JP3107331B2 - 糸巻歪補正回路 - Google Patents
糸巻歪補正回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は陰極線管（以下ＣＲＴと
略す）を用いた走査型表示装置の糸巻歪補正回路に関す
るものである。
略す）を用いた走査型表示装置の糸巻歪補正回路に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】近年ＣＲＴを用いた表示装置は、テレビ
ジョン受像機ばかりでなくコンピュータ用の表示装置と
して広く利用されている。特にコンピュータ用として使
用される表示装置は、画面の歪がないように表示する必
要が高い。このためＣＲＴ特有の画面周辺の糸巻歪を補
正する糸巻歪補正回路には、精密な波形を発生すること
が要求される。
ジョン受像機ばかりでなくコンピュータ用の表示装置と
して広く利用されている。特にコンピュータ用として使
用される表示装置は、画面の歪がないように表示する必
要が高い。このためＣＲＴ特有の画面周辺の糸巻歪を補
正する糸巻歪補正回路には、精密な波形を発生すること
が要求される。
【０００３】以下に従来の糸巻歪補正回路について説明
する。尚、例として画面の左右の糸巻歪を補正する場合
を示すが、画面の上下の糸巻歪を補正する場合にも糸巻
歪補正回路の基本構成は同一である。図３は従来の糸巻
歪補正回路の構成例を示すブロック図であり、図４はそ
の動作を示す信号波形図である。図３において鋸歯状波
発生回路１は、図４（ａ）に示すように映像の垂直同期
信号に同期した鋸歯状波を発生する回路である。この信
号は絶対値回路２に与えられ、図４（ａ）の破線で示す
ような中点電圧ＶM1より下側にある波形が折り返され、
図４（ｂ）に示すように三角波に変換される。この三角
波は波形変換回路３に与えられる。
する。尚、例として画面の左右の糸巻歪を補正する場合
を示すが、画面の上下の糸巻歪を補正する場合にも糸巻
歪補正回路の基本構成は同一である。図３は従来の糸巻
歪補正回路の構成例を示すブロック図であり、図４はそ
の動作を示す信号波形図である。図３において鋸歯状波
発生回路１は、図４（ａ）に示すように映像の垂直同期
信号に同期した鋸歯状波を発生する回路である。この信
号は絶対値回路２に与えられ、図４（ａ）の破線で示す
ような中点電圧ＶM1より下側にある波形が折り返され、
図４（ｂ）に示すように三角波に変換される。この三角
波は波形変換回路３に与えられる。
【０００４】波形変換回路３は入力された三角波を略放
物線波形（パラボラ波形）に変換する回路で、例えば複
数のダイオードを用いた折線近似回路又は乗算回路等に
より構成される。波形変換回路３の出力は図４（ｃ）に
示すような連続するパラボラ波形となり、水平偏向回路
４に与えられる。水平偏向回路４は水平同期信号に同期
して鋸歯状波電流を水平偏向コイル５に与える回路であ
る。水平偏向回路４はＣＲＴ６の左右の糸巻歪を補正す
るため、波形変換回路３の出力するパラボラ波形によ
り、偏向電流の振幅を変調する。図４（ｄ）は変調され
た鋸歯状波の偏向電流波形であり、この電流が水平偏向
コイル５に与えられる。こうすればＣＲＴ６の中央部で
水平走査幅が縮小されるという左右の糸巻歪が補正され
る。
物線波形（パラボラ波形）に変換する回路で、例えば複
数のダイオードを用いた折線近似回路又は乗算回路等に
より構成される。波形変換回路３の出力は図４（ｃ）に
示すような連続するパラボラ波形となり、水平偏向回路
４に与えられる。水平偏向回路４は水平同期信号に同期
して鋸歯状波電流を水平偏向コイル５に与える回路であ
る。水平偏向回路４はＣＲＴ６の左右の糸巻歪を補正す
るため、波形変換回路３の出力するパラボラ波形によ
り、偏向電流の振幅を変調する。図４（ｄ）は変調され
た鋸歯状波の偏向電流波形であり、この電流が水平偏向
コイル５に与えられる。こうすればＣＲＴ６の中央部で
水平走査幅が縮小されるという左右の糸巻歪が補正され
る。
【０００５】もしＣＲＴの糸巻歪が図５（ａ）に示すよ
うに上下対称ではなく、例えば図５（ｂ）に示すように
ＣＲＴ画面の上部で水平走査幅が縮小するとき、図４
（ａ）の右側に示すように中点電圧ＶM を下げ、ＶM2と
する。このとき波形変換回路３の出力するパラボラ波形
は図４（ｃ）の右側に示すように、そのピーク値が垂直
同期の中間位置から前方に移動する。このため図４
（ｄ）の右側に示すような包絡線を有する偏向電流が水
平偏向コイル５に出力され、ＣＲＴ６の画面の上端から
下端部まで均一な走査幅が得られるよう映像が補正され
る。
うに上下対称ではなく、例えば図５（ｂ）に示すように
ＣＲＴ画面の上部で水平走査幅が縮小するとき、図４
（ａ）の右側に示すように中点電圧ＶM を下げ、ＶM2と
する。このとき波形変換回路３の出力するパラボラ波形
は図４（ｃ）の右側に示すように、そのピーク値が垂直
同期の中間位置から前方に移動する。このため図４
（ｄ）の右側に示すような包絡線を有する偏向電流が水
平偏向コイル５に出力され、ＣＲＴ６の画面の上端から
下端部まで均一な走査幅が得られるよう映像が補正され
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながらこのよう
な構成では、図４（ａ）に示す鋸歯状波の電圧傾斜が一
定であるため、絶対値回路２で変換した三角波の電圧傾
斜は上昇時，下降時共に同一である。従って水平偏向コ
イル５又はＣＲＴ６の製造上のばらつき等により、ＣＲ
Ｔ画面の幾何学的中心と糸巻歪の補正量の最小点がずれ
た場合問題を生じる。即ち、絶対値回路２における中点
電圧ＶM を変化させ、三角波を非対称にし、パラボラ波
形の中心をずらせて糸巻歪を補正する必要があるが、こ
れに伴い画面上下端の補正量が大幅に異なってしまうと
いう欠点があった。このため画面中央部の糸巻歪を補正
すると、例えば図４（ｄ）の右側に示すように各パラボ
ラ波形の各周期の端部で歪が生じ、特に画面上端部の映
像が左右に流れるという問題が生じていた。又中点電圧
ＶM を上げると画面下端部の映像が左右に流れるという
問題があった。
な構成では、図４（ａ）に示す鋸歯状波の電圧傾斜が一
定であるため、絶対値回路２で変換した三角波の電圧傾
斜は上昇時，下降時共に同一である。従って水平偏向コ
イル５又はＣＲＴ６の製造上のばらつき等により、ＣＲ
Ｔ画面の幾何学的中心と糸巻歪の補正量の最小点がずれ
た場合問題を生じる。即ち、絶対値回路２における中点
電圧ＶM を変化させ、三角波を非対称にし、パラボラ波
形の中心をずらせて糸巻歪を補正する必要があるが、こ
れに伴い画面上下端の補正量が大幅に異なってしまうと
いう欠点があった。このため画面中央部の糸巻歪を補正
すると、例えば図４（ｄ）の右側に示すように各パラボ
ラ波形の各周期の端部で歪が生じ、特に画面上端部の映
像が左右に流れるという問題が生じていた。又中点電圧
ＶM を上げると画面下端部の映像が左右に流れるという
問題があった。
【０００７】本発明はこのような従来の問題点に鑑みて
なされたものであって、画面上下両端部の歪に影響を与
えないで、画面中央付近の糸巻歪を補正できる糸巻歪補
正回路を実現することを目的とする。
なされたものであって、画面上下両端部の歪に影響を与
えないで、画面中央付近の糸巻歪を補正できる糸巻歪補
正回路を実現することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本願の請求項１の発明
は、表示画面の走査周期に同期した三角波を発生する三
角波発生回路と、三角波を略放物線波形に変換する波形
変換回路とを具備し、略放物線波形を用いて偏向電流を
振幅変調することにより表示画面の糸巻歪を補正する陰
極線管表示装置の糸巻歪補正回路であって、三角波発生
回路は、波形変換回路に電圧信号を出力するコンデンサ
と、負荷側のトランジスタがコンデンサの一端に接続さ
れた電流ミラー回路と、基準電流源側及び負荷側に接続
された電流ミラー回路の動作を切換えるスイッチング素
子及び第１の定電流源を有し、コンデンサの充放電を交
互に切り換える電流切換回路と、第２の定電流源を有
し、その電流をバイアス電流とし、コンデンサの充放電
電流にバイアス電流を重畳する電流調節回路と、コンデ
ンサの端子電圧と第１の基準電圧、及びこれより高い第
２の基準電圧とを比較し、端子電圧が第１，第２の基準
電圧に達したときに電流切換回路に夫々放電及び充電の
制御信号を出力する電圧比較回路と、を具備することを
特徴とするものである。
は、表示画面の走査周期に同期した三角波を発生する三
角波発生回路と、三角波を略放物線波形に変換する波形
変換回路とを具備し、略放物線波形を用いて偏向電流を
振幅変調することにより表示画面の糸巻歪を補正する陰
極線管表示装置の糸巻歪補正回路であって、三角波発生
回路は、波形変換回路に電圧信号を出力するコンデンサ
と、負荷側のトランジスタがコンデンサの一端に接続さ
れた電流ミラー回路と、基準電流源側及び負荷側に接続
された電流ミラー回路の動作を切換えるスイッチング素
子及び第１の定電流源を有し、コンデンサの充放電を交
互に切り換える電流切換回路と、第２の定電流源を有
し、その電流をバイアス電流とし、コンデンサの充放電
電流にバイアス電流を重畳する電流調節回路と、コンデ
ンサの端子電圧と第１の基準電圧、及びこれより高い第
２の基準電圧とを比較し、端子電圧が第１，第２の基準
電圧に達したときに電流切換回路に夫々放電及び充電の
制御信号を出力する電圧比較回路と、を具備することを
特徴とするものである。
【０００９】本願の請求項２の発明は、表示画面の走査
周期に同期した三角波を発生する三角波発生回路と、三
角波を略放物線波形に変換する波形変換回路とを具備
し、略放物線波形を用いて偏向電流を振幅変調すること
により表示画面の糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の
糸巻歪補正回路であって、三角波発生回路は、第１の定
電流源、及び該第１の定電流源がエミッタに共通接続さ
れた第１及び第２のトランジスタを有する電流切換回路
と、第２の定電流源、及び該第２の定電流源がエミッタ
に共通接続され、各ベースに制御電源が接続された第３
及び第４のトランジスタを有する電流調節回路と、第１
及び第３のトランジスタのコレクタを共通に接続し、各
コレクタ電流和を基準電流とし、この基準電流に対応す
る負荷電流をコンデンサに分割して与える電流制御用ト
ランジスタを含む電流ミラー回路と、第２及び第４のト
ランジスタのコレクタと電流ミラー回路の出力が一方の
端子に共通に接続され、他方の端子が接地されたコンデ
ンサと、コンデンサの電圧が第１の基準電圧の電圧に達
したときに信号を出力する第１の電圧比較回路と、コン
デンサの電圧が第１の基準電圧より電圧の高い第２の基
準電圧を越えたときに信号を出力する第２の電圧比較回
路と、第１の電圧比較回路の出力でセットされ、第２の
電圧比較回路の出力でリセットされ、そのセット及びリ
セット出力を第１，第２のトランジスタのベースに供給
するフリップフロップと、を具備することを特徴とする
ものである。
周期に同期した三角波を発生する三角波発生回路と、三
角波を略放物線波形に変換する波形変換回路とを具備
し、略放物線波形を用いて偏向電流を振幅変調すること
により表示画面の糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の
糸巻歪補正回路であって、三角波発生回路は、第１の定
電流源、及び該第１の定電流源がエミッタに共通接続さ
れた第１及び第２のトランジスタを有する電流切換回路
と、第２の定電流源、及び該第２の定電流源がエミッタ
に共通接続され、各ベースに制御電源が接続された第３
及び第４のトランジスタを有する電流調節回路と、第１
及び第３のトランジスタのコレクタを共通に接続し、各
コレクタ電流和を基準電流とし、この基準電流に対応す
る負荷電流をコンデンサに分割して与える電流制御用ト
ランジスタを含む電流ミラー回路と、第２及び第４のト
ランジスタのコレクタと電流ミラー回路の出力が一方の
端子に共通に接続され、他方の端子が接地されたコンデ
ンサと、コンデンサの電圧が第１の基準電圧の電圧に達
したときに信号を出力する第１の電圧比較回路と、コン
デンサの電圧が第１の基準電圧より電圧の高い第２の基
準電圧を越えたときに信号を出力する第２の電圧比較回
路と、第１の電圧比較回路の出力でセットされ、第２の
電圧比較回路の出力でリセットされ、そのセット及びリ
セット出力を第１，第２のトランジスタのベースに供給
するフリップフロップと、を具備することを特徴とする
ものである。
【００１０】
【作用】このような特徴を有する本発明によれば、切換
信号発生回路により充電用の制御信号を電流切換回路に
与えると、電流ミラー回路の動作によりコンデンサに充
電電流が流れる。そうするとコンデンサの充電電圧は時
間に比例して上昇する。次に電圧比較回路は、この充電
電圧が第２の基準電圧より高くなることを検出すると、
電流切換回路を放電側に切り換え、コンデンサの蓄積電
荷を放電する。このためコンデンサの電圧は時間に比例
して下降する。今仮に陰極線管表示装置の糸巻歪が画面
の上又は下側に偏っている場合、電流調節回路の制御電
源を調節する。そうするとコンデンサに電流ミラー回路
の動作によって充電又は放電用のバイアス電流が流れ、
コンデンサの出力する三角波の傾斜が変えられる。その
電圧信号を波形変換回路に与えると、補正された略放物
線波形が水平偏向回路に出力される。このようにして表
示画面の糸巻歪が補正されることとなる。
信号発生回路により充電用の制御信号を電流切換回路に
与えると、電流ミラー回路の動作によりコンデンサに充
電電流が流れる。そうするとコンデンサの充電電圧は時
間に比例して上昇する。次に電圧比較回路は、この充電
電圧が第２の基準電圧より高くなることを検出すると、
電流切換回路を放電側に切り換え、コンデンサの蓄積電
荷を放電する。このためコンデンサの電圧は時間に比例
して下降する。今仮に陰極線管表示装置の糸巻歪が画面
の上又は下側に偏っている場合、電流調節回路の制御電
源を調節する。そうするとコンデンサに電流ミラー回路
の動作によって充電又は放電用のバイアス電流が流れ、
コンデンサの出力する三角波の傾斜が変えられる。その
電圧信号を波形変換回路に与えると、補正された略放物
線波形が水平偏向回路に出力される。このようにして表
示画面の糸巻歪が補正されることとなる。
【００１１】
【実施例】本発明の一実施例における糸巻歪補正回路に
ついて図１を参照しつつ説明する。本図において糸巻歪
補正回路には従来例と同一の波形変換回路３を有し、そ
の出力が水平偏向回路４，水平偏向コイル５，ＣＲＴ６
に与えられることは従来例と同一であり、その詳細な説
明は省略する。
ついて図１を参照しつつ説明する。本図において糸巻歪
補正回路には従来例と同一の波形変換回路３を有し、そ
の出力が水平偏向回路４，水平偏向コイル５，ＣＲＴ６
に与えられることは従来例と同一であり、その詳細な説
明は省略する。
【００１２】図１において電流ミラー回路１０は、電源
Ｖcc，トランジスタＱ１，ダイオードＤ１より構成され
る。電源Ｖccの一端にはダイオードＤ１のアノード、ト
ランジスタＱ１のエミッタが接続される。ダイオードＤ
１のカソードはトランジスタＱ１のベースとトランジス
タＱ２のコレクタに接続される。トランジスタＱ１は、
ダイオードＤ１に流れる基準電流Ｉｒと等しい負荷電流
Ｉs を、電源Ｖccより流出させる電流制御用のトランジ
スタである。
Ｖcc，トランジスタＱ１，ダイオードＤ１より構成され
る。電源Ｖccの一端にはダイオードＤ１のアノード、ト
ランジスタＱ１のエミッタが接続される。ダイオードＤ
１のカソードはトランジスタＱ１のベースとトランジス
タＱ２のコレクタに接続される。トランジスタＱ１は、
ダイオードＤ１に流れる基準電流Ｉｒと等しい負荷電流
Ｉs を、電源Ｖccより流出させる電流制御用のトランジ
スタである。
【００１３】トランジスタＱ２，Ｑ３の夫々のコレクタ
は、夫々ダイオードＤ１のカソード，トランジスタＱ１
のコレクタに接続される。又トランジスタＱ２，Ｑ３の
エミッタは、共に第１の定電流源Ｓ１に接続され、各ベ
ースは夫々後述のフリップフロップ（ＦＦという）のＱ
及びＱバー端子に接続される。ここでトランジスタＱ
２，Ｑ３と定電流源Ｓ１とは、電流切換回路１１を構成
している。
は、夫々ダイオードＤ１のカソード，トランジスタＱ１
のコレクタに接続される。又トランジスタＱ２，Ｑ３の
エミッタは、共に第１の定電流源Ｓ１に接続され、各ベ
ースは夫々後述のフリップフロップ（ＦＦという）のＱ
及びＱバー端子に接続される。ここでトランジスタＱ
２，Ｑ３と定電流源Ｓ１とは、電流切換回路１１を構成
している。
【００１４】次にトランジスタＱ４，Ｑ５のコレクタは
夫々トランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタに接続され、又
そのエミッタは共通接続されて第２の定電流源Ｓ２に接
続される。又トランジスタＱ４，Ｑ５のベースは夫々第
１の制御電源ＶA ，第２の制御電源ＶB に接続される。
尚、トランジスタＱ４，Ｑ５、第１，第２の制御電圧Ｖ
A ，ＶB 、及び第２の定電流源Ｓ２は、電流調節回路１
２を構成している。
夫々トランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタに接続され、又
そのエミッタは共通接続されて第２の定電流源Ｓ２に接
続される。又トランジスタＱ４，Ｑ５のベースは夫々第
１の制御電源ＶA ，第２の制御電源ＶB に接続される。
尚、トランジスタＱ４，Ｑ５、第１，第２の制御電圧Ｖ
A ，ＶB 、及び第２の定電流源Ｓ２は、電流調節回路１
２を構成している。
【００１５】一方、トランジスタＱ１とＱ３のコレクタ
共通接続点は電流ミラー回路１０の出力端１０ａとな
り、コンデンサＣ１に接続される。コンデンサＣ１の他
端は接地されており、第１及び第２の定電流源Ｓ１，Ｓ
２によって充電又は放電される。制御電源ＶA ，ＶB は
夫々コンデンサＣ１に充電及び放電される時定数を調節
するものである。
共通接続点は電流ミラー回路１０の出力端１０ａとな
り、コンデンサＣ１に接続される。コンデンサＣ１の他
端は接地されており、第１及び第２の定電流源Ｓ１，Ｓ
２によって充電又は放電される。制御電源ＶA ，ＶB は
夫々コンデンサＣ１に充電及び放電される時定数を調節
するものである。
【００１６】次にコンデンサＣ１の端子間電圧は、夫々
第１の電圧比較回路１３の反転入力端及び第２の電圧比
較回路１４の非反転入力端に与えられる。又電圧比較回
路１３の非反転入力端は電圧ＶL の第１の基準電源１５
に接続され、電圧比較回路１４の反転入力端は電圧ＶH
（＞ＶL ）の第２の基準電源１６に接続される。
第１の電圧比較回路１３の反転入力端及び第２の電圧比
較回路１４の非反転入力端に与えられる。又電圧比較回
路１３の非反転入力端は電圧ＶL の第１の基準電源１５
に接続され、電圧比較回路１４の反転入力端は電圧ＶH
（＞ＶL ）の第２の基準電源１６に接続される。
【００１７】電圧比較回路１３，１４の出力は夫々ＦＦ
１７のセット（Ｓ）及びリセット（Ｒ）端子に接続され
る。ＦＦ１７のＱ端子はトランジスタＱ２のベースに、
Ｑバー端子はトランジスタＱ３のベースに夫々接続され
る。ＦＦ１７は電圧比較回路１３，１４の出力する信号
により電流切換回路１１に切換信号を出力するものであ
る。
１７のセット（Ｓ）及びリセット（Ｒ）端子に接続され
る。ＦＦ１７のＱ端子はトランジスタＱ２のベースに、
Ｑバー端子はトランジスタＱ３のベースに夫々接続され
る。ＦＦ１７は電圧比較回路１３，１４の出力する信号
により電流切換回路１１に切換信号を出力するものであ
る。
【００１８】さてコンデンサＣ１の端子電圧は波形変換
回路３にも与えられる。波形変換回路３は、入力された
三角波の信号をパラボラ波形の信号に変換する回路であ
る。水平偏向回路４は従来例と同様、水平偏向同期パル
スに同期して鋸歯状波の電流信号を生成し、波形変換回
路３により出力されるパラボラ波形により包絡線の振幅
を変調する回路である。
回路３にも与えられる。波形変換回路３は、入力された
三角波の信号をパラボラ波形の信号に変換する回路であ
る。水平偏向回路４は従来例と同様、水平偏向同期パル
スに同期して鋸歯状波の電流信号を生成し、波形変換回
路３により出力されるパラボラ波形により包絡線の振幅
を変調する回路である。
【００１９】このように構成された糸巻歪補正回路の動
作について説明する。図２（ａ）〜（ｆ）は図１のａ〜
ｆの各部の信号波形図である。説明を簡単にするために
重畳の原理を用い、電流切換回路１１の動作と、電流調
節回路１２の動作を分離して考える。
作について説明する。図２（ａ）〜（ｆ）は図１のａ〜
ｆの各部の信号波形図である。説明を簡単にするために
重畳の原理を用い、電流切換回路１１の動作と、電流調
節回路１２の動作を分離して考える。
【００２０】まず電流切換回路１１の動作について説明
する。今仮に図２に示すように期間Ｔ１でＦＦ１７がセ
ットされ、Ｑ出力がＨレベルであれば、トランジスタＱ
２はオン状態である。このためダイオードＤ１に第１の
定電流源Ｓ１で規制される基準電流Ｉ1 が流れ、電流ミ
ラー効果によりトランジスタＱ１にも負荷電流としてＩ
1 と同一の電流が流れる。又ＦＦ１７のＱバー出力はＬ
レベルであるのでトランジスタＱ３はオフ状態となり、
トランジスタＱ１の負荷電流Ｉ1 はトランジスタＱ３を
通らず、出力端子１０ａを介しコンデンサＣ１に流れ
る。このためコンデンサＣ１が充電され、その電荷は時
間に比例して上昇し、図２（ａ）に示すように基準電圧
ＶH に近づく。
する。今仮に図２に示すように期間Ｔ１でＦＦ１７がセ
ットされ、Ｑ出力がＨレベルであれば、トランジスタＱ
２はオン状態である。このためダイオードＤ１に第１の
定電流源Ｓ１で規制される基準電流Ｉ1 が流れ、電流ミ
ラー効果によりトランジスタＱ１にも負荷電流としてＩ
1 と同一の電流が流れる。又ＦＦ１７のＱバー出力はＬ
レベルであるのでトランジスタＱ３はオフ状態となり、
トランジスタＱ１の負荷電流Ｉ1 はトランジスタＱ３を
通らず、出力端子１０ａを介しコンデンサＣ１に流れ
る。このためコンデンサＣ１が充電され、その電荷は時
間に比例して上昇し、図２（ａ）に示すように基準電圧
ＶH に近づく。
【００２１】やがて時刻t0でコンデンサＣ１の充電電圧
が基準電圧ＶH を越えると、電圧比較回路１４は信号を
出力し、ＦＦ１７をリセットする。このためＦＦ１７の
Ｑ及びＱバー出力は反転し、電流切換回路１１のトラン
ジスタＱ３がオン状態となる。このときトランジスタＱ
２がオフとなるので、ダイオードＤ１の基準電流Ｉ1は
０となり、トランジスタＱ１の負荷電流も０となる。こ
のためコンデンサＣ１からトランジスタＱ３を経由して
第１の定電流源Ｓ１に定電流Ｉ1 が流入し、コンデンサ
Ｃ１の電荷が放電される。このため図２の期間Ｔ２に示
すようにコンデンサＣ１の端子電圧が時間に比例して低
下する。
が基準電圧ＶH を越えると、電圧比較回路１４は信号を
出力し、ＦＦ１７をリセットする。このためＦＦ１７の
Ｑ及びＱバー出力は反転し、電流切換回路１１のトラン
ジスタＱ３がオン状態となる。このときトランジスタＱ
２がオフとなるので、ダイオードＤ１の基準電流Ｉ1は
０となり、トランジスタＱ１の負荷電流も０となる。こ
のためコンデンサＣ１からトランジスタＱ３を経由して
第１の定電流源Ｓ１に定電流Ｉ1 が流入し、コンデンサ
Ｃ１の電荷が放電される。このため図２の期間Ｔ２に示
すようにコンデンサＣ１の端子電圧が時間に比例して低
下する。
【００２２】やがてコンデンサＣ１の電圧が基準電圧Ｖ
L 以下になると、電圧比較回路１３は信号を出力し、再
びＦＦ１７をセットする。
L 以下になると、電圧比較回路１３は信号を出力し、再
びＦＦ１７をセットする。
【００２３】以上の動作は電流調節回路１２による電流
が電流ミラー回路１０に流れないものと考えた。この場
合図２（ｄ）の左側に示すようにＦＦ１７の出力するパ
ルスは期間Ｔ１〜Ｔ３が夫々等しく、図２（ａ）の左側
に示すように左右対称の三角波の信号が波形変換回路３
に出力される。
が電流ミラー回路１０に流れないものと考えた。この場
合図２（ｄ）の左側に示すようにＦＦ１７の出力するパ
ルスは期間Ｔ１〜Ｔ３が夫々等しく、図２（ａ）の左側
に示すように左右対称の三角波の信号が波形変換回路３
に出力される。
【００２４】次に電流調節回路１２の動作について説明
する。トランジスタＱ４のコレクタ電流からトランジス
タＱ３のコレクタ電流を減算した値をバイアス電流Ｉ
BIAS と定義する。図１において制御用の電圧ＶA ，ＶB
が等しいと、トランジスタＱ４，Ｑ５には第２の定電流
源Ｓ２により同一のコレクタ電流が流れ、コンデンサＣ
１に直流バイアス電流Ｉ BIAS を流さない。即ち仮に電流
切換回路１１がなければ、電流ミラー回路１０の基準電
流及び負荷電流は電流調節回路１２を介して流れる。こ
のためトランジスタＱ４，Ｑ５自身によるコンデンサＣ
１の充放電は、第２の定電流源Ｓ２の電流Ｉ2 を制御電
圧ＶA ，ＶB に対応して分割したものとなり、電流切換
回路１１の動作の場合と同様にコンデンサＣ１に、直流
バイアス電流Ｉ BIAS で放電及び充電される。
する。トランジスタＱ４のコレクタ電流からトランジス
タＱ３のコレクタ電流を減算した値をバイアス電流Ｉ
BIAS と定義する。図１において制御用の電圧ＶA ，ＶB
が等しいと、トランジスタＱ４，Ｑ５には第２の定電流
源Ｓ２により同一のコレクタ電流が流れ、コンデンサＣ
１に直流バイアス電流Ｉ BIAS を流さない。即ち仮に電流
切換回路１１がなければ、電流ミラー回路１０の基準電
流及び負荷電流は電流調節回路１２を介して流れる。こ
のためトランジスタＱ４，Ｑ５自身によるコンデンサＣ
１の充放電は、第２の定電流源Ｓ２の電流Ｉ2 を制御電
圧ＶA ，ＶB に対応して分割したものとなり、電流切換
回路１１の動作の場合と同様にコンデンサＣ１に、直流
バイアス電流Ｉ BIAS で放電及び充電される。
【００２５】次に電流切換回路１１と電流調節回路１２
が共に動作する場合について、定量的に説明する。ここ
で各トランジスタＱ２〜Ｑ５のコレクタ電流を夫々、Ｉ
C1，ＩC2，ＩC3，ＩC4とし、コンデンサＣ１に流れる電
流をＩCHG とし、ＩC3−ＩC4をバイアス電流Ｉ BIAS とす
ると、次の（１），（２）式が成立する。
が共に動作する場合について、定量的に説明する。ここ
で各トランジスタＱ２〜Ｑ５のコレクタ電流を夫々、Ｉ
C1，ＩC2，ＩC3，ＩC4とし、コンデンサＣ１に流れる電
流をＩCHG とし、ＩC3−ＩC4をバイアス電流Ｉ BIAS とす
ると、次の（１），（２）式が成立する。
【数１】
【００２６】又トランジスタＱ２，Ｑ３のベース・エミ
ッタ間の電圧を夫々、ＶBE1 ，ＶBE2 、比例定数を
ＶT 、トランジスタＱ２，Ｑ３の飽和コレクタ電流が等
しく、これをＩS とすると、次の（３）〜（５）式が成
立する。
ッタ間の電圧を夫々、ＶBE1 ，ＶBE2 、比例定数を
ＶT 、トランジスタＱ２，Ｑ３の飽和コレクタ電流が等
しく、これをＩS とすると、次の（３）〜（５）式が成
立する。
【数２】
【００２７】ここでＶBE1 がＶBE2 より十分大きいと、
ＩC1がＩC2より十分大きくなり、ここでＶBE2 がＶBE1
より十分大きいと、ＩC2がＩC1より十分大きくなる。 ＩC1＋ＩC2＝Ｉ1 ・・・（６） 又（６）式が成立するので、ＦＦ１７がセット状態の場
合は、ＩC1＝Ｉ1 となり、ＦＦ１７がリセット状態の場
合は、ＩC2＝Ｉ1 となる。
ＩC1がＩC2より十分大きくなり、ここでＶBE2 がＶBE1
より十分大きいと、ＩC2がＩC1より十分大きくなる。 ＩC1＋ＩC2＝Ｉ1 ・・・（６） 又（６）式が成立するので、ＦＦ１７がセット状態の場
合は、ＩC1＝Ｉ1 となり、ＦＦ１７がリセット状態の場
合は、ＩC2＝Ｉ1 となる。
【００２８】更にＦＦ１７がセット状態の場合は、 ＩCHG ＝Ｉ1 ＋ＩBIAS ・・・（７） 又、ＦＦ１７がリセット状態の場合は、 ＩCHG ＝−Ｉ1 ＋ＩBIAS・・・（８） が成立する。
【００２９】同様にトランジスタＱ４，Ｑ５において
も、ベース・エミッタ間の電圧を夫々ＶBE3 ，ＶBE4 と
すると、以下の（９）〜（１３）式が成立する。
も、ベース・エミッタ間の電圧を夫々ＶBE3 ，ＶBE4 と
すると、以下の（９）〜（１３）式が成立する。
【数３】
【００３０】ここで（１３）式において、ＩBIASは、制
御電圧ＶA ，ＶB により制御された一定電流になること
が分かる。コンデンサＣ１の容量をＣμＦとするなら
ば、その電圧傾斜ｄＶ／ｄｔは、ＦＦ１７がセット状態
及びリセット状態のときには、夫々次の（１４），（１
５）式のようになる。
御電圧ＶA ，ＶB により制御された一定電流になること
が分かる。コンデンサＣ１の容量をＣμＦとするなら
ば、その電圧傾斜ｄＶ／ｄｔは、ＦＦ１７がセット状態
及びリセット状態のときには、夫々次の（１４），（１
５）式のようになる。
【数４】 以上の数式により、制御電圧ＶA ，ＶB によりコンデン
サＣ１の出力する三角波の電圧傾斜が制御できることが
分かる。
サＣ１の出力する三角波の電圧傾斜が制御できることが
分かる。
【００３１】さて図２の右側に示すように制御電圧ＶB
をＶA より高くすると、トランジスタＱ５の負荷電流が
トランジスタＱ４の負荷電流より大きくなり、その差分
値に等しいバイアス電流ＩBIASがコンデンサＣ１より放
電される。このためコンデンサＣ１に常時（１３）式に
対応する放電電流が流れ続け、電流切換回路１１による
コンデンサＣ１の充電時と放電時の時定数が変化する。
をＶA より高くすると、トランジスタＱ５の負荷電流が
トランジスタＱ４の負荷電流より大きくなり、その差分
値に等しいバイアス電流ＩBIASがコンデンサＣ１より放
電される。このためコンデンサＣ１に常時（１３）式に
対応する放電電流が流れ続け、電流切換回路１１による
コンデンサＣ１の充電時と放電時の時定数が変化する。
【００３２】仮にコンデンサＣ１の容量値を１μＦ、第
１の定電流源Ｓ１の電流値Ｉ1 を 100μＡ、制御電圧Ｖ
A とＶB の差を１Ｖとすれば、直流バイアス電流ＩBIAS
の値は放電方向に５μＡとなり、充電電流ＩCHG は95μ
Ａとなる。このため図２（ａ）の右側に示すように三角
波形の上昇時間は10.5ｍｓ、下降時間は 9.5ｍｓとな
る。
１の定電流源Ｓ１の電流値Ｉ1 を 100μＡ、制御電圧Ｖ
A とＶB の差を１Ｖとすれば、直流バイアス電流ＩBIAS
の値は放電方向に５μＡとなり、充電電流ＩCHG は95μ
Ａとなる。このため図２（ａ）の右側に示すように三角
波形の上昇時間は10.5ｍｓ、下降時間は 9.5ｍｓとな
る。
【００３３】このように本実施例による糸巻歪補正回路
では、表示装置を含むテレビジョン受像機又はパーソナ
ルコンピュータの製造時に制御電圧ＶA ，ＶB の値が調
節される。この場合三角波の振幅を変化させずに電圧傾
斜を上昇又は下降時に変化させることができる。このた
め波形変換回路３で変換されたパラボラ波形は、その両
端電圧が一定に保持された状態で波形の中心を所定の方
向にずらせることができる。従ってＣＲＴ６の画面上下
端の歪補正量を変えることなく画面中央付近の歪補正を
精密に行うことができる。尚、コンデンサＣ１の充電及
び放電は、ＦＦ１７の出力信号により直接切換えられる
ものとしたが、外部から入力される垂直同期信号に同期
して充電及び放電させることにより、三角波の位相を映
像の垂直同期信号に同期させることができる。
では、表示装置を含むテレビジョン受像機又はパーソナ
ルコンピュータの製造時に制御電圧ＶA ，ＶB の値が調
節される。この場合三角波の振幅を変化させずに電圧傾
斜を上昇又は下降時に変化させることができる。このた
め波形変換回路３で変換されたパラボラ波形は、その両
端電圧が一定に保持された状態で波形の中心を所定の方
向にずらせることができる。従ってＣＲＴ６の画面上下
端の歪補正量を変えることなく画面中央付近の歪補正を
精密に行うことができる。尚、コンデンサＣ１の充電及
び放電は、ＦＦ１７の出力信号により直接切換えられる
ものとしたが、外部から入力される垂直同期信号に同期
して充電及び放電させることにより、三角波の位相を映
像の垂直同期信号に同期させることができる。
【００３４】
【発明の効果】以上詳細に説明したように本発明によれ
ば、三角波の電圧信号を発生するコンデンサに、電流調
節回路を設けたことにより、垂直同期信号の入力時にそ
の振幅が不連続にならずに切り換わる水平偏向信号が出
力される。このため画面歪の規格が厳しい陰極線管表示
装置において、画面上下端の歪に影響を与えないで、画
面中央付近の糸巻歪補正の調整を容易に行えるという効
果が得られる。
ば、三角波の電圧信号を発生するコンデンサに、電流調
節回路を設けたことにより、垂直同期信号の入力時にそ
の振幅が不連続にならずに切り換わる水平偏向信号が出
力される。このため画面歪の規格が厳しい陰極線管表示
装置において、画面上下端の歪に影響を与えないで、画
面中央付近の糸巻歪補正の調整を容易に行えるという効
果が得られる。
【図１】本発明の一実施例における糸巻歪補正回路の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】本実施例の糸巻歪補正回路の動作を示す信号波
形図である。
形図である。
【図３】従来の糸巻歪補正回路の構成例を示すブロック
図である。
図である。
【図４】従来の糸巻歪補正回路の動作を示す信号波形図
である。
である。
【図５】糸巻歪の一例を示す説明図である。
３ 波形変換回路 ４ 水平偏向回路 ５ 水平偏向コイル ６ ＣＲＴ １０ 電流ミラー回路 １１ 電流切換回路 １２ 電流調節回路 １３，１４ 電圧比較回路 １５，１６ 基準電源 １７ ＦＦ Ｑ１〜Ｑ５ トランジスタ Ｄ１ ダイオード Ｓ１，Ｓ２ 定電流源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04N 3/23
Claims (2)
- 【請求項１】 表示画面の走査周期に同期した三角波を
発生する三角波発生回路と、前記三角波を略放物線波形
に変換する波形変換回路とを具備し、前記略放物線波形
を用いて偏向電流を振幅変調することにより表示画面の
糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の糸巻歪補正回路で
あって、 前記三角波発生回路は、 前記波形変換回路に電圧信号を出力するコンデンサと、 負荷側のトランジスタが前記コンデンサの一端に接続さ
れた電流ミラー回路と、 基準電流源側及び負荷側に接続された前記電流ミラー回
路の動作を切換えるスイッチング素子及び第１の定電流
源を有し、前記コンデンサの充放電を交互に切り換える
電流切換回路と、 第２の定電流源を有し、その電流をバイアス電流とし、
前記コンデンサの充放電電流に前記バイアス電流を重畳
する電流調節回路と、 前記コンデンサの端子電圧と第１の基準電圧、及びこれ
より高い第２の基準電圧とを比較し、端子電圧が第１，
第２の基準電圧に達したときに前記電流切換回路に夫々
放電及び充電の制御信号を出力する電圧比較回路と、を
具備することを特徴とする糸巻歪補正回路。 - 【請求項２】 表示画面の走査周期に同期した三角波を
発生する三角波発生回路と、前記三角波を略放物線波形
に変換する波形変換回路とを具備し、前記略放物線波形
を用いて偏向電流を振幅変調することにより表示画面の
糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の糸巻歪補正回路で
あって、 前記三角波発生回路は、 第１の定電流源、及び該第１の定電流源がエミッタに共
通接続された第１及び第２のトランジスタを有する電流
切換回路と、 第２の定電流源、及び該第２の定電流源がエミッタに共
通接続され、各ベースに制御電源が接続された第３及び
第４のトランジスタを有する電流調節回路と、 前記第１及び第３のトランジスタのコレクタを共通に接
続し、各コレクタ電流和を基準電流とし、この基準電流
に対応する負荷電流を前記コンデンサに分割して与える
電流制御用トランジスタを含む電流ミラー回路と、 第２及び第４のトランジスタのコレクタと前記電流ミラ
ー回路の出力が一方の端子に共通に接続され、他方の端
子が接地されたコンデンサと、 前記コンデンサの電圧が第１の基準電圧の電圧に達した
ときに信号を出力する第１の電圧比較回路と、 前記コンデンサの電圧が第１の基準電圧より電圧の高い
第２の基準電圧を越えたときに信号を出力する第２の電
圧比較回路と、 前記第１の電圧比較回路の出力でセットされ、前記第２
の電圧比較回路の出力でリセットされ、そのセット及び
リセット出力を前記第１，第２のトランジスタのベース
に供給するフリップフロップと、を具備することを特徴
とする糸巻歪補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17742392A JP3107331B2 (ja) | 1992-06-10 | 1992-06-10 | 糸巻歪補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17742392A JP3107331B2 (ja) | 1992-06-10 | 1992-06-10 | 糸巻歪補正回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05344374A JPH05344374A (ja) | 1993-12-24 |
| JP3107331B2 true JP3107331B2 (ja) | 2000-11-06 |
Family
ID=16030674
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17742392A Expired - Fee Related JP3107331B2 (ja) | 1992-06-10 | 1992-06-10 | 糸巻歪補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3107331B2 (ja) |
-
1992
- 1992-06-10 JP JP17742392A patent/JP3107331B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05344374A (ja) | 1993-12-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |