制御を確実なものとするためには、負荷が大きくなって出力電流ＩＤＤ２が増加したときに電圧ＶＣＣを十分に高くすることができるよう、無負荷時の電圧ＶＣＣを低めに設定すべきである。
【００５３】
図７はフィラメント電圧に正弦波交流を用いる従来のフィラメント駆動方法を説明するための波形図である。このフィラメント駆動方法では、商用の交流電源等からトランスによってフィラメント電圧を得ており、トランスのセンタータップを基準電位に設定することで均一な輝度が得られる。ただし、フィラメントの電位がグリッドの電位（表示電圧）より低くなることがあるため、負のバイアス（カットオフ電圧）をかけて漏れ発光が生じないようにする必要がある。
【００５４】
図８はフィラメント電圧に方形波を用いる従来のフィラメント駆動方法を説明するための波形図である。このフィラメント駆動方法は、ＤＣ／ＤＣコンバータの発振電圧をトランスで交流に変換してフィラメントに印加するもので、図７の場合と同様にトランスのセンタータップを使用する。フィラメント電圧に方形波を用いるため、図７の正弦波交流の場合よりもフィラメント電圧のピーク値が低くなるが、カットオフ電圧が必要なことは図７の場合と同じである。
【００５５】
図９は本実施の形態のフィラメント駆動方法を説明するための波形図である。本実施の形態では、互いに相補な差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２をフィラメント５に印加するので、電流の流れは図７の場合と同様であるが、表示の点灯に対する基準位置は常に電源の低圧側（ＧＮＤ）にあるので、フィラメント電位が表示電位の消灯レベルより低くなることがなく、漏れ発光が生じる可能性は少ない。その結果、カットオフ電圧が不要となる。
【００５６】
また、本実施の形態では、フィラメント５をパルス駆動することにより、図７の場合よりも消費電力を低減することができ、高効率の動作が可能である。さらに、カットオフ電圧が不要となることから、表示輝度に寄与しない電力損失を減らすことができ、電源電圧の利用度が高めることができ、表示電圧ＶＤＤ２を図７、図８の場合よりも高くとることができるので、輝度を向上させることができる。
【００５７】
また、本実施の形態では、表示電圧ＶＤＤ２を高精度に安定化できることから、倍電圧回路３の各コンデンサＣ１〜Ｃ８の値を小さくすることができ、駆動回路の小型化と低価格化を実現することができる。
【００５８】
［第２の実施の形態］
図１０は本発明の第２の実施の形態となる蛍光表示管の駆動回路の構成を示す回路図であり、図２と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、第１の実施の形態の回路にフィラメント定電流回路６を追加したものである。フィラメント定電流回路６は、トランジスタＴＲ２，ＴＲ３と、シャントレギュレータＩＣ３，ＩＣ４と、ダイオードＤＦ１，ＤＦ２と、半固定抵抗器ＲＦ１，ＲＦ２とから構成される。
【００５９】
第１の実施の形態で説明したとおり、フィラメントドライバＩＣ２の端子Ｂ０〜Ｂ５の設定により、差動パルス電圧Ｆ１，Ｆ２のデューティ比を変更して、種々のフィラメント実効値電圧規格に合わせることができるが、本実施の形態では、規格への合致を電流値で行うため、デューティ比５０％の状態でよく、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６を全てオフにして、Ｂ５〜Ｂ０の６ビットを「１１１１１１」とすればよい。
【００６０】
Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤの場合、フィラメント電流ＩＦ１が流れる。この電流ＩＦ１は、トランジスタＴＲ２と半固定抵抗器ＲＦ１とを通ってフィラメントに至る。シャントレギュレータＩＣ３は、半固定抵抗器ＲＦ１の両端の電圧が所定の基準値になるようカソード電流を調節する。
【００６１】
例えば、電流ＩＦ１が増加して半固定抵抗器ＲＦ１の両端の電圧が上昇すると、シャントレギュレータＩＣ３は、カソード電流を増やす。これにより、抵抗器Ｒ７による電圧降下が大きくなるので、シャントレギュレータＩＣ３の出力電圧（カソードＫの電圧）が低下し、トランジスタＴＲ２のベース電流が減少する。その結果、トランジスタＴＲ２のコレクタ電流、すなわちフィラメント電流ＩＦ１も減少する。
【００６２】
一方、電流ＩＦ１が減少して半固定抵抗器ＲＦ１の両端の電圧が低下すると、シャントレギュレータＩＣ３は、カソード電流を減らす。これにより、抵抗器Ｒ７による電圧降下が小さくなるので、シャントレギュレータＩＣ３の出力電圧が上昇し、トランジスタＴＲ２のベース電流が増加する。その結果、フィラメント電流ＩＦ１も増加する。こうして、フィラメント電流ＩＦ１を一定値に維持することができる。なお、ダイオードＤＦ２はフィラメントから流れ出した電流ＩＦ１を通すために設けられており、電流ＩＦ１は、ダイオードＤＦ２を通って端子ＯＵＴ２に達する。
【００６３】
次に、Ｆ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣの場合、フィラメント電流ＩＦ２が流れる。この電流ＩＦ２は、トランジスタＴＲ３と半固定抵抗器ＲＦ２とを通ってフィラメントに至る。シャントレギュレータＩＣ４は、ＩＣ３と同様に、半固定抵抗器ＲＦ２の両端の電圧が一定になるようカソード電流を調節する。これにより、フィラメント電流ＩＦ２は一定値に維持される。なお、ダイオードＤＦ１はフィラメントから流れ出した電流ＩＦ２を通すために設けられており、電流ＩＦ２は、ダイオードＤＦ１を通って端子ＯＵＴ１に達する。
【００６４】
第１の実施の形態で説明したとおり、Ｆ１＝ＶＣＣ，Ｆ２＝ＧＮＤの状態とＦ１＝ＧＮＤ，Ｆ２＝ＶＣＣの状態が交互に繰り返されるので、フィラメントには方向の異なる電流ＩＦ１，ＩＦ２が交互に流れる。ＲＦ１＝ＲＦ２の場合、ＩＦ１＝ＩＦ２となり、同じ値の電流が流れる。半固定抵抗器ＲＦ１，ＲＦ２の抵抗値を調整することで電流ＩＦ１，ＩＦ２の値をそれぞれ調整することができ、フィラメントに規定の電流を流すことができる。
【００６５】
以上のように、本実施の形態では、フィラメント定電流回路６を設けることにより、フィラメントを定電流駆動し、フィラメントの温度を一定に維持することができる。また、電流の設定値を半固定抵抗器ＲＦ１，ＲＦ２で変更することにより、様々なフィラメント電流規格の蛍光表示管に対応することができる。シャントレギュレータＩＣ３，ＩＣ４は５０ｐｐｍ／℃程度の温度特性を有し、またシャントレギュレータＩＣ３，ＩＣ４の前記基準値はｍＶオーダーで設定されている。したがって、フィラメント電流ＩＦ１，ＩＦ２を高精度に安定化することができる。
【００６６】
【発明の効果】
本発明によれば、入力直流電圧をオン／オフして互いに相補な差動パルス電圧を生成し、これら差動パルス電圧をフィラメント電圧として出力する差動パルス回路と、差動パルス電圧を倍電圧整流した直流電圧を表示電圧として出力する倍電圧回路と、この倍電圧回路から出力された表示電圧を検出して、検出結果を帰還電圧として出力する出力電圧監視回路と、帰還電圧に基づいて表示電圧が一定となるよう入力直流電圧を調節する電圧制御回路とを設けることにより、表示電圧の安定性を向上させることができる。また、表示電圧を高精度に安定化できることから、倍電圧回路に使用するコンデンサの値を小さくすることができ、駆動回路の小型化と低価格化を実現することができる。また、倍電圧回路をパルス駆動することにより、低損失動作を実現することができ、倍電圧回路の温度上昇を抑えることができるので、信頼性を向上させることができる。また、フィラメントをパルス駆動することにより、消費電力を低減することができる。さらに、互いに相補な差動パルス電圧をフィラメントに印加することにより、フィラメント電位が表示電位の消灯レベルより低くなることがないので、カットオフ電圧を不要とすることができる。その結果、表示輝度に寄与しない電力損失を減らすことができ、電源電圧の利用度を高めることができるので、輝度を向上させることができる。
【００６７】
また、フィラメント電流を予め設定された一定値に維持するフィラメント定電流回路を設けることにより、フィラメントを定電流駆動し、フィラメントの温度を一定に維持することができる。また、電流の設定値を変更することで様々なフィラメント電流規格の蛍光表示管に対応することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態となる蛍光表示管の駆動回路の構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明の第１の実施の形態における駆動回路の構成を示す回路図である。
【図３】 差動パルス電圧を示す波形図である。
【図４】 本発明の第１の実施の形態においてフィラメントドライバの出力段を模式化した構成と倍電圧回路の構成とを示す回路図である。
【図５】 本発明の第１の実施の形態における倍電圧回路の動作を示す波形図である。
【図６】 本発明の第１の実施の形態における倍電圧回路の動作を示す波形図である。
【図７】 フィラメント電圧に正弦波交流を用いる従来のフィラメント駆動方法を説明するための波形図である。
【図８】 フィラメント電圧に方形波を用いる従来のフィラメント駆動方法を説明するための波形図である。
【図９】 本発明の第１の実施の形態のフィラメント駆動方法を説明するための波形図である。
【図１０】 本発明の第２の実施の形態となる蛍光表示管の駆動回路の構成を示す回路図である。
【図１１】 従来の蛍光表示管の駆動回路の構成を示す回路図である。
【図１２】 従来の蛍光表示管の駆動回路の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１…入力電圧制御回路、２…フィラメントドライバ、３…倍電圧回路、４…出力電圧監視回路、５…フィラメント、６…フィラメント定電流回路。
Claims (4)
- 蛍光表示管のフィラメントに供給するフィラメント電圧とグリッド及びアノードに供給する表示電圧とを生成する蛍光表示管の駆動方法であって、
入力直流電圧をオン／オフして互いに相補な差動パルス電圧を生成し、これら差動パルス電圧を前記フィラメント電圧として出力する差動パルス生成手順と、
前記差動パルス電圧よりフィラメント電流を予め設定された一定値に維持する手順と、
前記差動パルス電圧を倍電圧整流した直流電圧を前記表示電圧として出力する表示電圧生成手順と、
前記表示電圧を検出して、検出結果を帰還電圧として出力する出力電圧監視手順と、
前記帰還電圧に基づいて前記表示電圧が一定となるよう前記入力直流電圧を調節する電圧制御手順とを実行することを特徴とする蛍光表示管の駆動方法。 - 蛍光表示管のフィラメントに供給するフィラメント電圧とグリッド及びアノードに供給する表示電圧とを生成する蛍光表示管の駆動回路であって、
入力直流電圧をオン／オフして互いに相補な差動パルス電圧を生成し、これら差動パルス電圧を前記フィラメント電圧として出力する差動パルス回路と、
前記差動パルス電圧よりフィラメント電流を予め設定された一定値に維持するフィラメント定電流回路と、
前記差動パルス電圧を倍電圧整流した直流電圧を前記表示電圧として出力する倍電圧回路と、
この倍電圧回路から出力された表示電圧を検出して、検出結果を帰還電圧として出力する出力電圧監視回路と、
前記帰還電圧に基づいて前記表示電圧が一定となるよう前記入力直流電圧を調節する電圧制御回路とを有することを特徴とする蛍光表示管の駆動回路。 - 請求項２記載の蛍光表示管の駆動回路において、
前記電圧制御回路は、
一方の出力端子に電源電圧が与えられ、他方の出力端子から前記入力直流電圧を出力するトランジスタと、
一端に前記電源電圧が与えられ、他端が前記トランジスタの入力端子と接続された抵抗器と、
前記帰還電圧が所定の基準値と等しくなるよう前記トランジスタの入力電流を制御するシャントレギュレータとからなることを特徴とする蛍光表示管の駆動回路。 - 請求項２記載の蛍光表示管の駆動回路において、
前記フィラメント定電流回路は、
一方の出力端子が前記差動パルス回路の出力と接続されたトランジスタと、
一端が前記トランジスタの他方の出力端子と接続され、他端がフィラメントと接続された半固定抵抗器と、
一端が前記差動パルス回路の出力と接続され、他端が前記トランジスタの入力端子と接続された抵抗器と、
前記半固定抵抗器の両端の電圧が所定の基準値と等しくなるよう前記トランジスタの入力電流を制御するシャントレギュレータと、
カソードが前記差動パルス回路の出力と接続され、アノードがフィラメントと接続されたダイオードとからなることを特徴とする蛍光表示管の駆動回路。
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