JP2002515206A - ダンピングインピーダンス補償による偏向 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 偏向回路が偏向コイル（Lf）を通る偏向電流（If）を発生する。この偏向回路はフィードバック電圧（Vf;Vr）を供給するために偏向コイル（Lf）と直列に配設された直列抵抗（Rs）、及び偏向コイル（Lf）と直列抵抗（Rs）との直列回路へ結合された出力端子を有する駆動回路（１，５）を具えている。前記駆動回路（１，５）はフィードバック電圧（Vs）を受け取るために直列抵抗（Rs）へ結合された入力端子を有している。前記駆動回路（１，５）は更に入力波形（Vi）を受け取るために変換抵抗（Rc）へ結合されている。前記駆動回路（１，５）は入力波形（Vi）に似ている形状を有する偏向電流（If）を得るために、フィードバックループ内に配置されている。前記偏向回路は更に、偏向コイル（Lf）と並列に配置されたダンピングインピーダンス（Rd）、及びフライバック期間（Tf）内に補正電流（Ic）を発生するための電流発生回路（３）を具えている。前記電流発生回路（３）は変換抵抗（Rc）と直列抵抗（Rs）との双方又はいずれか一方へ結合され、且つフライバック期間（Tf）の少なくとも最後の部分の間活性化される。この方法においては補正電流（Ic）が外部構成要素と容易に適合され得て、且つ集積回路内の公差に悩まない。

Description

【発明の詳細な説明】 ダンピングインピーダンス補償による偏向 本発明は陰極線管内の電子ビームを偏向させるために偏向コイルを通る偏向電 流を発生するための偏向回路に関するもので、その偏向電流は走査期間とフライ バック期間とを有し、その偏向回路は、偏向電流と関係しているフィードバック 電圧を発生するために偏向コイルと直列に配置された直列抵抗、偏向コイルと並 列に配置されたダンピングインピーダンス、フィードバック電圧を受け取るため に直列抵抗へ結合されている入力端子を有する駆動回路であって、該駆動回路は 入力波形を受け取るために変換抵抗へ更に結合されており、且つ偏向コイルと直 列抵抗との直列回路へ結合された出力端子を有し、且つ入力波形とフィードバッ ク電圧との間の差に応じて偏向電流を発生する駆動回路、及びフライバック期間 内に補正電流を発生するための電流発生手段、を具えている。 本発明は、そのような偏向回路を具えている画像表示装置に、及びそのような 偏向回路に用いるための集積回路にも関係している。 フィリップスの半導体応用ノートAN95029「TDA 8350及びTDA 8351偏向出力回 路応用情報」がラスター走査回路に用いるための集積電力回路を開示している。 この集積電力回路はラスター走査偏向コイルを通る偏向電流を発生するために、 ブリッジ形状に配設された第１及び第２出力増幅器を有している。この偏向回路 は垂直方向に陰極線管内の電子ビームを偏向させるための磁界を発生する。測定 抵抗がその偏向コイルと直列に配設されている。この測定抵抗の両端間に偏向コ イルを通る偏向電流に関係する電圧が発生される。測定抵抗の両端間の電圧は第 １及び第２電流出力端子を有する第１電圧‐電流変換器により感知される。フィ ードバックを与えるために、第１電流出力端子が第１出力増幅器の入力端子へ接 続され、且つ第２電流出力端子が第２出力増幅器の入力端子へ接続される。この 集積電力回路は更に入力抵抗の両端間に生じる入力波形を受け取るために２個の 入力端子を有する第２電圧‐電流変換器を具えている。この第２電圧‐電流変換 器は第１及び第２電流出力端子を有している。その第１電流出力端子が第１出力 増幅器の入力端子へ接続され、且つ第２電流出力端子が第２出力増幅器の入力端 子へ接続されている。第１及び第２電圧‐電流変換器は同じである。相互接続さ れている第１及び第２電圧‐電流変換器の電流出力端子は、逆極性を有する出力 電流を供給する。この方法において、出力増幅器の出力電圧は測定抵抗と入力抵 抗との両端間の電圧が実質的に等しいように制御される。 ダンピング抵抗が、リンギングを防止すると同時に、ラスター走査回路内に生 じる電流と電圧との切換点を円滑化するために、偏向コイルと並列に配置されて いる。しかしながら、このダンピング抵抗は偏向回路のフライバック動作を劣化 させる。この応用に依存して、圧縮線、輝線又はフライバック線が可視となる。 応用のより広い領域で満足にフライバック動作を許容する偏向回路を提供する ことが本発明の目的である。 本発明の第１の態様は、電流発生手段が直列抵抗と変換抵抗との双方又はいず れか一方へ結合され、それにより補正電流がフライバック期間の少なくとも最後 の部分の間活性化されることを特徴としている。 本発明の第２の態様は請求項１１に定義されたように偏向回路を具えている画 像表示装置を提供する。 本発明の第３の態様は請求項１２に定義されたように偏向回路内に用いるため の集積回路を提供する。 本発明による好都合な実施例が従属請求項に記載されている。 この偏向回路は周知の同期化回路により発生される入力波形を受け取るための 入力端子を有する駆動回路を具えている。この駆動回路は偏向コイルと直列抵抗 との直列回路へ偏向電流を供給するための出力端子を有している。フィードバッ ク電圧が直列抵抗を通って流れる偏向電流によって直列抵抗の両端間に発生され る。その駆動回路の出力端子により供給される電圧が、フィードバック電圧が基 準波形と等しいように多くの既知の方法のうちの一つで調節される。走査期間中 は、偏向コイルが抵抗とみなされてもよいので、比較的小さい走査供給電圧がそ の走査期間中に偏向電流を発生することを満足させる。比較的短いフライバック 期間中は、偏向電流極性の急速反転が得られねばならない。そのような速い電流 変化のために、偏向コイルはインダクタンスとみなされねばならず、且つそれ故 に高フライバック供給電圧が短いフライバック期間を得るために必要である。走 査期間中は、駆動回路の出力電圧が消費を最小にするために、比較的低い走査供 給電圧から発生される。フライバック期間中は、高フライバック供給電圧が駆動 回路の出力端子へ接続される。この駆動回路は、駆動回路の入力端子である入力 端子を有する差動入力段、及び入力電圧とフィードバック電圧との差に依存して 差動入力段から入力電流を受け取る出力段を具え得る。その出力段は偏向電流を 供給できる電力段である。この場合には、フライバック供給電圧が、出力増幅器 の入力端子において供給される電流があるレベル以上に増大した場合に、出力増 幅器の出力端子である駆動回路の出力端子へ接続される。フライバック電圧は出 力増幅器の入力端子へ供給される電流かあるレベル以下に減少するやいなや切り 離される。 本発明は、走査期間中よりもフライバック期間中にダンピング抵抗を通る電流 が大きいと言う事実により、劣化するフライバック動作が起こされると言う洞察 に基づいている。ダンピングインピーダンスを通る電流の効果が以下に解明され る。偏向コイルを通る電流のみならず、偏向コイルと並列に配置されたダンピン グインピーダンスを通る電流もまた、直列抵抗を通って流れる。それで、直列抵 抗の両端間の電圧は偏向コイルを通って流れる電流とダンピングインピーダンス を通って流れる電流との合計に依存している。 走査期間の開始において、走査供給電圧が偏向コイルの両端間にほぼ生じる。 ダンピングインピーダンスを通る電流はこの走査供給電圧の値に依存している。 ダンピングインピーダンスが存在しない場合には、直列抵抗を通る電流は偏向コ イルを通る電流と等しくなる。直列抵抗の両端間の電圧は入力電圧と等しくなる ように制御される。それで、ダンピングインピーダンスにより生じた直列抵抗を 通る電流によって、偏向コイルを通る電流はダンピングインピーダンス無しの場 合になるよりも低くなる。 フライバック期間の間に、偏向コイルの両端間にフライバック供給電圧が生じ る。このフライバック供給電圧は、短いフライバック期間中に偏向電流の極性を 変えることができるように、走査供給電圧よりも大きい値を有している。かくし て、ダンピングインピーダンスを通る電流は走査期間中よりもフライバック期間 中に大きい。フライバック期間の終端と走査期間の開始との間に生じるのと同じ 直列抵抗の両端間のフィードバック電圧において、これが偏向コイルを通る電流 を走査期間の開始におけるよりもフライバック期間の間低くさせる。そのフライ バック供給電圧は出力増幅器の入力電流がある値以下に減少した瞬間において偏 向コイルから切り離される。フライバック供給電圧のこの減結合は低い走査供給 電圧が満足する走査期間の間の高い消費を回避するために必要である。ダンピン グインピーダンスの両端間の高い電圧により起こされる測定抵抗を通る高い特別 電流によって、フライバック供給電圧の減結合が偏向電流の比較的低い値におい て活性化される。それで、フライバック期間の終端における偏向コイルを通る偏 向電流の値は、走査の開始において望まれる偏向電流の総量よりも低い。次の走 査の開始の前に、フライバック期間の終端における偏向電流の低すぎる総量が、 走査の開始において望まれるような偏向電流の高い総量へ増大されねばならない 。この遷移は低い走査供給電圧により実行されねばならず、且つ従ってフライバ ックがより高いフライバック供給電圧により完全に実行され得る場合に要するよ りも大幅に多くの時間を要する。 既知のフレーム偏向出力回路は、直列抵抗の両端間の電圧を測定する差動入力 段を通るバイアス電流を適合することにより、ダンピング抵抗を通る電流の影響 に対する内部補償を有している。バイアス電流はフライバック期間中一定量によ り増大される。フライバック電圧は第１出力増幅器の入力端子へ供給される電流 があるレベル以下に減少するやいなや切り離されるので、より高い入力電流がフ ライバック電圧が接続されている期間をより長くさせる。既知のフレーム偏向回 路は、偏向コイルのインピーダンス、ダンピング抵抗の値、フライバック電圧の 値、及び走査電圧の値の一つの組み合わせに対してのみ、補償が最適であると言 う欠点を有している。更に、集積回路設計における公差によって、バイアス電流 がそれに適合される一定総量もまた公差を示す。そのことが、より長いフライバ ック期間又はより高いフライバック供給電圧が選ばれねばならないと言う欠点を 有する。しかしながら、長いフライバック期間が短いフライバック期間を必要と する応用に対して偏向回路を不適当にする。更に、フライバック電圧が集積回路 が拡散されてしまった過程により制限され、且つ従ってその過程制限以上に増大 され得ない。満足なフライバック動作が高偏向周波数において必要であり、且つ そこでダンピングインピーダンスの有害な影響が最善に補償されない応用におい て、これらの事実の双方が集積電力回路の使用を無能にする。100Hz応用のよう な、高偏向周波数に対処しなくてはならないこの種の応用、又はコンピュータ表 示グラフィックスを表示するのに適したマルチメディア応用はますます重要にな る。これらの応用においては、走査電圧は偏向コイルの抵抗としての普通の領域 に留まり、且つインダクタンスは走査期間の間は関連しない。しかしながら、短 いフライバック期間の間は、偏向コイルがインダクタンスとして動作するので、 高いフライバック供給電圧が必要である。そのような高いフライバック供給電圧 においては、フライバック供給電圧と走査供給電圧との間の差が普通よりも非常 に大きい。それ故に、これらの応用においては、フライバック動作の劣化へのダ ンピングインピーダンスの影響が大きい。集積回路の最大許容可能フライバック 電圧において、最短可能フライバック時間は、ダンピングインピーダンスの影響 に対する最善の補償による満足なフライバック動作によって到達される。最善の 補償無しで、走査の開始における走査線間の距離は小さすぎ（小さすぎる補償に よる上部フォールドオーバー）になり、あるいは走査線間の距離が大きすぎ（大 きすぎる補償によるライン間隔）である。 本発明は、ダンピングインピーダンスを通る電流に対して補償するようにフラ イバック期間の少なくとも最後の部分の間補正電流を発生するために、電流発生 回路を直列抵抗又は変換抵抗へ結合することにより、ダンピングインピーダンス の影響の最善の補償に到達する。電流発生回路が直列抵抗へ結合された場合は、 ダンピングインピーダンスを通る電流が直列抵抗を通って流れるのを防止するた めに、補正電流が直列抵抗から迂回される。 電流発生回路が変換抵抗へ結合された場合には、変換抵抗を通る電流を増大す るために補正電流は変換抵抗へ供給される。さて、直列抵抗を通る電流は、フラ イバック供給電圧が切り離される前により高い値へ到達することを許容され、そ れにより偏向電流の低すぎる値においてフライバック供給電圧の切り離しを防止 する。 電流発生回路が集積回路内にない直列抵抗又は変換抵抗へ結合されると言う事 実によって、集積回路の外側に電流決定素子を設けることが容易であるから、電 流発生回路により発生される補正電流の総量は、偏向コイルのインピーダンスと ダンピングインピーダンスとの値により決定されるような需要に適合するように 容易に適合され得て、それによりダンピングインピーダンスを通る電流の最善の 補償を可能にする。それで、本発明による偏向回路は既知の補償を有する偏向回 路が短いフライバック時間の間に満足なフライバック動作に到達できなかった応 用において用いられ得る。 従来技術はフライバック供給電圧の切り離しの瞬間を遅延させることにより、 ダンピングインピーダンスの影響の一定の補償を与える。この従来技術は、ダン ピングインピーダンスを通る電流が、偏向電流の値に影響するのを防止するため に、フライバック期間中ダンピングインピーダンスを通って流れる電流を直列抵 抗から迂回させない。この従来技術はまた、ダンピングインピーダンスを通る電 流により直列抵抗を通って流れる特別電流を補償するために、フライバック期間 中変換抵抗を通る特別電流を供給しない。 更に、この従来技術はダンピングインピーダンスを通る電流がフライバック供 給電圧の値に依存することを考慮しない。フライバック電圧の値は偏向コイルの インピーダンスにより決められ、且つ公差又は老化により変化する。 請求項６に記載された本発明の一実施例においては、電流決定抵抗が直流電圧 とフライバック供給電圧を含んでいる偏向電圧との間へ結合されるので、補正電 流はフライバック電圧の値に依存する。 請求項７又は８に記載された本発明の一実施例においては、補正電流の発生の 簡単な方法が使用される。これらの実施例は、自動的に、そのスイッチの導通の 期間を制御する制御回路を必要とせず、半導体スイッチがフライバック期間の間 導通であり、且つ走査期間の間非導通であると言う利点を有している。 請求項９に記載された本発明の一実施例においては、電流発生回路が直列抵抗 に並列に結合されている。フライバック期間の少なくとも最後の部分の間、ダン ピングインピーダンスによって直列抵抗を通って流れる電流の総量を下げるため に、補正電流が直列抵抗から少なくとも部分的に迂回される。 本発明のこれらの及びその他の態様を添付の図面を参照して説明し且つ解明し よう。 図において、 図１は本発明による電流発生回路を有するフレーム偏向回路を示しており、 図２はダンピング抵抗の効果を説明するための波形を示しており、 図３は本発明による電流発生回路を有するもう一つのフレーム偏向回路を示し ており、 図４は本発明による電流発生回路を有するもう一つのフレーム偏向回路を示し ており、且つ 図５は本発明による電流発生回路の実施例の回路図を示している。 図１は本発明による電流発生回路３を有するフレーム偏向回路Ｆを示す。基準 波形が入力電流Iiとしてフレーム偏向回路Ｆの入力端子へ印加される。その基準 波形はフレーム同期化信号Sfに応答して同期化回路４により発生される。このフ レーム偏向回路Ｆは、駆動回路５、出力増幅器１、ダンピング抵抗Rd、直列抵抗 Rs、及び電流発生回路３を具えている。この電流発生回路３は、破線で示された 二つの位置の各々又は双方上に存在してもよい。この駆動回路５は差動増幅器５ として構成されている。変換抵抗Rcがその差動増幅器５の非反転入力端子へ接続 さている。入力電流Iiは変換抵抗Rcの両端に入力電圧Viを生じる。差動増幅器５ の非反転入力端子と変換抵抗Rcとの接続点は第１接続点P1として表されている。 この差動増幅器５は直列抵抗Rsの第１端部へ接続された反転入力端子、及び出力 増幅器１の入力端子へ接続された出力端子を有している。その出力増幅器１は、 出力電圧Vaを供給する出力端子、及び正走査供給電圧+Vp、負走査供給電圧−Vp 、及びフライバック供給電圧Vf1bを受け取るための供給端子を有している。偏向 コイルLfとダンピング抵抗Rdとの並列回路が、出力増幅器１の出力端子と直列抵 抗Rsの第１端子との間へ接続されている。直列抵抗Rsの他方の端子は大地電位へ 接続されている。ダンピング抵抗Rdと直列抵抗Rsとの接続点は第２接続点P2とし て表されている。電流発生回路３は、フライバック期間Tfの少なくとも最後の部 分の間、直列抵抗Rsからダンピング抵抗Rdを通る電流電流Idの少なくとも一部を 迂回させるために、第２接続点P2へ接続されてもよい。電流発生回路３は代わり に、あるいは電流発生回路３もまた、フライバック期間Tfの少なくとも最後の部 分の 間変換抵抗Rsの両端間の電圧Viを増大するために第１接続点P1へ接続されてもよ い。 偏向コイルLfが陰極線管CRT内の少なくとも一つの電子ビームを偏向させるた めに磁界を発生する。普通の常套手段のように、垂直方向に水平ラインを連続し て走査することにより画像が構成される場合には、フレーム偏向は垂直方向にお ける偏向であり得る。いわゆる転置走査による場合のように、水平方向において 垂直ラインを連続して走査することにより画像が構成される場合には、フレーム 偏向は水平方向における偏向であり得る。本発明による偏向回路はライン走査を 発生するためにも用いられ得る。 差動増幅器５の反転入力端子へ第１端部により変換抵抗Rcを接続することも可 能である。変換抵抗Rcの第２端部が入力電流Iiを受け取る。差動増幅器５の非反 転入力端子が直流電圧を受け取る。電流発生回路３は補正電流Icを供給するため に変換抵抗Rcの第２端部へ接続されている。 フレーム偏向回路Ｆの動作を図２に示された波形に関して解明しよう。 図2Aは、全部時間の関数として、それぞれ、直列抵抗Rsを通る電流Is、偏向電 流If、及びダンピング抵抗Rdを通る電流Idの波形を示している。偏向電流Ifは破 線により表現されている。図2Bは出力増幅器１の出力電圧Vaを示している。特に フライバック期間の間は、これは単純化された波形である。瞬間t1は走査期間Ts の開始を表している。瞬間t2は走査期間Tsの中間を表している。瞬間t3は走査期 間Tsの終端及びフライバック期間Tfの開始を表している。瞬間t4はフライバック 期間Tfの終端及び次の走査期間Tsの開始を表している。明確化のかめにフライバ ック期間Tfの持続期間は誇張された。 走査期間Tsの間は、第１近似において、偏向コイルLfは抵抗として振る舞う。 それで、偏向コイルLfの両端間の電圧は、偏向コイルLfを通る実質的に鋸歯状の 偏向電流Ifを得るために、実質的に鋸歯状でなくてはならない。走査期間Tsの開 始t1において、出力増幅器１の出力電圧Vaは走査供給電圧Vpとほぼ等しく、且つ ほぼ走査供給電圧Vpが偏向コイルLfの両端間に生じる。走査供給電圧Vpは、偏向 電流Ifの所望の最大値を発生するために充分高く、且つ出力増幅器１内の消費を 最小限にするために可能なかぎり低くするように選択される。この走査供給電圧 Vpの値もまた走査期間中にダンピングインピーダンスRpを通る電流Idを決める。 直列抵抗Rsを通る電流Isは、偏向コイルLfを通る偏向電流Ifとダンピング抵抗Rd を通る電流Idとから構成される。差動増幅器５が直列抵抗Rsの両端間のフィード バック電圧Vfを入力電圧Viと比較し、且つフィードバック電圧Vfを可能なかぎり 変換抵抗Rcの両端間の入力電圧Viと等しくするような出力電圧Vaの値を供給する ように出力増幅器１を制御する。フィードバック電圧Vfもダンピング抵抗Rdを通 る電流Idにより決められると言う事実によって、実際の偏向電流Ifはダンピング 抵抗Rd無しでの状況と比較して幾らか低い振幅を有している。 フライバック期間Tfの間にフライバク供給電圧Vf1bが偏向コイルLfの両端間に 生じる。フライバック期間Tfの間は、第１近似において、偏向コイルLfはインダ クタンスとして働く。このフライバック供給電圧Vf1bは短いフライバック期間Tf 内に偏向電流Ifの極性を変換できるように、走査供給電圧Vpよりも大きい値を有 している。かくして、ダンピング抵抗Rdを通る電流Idは、走査期間Tsの間よりも フライバック期間Tfの間に大きい。フライバック供給電圧Vf1bは、出力増幅器１ の入力電流がある値より下に減少した瞬間において、偏向コイルLfから切り離さ れる。フライバック供給電圧の接続と切り離しとを制御するために、出力増幅器 への入力電流以外のもう一つの情報を用いることも可能である。一例として、直 列抵抗Rsの両端間の電圧Vrが入力電圧Viのフライバック電圧レベルに到達した場 合に、フライバック供給電圧が切り離されてもよい。入力電圧Viのフライバック 電圧レベルは、電流発生回路３が直列抵抗Rsへ接続された場合に、走査の開始に おける値であってもよい。出力増幅器１の出力電圧Vaが、正走査供給電圧＋Vpの 上に上昇した瞬間において、フライバック供給電圧を切り離すこともまた可能で ある。図2Aにおいては、フライバック供給電圧が切り離されるレベルはIs1によ り表されている。ダンピング抵抗Rdの両端間の高電圧により起こされる直列抵抗 Rsを通る高い特別電流によって、フライバック供給電圧Vf1bの切り離しが偏向電 流Ifの比較的低い値において活性化される。それで、フライバック期間Tfの終端 t4における偏向コイルLfを通る偏向電流Ifの値は、走査期間Tsの開始t1において 望まれるような偏向電流Ifの総量よりも低い。次のフレーム走査を開始する前に 、フライバック期間Tfの終端t4における偏向電流Ifの低すぎる総量は走査期間Ts の 開始t4において望まれるような偏向電流Ifのより高い総量へ増加しなくてはなら ない。この遷移が低い走査供給電圧Vpにより実行されねばならず、且つ従ってフ ライバックがその高いフライバック供給電圧Vf1bを完全に実行され得る場合にお けるよりももっと大幅に多くの時間を要する。フライバック期間Tfの間にダンピ ング抵抗の影響を強調するために、瞬間t1の前のフライバック期間Tfの間にフラ イバック供給電圧Vf1bが利用できないこと、及びフライバック期間Tfが偏向電流 Ifの所望の振幅を得るために充分長いことが仮定される。フライバック供給電圧 Vf1bが短いフライバック期間Tfを得るためにその間接続される、瞬間t3とt4との 間のフライバック期間Tfに対して、これは対照的である。 本発明によるフレーム偏向回路Ｆは、ダンピングインピーダンスRdを通る電流 Idを補償するために、フライバック期間Ifの少なくとも最後の部分の間補正電流 Icを発生するために、電流発生回路３を直列抵抗Rsと変換抵抗Rcとの双方又はい ずれか一方へ結合することにより、この問題点を解決する。電流発生回路３が直 列抵抗Rsへ接続さる場合には、ダンピングインピーダンスRdを通る電流Idが直列 抵抗Rsを通って流れるのを防止するために、補正電流Icが直列抵抗Rsから迂回さ れる。電流発生回路３が変換抵抗Rcへ結合される場合には、補正電流Icが変換抵 抗Rcの両端間の入力電圧Viを増大する。さて、直列抵抗Rsを通る電流はフライバ ック供給電圧Vf1bが切り離される前により高い値に到達することを許容され、そ れにより偏向電流Ifの低すぎる値においてフライバック供給電圧Vf1bの切り離し を防止する。 図３は本発明による電流発生回路３を有するもう一つのフレーム偏向回路を示 している。このフレーム偏向回路はブリッジ形状に配設された第１及び第２出力 増幅器１、２を具えている。それらの出力増幅器１、２の各々が走査供給電圧Vp を受け取る。第１出力増幅器１は電圧Vaを供給する出力端子を有し、第２出力増 幅器２は電圧Vbを供給する出力端子を有している。偏向コイルLfと直列抵抗Rsと の直列回路が第１出力増幅器１の出力端子と第２出力増幅器２の出力端子との間 に接続されている。ダンピング抵抗Rdが偏向コイルLfと並列に配設されている。 フライバック供給電圧Vf1bが第１出力増幅器１の出力端子へ電界効果トランジス タT1を介して加えられる。この電界効果トランジスタT1がフライバック期間Tfの 間偏向コイルLfへフライバック供給電圧Vf1bを接続する。この電界効果トランジ スタT1は出力増幅器内に一体化されてもよい。駆動回路５が、第１電界効果トラ ンジスタT2、第２電界効果トランジスタT3、及び電流源Isを具えている差動増幅 器５により構成されている。第１電界効果トランジスタT2のソースは第２電界効 果トランジスタT3のソースへ、及び電流源Isの一端へ接続されている。電流源Is の他端は走査供給電圧Vpへ接続されている。第１電界効果トランジスタT2のゲー トは偏向コイルLfと直列抵抗Rsとの接続点へ接続されている。この接続点は別に 第２接続点P2と呼ばれる。第２電界効果トランジスタT3のゲートは変換抵抗Rcを 介して第２出力増幅器の出力端子へ接続され、且つ入力電流Iiを受け取る。第１ 及び第２電界効果トランジスタT2、T3のゲートが差動増幅器５の第１及び第２入 力端子を構成している。第２電界効果トランジスタT3のゲートと変換抵抗Rcとの 接続点は更に接続点P1とも呼ばれる。第１電界効果トランジスタT2のドレインが 第１出力増幅器１の入力端子へ接続されている。第２電界効果トランジスタT3の ドレインが第２出力増幅器２の入力端子へ接続されている。第１及び第２電界効 果トランジスタT2、T3のドレインは差動増幅器５の出力端子を構成している。電 流発生回路３は第１又は第２接続点P1、P2へ接続されている。 このフレーム偏向回路Ｆは次のように動作する。入力電流Iiが変換抵抗Rcの両 端間に基準電圧Vrを生じる。直列抵抗Rsを通る電流Isがその直列抵抗Rsの両端間 に電圧Vsを生じる。差動増幅器５がそれの入力端子間に電圧Vsと基準電圧Vrとの 合計を受け取り、且つこの合計が零に保たれるように、第１及び第２出力増幅器 １、２を駆動するために差動増幅器の出力端子において電流を供給する。この方 法において、出力増幅器１、２は基準電圧Vrと等しい直列抵抗Rsの両端間の電圧 Vsを得るために、出力電圧Va、Vbを供給するように制御される。先に説明された のと同じように、フライバック供給電圧Vf1bの値が走査供給電圧Vpの値よりも大 きいので、ダンピング抵抗Rdを通る電流Idは走査期間Tsの開始におけるよりもフ ライバック期間Tfの終端において大きい。電流発生回路３が第１接続点P1へ接続 されている場合には、フライバック期間Tfの少なくとも最後の部分の間、基準電 圧Vrを増大するために入力電流Iiへ加えるための補正電流Icを電流発生回路が発 生する。電流発生回路３が第２接続点P2へ接続されている場合には、フライバッ ク期間の少なくとも最後の部分の間、電流発生回路が補正電流Icを直列抵抗Rsか ら迂回させる。 変換抵抗Rcもまた差動増幅器５の第１入力端子と第２接続点P2との間に配設さ れてもよいことは明らかである。今や、入力電流Iiが差動増幅器５の第１入力端 子へ供給される。この場合においては、変換抵抗Rcの値は、それを通って流れる 入力電流Iiが直列抵抗Rsの両端間の電圧Vsが大きすぎるのを妨害するのを防ぐた めに充分大きくなくてはならない。この場合には、入力電流Iiの極性が、直列抵 抗Rsの両端間の電圧に対して逆極性で変換抵抗Rcの両端間の電圧を得るために、 差動増幅器５の第１入力端子からの電流を打ち消すように選ばれねばならない。 上述の二つの実施例に関して、一方で偏向コイルLfと他方で直列抵抗へ結合さ れた変換抵抗Rcと差動増幅器５とを有する直列抵抗Rsとの位置を交換することも 可能である。差動増幅器５はその時フライバック供給電圧Vf1bを打ち消すことが できねばならない。 変換抵抗Rcを通る入力電流Iiは、入力バッファの差動入力端子間で入力電圧を 受け取り、且つ変換抵抗Rcの両端間に差動電圧を発生するために変換抵抗Rcの両 端間に接続された２個の出力端子を有する、入力バッファにより引き起こされて もよい。変換抵抗Rcの一端が出力増幅器１、２のうちの一方の出力端子へ接続さ れた場合には、そのバッファは単一変換器に対する差動装置により置き換えられ 得る。単一出力電圧を発生するこの単一変換器に対する差動装置は変換抵抗Rcの 他端へ接続した。そのような単一出力変換器はバッファよりも簡単な構造を有す る。 図４は本発明による電流発生回路３を有するもう一つのフレーム偏向回路を示 している。このフレーム偏向回路はフレーム偏向コイルLfと直列に配置された直 列抵抗Rsを具えている。直列抵抗Rsと偏向コイルLfとの接続点は第２接続点P2と して表されている。ダンピング抵抗Rdが偏向コイルLfと並列に配設されている。 このフレーム偏向回路は更に、第１出力増幅器１、第２出力増幅器２、第１電圧 ‐電流変換器８及び第２電圧‐電流変換器６を含んでいる集積電力回路を具えて いる。第１及び第２電圧‐電流変換器８、６が駆動回路５を構成する。偏向コイ ルLfと直列抵抗Rsとの直列回路が、偏向コイルLfを通る偏向電流Ifを発生するよ うにブリッジ形状で駆動されるために、第１出力増幅器１の出力端子と第２出力 増幅器２の出力端子との間へ接続されている。第１出力増幅器１が出力電圧Vaを 供給し、第２出力増幅器２が出力電圧Vbを供給している。直列抵抗Rsの両端間に 電圧Vsが発生され、その電圧は偏向コイルLfを通る偏向電流Ifとダンピング抵抗 Rdを通る電流Idとの合計と対応している。直列抵抗Rsの両端間の電圧Vsは、第１ 及び第２電流出力端子を有する第１電圧‐電流変換器８により感知される。フィ ードバックを与えるために、第１電流出力端子が第１出力増幅器１の入力端子へ 接続され、且つ第２電流出力端子が第２出力増幅器２の入力端子へ接続されてい る。第２電圧‐電流変換器６は変換抵抗Rcの入力端子の両端間に生じる入力波形 を受け取るための２個の入力端子を有している。この入力波形は変換抵抗Rcを通 る電流Iiを供給するバッファにより発生されてもよい。その第２電圧‐電流変換 器６は第１及び第２電流出力端子を有している。第１電流出力端子は第１出力増 幅器１の入力端子へ接続され、且つ第２電流出力端子は第２出力増幅器２の入力 端子へ接続されている。第１及び第２電圧‐電流変換器８、６は同じである。相 互接続されている第１及び第２電圧‐電流変換器８、６の電流出力端子は、逆極 性を有する出力電流を供給する。この方法で、第１及び第２出力増幅器１、２の 出力電圧は、直列抵抗Rsと変換抵抗Rcとの両端間の電圧が実質的に等しいように 制御される。電流発生回路３は直列抵抗Rsから電流を迂回させるために第２接続 点P2へ接続されてもよい。この電流発生回路は代わりに、あるいはこの電流発生 回路もまた、第２電圧‐電流変換器６の入力端子のうちの一つへ第１接続点P1に おいて接続されてもよい。 図５は本発明による電流発生回路３の実施例の回路図を示している。 図5A〜5Dに示された実施例は接続点Ｐへ供給される電流Ｉを発生する。この点 Ｐは電流発生手段３と変換抵抗Rcとの接続点を表す第１接続点P1、又は電流発生 手段３と直列抵抗Rsとの接続点を表す第２接続点P2であってもよい。この場合に は、電流Ｉは補正電流Icである。その電流Ｉは図5Eに示されたように電流ミラー の入力端子P3への基準電流Irefとして供給されてもまたよい。 図１に示されたフレーム偏向回路においては、電流発生回路３が変換抵抗Rcの 両端間の電圧Viを増大するために、第１接続点P1へ補正電流Icを供給する。電流 発生回路３が変換抵抗Rcへ他の方法で接続された場合には、補正電流Icの方向は 補正抵抗Rcの両端間の電圧を増大するように選択されねばならない。電流発生回 路３が、図１に示されたように、第２接続点P2へ接続された場合には、その補正 電流Icは直列抵抗RsからダンピングインピーダンスRdを通って流れる電流Idを迂 回させるために、直列抵抗Rsから打ち消されねばならない。偏向コイルLfと直列 抵抗Rsとの位置が交換された場合には、偏向コイルLfと直列抵抗Rsとの接続点へ まだ接続されている補正回路３が、ダンピングインピーダンスRdを通る電流Idが 直列抵抗Rsを通って流れないように、直列抵抗Rsへ補正電流Icを供給しなくては ならない。 図３によるフレーム偏向回路においては、二つの可能な補正回路３の位置が示 されている。補正電流Icの方向は矢印で示されている。図１と関連して記載され のと同じ方法で、電流発生回路３は変換抵抗Rc又は直列抵抗Rsへ他の方法で接続 されてもよい。補正電流Icの方向は変換抵抗Rcの両端間の電圧Viを増大するよう に、又はダンピングインピーダンスRdを通って流れる電流Idが直列抵抗Rsを通っ て流れることを防止するように選択されねばならない。 図４によるフレーム偏向回路においては、図３に関連して上述されたのと同じ 注意が有効である。 図5Aは電流決定抵抗R1と半導体スイッチＳとの直列回路を示している。この直 列回路は電圧Vdを受け取り且つ半導体スイッチＳの導通期間の間接続点Ｐへ電流 Ｉを供給する。半導体スイッチＳの制御入力端子が制御信号C2を受け取り、その 制御信号が半導体スイッチＳに少なくともフライバック期間Tfの最後の部分の間 導通させる。電流Ｉは電圧Vdと電流決定抵抗R1との値に依存する。その電圧Vdは 所望の方向に電流Ｉを供給するように選択されねばならない。 図5Bは、電圧Vdが直列抵抗Rsへ接続されない偏向コイルLfの端部において偏向 電圧Va、Vbであるように選択されることで図5Aと異なっている。この方法におい ては電流Ｉはフライバック電圧Vf1bに依存する。 図5Cにおいては、半導体スイッチＳがpnpトランジスタT6であり、そのトラン ジスタは電流決定抵抗R1を介して出力増幅器１の出力端子において電圧Vaへ接続 されたエミッタを有している。このpnpトランジスタT6のベースは、そのpnpト ランジスタT6が、偏向電圧Vaがその間高フライバック供給電圧Vf1bと実質的に等 しい、フライバック期間Tfの間導通するように選択された、直流電圧へ接続され る。このpnpトランジスタT6のコレクタが電流Ｉを供給する。 図5Dは、pnpトランジスタT6がツェナーダイオードD1により置き換えられたこ とで図5Cと異なっている。このツェナーダイオードD1のアノードは供給電圧が出 力電圧Vaである場合に接続点Ｐに向かって向けられる。電流Ｉが打ち消されねば ならない状況においては、第１出力増幅器１の出力電圧Vaは第２出力増幅器２の 出力電圧Vbにより置き換えられねばならぬこと、及びツェナーダイオードD1の方 向が変えられねばことは明らかである。 図5Eは、双方ともnpn型の第１トランジスタT4と第２トランジスタT5とによる 電流ミラー、及びpnp型の第３トランジスタT6を具えている、電流発生回路３を 示している。第１トランジスタT4のベースとコレクタとは相互接続されている。 第１トランジスタT4のベースは第２トランジスタT5のベースへ接続されている。 第１及び第２トランジスタT4、T5のエミッタは同じ電圧へ接続されており、その 電圧は図5Eにおいては接地電位である。第２トランジスタT5のコレクタは補正電 流Icを供給するために第１又は第２接続点P1、P2へ接続されている。第３トラン ジスタT6のエミッタが接続点P3において基準電流Irefを受け取る。第３トランジ スタT6は走査供給電圧Vp又はあらゆる他の適切な一定電圧へ接続されたベース、 及び第１トランジスタT4のコレクタへ接続されたコレクタを有している。第１ト ランジスタT4を通る電流は基準電流Irefにより決められる。この基準電流Irefは 補正電流Icを得るために第１及び第２トランジスタT4、T5により反射される。第 ２出力増幅器２の出力電圧Vbによる場合であり得るように、走査供給電圧Vpより も低い適切な電圧及び第１又は第２接続点P1、P2上の電圧へ第１及び第２トラン ジスタT4、T5のエミッタを接続することもまた可能である。基準電流Irefは図5A 〜5Dに示された方法のいずれかで発生され得る。 図5Fは、抵抗R1と半導体スイッチＳとの直列回路を具え、そのためにこの直列 回路が直列抵抗Rsと並列に配置される電流発生回路３を示している。半導体スイ ッチＳの制御入力端子が、この半導体スイッチＳに少なくともフライバック期間 Tfの最後の部分の間導通させる制御信号C2を受け取る。 本発明が好適な実施例と関連して記載されてきたが、上述された概略の原理内 でそれの修正がこの技術に熟達した人々には明らかであり、且つ従って本発明が その好適な実施例に対して制限されず、そのような修正を包含するように意図さ れたことは理解されるであろう。以下の請求項内のあらゆる参照符号はそれらの 請求項を制限すると解釈されるべきではない。

【手続補正書】 【提出日】平成１０年６月１６日（１９９８．６．１６） 【補正内容】 【図４】

───────────────────────────────────────────────────── 【要約の続き】 方法においては補正電流（Ic）が外部構成要素と容易に 適合され得て、且つ集積回路内の公差に悩まない。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．陰極線管(CRT)内の電子ビームを偏向させるために偏向コイル（Lf）を通る 偏向電流（If）を発生するための偏向回路であって、前記偏向電流（If）は走 査期間（Ts）とフライバック期間（Tf）とを有し、前記偏向回路は、 偏向電流（If）と関係しているフィードバック電圧（Vs）を発生するために 偏向コイル（Lf）と直列に配置された直列抵抗（Rs）、 偏向コイル（Lf）と並列に配置されたダンピングインピーダンス（Rd）、 フィードバック電圧（Vs）を受け取るために直列抵抗（Rs）へ結合されてい る入力端子を有する駆動回路（１、５）であって、該駆動回路（１、５）は入 力波形（Vi）を受け取るために変換抵抗（Rc）へ更に結合されており、且つ偏 向コイル（Lf）と直列抵抗（Rs）との直列回路へ結合された出力端子を有し、 該駆動回路（１、５）は入力波形（Vi）とフィードバック電圧（Vs）との間の 差に応じて偏向電流（If）を発生する駆動回路、及び 前記フライバック期間（Tf）内に補正電流（Ic）を発生するための電流発生 手段（３）、 を具えている偏向回路において、 電流発生手段（３）が直列抵抗（Rs）と変換抵抗（Rc）との双方又はいずれ か一方へ結合され、それにより補正電流（Ic）がフライバック期間（Tf）の少 なくとも最後の部分の間活性化されることを特徴とする偏向回路。 ２．電流発生手段（３）が、フライバック期間（Tf）の少なくとも最後の部分の 間、変換抵抗（Rc）を通る電流（Ii）を増大するために変換抵抗（Rc）へ補正 電流（Ic）を供給するように適合されている、請求項１記載の偏向回路。 ３．電流発生手段（３）が、フライバック期間（Tf）の少なくとも最後の部分の 間、補正電流（Ic）を直列抵抗（Rs）から迂回させるように適合されている、 請求項１記載の偏向回路。 ４．電流発生手段（３）が基準電流（Iref）を受け取るための入力端子、及び基 準電流（Iref）と比例する補正電流（Ic）を供給する出力端子を有する電流ミ ラー（T4、T5）を具えている、請求項１記載の偏向回路。 ５．電流発生手段（３）が 電流決定インピーダンス（R1）と、電圧源（Vd）と変換抵抗（Rc）又は直列 抵抗（Rs）又は電流ミラー（T4、T5）の入力端子との間へ結合された半導体ス イッチ（Ｓ）との直列回路、 フライバック期間（Tf）と関連するタイミング情報を受け取り、且つ半導体 スイッチにフライバック期間（Tf）の少なくとも最後の部分の間導通にさせる ために半導体スイッチ（Ｓ）へ結合されている制御回路（７）、 を具えている、請求項１記載の偏向回路。 ６．前記偏向回路が更に、フライバック期間（Tf）の間駆動回路（１、５）の出 力端子へフライバック供給電圧（Vf1b）を接続するための手段（T1）を具え、 且つ電圧源（Vd）が直列抵抗（Rs）へ結合されない偏向コイル（Lf）の一端に おける偏向電圧（Va、Vb）により構成されている、請求項５記載の偏向回路。 ７．前記偏向回路が更に、フライバック期間（Tf）の間駆動回路（１、５）の出 力端子へフライバック供給電圧（Vf1b）を接続するための手段（T1）を具え、 且つ電流発生手段（３）が制御電極、及び電流決定インピーダンス（R1）と直 列に配置された主電流路を有するpnp型のトランジスタ（T6）を具え、該トラ ンジスタ（T6）のエミッタは電流決定インピーダンス（R1）を介して直列抵抗 （Rs）へ結合されていない偏向コイル（Lf）の一端へ結合され、前記トランジ スタ（T6）のコレクタは変換抵抗（Rc）又は直列抵抗（Rs）又は電流ミラー（ T4、T5）の入力端子へ結合されており、それにより制御電極がフライバック期 間（Tf）の間導通で且つ走査期間（Ts）の間非道通である前記トランジスタ（ T6）を得るために直流電圧（Vdc）を受け取る、請求項１〜４のいずれか１項 記載の偏向回路。 ８．前記偏向回路が更に、フライバック期間（Tf）の間駆動回路（１、５）の出 力端子へフライバック供給電圧（Vf1b）を接続するための手段（T1）を具え、 且つ電流発生手段（３）が電流決定インピーダンス（R1）と直列に配置されて いるツェナーダイオード（D1）を具え、前記直列回路が前記直列抵抗（Rs）へ 結合されていない偏向コイル（Lf）の端部と、変換抵抗（Rc）又は直列抵抗（ Rs）又は電流ミラー（T4、T5）の入力端子との間へ結合されており、且つそれ によって前記ツェナーダイオード（D1）がフライバック期間（Tf）の間導通で 且つ走査期間（Ts）の間非道通であるように向けられている、請求項１記載の 偏向回路。 ９．電流発生手段（３）が 半導体スイッチ（Ｓ）と補正電流（Ic）を直列抵抗（Rs）から迂回させるた めに直列抵抗（Rs）と並列に結合されている電流決定インピーダンス（R1）と の直列回路、及び フライバック期間（Tf）に関連する情報を受け取り且つ前記半導体スイッチ をフライバック期間（Tf）の少なくとも最後の部分の間導通にさせるために前 記半導体スイッチ（Ｓ）へ結合されている制御回路（７）、 を具えている請求項３記載の偏向回路。 １０．駆動回路（１、５）が別の出力端子を有し、偏向コイル（Lf）と直列抵抗 （Rs）との直列回路がブリッジモードで駆動されるために、駆動回路（１、５ ）の最初に述べた出力端子と別の出力端子との間へ結合されている、請求項１ 記載の偏向回路。 １１．偏向コイル（Lf）を有する陰極線管(CRT)、 前記陰極線管(CRT)内の電子ビームを偏向させるために偏向コイル（Lf）を 通る偏向電流（If）を発生する偏向回路であって、前記偏向電流（If）は走査 期間（Ts）とフライバック期間（Tf）とを有し、前記偏向回路は、 前記偏向電流（If）と関連しているフィードバック電圧（Vs）を発生するた めに偏向コイル（Lf）と直列に配置された直列抵抗（Rs）、 前記偏向コイル（Lf）と並列に配置されたダンピングインピーダンス（Rd） 、 前記フィードバック電圧（Vs）を受け取るために前記直列抵抗（Rs）へ結合 されている入力端子を有する駆動回路（１、５）であって、該駆動回路（１、 ５）は更に入力波形（Vi）を受け取るために変換抵抗（Rc）へ結合され、且つ 偏向コイル（Lf）と直列抵抗（Rs）との直列回路へ結合された出力端子を有し 、該駆動回路（１、５）は入力波形（Vi）とフィードバック電圧（Vs）との間 の差に応じて偏向電流（If）を発生する駆動回路、及び フライバック期間（Tf）内に、補正電流（Ic）を発生するための電流発生手 段（３）、 を具えている画像表示装置において、 前記電流発生手段（３）が直列抵抗（Rs）と変換抵抗（Rc）との双方又はい ずれか一方へ結合され、それにより補正電流（Ic）がフライバック期間（Tf） の少なくとも最後の部分の間活性化されることを特徴とする画像表示装置。 １２．集積回路が駆動回路（１、５）を具え、電流発生回路（３）が電圧源（Vd ）と変換抵抗（Rc）又は直列抵抗（Rs）との間に結合された電流決定インピー ダンス（R1）と半導体スイッチ（Ｓ）との直列回路を具え、前記集積回路が更 に前記半導体スイッチ（Ｓ）を具え、該半導体スイッチ（Ｓ）はフライバック 期間（Tf）の少なくとも最後の部分の間導通である、請求項１記載の偏向回路 に用いるための集積回路。