JP2000502543A - 低オフセットによる偏向 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 偏向コイル（Lf）と直列抵抗（Rs）との直列回路が第１出力増幅器（１）の出力端子と第２出力増幅器（２）の出力端子との間に偏向コイル（Lf）を通る偏向電流（If）を発生するためにブリッジ形状で駆動されるように接続されている。直列抵抗（Rs）の両端間に、偏向電流（If）に対応する電圧が発生される。差動増幅器（５）が直列抵抗（Rs）の第１端部へ接続された第１入力端子を有している。その差動増幅器（５）の第２入力端子は、変換抵抗（Rc）を介して直列抵抗（Rs）の第２端部へ接続されている。入力電流（Ii）は変換抵抗（Rc）を通して発生される。入力電流（Ii）の極性は直列抵抗（Rs）の両端間の電圧に対して逆極性を有する変換抵抗（Rc）の両端間の電圧を得るように選択される。前記の差動増幅器（５）は、変換抵抗（Rc）と直列抵抗（Rs）との直列回路の両端間の電圧が実質的に零であるような方法で、フィードバックループ内の２個の出力増幅器（１、２）を駆動するために、第１及び第２出力増幅器（１、２）の各自の入力端子へ接続された２個の出力端子を有している。この方法において、差動増幅器（５）の入力端子間の電圧揺れは非常に低く、且つ従って起こされるオフセット電圧は非常に低くなる。

Description

【発明の詳細な説明】 低オフセットによる偏向 本発明は偏向コイル内に電子ビーム偏向電流を発生するための偏向回路に関す るもので、その偏向回路は、第１及び第２出力増幅器、偏向コイルと直列に配置 された直列抵抗、第１出力増幅器の出力端子と第２出力増幅器の出力端子との間 に結合されている偏向コイルと直列抵抗との直列回路、直列抵抗の第１端部へ結 合された第１入力端子を有し、且つブリッジ形状で第１及び第２出力増幅器を駆 動するために、それぞれ、第１及び第２出力増幅器の対応する入力端子へ結合さ れた出力端子を有する差動増幅器を具えている。 本発明はまたそのような偏向回路を具えている画像表示装置、及びそのような 偏向回路内に用いるための集積回路にも関係している。 フィリップスの半導体応用ノートAN95029 「TDA 8350及びTDA 8351偏向出力回 路応用情報」がラスター走査回路に用いるための集積電力回路を開示している。 その集積電力回路はラスター走査偏向コイルを通る偏向電流を発生するために、 ブリッジ形状に配設された第１及び第２出力増幅器を有している。偏向電流が垂 直方向において陰極線管内の電子ビームを偏向させる磁界を発生する。測定抵抗 が偏向コイルと直列に配置されている。この測定抵抗の両端間に偏向コイルを通 る電流と関係する電圧が発生される。測定抵抗の両端間の電圧は第１及び第２電 流出力端子を有する第１電圧‐電流変換器により感知される。フィードバックを 与えるために、第１電流出力端子が第１出力増幅器の入力端子へ接続され、且つ 第２電流出力端子が第２出力増幅器の入力端子へ接続されている。この集積電力 回路は更に入力抵抗の両端間に生じる入力波形を受け取るために２個の入力端子 を有する第２電圧‐電流変換器を具えている。この第２電圧‐電流変換器は第１ 及び第２電流出力端子を有している。第１電流出力端子は第１出力増幅器の入力 端子へ接続され、且つ第２電流出力端子は第２出力増幅器の入力端子へ接続され ている。第１及び第２電圧‐電流変換器は同じである。相互接続された第１及び 第２電圧‐電流変換器の電流出力端子は、逆極性を有する出力電流を供給する。 この方法においては、出力増幅器の出力電圧は測定抵抗と入力抵抗との両端間の 電圧が実質的に等しくなるように制御される。このことは偏向電流と入力抵抗を 通る電流との比率が入力抵抗と測定抵抗との比率と等しいことを意味している。 実際の応用においては、偏向電流による測定抵抗の両端間のピーク‐ピーク電 圧が１ボルト程度である。同じことがその時入力波形のピーク‐ピーク電圧に対 して保持する。第１及び第２電圧‐電流変換器は、エミッタ抵抗が高い電圧揺れ を取り扱うために加えられるバイポーラ差動入力段を具えている。オフセット電 圧がそのエミッタ抵抗の不整合によって起こることがこの既知の偏向回路の欠点 である。このオフセット電圧は偏向画像の直流シフトを生じる。この直流シフト を補償するために調節が必要である。 改善されたオフセット動作を偏向回路に与えることが本発明の目的である。 本発明の１態様は、偏向回路が更に、差動増幅器の第２入力端子へ結合され、 且つ入力波形を有する入力電流を受け取る第１端部、及び直列抵抗の第２端部へ 結合された第２端部を有する変換抵抗を具えていることを特徴としている。 本発明の別の態様は請求項１０に定義されているように、偏向回路を具えてい る画像表示装置を提供する。 本発明の別の態様は請求項１１に定義されているように偏向回路内に用いるた はの集積回路を提供する。 好都合な実施例が従属請求項に定義されている。 本発明による偏向回路においては、差動増幅器が入力電圧として変換抵抗と直 列抵抗との直列回路の両端間に生じる電圧を受け取る。その入力波形は変換抵抗 を通して入力電流として供給される。その入力電流の極性は直列抵抗の両端間の 電圧に対して逆極性を有する変換抵抗の両端間の電圧を得るように選択される。 差動増幅器が、変換抵抗と直列抵抗との直列回路の両端間の電圧が零と等しくな るようにフィードバックループ内の２個の出力増幅器を駆動する。この方法にお いては、差動増幅器の入力端子間の電圧揺れが非常に低く、且つ従って生じるオ フセットもまた非常に低い。一般に既知の交流結合されたフレーム偏向回路にお いては、低いオフセットは直流シフトを生じないので問題点ではない。走査供給 電圧の選択において、できるだけ低い走査供給電圧を可能にしそれによりより高 い効率に到達する、直流オフセットに対する調節に対する可能性を考慮する必要 がないことが低いオフセットの別の利点である。また、オフセットへの老化及び 温度の影響は無視できる。 請求項２に記載された本発明の一実施例においては、偏向コイルと並列に配置 されたダンピングインピーダンスを通って流れる電流のフィードバックへの影響 は少なくとも部分的に補償される。以下において、最初にダンピングインピーダ ンスを通る電流により生じる問題点が説明され、それからいかにして本発明の手 段がこの問題点を克服するかが解明される。 走査期間中に、偏向コイルは抵抗とみなされ得るので、比較的小さい走査電圧 が走査期間中に偏向電流を発生するのに充分である。比較的短いフライバック期 間中に、偏向電流極性の迅速反転が得られねばならない。そのような迅速電流変 化のために、偏向コイルはインダクタンスと見なされねばならず、且つそれ故に 大きいフライバック電圧が短いフライバック期間を得るために必要である。走査 期間中に、第１及び第２出力増幅器が消費を最小にするために比較的低い走査供 給電圧を受け取る。フライバック期間中は、高いフライバック供給電圧が第１出 力増幅器の出力端子へ接続される。第１出力増幅器の入力端子において供給され る電流が一定レベルの上に増加する場合に、そのフライバック供給電圧は第１出 力増幅器の出力端子へ接続される。第１出力増幅器の入力端子へ供給される電圧 が一定レベルの下に減少するやいなや、フライバック電圧は切り離される。フラ イバック供給電圧を接続及び切り離すためにもう一つの情報を用いることも勿論 可能であり、一例として入力波形と直列抵抗の両端間の電圧との比較が用いられ 得る。第１出力増幅器の出力電圧が走査供給電圧の上に上昇した瞬間においてフ ライバック供給電圧を切り離すこともまた可能である。 リンギングを防止すると同様に、ラスター走査回路内に生じる電流と電圧との 切換点を円滑化するために、ダンピング抵抗が偏向コイルと並列に配置される。 本発明の一実施例においては、ダンピング抵抗を通る電流が偏向コイルの両端間 の電圧に依存し、且つ従ってこの電流は走査期間中は小さい値を、またフライバ ック期間中は大きい値を有することが認識される。フライバック期間中にダンピ ング抵抗を通る大きい電流によって、第１出力増幅器の入力電流の一定レベルが 早すぎて到達される。その結果、偏向電流は走査の開始において必要なような開 始する値に到達しない。その応用に依存して、これが圧縮線、輝線又はフライバ ック線を可視にする。より長い垂直帰線消去がこの問題点を解消し得る。 既知のフレーム偏向出力回路は、直列抵抗の両端間の電圧を測定する差動入力 段を通るバイアス電流を適合させることにより、ダンピング抵抗を通る電流の効 果に対する内部補償を有している。このバイアス電流はフライバック期間中一定 の量により増大される。フライバック電圧は第１出力増幅器の入力端子へ供給さ れる電流が一定レベルの下に低下するやいなや切り離されるので、より高い入力 電流がフライバック電圧が接続される期間をより長くさせる。既知のフレーム偏 向回路は、補償が偏向コイルのインピーダンス、ダンピング抵抗の値、フライバ ック電圧の値、及び走査電圧の値の一つの組み合わせに対してのみ最良であると 言う欠点を有している。更に、集積回路設計における公差によって、バイアス電 流が適合される一定量もまた公差を示す。前述のことはより長いフライバック期 間又はより高いフライバック供給電圧が選ばれねばならないと言う欠点を有して いる。しかしながら、より長いフライバック期間は、その偏向回路を短いフライ バック期間を必要とする応用に不適切にする。更に、フライバック電圧は、集積 回路が拡散されてしまって且つ従ってその過程の限度の上に増大され得ない過程 により制限される。これらの事実の双方が、充分なフライバック動作が高い偏向 周波数において要求され、且つそれでダンピングインピーダンスの悪影響が最良 に補償されない応用における集積電力回路の使用を不可能にする。100Hz応用の ような、高い偏向周波数に対処しなくてはならないこの種の応用、あるいはコン ピュータ表示グラフィックスを表示するきに適したマルチメディア応用がますま す重要になる。これらの応用においては、走査期間中偏向コイルの抵抗が関連し インダクタンスは関連しないので、走査電圧は普通の領域内に留まっている。し かしながら、短いフライバック期間中は、偏向コイルがインダクタンスとして振 る舞うので、高いフライバンク供給電圧が必要である。そのような高いフライバ ック供給電圧においては、フライバック供給電圧と走査供給電圧との差が普通よ りも非常に大きい。それ故に、これらの応用においては、フライバック動作の悪 化へのダンピングインピーダンスの影響は大きい。集積回路の最大許容フライバ ック電圧において、最短可能フライバック時間はダンピングインピーダンスの影 響を最善に補償することにより、充分なフライバック動作に到達される。最善の 補償無しでは、走査の開始における走査線の間の距離は小さすぎになり（小さす ぎる補償による上部フォールドオーバー）、あるいは走査線の間の距離が大きす ぎ（大きすぎる補償によるライン間隔）である。 請求項２に記載された本発明の実施例においては、ダンピングインピーダンス の影響の最善の補償が、ダンピングインピーダンスを通る電流を補償するために フライバック期間の少なくとも最後の部分の間補正電流を発生するように、電流 発生回路を直列抵抗又は変換抵抗へ結合することにより達成される。電流発生回 路が直列抵抗へ結合された場合には、ダンピングインピーダンスを通る電流が直 列抵抗を通って流れるのを防止するために補正電流が直列抵抗から迂回される。 電流発生回路が変換抵抗へ結合された場合には、補正電流が変換抵抗を通る電 流を増大するために変換抵抗へ供給される。今や、直列抵抗を通る電流はフライ バック供給電圧が切り離される前により高い値へ達することを許容され、それに よって偏向電流の低すぎる値におけるフライバック供給電圧の切り離しを防止す る。電流発生回路がフライバック期間の最後の部分の間だけ活性である場合には この効果はすでに達成される。なぜならば、フライバック期間の最後の部分の間 に、第１出力増幅器への入力電流のレベルがフライバック供給電圧が切り離され る一定レベルに達するからである。 電流発生回路がその集積回路内にない直列抵抗又は変換抵抗へ結合されると言 う事実によって、集積回路の外側へ電流決定素子を設けることは容易であるから 、電流発生回路により発生される補正電流の総量は偏向コイルとダンピングイン ピーダンスとのインピーダンスの値により決定されるような需要に適合するよう に容易に適応させられ得て、それによりダンピングインピーダンスを通る電流の 最善の補償を可能にする。それで、本発明による偏向回路は既知の補償を有する 偏向回路が短いフライバック時間の間に充分なフライバック動作を達成できなか った応用において用いられ得る。 従来技術はフライバック供給電圧の切り離しの瞬間を遅延させることによりダ ンピングインピーダンスの影響の一定の補償を与えている。従来技術はダンピン グインピーダンスを通る電流が偏向電流の値に影響するのを防止するために、フ ライバック期間中直列抵抗からダンピングインピーダンスを通って流れる電流を 迂回させない。従来技術は、ダンピングインピーダンスを通る電流によって直列 抵抗を通って流れる特別電流を補償するために、フライバック期間中に変換抵抗 を通る特別電流を供給もしない。 請求項３に記載された本発明の一実施例においては、フライバック期間中にダ ンピング抵抗を通って流れる電流は、フライバック期間の少なくとも最後の部分 の間、変換抵抗の両端間の電圧を増大するために変換抵抗を通って流れる補正電 流を発生することにより補償される。この方法においては、直列抵抗を通る電流 は、フライバック供給電圧が切り離される前に、より高い値に到達することを許 容される。 請求項６に記載された本発明の一実施例においては、補正電流は偏向コイルの 両端間に生じるようなフライバック供給電圧の値に依存する。フライバック期間 中は、ダンピングインピーダンスを通る電流はフライバック電圧に依存する。こ の依存性はフライバック電圧にも依存する補正電流の量を発生することにより自 動的に補償され得る。フライバック電圧の値は偏向コイルのインピーダンスに依 存して相違してもよく、あるいは公差又は老化によって変わり得るので、このこ とは好都合である。 請求項７に記載された本発明の一実施例においては、電流決定抵抗がフライバ ック期間中導通である pnpトランジスタを介して、偏向コイルと直列抵抗との直 列回路の両端間へ結合されている。 pnpトランジスタが走査期間中導通しないよ うに、走査期間中この直流電圧がその pnpトランジスタのエミッタ上の走査電圧 よりも高いように選択された pnpトランジスタのベースへ、直流電圧が印加され る。且つ、その直流電圧は、フライバック期間中 pnpトランジスタが導通するよ うに、フライバック期間中その pnpトランジスタのエミッタ上のフライバック電 圧がその直流電圧よりも高いように選択される。このことは制御回路を必要とす ることなく、偏向コイル上に生じる電圧により自動的にトランジスタが切り換え られると言う利点を有している。 請求項８に記載された本発明の一実施例は、安価なツェナーダイオードが用い られ得ると言う利点を有している。そのツェナーダイオードは走査期間中非導通 ツェナーダイオードを得るのに充分大きく、且つフライバック期間中導通するツ ェナーダイオードを得るのに充分低いツェナー電圧を有している。別の利点は電 流決定抵抗の両端間の電圧及び従って電流決定抵抗を通る電流はフライバック電 圧の実際の値に依存している。このことが、フライバック期間中にこれもフライ バック電圧に依存する、ダンピングインピーダンスを通る電流のより良い補償を 可能にする。 本発明のこれらの及びその他の態様を添付の図面を参照して説明し且つ解明し よう。 図において、 図１は従来技術によるフレーム偏向回路を示しており、 図２はオフセットの発生を説明するための差動入力段を示しており、 図３は本発明によるフレーム偏向回路を有する画像表示装置を示しており、 図４は本発明によるフレーム偏向回路の詳細な回路図を示しており、 図５はダンピング抵抗の効果を説明するための波形を示しており，且つ 図６は本発明による電流発生回路３の実施例の回路図を示している。 図１は従来技術によるフレーム偏向回路を示している。このフレーム偏向回路 は測定抵抗Rmと直列に配置されたフレーム偏向コイルLfを具えている。このフレ ーム偏向コイルは更に第１出力増幅器１、第２出力増幅器２、第１電圧‐電流変 換器８、及び第２電圧‐電流変換器４を含む集積電力回路を具えている。偏向コ イルLfと測定抵抗Rmとの直列回路が第１出力増幅器１の出力端子と第２出力増幅 器の出力端子との間へ、偏向コイルLfを通る偏向電流Ifを発生するためにブリッ ジ形状で駆動されるように接続されている。偏向電流Ifと対応する電圧が測定抵 抗Rmの両端間に発生される。この測定抵抗Rmの両端間の電圧は第１及び第２電流 出力端子を有する第１電圧‐電流変換器８により感知される。フィードバックを 与えるために、第１電流出力端子が第１出力増幅器１の入力端子へ接続され、且 つ第２電流出力端子が第２出力増幅器２の入力端子へ接続されている。入力波形 が第２電圧‐電流変換器４の２個の入力端子間に配置された入力抵抗Riを通って 流れる入力電流Iiにより発生される。この第２電圧‐電流変換器４は第１及び第 ２電流出力端子を有している。その第１電流出力端子は第１出力増幅器１の入力 端子へ接続され、且つ第２電流出力端子は第２出力増幅器２の入力端子へ接続さ れている。第１及び第２電圧‐電流変換器８、４は同じである。相互接続された 第１及び第２電圧‐電流変換器８、４の電流出力端子は、逆極性を有する出力電 流を供給する。この方法において、第１及び第２出力増幅器１、２の出力電圧は 、測定抵抗Rmの両端間の電圧が入力抵抗Riの両端間の電圧と実質的に等しいよう に制御される。実際の応用においては、測定抵抗Rmの値は 0.5オームの程度であ る。偏向電流Ifが、１ボルト程度の測定抵抗Rmの両端間のピーク‐ピーク電圧を 生じる。同じものがその時入力波形のピーク‐ピーク電圧に対して保持する。第 １及び第２電圧‐電流変換器８、４は、高い電圧揺れを取り扱うために、エミッ タ抵抗Re1 、Re2 を有するバイポーラ差動入力段T1、T2（図２参照）を具えてい る。エミッタ抵抗Re1 、Re2 の不整合によってオフセット電圧が生じる。このオ フセット電圧が偏向された画像の直流シフトを生じる。プリント基板上のトラッ クの抵抗及びインダクタンスのような寄生効果の影響が大きくなり過ぎるので、 測定抵抗Rmの値のその上の低下は実際的でない。 図２はオフセットの発生を説明するために差動入力段を示している。図2Aは、 npn 型のバイポーラトランジスタを具えている差動入力段を示している。第１バ イポーラトランジスタT1は第１エミッタ抵抗Re1 を介して電流源Isの第１端子へ 接続されたエミッタを有している。第２バイポーラトランジスタT2は第２エミッ タ抵抗Re2 を介して電流源Isの第１端子へ接統されたエミッタを有している。電 流源Isの第２端子はこの場合には大地電位である適切な電位へ接続されている。 第１及び第２バイポーラトランジスタのコレクタは、第１バイポーラトランジス タのベースと第２バイポーラトランジスタのベースとの間へ接続された入力電圧 源Viにより供給される入力電圧Viに依存する電流を引き起こす。 バイポーラトランジスタのコレクタ電流は として表現される。 バイポーラトランジスタのベース間の入力電圧Viは Ｖ_in＝Ｖ_be1+Ｖ_Re1-Ｖ_Re2-Ｖ_be2 として書かれ得る。 オフセット電圧は双方のコレクタ電流が等しい場合に起こる、入力電圧であっ て それで、そのオフセット電圧は固定項と電流源に流れる電流Isとエミッタ抵抗 Re1 、Re2 の値の差との積に依存する項とを具えている。電流源Is内に流れる電 流又はエミッタ抵抗Re1 、Re2 の値が大きい入力電圧揺れに対処するために増大 しなくてはならない場合に、このオフセット電圧は増大する。 図2Bは電界効果トランジスタを具えた差動入力段を示している。第１電界効果 トランジスタM1のソースと第２電界効果トランジスタM2のソースとが、電流源Is の第１端子へ接続されている。電流源Isの第２端子は適切な電位へ接続されてい る。第１及び第２電界効果トランジスタのドレインは、第１電界効果トランジス タのゲートと第２電界効果トランジスタのゲートとの間へ接続された入力電圧源 Viにより供給される入力電圧Viに依存する電流を引き起こす。 電界効果トランジスタのドレイン電流は として表され、ここで であり、ここで Ｗ＝チャネル幅 Ｌ＝チャネル長さ Ｃox＝ゲートとチャネル間の酸化物の容量 μ＝電荷キャリアの移動度 である。 電界効果トランジスタのゲート間の入力電圧Viは Ｖ_in＝ Ｖ_gs1-Ｖ_gs2 と書かれ得る。 オフセット電圧は双方のドレイン電流が等しい場合に生じる入力電圧である。 それで、オフセット電圧は固定項と電流源Is内に流れる電流に依存する項とを 具えている。電流源Is内に流れる電流が大きい入力電圧揺れに対処しなくてはな らない場合にオフセット電圧が増大する。 図３は本発明によるフレーム偏向回路を有する画像表示装置を示している。こ の画像表示装置は更に同期化回路４、フレーム偏向コイルLf、及び陰極線管CRT を具えている。同期化回路４がビデオ信号のフレーム同期化信号Sfを受け取り、 且つ入力電流Iiとしてフレーム偏向回路の入力端子へ供給される基準波形を発生 する。偏向コイルは、陰極線管CRT 内の電子ビームのフレーム偏向を発生するた めに、陰極線管CRT へ磁気的に結合されている。普通の常套手段であるように、 画像が垂直方向において水平ラインを連続的に走査することにより構成される場 合に、フレーム偏向は垂直方向における偏向であってもよい。いわゆる転置走査 による場合であるように、画像が水平方向において垂直ラインを連続的に走査す ることにより構成される場合に、フレーム偏向は水平方向における偏向であって もよい。本発明は特にフレーム偏向回路において有益であるけれども、本発明に よる偏向回路によりライン偏向コイルを駆動することもまた可能である。そのフ レーム偏向回路は第１出力増幅器１、第２出力増幅器２、及び差動増幅器５、直 列抵抗Rs、及び変換抵抗Rcを含む集積電力回路を具えている。直列抵抗Rsは偏向 コイルLfと直列に配置されている。偏向コイルLfと直列抵抗Rsとの直列回路が、 第１出力増幅器１の出力端子と第２出力増幅器２の出力端子との間へ、偏向コイ ルLfを通る偏向電流Ifを発生するためにブリッジ形状で駆動されるように接続さ れている。直列抵抗Rsの両端間に偏向電流Ifに対応する電圧が発生される。差動 増幅器５は偏向コイルLfと直列抵抗Rsとの接続点へ接続された第１入力端子を有 している。差動増幅器５の第２入力端子は偏向コイルLfへ接続されない直列抵抗 Rsの一端へ変換抵抗Rcを介して接続されている。入力電流源６は、変換抵抗Rcを 通って流れる入力電流Iiを供給するために、差動増幅器５の第２入力端子へ接続 されている。かくして、差動増幅器５はそれの入力端子間で変換抵抗Rcと直列抵 抗Rsとの直列回路の両端間の電圧を受け取る。入力電流Iiの極性は、直列抵抗Rs の両端間の電圧に対して逆極性を有する変換抵抗Rcの両端間の電圧を得るように 選択されている。変換抵抗Rcと直列抵抗Rsとの直列回路の両端間の電圧が零と等 しくなるようにフィードバックループ内の２個の出力増幅器１、２を駆動するた めに、差動増幅器５は第１及び第２出力増幅器１、２の各自の入力端子へ接続さ れた２個の出力端子を有している。この方法においては、差動増幅器５の入力端 子間の電圧揺れは非常に低い。差動増幅器がバイポーラ差動入力段を含む場合に は、エミッタ抵抗 Re1、Re2（図2A参照）が低い値へ修正され得るか又は省略さ えもされ得て、且つかくして起こされるオフセットは非常に低くなる。差動増幅 器が電界効果トランジスタ入力段を含む場合には、電流源Isを通って流れる電流 （図2B参照）が減少され得て、それにより低いオフセットを得て、第１出力増幅 器１がフライバック期間中高いフライバック電圧を供給することが想定される。 差動増幅器５は走査供給電圧に耐えることのみを必要とする。 変換抵抗Rcは代わりに差動増幅器５の第１入力端子と偏向コイルLfと直列抵抗 Rsとの接続点との間へ配置されてもよい。この場合には、変換抵抗Rcの値は、そ れを通って流れる入力電流が直列抵抗Rsの両端間の電圧が大きすぎるのを妨害す るのを防止するのに充分大きくなくてはならない。入力電流の極性は、直列抵抗 Rsの両端間の電圧と逆極性で変換抵抗Rcの両端間の電圧を得るように、差動増幅 器５の第１入力端子からの電流を打ち消すように選ばれねばならない。 上述の二つの実施例に関して、一方で偏向コイルLfと他方で直列抵抗Rsとの位 置を、そこへ結合された変換抵抗Rcと差動増幅器５とに交換することも可能であ る。差動増幅器５はその時フライバック電圧を打ち消せねばならない。 変換抵抗Rcの一端が第１又は第２出力増幅器１、２の出力端子へ接続される場 合には、バッファが単一変換器に対する差動装置により置き換えられ得る。この 変換器が変換抵抗Rcの他端へ接続される単一出力電流又は電圧を発生する。その ような単一出力変換器はバッファよりも簡単な構造を有しそれよりオフセットを 減少する。上述のフレーム偏向回路は電流出力端子を有する差動増幅器５と電流 入力端子を有する第１及び第２出力増幅器１、２に基づいているけれども、多く の代案が可能である。一例として、差動増幅器５は第１出力増幅器１の入力端子 へ電圧を供給してもよい。インバータ段が第２出力段２へ反転された電圧を供給 するためにこの電圧を反転する。 図４は本発明によにるもっと詳細なフレーム偏向回路を示している。このフレ ーム偏向回路はブリッジ形状に配置された第１及び第２出力増幅器１、２を具え ている。出力増幅器１、２の各々が走査供給電圧Vpを受け取る。第１出力増幅器 １は電圧Vaを供給する出力端子を有し、第２出力増幅器２は電圧Vbを供給する出 力端子を有している。偏向コイルLfと直列抵抗Rsとの直列回路が第１出力増幅器 １の出力端子と第２増幅器２の出力端子との間へ接続されている。ダンピング抵 抗Rdが偏向コイルLfと並列に配置されている。フライバック供給電圧Vflbは、第 １出力増幅器１の出力端子へ、電界効果トランジスタとして示されている半導体 スイッチT1を介して接続されている。電界効果トランジスタT1がフライバック期 間Tfの間偏向コイルLfへフライバック供給電圧Vflbを接続する。差動増幅器５は 第１電界効果トランジスタT2、第２電界効果トランジスタT3、及び電流源Isを具 えている。第１電界効果トランジスタT2のソースは第２電界効果トランジスタT3 のソースへ、及び電流源Isの一端へ接続されている。電流源Isの他端は走査供給 電圧Vpへ接続されている。第１電界効果トランジスタT2のゲートは偏向コイルLf と直列抵抗Rsとの接続点へ接続されている。この接続低は更に第２接続点P2と呼 ばれる。第２電界効果トランジスタT3のゲートは変換抵抗Rcを介して第２出力増 幅器２の出力端子へ接続され、且つ入力電流Iiを受け取る。第１及び第２電界効 果トランジスタT2、T3のゲートは差動増幅器５の第１及び第２入力端子を構成し ている。第２電界効果トランジスタT3のゲートと変換抵抗Rcとの接続点は更に接 続点P1と呼ばれる。第１電界効果トランジスタT2のドレインは第１出力増幅器１ の入力端子へ接続されている。第２電界効果トランジスタT3のドレインは第２出 力増幅器２の入力端子へ接続されている。第１及び第２電界効果トランジスタT2 、T3のドレインが差動増幅器５の出力端子を構成している。電流発生回路３が第 １又は第２接続点P1、P2へ接続される。 このフレーム偏向回路は次のように動作する。入力電流Iiが変換抵抗Rcの両端 間に基準電圧Vrを生じる。直列抵抗Rsを通る電流Isが直列抵抗Rsの両端間に電圧 Vsを生じる。差動増幅器５がそれの入力端子間に電圧Vsと基準電圧Vrとの合計を 受け取り、且つこの合計が零を維持するように、第１及び第２出力増幅器１、２ を駆動するためにその差動増幅器の出力端子において電流を供給する。この方法 においては出力増幅器１、２が、基準電圧Vrに対して逆極性を有する直列抵抗Rs の両端間の電圧Vsを得るために、出力電圧Va、Vbを供給するように制御される。 ダンピング抵抗Rdの影響と電流発生回路３の正しい働きとが図５の記載において 解明される。 図5Aは、全部時間の関数として、それぞれ、直列抵抗Rsを通る電流Is、偏向電 流If、及びダンピング抵抗Rdを通る電流Idの波形を示している。偏向電流Isは破 線により表示されている。図5Bは偏向コイルLfと直列抵抗Rsとの直列回路の両端 間に生じる電圧Va−Vbを示している。特にフライバック期間中これは単純化され た波形である。瞬間t1は走査期間Tsの開始を表している。瞬間t2は走査期間の中 央を表している。瞬間t3は走査期間Tsの終端とフライバック期間Tfの開始とを表 している。瞬間t4はフライバック期間Tfの終端と次の走査期間Tsの開始とを表し ている。明確化のためにフライバック期間Tfの持続期間は誇張された。 走査期間Tsの間に、第１近似において、偏向コイルLfは抵抗として振る舞う。 それで、偏向コイルLfの両端間の電圧は偏向コイルLfを通る実質的に鋸歯状電流 を得るために、実質的に鋸歯状に形成されねばならない。走査期間Tsの開始t1に おいては、第１出力増幅器１の出力電圧Vaは走査供給電圧Vpとほぼ等しく、第２ 出力増幅器２の出力電圧Vbは大地電位とほぼ等しく、且つ従っておおよそ走査供 給電圧Vpは偏向コイルLfの両端間に生じる。走査電圧Vpは、偏向電流Ifの所望の 最大値を発生するために充分高くなるように、且つ第１出力増幅器１における消 費を可能なかぎり低く最小にするように選択される。この走査供給電圧Vpの値も また走査期間中のダンピングインピーダンスRdを通る電流Idを決定する。直列抵 抗Rsを通る電流Isは偏向コイルLfを通る偏向電流Ifとダンピング抵抗Rdを通る電 流Idとから構成される。差動増幅器５は直列抵抗Rsの両端間の電圧Vsと変換抵抗 Rcの両端間の電圧Vrとの加算を受け取る。直列抵抗Rsの両端間に生じる電圧Vsが 変換抵抗Rcの両端間の電圧Vrと値では等しいが、極性において逆になるような、 出力電圧Va及びVbの値を供給するように、差動増幅器が第１及び第２出力増幅器 １、２を駆動する。直列抵抗Rsの両端間の電圧Vrがダンピング抵抗Rdを通る電流 Idによっても決められると言う事実によって、実際の偏向電流Ifはダンピング抵 抗Rd無しの状況と比較して幾らか低い振幅を有する。 フライバック期間Tfの終端t4において、フライバック供給電圧Vflbが偏向コイ ルLFの両端間に生じる。フライバック期間Tfの間は、第１近似において、偏向コ イルLfはインダクタンスとして働く。このフライバック供給電圧Vflbは、短いフ ライバック期間Tf内に偏向電流Ifの極性を変化させることができるよに、走査供 給電圧Vpよりも大きい値を有している。かくして、ダンピング抵抗Rdを通る電流 Idは、走査期間Tsの間よりもフライバック期間Tfの間が大きい。フライバック供 給電圧Vflbは、第１出力増幅器１の入力電流が一定値の下へ減少した瞬間におい て偏向コイルLfから切り離される。あるいは、代わりに、直列抵抗Rsの両端間の 電圧Vrが基準波形Ref のフライバック電圧レベルに到達する。ダンピング抵抗Rd の両端間の高い電圧により起こされた直列抵抗Rsを通る高い特別電流によって、 フライバック供給電圧Vflbの切り離しが偏向電流Ifの比較的低い値において活性 化される。それで、フライバック期間Tfの終端t4における偏向電流Ifの値は、走 査期間Tsの開始t1、t4において望まれるような偏向電流Ifの総量よりも低い。偏 向電流Ifの総量におけるこの差は、ｇとして図5Aに表されている。次のフレーム 走査を開始する前に、フライバック期間Tfの終端t4における偏向電流（If）の低 すぎる総量は走査期間Tsの開始t4において望まれるような偏向電流Ifの高い総量 へ増大しなくてはならない。この遷移は低い走査供給電圧Vp（一例として、実際 の値は14ボルトである）により実行されねばならず、且つ従ってフライバックが その高いフライバック供給電圧Vflb（一例として、実際の値は60ボルトである） を完全に実行され得る場合に要するよりも大幅に多くの時間を要する。 本発明によるフレーム偏向回路は、フライバック期間Tfの少なくとも最後の部 分の間補正電流Icを発生するために、直列抵抗Rsと変換抵抗Rcとの双方又はいず れか一方へ結合されている電流発生回路３を加えることにより、この問題点を解 決する。電流発生回路３が直列抵抗Rsへ接続される場合には、ダンピングインピ ーダンスRdを通る電流Idが直列抵抗Rsを通って流れることを防止するために、補 正電流Icが直列抵抗Rsから迂回される。電流発生回路３が変換抵抗Rcへ結合され る場合には、補正電流Icが変換抵抗Rcの両端間の入力電圧Viを増大する。今や、 直列抵抗Rsを通る電流が、フライバック供給電圧Vflbが切り離される前により高 い値に到達することを許容され、それにより偏向電流Ifの低すぎる値においてフ ライバック供給電圧Vflbの切り離しを防止する。 図６は本発明による電流発生回路３の実施例の回路図を示している。 図6A〜6Dに示された実施例は接続点Ｐへの電流Ｉを発生する。この点Ｐは電流 発生手段３と変換抵抗Rcとの接続点を表す第１接続点P1、あるいは電流発生手段 ３と直列抵抗Rsとの接続点を表す第２接続点P2であってもよい。この場合には電 流Ｉは補正電流Icである。電流Ｉは図6Eに示されたように、電流ミラーの入力端 子P3へ基準電流Irreとして供給されてもよい。 図４に示されたフレーム偏向回路においては、電流発生回路３が変換抵抗Rcの 両端間の電圧Viを増大するために第１接続点P1へ補正電流Icを供給する。電流発 生回路３が変換回路Rcへ他の方法で接続された場合には、補正電流Icの方向が再 び変換抵抗Rcの両端間の電圧を増大するように選択されねばならない。電流発生 回路３が第２接続点P2へ接続された場合には、図４に示されたように、直列抵抗 RsからダンピングインピーダンスRdを通って流れる電流Idを迂回させるために、 補正電流Icが直列抵抗Rsから打ち消されねばならない。偏向コイルLfと直列抵抗 Rsとの位置が交換された場合には、偏向コイルLfと直列抵抗Rsとの接続点へまだ 接続されている補正回路３が、ダンピングインピーダンスRdを通る電流Idが直列 抵抗Rsを通って流れないように、直列抵抗Rsへ補正電流Icを供給しなくてはなら ない。 図6Aは電流決定抵抗R1と半導体スイッチＳとの直列回路を示している。この直 列回路が電圧Vdを受け取り且つ半導体スイッチＳの導通期間の間接続点Ｐへ電流 Ｉを供給する。半導体スイッチＳの制御入力端子が、半導体スイッチＳにフライ バック期間Tfの少なくとも最後の部分の間導通させる制御信号C2を受け取る。電 流Ｉは電圧Vdと電流決定抵抗R1との値に依存する。電圧Vdは所望の方向において 電流Ｉを供給するように選択されねばならない。 図6Bは、電圧Vdが直列抵抗Rsへ接続されない偏向コイルLfの端部において偏向 電圧Va、Vbとなるように選択されることで図6Aと異なっている。この方法におい ては、電流Ｉはフライバック電圧Vflbに依存する。 図6Cにおいては、半導体スイッチＳが、電流決定抵抗R1を介して第１出力増幅 器１の出力端子において電圧Vaへ接続されたエミッタを有するpnp トランジスタ T6である。このpnp トランジスタT6のベースは、偏向電圧Vaが高いフライバック 供給電圧Vflbとほぼ等しいフライバック期間Tfの間pnp トランジスタT6が導通す るように選択された直流電圧Vdc へ接続されている。このpnp トランジスタT6の コレクタが電流Ｉを供給する。 図6Dは、pnp トランジスタT6がツェナーダイオードD1により置き換えられたこ とで図6Cと異なっている。そのツェナーダイオードD1のアノードは、供給電圧が 第１出力増幅器１の出力電圧Vaである場合に接続点Ｐに向かって向けられる。電 流Ｉが打ち消されねばならないと言う状況においては、第１出力増幅器１の出力 電圧Vaは第２出力増幅器２の出力電圧Vbにより置き換えられねばならないこと、 及びツェナーダイオードD1の方向が変えられねばならないことは明らかである。 図6Eは双方ともnpn 型の第１トランジスタT4及び第２トランジスタT5を有する 電流ミラー、及びpnp 型の第３トランジスタT6を具えている電流発生回路３を示 している。第１トランジスタT4のベースとコレクタとは相互接続されている。第 １トランジスタT4のベースは第２トランジスタT5のベースへ接続されている。第 １及び第２トランジスタT4、T5のエミッタは、図6Eにおいては大地電位である、 同じ電圧へ接続されている。第２トランジスタT5のコレクタは、補正電流Icを供 給するために第１又は第２接続点P1、P2へ接続される。第３トランジスタT6のエ ミッタは接続点P3において基準電流Irefを受け取る。第３トランジスタT6は走査 供給電圧Vp又はあらゆる他の適切な一定電圧へ接続されたベース、及び第１トラ ンジスタT4のコレクタへ接続されたコレクタを有している。第１トランジスタT4 を通る電流は基準電流Irefにより決められる。この基準電流Irefは補正電流Icを 得るために第１及び第２トランジスタT4、T5により反射される。第２出力増幅器 ２の出力電圧Vbによる場合であり得るように、走査供給電圧Vpよりも低い適切な 電圧及び第１又は第２接続点P1、P2上の電圧へ第１及び第２トランジスタT4、T5 のエミッタを接続することもまた可能である。基準電流Irefは図6A〜6Dに示され た方法のうちのいずれかで発生され得る。 図6Fは抵抗R1と半導体スイッチＳとの直列回路を具え、それによって直列回路 が直列抵抗Rsと並列に配置される電流発生回路３を示している。半導体スイッチ Ｓの制御入力端子がフライバック期間Tfの少なくとも最後の部分の間半導体スイ ッチＳを導通させる制御信号C2を受け取る。 本発明は好適な実施例と関連して説明されてきたが、上に概説された原理内で それの修正がこの技術において熟達した人々に対して明らかであり、且つ従って 本発明はそれらの好適な実施例に制限されずそのような修正を包含するように企 図されていることは理解されるだろう。以下の請求項内のあらゆる参照符号はそ の請求項を制限するように構成されない。

───────────────────────────────────────────────────── 【要約の続き】 の入力端子間の電圧揺れは非常に低く、且つ従って起こ されるオフセット電圧は非常に低くなる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．偏向コイル（Lf）内の電子ビーム偏向電流（If）を発生するための偏向回路 であって、 第１及び第２出力増幅器（１、２）、 偏向コイル（Lf）と直列に配置された直列抵抗（Rs）であって、第１出力増 幅器（１）の出力端子と第２出力増幅器（２）の出力端子との間に結合されて いる偏向コイル（Lf）と直列抵抗（Rs）との直列回路、 直列抵抗（Rs）の第１端部へ結合された第１入力端子を有し、且つブリッジ 形状で第１及び第２出力増幅器（１、２）を駆動するために、それぞれ、第１ 及び第２出力増幅器（１、２）の対応する入力端子へ結合された出力端子を有 する差動増幅器（５）、 を具えている偏向回路において、 偏向回路が更に、 差動増幅器（５）の第２入力端子へ結合され、且つ入力波形を有する入力電 流（Ii）を受け取る第１端部、及び 直列抵抗（Rs）の第２端部へ結合された第２端部、 を有する変換抵抗（Rc）を具えていることを特徴とする偏向回路。 ２．前記偏向回路が更に、 偏向コイル（Lf）と並列に配置されたダンピングインピーダンス（Rd）、及 び 偏向電流（If）のフライバック期間（Tf）の少なくとも最後の部分の間直列 抵抗（Rs）から補正電流（Ic）を迂回させるために直列抵抗（Rc）へ結合され た電流発生回路（３）、 を具えている請求項１記載の偏向回路。 ３．前記偏向回路が更に、 偏向コイル（Lf）と並列に配置されたダンピングインピーダンス（Rd）、及 び 偏向電流（If）のフライバック期間（Tf）の少なくとも最後の部分の間、変 換抵抗（Rc）を通る電流（Ii）を増大するための補正電流（Ic）を供給するた めに差動増幅器（５）の第２入力端子へ結合された電流発生回路（３）、 を具えている請求項１記載の偏向回路。 ４．前記電流発生回路（３）が基準電流（Ir）を受け取るための入力端子と前記 基準電流（Ir）に関連する補正電流（Ic）を供給する出力端子とを有する電流 ミラー（T4、T5）を具えている請求項２又は３記載の偏向回路。 ５．前記電流発生回路（３）が更に、 電圧源（Vd）と変換抵抗（Rc）、又は直列抵抗（Rs）又は電流ミラー（T4、 T5）の入力端子との間へ結合されている、電流決定インピーダンス（R1）と半 導体スイッチ（Ｓ）との直列回路、及び フライバック期間と関連する情報を受け取り且つフライバック期間（Tf）の 少なくとも最後の部分の間半導体スイッチ（Ｓ）を導通にさせるために半導体 スイッチ（Ｓ）へ結合されている制御回路（７）、 を具えている請求項２〜４のいずれか１項記載の偏向回路。 ６．偏向回路が更にフライバック期間（Tf）の間第１出力増幅器（１）の出力端 子へフライバック供給電圧（Vflb）を接続するための手段（T1）を具え、且つ 電圧源（Vd）が直列抵抗（Rs）へ結合されてない偏向コイル（Lf）の端部で偏 向電圧（Va、Vb）により構成される、請求項５記載の偏向回路。 ７．偏向回路が更にフライバック期間（Tf）の間第１出力増幅器（１）の出力端 子へフライバック供給電圧（Vflb）を接続するための手段（T1）を具え、且つ 電流発生手段（３）が制御電極、及び電流決定インピーダンス（R1）と直列に 配置されている主電流路を有する pnp型のトランジスタ（T6）を具え、トラン ジスタ（T6）のエミッタは電流決定インピーダンス（R1）を介して直列抵抗（ Rs）へ結合されていない偏向コイル（Lf）の一端へ結合され、トランジスタ（ T6）のコレクタは変換抵抗（Rc）又は直列抵抗（Rs）又は電流ミラー（T4、T5 ）の入力端子へ結合され、それにより制御電極がフライバック期間（Tf）の間 導通し、且つ走査期間（Ts）の間非導通なトランジスタ（T6）を得るために直 流電圧(Vdc)を受け取る請求項２〜４のいずれか１項記載の偏向回路。 ８．偏向回路が更にフライバック期間（Tf）の間第１出力増幅器（１）の出力端 子へフライバック供給電圧（Vflb）を接続するための手段（T1）を具え、且つ 電流発生手段（３）が電流決定インピーダンス（R1）と直列に配置されたツェ ナーダイオード（D1）を具え、該直列回路が直列抵抗（Rs）へ結合されていな い偏向コイル（Lf）の端部と、変換抵抗（Rc）又は直列抵抗（Rs）又は電流ミ ラー（T4、T5）の入力端子との間へ結合されており、且つそれによってツェナ ーダイオード（D1）がフライバック期間（Tf）の間導通し且つ走査期間（Ts） の間非導通であるように管理される請求項２〜４のいずれか１項記載の偏向回 路。 ９．電流発生回路（３）が、 直列抵抗（Rs）から補正電流（Ic）を迂回させるために直列抵抗（Rs）と並 列に結合されている半導体スイッチ（Ｓ）と電流決定インピーダンス（R1）と の直列回路、及び フライバック期間に関する情報を受け取り、且つフライバック期間（Tf）の 少なくとも最後の部分の間、半導体スイッチを導通にさせるために半導体スイ ッチ（Ｓ）へ結合されている制御回路（７）、 を具えている請求項２記載の偏向回路。 10．フレーム偏向コイル（Lf）を有する陰極線管(CRT)、 前記陰極線管(CRT)内の電子ビームを偏向するために前記フレーム偏向コイ ル（Lf）を通る偏向電流（If）を発生するフレーム偏向回路であって、 第１及び第２出力増幅器（１、２）、 偏向コイル（Lf）と直列に配置されている直列抵抗（Rs）であって、偏向 コイル（Lf）と直列抵抗（Rs）との直列回路が第１出力増幅器（１）の出力 端子と第２出力増幅器（２）の出力端子との間へ結合されている直列抵抗（ Rs）、 直列抵抗（Rs）の第１端部へ結合されている第１入力端子を有し、且つブ リッジ形状で第１及び第２出力増幅器（１、２）を駆動するために、それぞ れ、第１及び第２出力増幅器（１、２）の対応する入力端子へ結合されてい る出力端子を有する差動増幅器（５）、 を具えているフレーム偏向回路、 を具えている画像表示装置において、 前記フレーム偏向回路が更に、 差動増幅器（５）の第２入力端子へ結合されている第１端部であって、該第 １端部が入力波形を有する入力電流（Ii）を受け取る第１端部、及び 直列抵抗（Rs）の第２端部へ結合されている第２端部、 を有する変換抵抗（Rc）を具えていることを特徴とする画像表示装置。 11．集積回路がそれにより第１及び第２出力増幅器（１、２）、及び差動増幅器 （５）を具えている請求項１に記載された偏向回路に用いるための集積回路。