JPH0984340A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH0984340A JPH0984340A JP24026495A JP24026495A JPH0984340A JP H0984340 A JPH0984340 A JP H0984340A JP 24026495 A JP24026495 A JP 24026495A JP 24026495 A JP24026495 A JP 24026495A JP H0984340 A JPH0984340 A JP H0984340A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来回路では、常時、ブリーダ抵抗１９によ
りダミー電流Ｉｄを流しているため、余分な電力を消費
し、効率が悪いという問題がある。 【解決手段】 出力電流を検出する出力電流監視回路３
１と、検出された出力電流が所定の閾値未満となったと
きスイッチング動作の周波数を高くする動作周波数制御
回路３０とを有する。このため、出力電流が低下してリ
アクトル電流が低下しても、これが零となることを防止
でき、安定した動作を行うことができ、ブリーダ抵抗が
不要で無駄な電力消費がなく効率が向上する。
りダミー電流Ｉｄを流しているため、余分な電力を消費
し、効率が悪いという問題がある。 【解決手段】 出力電流を検出する出力電流監視回路３
１と、検出された出力電流が所定の閾値未満となったと
きスイッチング動作の周波数を高くする動作周波数制御
回路３０とを有する。このため、出力電流が低下してリ
アクトル電流が低下しても、これが零となることを防止
でき、安定した動作を行うことができ、ブリーダ抵抗が
不要で無駄な電力消費がなく効率が向上する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源回
路に関し、直流をスイッチングして昇圧又は降圧し、所
望電圧の直流を出力するスイッチング電圧回路に関す
る。
路に関し、直流をスイッチングして昇圧又は降圧し、所
望電圧の直流を出力するスイッチング電圧回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図１１は従来のフォワード型のスイッチ
ング電流回路の一例の回路図を示す。同図中、１０は入
力直流電源であり、トランス１１の１次巻線に直流を供
給する。ＦＥＴ等のスイッチング素子１２は上記１次巻
線に供給する直流のスイッチングを行う。トランス１１
の２次巻線に生じる脈流はダイオード１３，１４で整流
され、チョークコイル１５及びコンデンサ１６で平滑さ
れて直流とされ、負荷１７に供給される。
ング電流回路の一例の回路図を示す。同図中、１０は入
力直流電源であり、トランス１１の１次巻線に直流を供
給する。ＦＥＴ等のスイッチング素子１２は上記１次巻
線に供給する直流のスイッチングを行う。トランス１１
の２次巻線に生じる脈流はダイオード１３，１４で整流
され、チョークコイル１５及びコンデンサ１６で平滑さ
れて直流とされ、負荷１７に供給される。
【０００３】ここで、スイッチング素子１２を図１２
（Ａ）に示す如くオン／オフすることにより、トランス
１１の２次巻線に電圧が発生し、この２次側に発生した
エネルギーはチョークコイル１５に蓄えられ、チョーク
コイル１５の電圧ＶL は同図（Ｂ）に示す如くなり、チ
ョークコイル１５の電流（リアクトル電流）ＩL は同図
（Ｃ）に示す如くなる。
（Ａ）に示す如くオン／オフすることにより、トランス
１１の２次巻線に電圧が発生し、この２次側に発生した
エネルギーはチョークコイル１５に蓄えられ、チョーク
コイル１５の電圧ＶL は同図（Ｂ）に示す如くなり、チ
ョークコイル１５の電流（リアクトル電流）ＩL は同図
（Ｃ）に示す如くなる。
【０００４】このときのスイッチング素子がオンする期
間のチョークコイル電圧ＶL ，リアクトル電流ＩL は次
式で表わされる。 ＶL ＝Ｖi −ＶO …（１） ＩL ＝ＩO ＋｛（Ｖi −ＶO ）・（ｔ−ＴON／２）／Ｌ｝ …（２） 但し、Ｖi は２次巻線の電圧、ＶO は出力電圧、ＩO は
出力電流、ＴONはスイッチング素子のオン時間、０≦ｔ
≦ＴON、Ｌはチョークコイルのインダクタンスである。
間のチョークコイル電圧ＶL ，リアクトル電流ＩL は次
式で表わされる。 ＶL ＝Ｖi −ＶO …（１） ＩL ＝ＩO ＋｛（Ｖi −ＶO ）・（ｔ−ＴON／２）／Ｌ｝ …（２） 但し、Ｖi は２次巻線の電圧、ＶO は出力電圧、ＩO は
出力電流、ＴONはスイッチング素子のオン時間、０≦ｔ
≦ＴON、Ｌはチョークコイルのインダクタンスである。
【０００５】また、スイッチング素子がオフする期間の
チョークコイル電圧ＶL ，リアクトル電流ＩL は次式で
表わされる。 ＶL ＝−ＶO …（３） ＩL ＝ＩO −｛ＶO （ｔ−ＴOFF ／２）／Ｌ｝ …（４） 但し、ＴOFF はスイッチング素子のオフ時間、０≦ｔ≦
ＴOFF である。
チョークコイル電圧ＶL ，リアクトル電流ＩL は次式で
表わされる。 ＶL ＝−ＶO …（３） ＩL ＝ＩO −｛ＶO （ｔ−ＴOFF ／２）／Ｌ｝ …（４） 但し、ＴOFF はスイッチング素子のオフ時間、０≦ｔ≦
ＴOFF である。
【０００６】ここで、出力電流ＩO を小さくすると、ス
イッチング素子１２のオフ期間が長くなり、このオフ期
間においてリアクトル電流ＩL が零となる期間が発生
し、リアクトル電流が不連続となる。このようなリアク
トル電流の不連続モードとなると、スイッチング電源の
特性は著しく変化して、例えば出力電圧が上昇したり、
出力インピーダンスの周波数・位相特性が変化し、安定
性が悪化する。
イッチング素子１２のオフ期間が長くなり、このオフ期
間においてリアクトル電流ＩL が零となる期間が発生
し、リアクトル電流が不連続となる。このようなリアク
トル電流の不連続モードとなると、スイッチング電源の
特性は著しく変化して、例えば出力電圧が上昇したり、
出力インピーダンスの周波数・位相特性が変化し、安定
性が悪化する。
【０００７】これを防止するため、出力端子１８ａ，１
８ｂ間にブリーダ抵抗１９を設け、ダミー電流Ｉｄを流
している。このダミー電流Ｉｄを流すことによって、同
図（Ｇ）に示す如くリアクトル電流ＩL は出力電流ＩO
とダミー電流Ｉｄとの和となり、スイッチング素子１２
のオン期間は同図（Ｆ）に示す如く同図（Ｄ）よりも長
くなる。
８ｂ間にブリーダ抵抗１９を設け、ダミー電流Ｉｄを流
している。このダミー電流Ｉｄを流すことによって、同
図（Ｇ）に示す如くリアクトル電流ＩL は出力電流ＩO
とダミー電流Ｉｄとの和となり、スイッチング素子１２
のオン期間は同図（Ｆ）に示す如く同図（Ｄ）よりも長
くなる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来回路では、常時、
ブリーダ抵抗１９によりダミー電流Ｉｄを流しているた
め、余分な電力を消費し、効率が悪いという問題があ
る。また、電力の損失は全て熱となり、放熱のための空
冷体積が大きくなり、小型化できないという問題があっ
た。
ブリーダ抵抗１９によりダミー電流Ｉｄを流しているた
め、余分な電力を消費し、効率が悪いという問題があ
る。また、電力の損失は全て熱となり、放熱のための空
冷体積が大きくなり、小型化できないという問題があっ
た。
【０００９】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
リアクトル電流が零となることがなく、リアクトル電流
の不連続モードに入ることを防止でき安定した動作を行
い、かつブリーダ抵抗を必要とせず無駄な電力消費がな
く効率が向上するスイッチング電源回路を提供すること
を目的とする。
リアクトル電流が零となることがなく、リアクトル電流
の不連続モードに入ることを防止でき安定した動作を行
い、かつブリーダ抵抗を必要とせず無駄な電力消費がな
く効率が向上するスイッチング電源回路を提供すること
を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、トランスの１次巻線に供給する直流をスイッチング
し、上記トランスの２次巻線に生じる脈流を整流及び平
滑して出力するスイッチング電源回路において、出力電
流を検出する出力電流監視回路と、上記検出された出力
電流が所定の閾値未満となったときスイッチング動作の
周波数を高くする動作周波数制御回路とを有する。この
ため、出力電流が低下してリアクトル電流が低下して
も、これが零となることを防止でき、リアクトル電流の
不連続モードに入ることを防止して、安定した動作を行
うことができ、ブリーダ抵抗が不要で無駄な電力消費が
なく効率が向上する。
は、トランスの１次巻線に供給する直流をスイッチング
し、上記トランスの２次巻線に生じる脈流を整流及び平
滑して出力するスイッチング電源回路において、出力電
流を検出する出力電流監視回路と、上記検出された出力
電流が所定の閾値未満となったときスイッチング動作の
周波数を高くする動作周波数制御回路とを有する。この
ため、出力電流が低下してリアクトル電流が低下して
も、これが零となることを防止でき、リアクトル電流の
不連続モードに入ることを防止して、安定した動作を行
うことができ、ブリーダ抵抗が不要で無駄な電力消費が
なく効率が向上する。
【００１１】請求項２に記載の発明では、前記出力電流
監視回路は、前記１次巻線を流れる電流から出力電流を
検出する。このため、出力電流をトランスの２次側だけ
でなく１次側から検出でき、出力電流監視回路の配置の
自由度が向上する。請求項３に記載の発明では、前記動
作周波数制御回路は、出力電流が所定の閾値未満である
とき、上記出力電流に応じ段階的にスイッチング動作の
周波数を切換える。このため、スイッチング動作周波数
を出力電流に応じた好適な値とすることができる。
監視回路は、前記１次巻線を流れる電流から出力電流を
検出する。このため、出力電流をトランスの２次側だけ
でなく１次側から検出でき、出力電流監視回路の配置の
自由度が向上する。請求項３に記載の発明では、前記動
作周波数制御回路は、出力電流が所定の閾値未満である
とき、上記出力電流に応じ段階的にスイッチング動作の
周波数を切換える。このため、スイッチング動作周波数
を出力電流に応じた好適な値とすることができる。
【００１２】請求項４に記載の発明では、前記動作周波
数制御回路は、出力電流が所定の閾値未満であるとき、
上記出力電流に応じ連続してスイッチング動作の周波数
を可変する。このため、スイッチング動作周波数を出力
電流に応じた最適な値とすることができる。
数制御回路は、出力電流が所定の閾値未満であるとき、
上記出力電流に応じ連続してスイッチング動作の周波数
を可変する。このため、スイッチング動作周波数を出力
電流に応じた最適な値とすることができる。
【００１３】請求項５に記載の発明では、前記動作周波
数制御回路は、出力電流が所定の閾値以上か未満かを判
定するときヒステリシス特性を有する。このため、出力
電流が閾値近傍で変動した場合のチャタリングの発生を
防止できる。請求項６に記載の発明では、前記出力電流
監視回路は、出力電流の過電流を検出する回路と回路の
一部を共有する。このため、回路構成を簡単にすること
ができる。
数制御回路は、出力電流が所定の閾値以上か未満かを判
定するときヒステリシス特性を有する。このため、出力
電流が閾値近傍で変動した場合のチャタリングの発生を
防止できる。請求項６に記載の発明では、前記出力電流
監視回路は、出力電流の過電流を検出する回路と回路の
一部を共有する。このため、回路構成を簡単にすること
ができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１は本発明回路の第１実施例の
回路構成図を示す。同図中、入力直流電源２０はトラン
ス２１の１次巻線に直流を供給する。ＦＥＴ等のスイッ
チング素子２２は動作周波数制御回路３０より供給され
るスイッチング制御信号によってオン／オフ制御され、
トランス２１の１次巻線に供給する直流をスイッチング
する。
回路構成図を示す。同図中、入力直流電源２０はトラン
ス２１の１次巻線に直流を供給する。ＦＥＴ等のスイッ
チング素子２２は動作周波数制御回路３０より供給され
るスイッチング制御信号によってオン／オフ制御され、
トランス２１の１次巻線に供給する直流をスイッチング
する。
【００１５】トランス２１の２次巻線に生じる脈流はダ
イオード２３，２４で整流され、チョークコイル２５及
び出力コンデンサ２６で平滑されて直流とされ、出力端
子２８ａ，２８ｂから負荷２７に供給される。チョーク
コイル２５と出力コンデンサ２６の接続点と端子２８ｂ
との間には出力電流監視回路３１が設けられている。
イオード２３，２４で整流され、チョークコイル２５及
び出力コンデンサ２６で平滑されて直流とされ、出力端
子２８ａ，２８ｂから負荷２７に供給される。チョーク
コイル２５と出力コンデンサ２６の接続点と端子２８ｂ
との間には出力電流監視回路３１が設けられている。
【００１６】出力電流監視回路３１は負荷に流れる電流
（出力電流）ＩO が所定の閾値ＩO( TH) 未満か以上かを
検出して、その検出信号を動作周波数制御回路３０に供
給する。動作周波数制御回路３０は検出された出力電流
が所定の閾値ＩO(TH) より小さい場合には、スイッチン
グ制御信号の周波数つまりスイッチング動作周波数を高
くし、出力電流が閾値ＩO(TH) 以上の場合にはスイッチ
ング動作周波数を低くする。
（出力電流）ＩO が所定の閾値ＩO( TH) 未満か以上かを
検出して、その検出信号を動作周波数制御回路３０に供
給する。動作周波数制御回路３０は検出された出力電流
が所定の閾値ＩO(TH) より小さい場合には、スイッチン
グ制御信号の周波数つまりスイッチング動作周波数を高
くし、出力電流が閾値ＩO(TH) 以上の場合にはスイッチ
ング動作周波数を低くする。
【００１７】ここで、リアクトル電流ＩL の振幅は、ス
イッチング素子２２のオフ時間ＴOF F を用いて（ＶO ×
ＴOFF ）／Ｌと表わされる。つまり、スイッチング動作
周波数を高くするとオフ時間ＴOFF が小さくなり、リア
クトル電流ＩL の振幅も小さくなる。このため、ＴOFF
＜（２Ｌ・ＩO ／ＶO ）を満足するようにスイッチング
動作周波数を選択することによりリアクトル電流ＩL は
零とならず、リアクトル電流の不連続モードに入ること
を防止できる。
イッチング素子２２のオフ時間ＴOF F を用いて（ＶO ×
ＴOFF ）／Ｌと表わされる。つまり、スイッチング動作
周波数を高くするとオフ時間ＴOFF が小さくなり、リア
クトル電流ＩL の振幅も小さくなる。このため、ＴOFF
＜（２Ｌ・ＩO ／ＶO ）を満足するようにスイッチング
動作周波数を選択することによりリアクトル電流ＩL は
零とならず、リアクトル電流の不連続モードに入ること
を防止できる。
【００１８】なお、出力電流ＩO が閾値ＩO(TH) 以上の
ときスイッチング動作周波数を低くするのは、スイッチ
ング動作周波数が高くなるとスイッチング素子２２にお
ける損失が大きくなるからである。図２は本発明の第２
実施例の回路構成図を示す。同図中、図１と同一部分に
は同一符号を付し、その説明を省略する。図２におい
て、出力電流監視回路３２は、トランス２１の１次側の
コイル３３とスイッチング素子２２との間に設けられて
おり、トランス２１の１次巻線を流れる電流ＩM1を検出
し、これを、出力電流ＩO の閾値ＩO(TH) に比例する１
次巻線電流ＩM1の閾値ＩM(TH) と比較し、電流ＩM1が閾
値ＩM(TH) より小さいか以上かを検出し、その検出信号
を動作周波数制御回路３４に供給する。
ときスイッチング動作周波数を低くするのは、スイッチ
ング動作周波数が高くなるとスイッチング素子２２にお
ける損失が大きくなるからである。図２は本発明の第２
実施例の回路構成図を示す。同図中、図１と同一部分に
は同一符号を付し、その説明を省略する。図２におい
て、出力電流監視回路３２は、トランス２１の１次側の
コイル３３とスイッチング素子２２との間に設けられて
おり、トランス２１の１次巻線を流れる電流ＩM1を検出
し、これを、出力電流ＩO の閾値ＩO(TH) に比例する１
次巻線電流ＩM1の閾値ＩM(TH) と比較し、電流ＩM1が閾
値ＩM(TH) より小さいか以上かを検出し、その検出信号
を動作周波数制御回路３４に供給する。
【００１９】これにより、動作周波数制御回路３４は、
ＩM1＜ＩM(TH) の場合にはスイッチング動作周波数を高
くし、ＩM1≧ＩM(TH) の場合はスイッチング動作周波数
を低くして、リアクトル電流の不連続モードに入ること
を防止する。これによって安定した動作を行うことがで
き、ブリーダ抵抗が不要であるので無駄な電力消費がな
く効率が向上する。
ＩM1＜ＩM(TH) の場合にはスイッチング動作周波数を高
くし、ＩM1≧ＩM(TH) の場合はスイッチング動作周波数
を低くして、リアクトル電流の不連続モードに入ること
を防止する。これによって安定した動作を行うことがで
き、ブリーダ抵抗が不要であるので無駄な電力消費がな
く効率が向上する。
【００２０】図３は本発明の第３実施例の回路構成図を
示す。同図中、図１と同一部分には同一符号を付し、そ
の説明を省略する。図３において、出力電流監視回路３
１はチョークコイル２５と出力端子２８ｂ間に接続され
た抵抗Ｒs と、出力電流ＩOが抵抗ＲS を流れることに
より生じる電圧ＶS を閾値ＩO(TH) に対応する基準電圧
ＶREF （ＶREF ＝ＲS ×ＩO(TH) ）と比較するコンパレ
ータ３５とより構成されている。これによって出力電流
監視回路３１はＩO ＜ＩO(TH) のときＬレベルでＩO ≧
ＩO(TH) のときＨレベルの検出信号を動作周波数制御回
路４０に供給する。
示す。同図中、図１と同一部分には同一符号を付し、そ
の説明を省略する。図３において、出力電流監視回路３
１はチョークコイル２５と出力端子２８ｂ間に接続され
た抵抗Ｒs と、出力電流ＩOが抵抗ＲS を流れることに
より生じる電圧ＶS を閾値ＩO(TH) に対応する基準電圧
ＶREF （ＶREF ＝ＲS ×ＩO(TH) ）と比較するコンパレ
ータ３５とより構成されている。これによって出力電流
監視回路３１はＩO ＜ＩO(TH) のときＬレベルでＩO ≧
ＩO(TH) のときＨレベルの検出信号を動作周波数制御回
路４０に供給する。
【００２１】動作周波数制御回路４０は検出信号がＬレ
ベルのときは所定振幅で周波数の高い鋸歯状波を生成
し、検出信号がＨレベルのときは所定振幅で周波数の低
い鋸歯状波を生成してＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路
４１に供給する。ＰＷＭ制御回路４１には端子２８ａの
出力電圧ＶO が供給されており、ＰＷＭ制御回路４１は
上記出力電圧ＶO を分圧して鋸歯状波と比較することに
よりスイッチング制御信号のパルス幅を可変制御してス
イッチング素子２２に供給する。これにより端子２８ａ
の出力電圧ＶO が一定に制御される。
ベルのときは所定振幅で周波数の高い鋸歯状波を生成
し、検出信号がＨレベルのときは所定振幅で周波数の低
い鋸歯状波を生成してＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路
４１に供給する。ＰＷＭ制御回路４１には端子２８ａの
出力電圧ＶO が供給されており、ＰＷＭ制御回路４１は
上記出力電圧ＶO を分圧して鋸歯状波と比較することに
よりスイッチング制御信号のパルス幅を可変制御してス
イッチング素子２２に供給する。これにより端子２８ａ
の出力電圧ＶO が一定に制御される。
【００２２】この場合もスイッチング動作周波数を切換
えてリアクトル電流ＩL が零となることがなく、リアク
トル電流の不連続モードに入ることを防止するのは第１
実施例と同様である。更に出力電流をトランス２１の２
次側に限らず１次側から検出でき、出力電流監視回路の
配置の自由度が向上する。
えてリアクトル電流ＩL が零となることがなく、リアク
トル電流の不連続モードに入ることを防止するのは第１
実施例と同様である。更に出力電流をトランス２１の２
次側に限らず１次側から検出でき、出力電流監視回路の
配置の自由度が向上する。
【００２３】図４は本発明の第４実施例の回路構成図を
示す。同図中、図３と同一部分には同一符号を付し、そ
の説明を省略する。図４において、出力電流監視回路５
１はチョークコイル２５と出力端子２８ｂ間に直列接続
された抵抗Ｒs1，ＲS2，ＲS3と、出力電流ＩO が抵抗Ｒ
S1，ＲS2，ＲS3夫々を流れることにより生じる電圧
Ｖ S1，ＶS2，ＶS3夫々を閾値ＩO(TH) に対応する基準電
圧ＶREF と比較するコンパレータ４５，４６，４７とよ
り構成されている。これによってコンパレータ４５はＩ
O ＜ＩO(TH1)のときＬレベルでＩO ≧ＩO(TH1)のときＨ
レベルの第１検出信号を生成し、コンパレータ４６はＩ
O ≧ＩO(TH2)＞ＩO(TH1)のときＨレベルの第２検出信号
を生成し、コンパレータ４７はＩO ≧ＩO(TH3)＞Ｉ
O(TH2)のときＨレベルの第３検出信号を生成して動作周
波数制御回路５２に供給する。
示す。同図中、図３と同一部分には同一符号を付し、そ
の説明を省略する。図４において、出力電流監視回路５
１はチョークコイル２５と出力端子２８ｂ間に直列接続
された抵抗Ｒs1，ＲS2，ＲS3と、出力電流ＩO が抵抗Ｒ
S1，ＲS2，ＲS3夫々を流れることにより生じる電圧
Ｖ S1，ＶS2，ＶS3夫々を閾値ＩO(TH) に対応する基準電
圧ＶREF と比較するコンパレータ４５，４６，４７とよ
り構成されている。これによってコンパレータ４５はＩ
O ＜ＩO(TH1)のときＬレベルでＩO ≧ＩO(TH1)のときＨ
レベルの第１検出信号を生成し、コンパレータ４６はＩ
O ≧ＩO(TH2)＞ＩO(TH1)のときＨレベルの第２検出信号
を生成し、コンパレータ４７はＩO ≧ＩO(TH3)＞Ｉ
O(TH2)のときＨレベルの第３検出信号を生成して動作周
波数制御回路５２に供給する。
【００２４】動作周波数制御回路５２は第１〜第３検出
信号が全てＬレベルのとき周波数が最も高く、次に第１
検出信号がＨレベルとなると周波数が低下し、次に第
１，第２検出信号がＨレベルとなると更に周波数が低下
し、最後に第１，第２，第３検出信号がＨレベルとなる
と最も低い周波数となる所定振幅の鋸歯状波を生成して
ＰＷＭ制御回路４１に供給する。ＰＷＭ制御回路４１は
出力電圧ＶO を分圧して鋸歯状波と比較することにより
スイッチング制御信号のパルス幅を可変制御してスイッ
チング素子２２に供給する。これにより端子２８ａの出
力電圧ＶO が一定に制御される。
信号が全てＬレベルのとき周波数が最も高く、次に第１
検出信号がＨレベルとなると周波数が低下し、次に第
１，第２検出信号がＨレベルとなると更に周波数が低下
し、最後に第１，第２，第３検出信号がＨレベルとなる
と最も低い周波数となる所定振幅の鋸歯状波を生成して
ＰＷＭ制御回路４１に供給する。ＰＷＭ制御回路４１は
出力電圧ＶO を分圧して鋸歯状波と比較することにより
スイッチング制御信号のパルス幅を可変制御してスイッ
チング素子２２に供給する。これにより端子２８ａの出
力電圧ＶO が一定に制御される。
【００２５】この場合、コンパレータ４５の出力する第
１検出信号だけがＬレベルのときはスイッチング動作周
波数は低く、リアクトル電流ＩL は図５（Ａ）に示す如
くなる。また、コンパレータ４５，４６の出力する第
１，第２検出信号がＬレベルのときはスイッチング動作
周波数が高くなり、リアクトル電流ＩL は図５（Ｂ）に
示す如くなる。更に、コンパレータ４５〜４７の出力す
る第１，第２，第３検出信号が全てＬレベルのときはス
イッチング動作周波数は最も高くなり、リアクトル電流
ＩL は図５（Ｃ）に示す如くなり、全ての状態でリアク
トル電流ＩL が零となることがなく、リアクトル電流の
不連続モードに入ることが防止される。これによって、
スイッチング動作周波数を多段階に切換えて、出力電流
に応じた好適な値とすることができる。
１検出信号だけがＬレベルのときはスイッチング動作周
波数は低く、リアクトル電流ＩL は図５（Ａ）に示す如
くなる。また、コンパレータ４５，４６の出力する第
１，第２検出信号がＬレベルのときはスイッチング動作
周波数が高くなり、リアクトル電流ＩL は図５（Ｂ）に
示す如くなる。更に、コンパレータ４５〜４７の出力す
る第１，第２，第３検出信号が全てＬレベルのときはス
イッチング動作周波数は最も高くなり、リアクトル電流
ＩL は図５（Ｃ）に示す如くなり、全ての状態でリアク
トル電流ＩL が零となることがなく、リアクトル電流の
不連続モードに入ることが防止される。これによって、
スイッチング動作周波数を多段階に切換えて、出力電流
に応じた好適な値とすることができる。
【００２６】図６は本発明の第５実施例の回路構成図を
示す。同図中、図３と同一部分には同一符号を付し、そ
の説明を省略する。図６において、出力電流監視回路６
１はチョークコイル２５と出力端子２８ｂ間に接続され
た抵抗Ｒs と、出力電流ＩOが抵抗ＲS を流れることに
より生じる電圧ＶS を閾値ＩO(TH) に対応する基準電圧
ＶREF と比較する、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 によってヒステリシ
ス特性を持つコンパレータ６２とより構成されている。
これによって出力電流監視回路６２はＩO ＜Ｉ O(THL)の
ときＬレベルでＩO ≧ＩO(THH)のときＨレベルの検出信
号を動作周波数制御回路４０に供給する。
示す。同図中、図３と同一部分には同一符号を付し、そ
の説明を省略する。図６において、出力電流監視回路６
１はチョークコイル２５と出力端子２８ｂ間に接続され
た抵抗Ｒs と、出力電流ＩOが抵抗ＲS を流れることに
より生じる電圧ＶS を閾値ＩO(TH) に対応する基準電圧
ＶREF と比較する、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 によってヒステリシ
ス特性を持つコンパレータ６２とより構成されている。
これによって出力電流監視回路６２はＩO ＜Ｉ O(THL)の
ときＬレベルでＩO ≧ＩO(THH)のときＨレベルの検出信
号を動作周波数制御回路４０に供給する。
【００２７】動作周波数制御回路４０は図７（Ａ），
（Ｂ）に示す如く、検出信号がＬレベルのときは制御信
号をオンとして所定振幅で周波数の高い（ｆ2 ）鋸歯状
波を生成し、検出信号がＨレベルのときは制御信号をオ
フとして所定振幅で周波数の低い（ｆ1 ：ｆ1 ＜ｆ2 ）
鋸歯状波を生成してＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路４
１に供給する。コンパレータにヒステリシス特性がない
場合は出力電流ＩO が図７（Ｃ）に示す如き場合、制御
信号は同図（Ｄ）に示す如くチャタリングを起こし、ス
イッチング動作周波数が断続的に変化するが、本実施例
では出力電流ＩOが図７（Ｅ）に示す如く変動しても、
制御信号は同図（Ｆ）に示す如くチャタリングを防止さ
れる。これによって安定した制御を行うことができる。
（Ｂ）に示す如く、検出信号がＬレベルのときは制御信
号をオンとして所定振幅で周波数の高い（ｆ2 ）鋸歯状
波を生成し、検出信号がＨレベルのときは制御信号をオ
フとして所定振幅で周波数の低い（ｆ1 ：ｆ1 ＜ｆ2 ）
鋸歯状波を生成してＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路４
１に供給する。コンパレータにヒステリシス特性がない
場合は出力電流ＩO が図７（Ｃ）に示す如き場合、制御
信号は同図（Ｄ）に示す如くチャタリングを起こし、ス
イッチング動作周波数が断続的に変化するが、本実施例
では出力電流ＩOが図７（Ｅ）に示す如く変動しても、
制御信号は同図（Ｆ）に示す如くチャタリングを防止さ
れる。これによって安定した制御を行うことができる。
【００２８】図８は本発明の第６実施例の回路構成図を
示す。同図中、図３と同一部分には同一符号を付し、そ
の説明を省略する。図８において、出力電流監視回路６
５はチョークコイル２５と出力端子２８ｂ間に接続され
た抵抗Ｒs と、出力電流ＩOが抵抗ＲS を流れることに
より生じる電圧ＶS を閾値ＩO(TH) に対応する基準電圧
ＶREF と差動増幅する差動増幅器６６とより構成されて
いる。出力電流監視回路６５の出力する誤差電圧は動作
周波数制御回路６７に供給される。
示す。同図中、図３と同一部分には同一符号を付し、そ
の説明を省略する。図８において、出力電流監視回路６
５はチョークコイル２５と出力端子２８ｂ間に接続され
た抵抗Ｒs と、出力電流ＩOが抵抗ＲS を流れることに
より生じる電圧ＶS を閾値ＩO(TH) に対応する基準電圧
ＶREF と差動増幅する差動増幅器６６とより構成されて
いる。出力電流監視回路６５の出力する誤差電圧は動作
周波数制御回路６７に供給される。
【００２９】動作周波数制御回路６７は誤差電圧が零以
下のときは所定振幅で所定周波数の鋸歯状波を生成し、
誤差電圧が高くなるに従って周波数が高くなる所定振幅
の鋸状歯波を生成し、ＰＷＭ制御回路４１に供給する。
これによって、出力電流ＩO が閾値ＩO(TH) 以下となる
と出力電流ＩO の低下に従ってスイッチング動作周波数
が高くなり、リアクトル電流ＩL が零となることが防止
され、リアクトル電流の不連続モードに入ることが防止
される。このためスイッチング動作周波数を常時、最適
な値とすることができる。
下のときは所定振幅で所定周波数の鋸歯状波を生成し、
誤差電圧が高くなるに従って周波数が高くなる所定振幅
の鋸状歯波を生成し、ＰＷＭ制御回路４１に供給する。
これによって、出力電流ＩO が閾値ＩO(TH) 以下となる
と出力電流ＩO の低下に従ってスイッチング動作周波数
が高くなり、リアクトル電流ＩL が零となることが防止
され、リアクトル電流の不連続モードに入ることが防止
される。このためスイッチング動作周波数を常時、最適
な値とすることができる。
【００３０】図９は本発明の第９実施例の回路構成図を
示す。同図中、図８と同一部分には同一符号を付し、そ
の説明を省略する。図９において、出力電流監視回路７
０は過電流検出用のカレントトランス回路７１を利用し
ている。カレントトランス回路７１はトランス２１の１
次巻線を流れる電流を検出して電圧信号とし、その検出
電圧信号を過電流検出回路７２に供給する。過電流検出
回路７２はこの検出電圧信号が過電流検出設定値ＶOVER
を越えたときＰＷＭ制御回路４１の動作を制御して、出
力電圧を低下させて負荷２７に過電流が流れることを防
止している。
示す。同図中、図８と同一部分には同一符号を付し、そ
の説明を省略する。図９において、出力電流監視回路７
０は過電流検出用のカレントトランス回路７１を利用し
ている。カレントトランス回路７１はトランス２１の１
次巻線を流れる電流を検出して電圧信号とし、その検出
電圧信号を過電流検出回路７２に供給する。過電流検出
回路７２はこの検出電圧信号が過電流検出設定値ＶOVER
を越えたときＰＷＭ制御回路４１の動作を制御して、出
力電圧を低下させて負荷２７に過電流が流れることを防
止している。
【００３１】出力電流監視回路７０はカレントトランス
回路７１の出力する検出電圧信号を閾値ＩO(TH) に対応
する基準電圧ＶREF2と差動増幅することにより誤差電圧
を得て動作周波数制御回路６７に供給する。動作周波数
制御回路６７は誤差電圧が零以下のときは所定振幅で所
定周波数の鋸歯状波を生成し、誤差電圧が高くなるに従
って周波数が高くなる所定振幅の鋸歯状波を生成し、Ｐ
ＷＭ制御回路４１に供給する。
回路７１の出力する検出電圧信号を閾値ＩO(TH) に対応
する基準電圧ＶREF2と差動増幅することにより誤差電圧
を得て動作周波数制御回路６７に供給する。動作周波数
制御回路６７は誤差電圧が零以下のときは所定振幅で所
定周波数の鋸歯状波を生成し、誤差電圧が高くなるに従
って周波数が高くなる所定振幅の鋸歯状波を生成し、Ｐ
ＷＭ制御回路４１に供給する。
【００３２】これによって、出力電流ＩO が閾値Ｉ
O(TH) 以下となると出力電流ＩO の低下に従ってスイッ
チング動作周波数が高くなり、リアクトル電流ＩL が零
となることが防止され、リアクトル電流の不連続モード
に入ることが防止される。また、この実施例ではカレン
トトランス回路７１を共用することによって回路構成を
簡単にすることができる。
O(TH) 以下となると出力電流ＩO の低下に従ってスイッ
チング動作周波数が高くなり、リアクトル電流ＩL が零
となることが防止され、リアクトル電流の不連続モード
に入ることが防止される。また、この実施例ではカレン
トトランス回路７１を共用することによって回路構成を
簡単にすることができる。
【００３３】図１０は本発明の第１０実施例の回路構成
図を示す。同図中、図９，図３と同一部分には同一符号
を付し、その説明を省略する。図１０において、カレン
トトランス回路７１内のカレントトランス８０の２次巻
線にはトランス２１の１次巻線電流ＩM1の１／ｎの電流
ＩC が流れる。電流ＩC はダイオード８１，８２夫々を
流れる電流ＩC1，ＩC2に分流される。検出電圧ＶS1は検
出抵抗ＲX により決定され、また検出電圧ＶS1の最低電
圧はピーク整流の放電時定数Ｒy によって決定される。
ここで、出力電流の閾値ＩO(TH) のときの検出電圧ＶS1
の値と一致するように出力電流監視回路７３の基準電圧
ＶREF2を設定しておく。
図を示す。同図中、図９，図３と同一部分には同一符号
を付し、その説明を省略する。図１０において、カレン
トトランス回路７１内のカレントトランス８０の２次巻
線にはトランス２１の１次巻線電流ＩM1の１／ｎの電流
ＩC が流れる。電流ＩC はダイオード８１，８２夫々を
流れる電流ＩC1，ＩC2に分流される。検出電圧ＶS1は検
出抵抗ＲX により決定され、また検出電圧ＶS1の最低電
圧はピーク整流の放電時定数Ｒy によって決定される。
ここで、出力電流の閾値ＩO(TH) のときの検出電圧ＶS1
の値と一致するように出力電流監視回路７３の基準電圧
ＶREF2を設定しておく。
【００３４】出力電流監視回路７３を構成するコンパレ
ータは、検出電圧ＶS1が出力電流Ｉ O の減少に対応して
減少するため、ＶS1＜ＶREF2の場合、つまりＩO ＜Ｉ
O(TH)の場合にＬレベルの制御信号を生成する。動作周
波数制御回路４０は鋸歯状波を発生する発振器であり、
その発振周波数はＮＰＮ型トランジスタＴr がオフのと
き１／（Ａ・Ｃ・Ｒ20）で表わされる。但し、Ａは定数
である。これに対し、制御信号がＬレベルとなりトラン
ジスタＴr がオンとなると抵抗Ｒ20と並列に抵抗Ｒ30が
接続されて、発振周波数は１／｛Ａ・Ｃ・（Ｒ20・
Ｒ30）／（Ｒ20＋Ｒ30）｝となって、抵抗値が小さくな
るために発振周波数は高くなる。
ータは、検出電圧ＶS1が出力電流Ｉ O の減少に対応して
減少するため、ＶS1＜ＶREF2の場合、つまりＩO ＜Ｉ
O(TH)の場合にＬレベルの制御信号を生成する。動作周
波数制御回路４０は鋸歯状波を発生する発振器であり、
その発振周波数はＮＰＮ型トランジスタＴr がオフのと
き１／（Ａ・Ｃ・Ｒ20）で表わされる。但し、Ａは定数
である。これに対し、制御信号がＬレベルとなりトラン
ジスタＴr がオンとなると抵抗Ｒ20と並列に抵抗Ｒ30が
接続されて、発振周波数は１／｛Ａ・Ｃ・（Ｒ20・
Ｒ30）／（Ｒ20＋Ｒ30）｝となって、抵抗値が小さくな
るために発振周波数は高くなる。
【００３５】これによって、出力電流ＩO が閾値Ｉ
O(TH) 以下となると出力電流ＩO の低下に従ってスイッ
チング動作周波数が高くなり、リアクトル電流ＩL が零
となることが防止され、リアクトル電流の不連続モード
に入ることが防止される。
O(TH) 以下となると出力電流ＩO の低下に従ってスイッ
チング動作周波数が高くなり、リアクトル電流ＩL が零
となることが防止され、リアクトル電流の不連続モード
に入ることが防止される。
【００３６】
【発明の効果】上述の如く、請求項１に記載の発明は、
トランスの１次巻線に供給する直流をスイッチングし、
上記トランスの２次巻線に生じる脈流を整流及び平滑し
て出力するスイッチング電源回路において、出力電流を
検出する出力電流監視回路と、上記検出された出力電流
が所定の閾値未満となったときスイッチング動作の周波
数を高くする動作周波数制御回路とを有する。このた
め、出力電流が低下してリアクトル電流が低下しても、
これが零となることを防止でき、リアクトル電流の不連
続モードに入ることを防止して、安定した動作を行うこ
とができ、ブリーダ抵抗が不要で無駄な電力消費がなく
効率が向上する。
トランスの１次巻線に供給する直流をスイッチングし、
上記トランスの２次巻線に生じる脈流を整流及び平滑し
て出力するスイッチング電源回路において、出力電流を
検出する出力電流監視回路と、上記検出された出力電流
が所定の閾値未満となったときスイッチング動作の周波
数を高くする動作周波数制御回路とを有する。このた
め、出力電流が低下してリアクトル電流が低下しても、
これが零となることを防止でき、リアクトル電流の不連
続モードに入ることを防止して、安定した動作を行うこ
とができ、ブリーダ抵抗が不要で無駄な電力消費がなく
効率が向上する。
【００３７】また、請求項２に記載の発明では、前記出
力電流監視回路は、前記１次巻線を流れる電流から出力
電流を検出する。このため、出力電流をトランスの２次
側だけでなく１次側から検出でき、出力電流監視回路の
配置の自由度が向上する。また、請求項３に記載の発明
では、前記動作周波数制御回路は、出力電流が所定の閾
値未満であるとき、上記出力電流に応じ段階的にスイッ
チング動作の周波数を切換える。このため、スイッチン
グ動作周波数を出力電流に応じた好適な値とすることが
できる。
力電流監視回路は、前記１次巻線を流れる電流から出力
電流を検出する。このため、出力電流をトランスの２次
側だけでなく１次側から検出でき、出力電流監視回路の
配置の自由度が向上する。また、請求項３に記載の発明
では、前記動作周波数制御回路は、出力電流が所定の閾
値未満であるとき、上記出力電流に応じ段階的にスイッ
チング動作の周波数を切換える。このため、スイッチン
グ動作周波数を出力電流に応じた好適な値とすることが
できる。
【００３８】また、請求項４に記載の発明では、前記動
作周波数制御回路は、出力電流が所定の閾値未満である
とき、上記出力電流に応じ連続してスイッチング動作の
周波数を可変する。このため、スイッチング動作周波数
を出力電流に応じた最適な値とすることができる。
作周波数制御回路は、出力電流が所定の閾値未満である
とき、上記出力電流に応じ連続してスイッチング動作の
周波数を可変する。このため、スイッチング動作周波数
を出力電流に応じた最適な値とすることができる。
【００３９】また、請求項５に記載の発明では、前記動
作周波数制御回路は、出力電流が所定の閾値以上か未満
かを判定するときヒステリシス特性を有する。このた
め、出力電流が閾値近傍で変動した場合のチャタリング
の発生を防止できる。また、請求項６に記載の発明で
は、前記出力電流監視回路は、出力電流の過電流を検出
する回路と回路の一部を共有する。このため、回路構成
を簡単にすることができ、実用上きわめて有用である。
作周波数制御回路は、出力電流が所定の閾値以上か未満
かを判定するときヒステリシス特性を有する。このた
め、出力電流が閾値近傍で変動した場合のチャタリング
の発生を防止できる。また、請求項６に記載の発明で
は、前記出力電流監視回路は、出力電流の過電流を検出
する回路と回路の一部を共有する。このため、回路構成
を簡単にすることができ、実用上きわめて有用である。
【図１】本発明の回路構成図である。
【図２】本発明の回路構成図である。
【図３】本発明の回路構成図である。
【図４】本発明の回路構成図である。
【図５】図４の動作説明用の波形図である。
【図６】本発明の回路構成図である。
【図７】図６の動作説明用の波形図である。
【図８】本発明の回路構成図である。
【図９】本発明の回路構成図である。
【図１０】本発明の回路構成図である。
【図１１】従来回路の回路図である。
【図１２】図１１の動作説明用の波形図である。
２０ 入力直流電源 ２１ トランス ２２ スイッチング素子 ２３，２４ ダイオード ２５ チョークコイル ２６ 出力コンデンサ ２７ 負荷 ３０，３４，４０，６７ 動作周波数制御回路 ３１，３２，６５，７０，７３ 出力電流監視回路 ３５，４５〜４７ コンパレータ ４１ ＰＷＭ制御回路 ７１ カレントトランス回路 ７２ 過電流検出回路
Claims (6)
- 【請求項１】 トランスの１次巻線に供給する直流をス
イッチングし、上記トランスの２次巻線に生じる脈流を
整流及び平滑して出力するスイッチング電源回路におい
て、 出力電流を検出する出力電流監視回路と、 上記検出された出力電流が所定の閾値未満となったとき
スイッチング動作の周波数を高くする動作周波数制御回
路とを有することを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 前記出力電流監視回路は、前記１次巻線
を流れる電流から出力電流を検出することを特徴とする
請求項１記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項３】 前記動作周波数制御回路は、出力電流が
所定の閾値未満であるとき、上記出力電流に応じ段階的
にスイッチング動作の周波数を切換えることを特徴とす
る請求項１記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項４】 前記動作周波数制御回路は、出力電流が
所定の閾値未満であるとき、上記出力電流に応じ連続し
てスイッチング動作の周波数を可変することを特徴とす
る請求項１記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項５】 前記動作周波数制御回路は、出力電流が
所定の閾値以上か未満かを判定するときヒステリシス特
性を有することを特徴とする請求項１記載のスイッチン
グ電源回路。 - 【請求項６】 前記出力電流監視回路は、出力電流の過
電流を検出する回路と回路の一部を共有することを特徴
とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24026495A JPH0984340A (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24026495A JPH0984340A (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0984340A true JPH0984340A (ja) | 1997-03-28 |
Family
ID=17056912
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24026495A Withdrawn JPH0984340A (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0984340A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000245142A (ja) * | 1999-02-19 | 2000-09-08 | Sharp Corp | スイッチング電源装置 |
| DE102005040876A1 (de) * | 2005-08-29 | 2007-03-01 | Austriamicrosystems Ag | Steuerungsanordnung für einen Spannungskonverter, Spannungskonverter sowie Verfahren zum Konvertieren einer ersten Gleichspannung in eine zweite Gleichspannung |
| JP2010130813A (ja) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Fujitsu Ltd | スイッチングレギュレータ |
| JP2018074734A (ja) * | 2016-10-28 | 2018-05-10 | Tdk株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP2021522772A (ja) * | 2018-05-04 | 2021-08-30 | レイセオン カンパニー | 再構成可能な電力変換器を適応的に制御するためのシステム及び方法 |
-
1995
- 1995-09-19 JP JP24026495A patent/JPH0984340A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000245142A (ja) * | 1999-02-19 | 2000-09-08 | Sharp Corp | スイッチング電源装置 |
| DE102005040876A1 (de) * | 2005-08-29 | 2007-03-01 | Austriamicrosystems Ag | Steuerungsanordnung für einen Spannungskonverter, Spannungskonverter sowie Verfahren zum Konvertieren einer ersten Gleichspannung in eine zweite Gleichspannung |
| US7738265B2 (en) | 2005-08-29 | 2010-06-15 | Austriamicrosystems Ag | Control system for a voltage converter and method |
| JP2010130813A (ja) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Fujitsu Ltd | スイッチングレギュレータ |
| JP2018074734A (ja) * | 2016-10-28 | 2018-05-10 | Tdk株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP2021522772A (ja) * | 2018-05-04 | 2021-08-30 | レイセオン カンパニー | 再構成可能な電力変換器を適応的に制御するためのシステム及び方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20021203 |