JP2002319498A

JP2002319498A - 放電灯点灯回路

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Publication number: JP2002319498A
Application number: JP2001243665A
Authority: JP
Inventors: Masayasu Ito; 昌康伊藤; Akihiro Mochizuki; 昭啓望月; Hitoshi Takeda; 仁志武田
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2001-02-13
Filing date: 2001-08-10
Publication date: 2002-10-31
Anticipated expiration: 2021-08-10
Also published as: US20020109467A1; US6617808B2; JP3942387B2; FR2820943A1; FR2820943B1; FR2879072A1

Abstract

(57)【要約】【課題】周囲温度を考慮することで放電灯点灯回路の
発熱対策を充分に講じる。【解決手段】点灯回路１において、直流電源２からの
直流入力電圧Ｖinを昇圧又は降圧して出力する直流−直
流変換回路３と、その出力電圧を交流電圧に変換する直
流−交流変換回路４と、放電灯６への供給電力を制御す
る制御回路９を設ける。そして、直流入力電圧Ｖinの低
下が検出された場合には、当該低下に応じて放電灯６へ
の供給電力を低減させる。その際には、直流入力電圧Ｖ
inの低下分が同じであっても、周囲温度が高いときほど
放電灯６への供給電力を低下させる。また、直流入力電
圧Ｖinについて低下の度合いが大きくかつその低下時間
が長いほど放電灯６への供給電力が低下するように制御
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯回路に
おける発熱対策に係る技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】放電灯（メタルハライドランプ等）の点
灯回路については、直流電源回路、直流−交流変換回
路、起動回路（所謂スタータ回路）を備えた構成が知ら
れている。例えば、直流電源回路に直流−直流変換回路
（ＤＣ−ＤＣコンバータ）の構成を用い、直流−交流変
換回路にはフルブリッジ型回路（４つの半導体スイッチ
ング素子をそれぞれ２組にしてオン／オフ制御を行うよ
うに構成された回路）及びそのドライバ回路を使用した
構成では、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がフルブリ
ッジ型回路において矩形波状電圧に変換された後、放電
灯に供給される。

【０００３】ところで、自動車用放電灯等への適用を考
慮して、点灯回路において直流電源（バッテリー）を使
用する場合には、電源からの入力電圧が低下した場合
に、当該電圧低下に応じて放電灯への出力電力を低下さ
せる制御（所謂ディレイティング制御）が知られてい
る。その目的はバッテリーの消耗を防ぐこと及び点灯回
路の保護である。後者については、バッテリー電圧が低
下しているにも関わらず、規定の電力供給を維持しよう
とする制御が働いた場合に、バッテリー電流（入力電
流）が増大してしまい、その結果、損失の増大や電気的
な変換効率（入力電力に対する出力電力の比）の悪化等
をもたらす虞が生じるためである。尚、変換効率の悪化
は、バッテリー電流をさらに大きくするので損失が増大
し、この悪循環が加速度的に進行すると回路の発熱や、
最悪の場合に熱破壊を惹き起こす虞がある。

【０００４】従って、その対策として、点灯回路への入
力電圧の低下に応じて放電灯への出力電力を低下させる
制御が必要とされ、例えば、下記に示す形態が知られて
いる。

【０００５】（１）バッテリー電流を、その検出用素子
（シャント抵抗等）で検出して監視し、検出値がある規
定の電流値以下となるように制限する形態（２）ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するスイッチング素
子に流れる電流を制限する形態（例えば、パルス・バイ
・パルス方式の電流制限等。）（３）バッテリー電圧を監視して、その低下が検出され
た場合に放電灯への供給電力を低下させる制御形態。

【０００６】尚、形態（１）、（２）については、回路
の発熱に直接的に関わる電流値を観察して過大な電流が
回路に流れないように電流制限をかけ、熱破壊を防ぎ、
結果として放電灯への供給電力を低下させるものであ
る。

【０００７】また、形態（３）については、例えば、図
１６に概略的に示す特性に従って出力電力の制御を行え
ば良い。尚、同図の横軸には、バッテリー電圧（これを
「Ｖin」と記す。）とり、縦軸には放電灯に供給される
電力（これを「ＰＷ」と記す。）をとって、グラフ線ｇ
により制御特性を示している。

【０００８】グラフ線ｇにおいて、平坦な部分が放電灯
の定格電力を示しており、バッテリーからの入力電圧Ｖ
inが許容範囲内に収まっている場合には、放電灯の定常
点灯時に定格電力の供給がなされるが、Ｖinの値が低く
なるに従って供給電力ＰＷが低下するように制御される
（グラフ線ｇの傾斜部分を参照。）。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た従来の方法では、回路の発熱や熱破壊への対策が不充
分であり、以下に示すような不都合が生じ得る。

【００１０】点灯回路を寒冷地で使用する場合（周囲温
度が低い）を想定すると、温度的には回路故障に至るま
でに余裕があるにもかかわらず、入力電圧の低下によっ
て放電灯への供給電力を低減させるディレイティング機
能が働いてしまい、放電灯の明るさが規定値よりも暗く
なってしまう虞がある。また、逆に、周囲温度が高い
（例えば、車両のエンジン室からの発熱の影響等）ため
に、温度的な余裕がなくなり、回路故障の危険性が高ま
った場合に、発熱を充分に防ぐだけの電流制限や電力低
下の機能が発揮されない虞が生じ得る。

【００１１】そこで、本発明は、周囲温度に配慮して放
電灯点灯回路の発熱対策を充分に講じることを課題とす
る。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は上記した課題を
解決するために、直流電源からの直流入力電圧を昇圧し
又は降圧して出力する直流−直流変換回路と、該直流−
直流変換回路の出力電圧を交流電圧に変換する直流−交
流変換回路と、放電灯への供給電力を制御する制御回路
を備え、直流入力電圧の低下が検出された場合に当該低
下に応じて制御回路により放電灯への供給電力が低減さ
れるようにした放電灯点灯回路において、直流入力電圧
の低下分が同じであっても、周囲温度が高くなるほど制
御回路により放電灯への供給電力が低下するように電力
制御を行うものである。

【００１３】従って、本発明によれば、直流入力電圧が
低下した場合には、当該電圧の低下分が同じであって
も、周囲温度が高くなるに従って放電灯への供給電力が
低減されるので、周囲温度の上昇による回路の発熱を抑
制することで充分な熱対策を講じることができ、また、
周囲温度が低い場合に放電灯への供給電力が必要以上に
低減されてしまうといった不都合がなくなる。

【００１４】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の基本的構成を示
すものであり、放電灯点灯回路１は、直流電源２、直流
−直流変換回路３、直流−交流変換回路４、起動回路５
を備えている。

【００１５】直流−直流変換回路３は、直流電源２から
の直流入力電圧（これを「Ｖin」と記す。）を受けてこ
れを昇圧し又は降圧して所望の直流電圧を出力するもの
であり、後述する制御回路からの制御信号に応じてその
出力電圧が可変制御される。この直流−直流変換回路３
には、例えば、スイッチングレギュレータの構成を有す
るＤＣ−ＤＣコンバータ（チョッパー式、フライバック
式等。）が用いられる。

【００１６】直流−交流変換回路４は、直流−直流変換
回路３の出力電圧を交流電圧に変換した後で放電灯６に
供給するために設けられており、例えば、複数の半導体
スイッチング素子を使って構成されるブリッジ型回路
（フルブリッジ回路やハーフブリッジ回路）及びその駆
動用回路等が挙げられるが、本発明に関する限りその構
成の如何は問わない。

【００１７】起動回路５は、放電灯６に起動用の高電圧
信号（起動パルス）を発生させて放電灯６に起動をかけ
るために設けられており、当該起動信号は直流−交流変
換回路４の出力する交流電圧に重畳された上で放電灯６
に印加される。

【００１８】放電灯６に係る電圧又は電流を検出するた
めの検出回路としては、下記に示す形態が挙げられる。

【００１９】・放電灯の管電圧や管電流を直接的に検出
するために、例えば、電流検出用素子（シャント抵抗や
検出用トランス等）を放電灯に接続して当該素子に流れ
る電流値を検出するようにした形態・放電灯の管電圧や
管電流についての相当電圧を検出する形態。

【００２０】尚、図１では、直流−直流変換回路３の直
後に電圧検出手段７（例えば、分圧抵抗等を使って出力
電圧を検出する回路）や電流検出手段８（検出用抵抗素
子等）をそれぞれ設け、放電灯６にかかる電圧や電流の
相当信号（あるいは代用信号）を用いており、当該信号
は制御回路９に送出されるようになっている。

【００２１】制御回路９は、放電灯６への供給電力を制
御するものであり、直流入力電圧Ｖinの低下が検出され
た場合に、その低下の度合いに応じて放電灯への供給電
力を低減させる機能を有する。そして、放電灯６への供
給電力（出力電力）を制御するにあたっては、直流入力
電圧Ｖin及び周囲温度を制御パラメータとして採用する
ことにより、直流入力電圧Ｖinの低下分が同じであって
も、周囲温度が高くなるほど、放電灯への供給電力が低
下するように電力制御を行う。即ち、点灯回路の周囲温
度を考慮して、当該温度の上昇分が大きいほど、供給電
力の低下分も大きくなるように制御が行われる。尚、そ
うする理由は、従来の回路では、上記したようにディレ
イティングの制御パラメータとして直流入力電圧Ｖinし
か配慮していなかったからである。

【００２２】しかしながら、周囲温度の監視や補償のた
めに新規な回路を設計し直したのでは、回路規模の増大
やコスト上昇等を招く原因となりかねない。

【００２３】そこで、ディレイティング制御に関する温
度補償については放電灯の電力制御を行っている既存の
制御回路に対して、当該回路内での構成変更によって対
処するのが好ましい。

【００２４】図２は電力制御に係る構成例について、制
御回路の要部を示す図である。尚、本発明に関する限
り、制御方式の如何は問わないので、ＰＷＭ（パルス幅
変調）制御や、ＰＦＭ（パルス周波数変調）制御等であ
っても構わない。

【００２５】エラーアンプ１０の正側入力端子には所定
の基準電圧「Ｅｒｅｆ」（図には定電圧源の記号で示
す。）が供給され、負側入力端子には、下記に示す回路
が接続されている（括弧内の数字はそれぞれの符号を示
す。）。

【００２６】・放電灯にかかる電圧検出回路（１１）・放電灯に流れる電流検出回路（１２）・最大投入電力規定回路（１３）・電力微調整回路（１４）これらのうち、電圧検出回路１１は放電灯６の電圧検出
用に設けられ、例えば、上記電圧検出手段７からの検出
信号が入力される。また。電流検出回路１２は、放電灯
６の電流検出を行うものであり、例えば、上記電流検出
手段８からの検出信号が入力される。

【００２７】放電灯の点灯制御について、当該放電灯が
安定するまでの過渡域と、安定した定常点灯が行われる
定常域とに分けた場合に、最大投入電力規定回路１３
は、放電灯を冷えた状態から点灯する場合（所謂コール
ドスタート）等において過渡域での供給電力値の最大値
（あるいは上限許容値）を規定するための回路である。
また、電力微調整回路１４は定常域での定電力制御にお
ける供給電力値を微調整するのに必要な回路である。

【００２８】尚、本構成では、エラーアンプ１０の出力
電圧が大きい程、放電灯への供給電力が増大するように
なっており（エラーアンプ１０はその負側入力電圧が基
準電圧Ｅｒｅｆに等しくなるように直流−直流変換回路
の出力電圧を調整する。）、エラーアンプ１０の出力電
圧は、図示しないＰＷＭ（又はＰＦＭ）制御部（例え
ば、ＰＷＭ制御用の汎用ＩＣ等を用いて構成される回路
部であり、入力電圧と鋸歯状波とのレベル比較結果に応
じてデューディーサイクルの変化するパルス信号を生成
する。）や駆動回路等を経て直流−直流変換回路内のス
イッチング素子（半導体素子）への制御信号に変換され
る。

【００２９】また、エラーアンプ１０の負側入力端子に
接続される制御ラインＣＬに対して、各回路部が接続さ
れる信号線の近くに示した、Ａ１乃至Ａ４の各矢印は、
各部がエラーアンプ１０への入力電流に対する寄与分を
それぞれ表しており、矢印の向きが各部による制御電流
の向きの基準となる。例えば、電圧検出回路１１（矢印
Ａ１を参照。）や最大投入電力規定回路１３（矢印Ａ３
を参照。）についてはそれらの制御電流の向きがエラー
アンプ１０から遠ざかる向き（電流シンクの方向）とさ
れているので、この向きに流れる電流値が大きくなる
程、放電灯への供給電力が大きくなる。また、電流検出
回路１２（矢印Ａ２を参照。）についてはその制御電流
の向きがエラーアンプ１０に近づく向き（電流ソースの
方向）とされているので、この向きに流れる電流値が大
きくなる程、放電灯への供給電力が小さくなる。尚、電
力微調整回路１４による制御電流については両向き矢印
Ａ４で示す通り、どちらの向きでも電力調整ができ、エ
ラーアンプ１０から遠ざかる向きに調整した場合には定
常域での供給電力が増える（逆にエラーアンプ１０に近
づく向きに調整した場合には定常域での供給電力が減
る。）。

【００３０】過渡域では、電圧検出回路１１や電流検出
回路１２、最大投入電力規定回路１３による制御電流の
寄与によって放電灯への供給電力が当該放電灯の点灯状
態に応じて規定される。例えば、放電灯にかかる電圧が
低い場合には放電灯に大きな電力が投入されるし（但
し、電圧検出回路１１から最大投入電力規定回路１３に
向かう矢印から分かるように、その最大電力値は検出電
圧を参照して決定される。）。また、放電灯に流れる電
流が大きくなれば、放電灯への供給電力を減少させよう
とする。

【００３１】放電灯の定常域における定電力制御につい
ては、管電圧を「Ｖ」、管電流を「Ｉ」とし、定格電力
値を「Ｗ」とするとき、「Ｖ・Ｉ＝Ｗ」の関係式、ある
いはこれに対して直線近似から得られる関係式「Ｖ＋Ｉ
＝Ｗ」等が成立するように制御が行われることは周知の
通りである（さらに近似を良くするためには、多数の折
れ線を用いて定電力曲線に対する近似を行うように電圧
検出回路や電流検出回路の構成を複雑にすれば良いが、
部品点数の増加に伴うデメリットを考慮する必要が出て
来る。）。

【００３２】そして、定常域では最大投入電力規定回路
１３による制御電流がないと考えて良いので、電圧検出
回路１１や電流検出回路１２、電力微調整回路１４によ
る制御電流が合計でゼロアンペアとなるように制御され
る（即ち、この状態ではエラーアンプ１０における入力
電圧と基準電圧との均衡が保たれているが、これが崩れ
た場合に、例えば、入力電圧が低くなれば、アンプの出
力電圧が増加して供給電力が増加し、逆に入力電圧が高
くなればアンプの出力電圧が下がって供給電力が減少す
ることになる。）。

【００３３】尚、図には、各回路の出力端子がそれぞれ
の抵抗を介して制御ラインＣＬに接続されるが、定電流
化することでそれらの抵抗を無くしても良い。いずれに
してもエラーアンプ１０の出力電圧に応じて放電灯に対
して出力される電力が変化し、制御ラインＣＬから電流
をシンクする方向に電流制御すれば、放電灯への電力が
大きくなり、ソースの方向に電流制御すれば放電灯への
電力が小さくなるものとする（本例とは逆の設定にした
形態を採用することも勿論可能である。）。

【００３４】図３乃至図６はディレイティング制御に係
る回路構成の一例について説明するためのものであり、
いずれも上記制御ラインＣＬに対して電流をソースする
ことで放電灯への供給電力を低減する形態である。

【００３５】そして、これらの回路では、直流入力電圧
Ｖinを検出するための検出素子として分圧用抵抗を設け
るとともに、当該検出素子に対して周囲温度の監視用又
は補償用素子を接続している。尚、監視用又は補償用素
子として、半導体素子であるトランジスタ、ダイオード
の他、サーミスタやリニア抵抗素子等が挙げられるが、
本例ではトランジスタを等価ダイオードとして使ってい
る。

【００３６】また、検出素子から監視用又は補償用素子
を介して得られる検出信号に基いて制御回路９の制御ラ
インＣＬに影響を及ぼすこと、即ち、図３の構成例１５
Ａでは、当該制御ラインに対して直接的に電流をソース
し、また、図６の構成例１５Ｂでは、電力微調整回路１
４を介して間接的に制御ラインＣＬに電流をソースする
ことで、放電灯への供給電力を制御（低下）させるよう
になっている。

【００３７】図３において、バッテリーからの入力電圧
Ｖinに対する分圧用に抵抗１６、１７が設けられてお
り、一方の抵抗１６の一端にＶinが供給され、当該抵抗
の他端が抵抗１７を介して接地されている。そして、両
分圧抵抗の接続点に対して抵抗１８が接続されており、
当該抵抗にはトランジスタ１９、２０でそれぞれ構成し
たダイオードが接続されている。つまり、ＮＰＮトラン
ジスタ１９のエミッタが抵抗１８を介して抵抗１６と１
７との接続点（Ｐ点）に接続されるとともに、該トラン
ジスタのコレクタとべ−スが接続されてＮＰＮトランジ
スタ２０のエミッタに接続されている。そして、ＮＰＮ
トランジスタ２０のコレクタとベースとが接続されてＰ
ＮＰトランジスタ２１を介して基準電圧「ＶＤＤ」（例
えば、５Ｖ）の給電端子ＴＮに接続されている。尚、本
例ではトランジスタ１９、２０でそれぞれ構成したダイ
オードを用いているが、これらをダイオード素子として
も構わないし、電圧「ＶＤＤ」については他の基準電圧
等を用いても良い。また、抵抗１８はあってもなくても
良い。

【００３８】トランジスタ２１は、ＰＮＰトランジスタ
２２、２３とともにカレントミラー回路を構成してい
る。そして、トランジスタ２２のベースがトランジスタ
２１のコレクタ及びトランジスタ２０のベースに接続さ
れるとともに、当該トランジスタ２２のエミッタがトラ
ンジスタ２１、２３のベースに接続され、当該トランジ
スタ２２のコレクタが接地されている。また、トランジ
スタ２３のベースがトランジスタ２１のベースに接続さ
れるとともに、当該トランジスタ２３のエミッタが給電
端子ＴＮに接続され、当該トランジスタ２３のコレクタ
が上記の制御ラインＣＬに接続されている。

【００３９】本回路では、バッテリー電圧Ｖinを抵抗分
圧し、分圧ポイントＰにトランジスタ１９、２０による
等価ダイオードを介して給電端子ＴＮからの電流が流れ
る構成となっており、バッテリー電圧Ｖinに対する分圧
ポイントＰでの電位が「ＶＤＤ−４・ＶＦ」よりも小さ
くなるとカレントミラー回路に電流（ミラー電流あるい
は折り返し電流）が流れて、制御ラインＣＬに対するソ
ース方向への電流として供給されるので、放電灯への供
給電力が低減されてディレイティング機能が働くように
なる。尚、ここで、「ＶＦ」は各トランジスタのＶBE
（ベース−エミッタ間電圧）であり、ダイオードを使用
する場合のＶＦ（順方向電圧降下）と同義である。

【００４０】図４は、ディレイティング制御と当該制御
への周囲温度の影響について概略的に示したグラフ図で
あり、横軸にバッテリー電圧「Ｖin」（点灯回路への入
力電圧）にとり、縦軸に放電灯への供給電力「ＰＷ」
（出力電力）をとって両者の関係を図示したものであ
る。

【００４１】グラフ線Ｇ１において一定とされる部分に
示すように、Ｖinがある範囲ではその電圧値には無関係
にＰＷが一定値（定格電力）とされるが、Ｖinの値があ
る閾値を下回ると、グラフ線の折れ線部分に示すよう
に、Ｖin値の低下につれてＰＷ値が低下していく。そし
て、閾値については、周囲温度Ｔが高いときに大きく、
周囲温度Ｔが低いときに小さい。

【００４２】つまり、周囲温度Ｔと上記ＶＦとが関連し
ており、ある一定の周囲温度においてはＶＦが一定の電
圧値を示すので、バッテリー電圧Ｖinがその閾値以下に
なる（つまり、分圧ポイントＰの電位が「ＶＤＤ−４・
ＶＦ」よりも小さくなる。）とミラー電流が流れ始め、
トランジスタ２３での折り返し電流が制御ラインＣＬに
流れ込んで、ＰＷ値を低減させる。そして、Ｖinの値が
低くなるほどにミラー電流が大きくなってディレイティ
ングの作用がより強く働くようになる。

【００４３】また、周囲温度Ｔが低くなるとＶＦが高く
なるため、上記の閾値が小さくなるので、バッテリー電
圧Ｖinがより低くならないとミラー電流が流れない（熱
故障について余裕が生まれ、バッテリー電圧Ｖinがより
低くならないとミラー電流が流れないのでディレイティ
ング制御が効きにくくなる。）。他方、周囲温度Ｔが高
くなるとＶＦが低くなって上記の閾値が大きくなるの
で、バッテリー電圧Ｖinがそれほど低くなくてもミラー
電流が流れるようになり、ディレイティング制御の効き
が早くなる。

【００４４】このように、直流入力電圧であるＶinの値
が当該電圧に対して予め設定される閾値以下となった場
合に、Ｖinの低下の度合いに応じて放電灯への供給電力
ＰＷが低減され、また、Ｖinの値が同じあっても、周囲
温度Ｔが当該温度に対して予め設定される閾値温度以上
になった場合には供給電力ＰＷの低減制御が行われるこ
とが分かる。

【００４５】尚、Ｖinの値が定格電圧を示す場合には、
上記ＶＦがいくら低くなってもミラー電流が流れないよ
うに設定しておくことが好ましく、その結果、Ｖinの定
格条件に対しては常に規定の電力（定格電力）が放電灯
の供給されることが保証される。

【００４６】図５は横軸に周囲温度「Ｔ」をとり、縦軸
に供給電力「ＰＷ」をとって両者の関係を示したもので
ある。

【００４７】グラフ線Ｇ２における一定部分は、周囲温
度Ｔには無関係にＰＷが一定値（定格電力）とされる
が、当該温度がある閾値を上回ると、グラフ線の折れ線
部分に示すように、周囲温度Ｔの上昇につれてＰＷ値が
低下していく。そして、グラフの折れ線の起点について
は、Ｖinの電圧値が高いときに大きく（図の右方に位置
する。）、Ｖinの電圧値が低いときに小さい。

【００４８】尚、図４からは、直流入力電圧Ｖinに係る
閾値について、周囲温度Ｔの上昇とともにＶＦが低くな
るため、高くなっていくことが分かり、また、図５から
は、周囲温度Ｔに係る閾値について、直流入力電圧Ｖin
の低下とともに低くなることが分かる。

【００４９】図６は、電力微調整回路に対して図３の回
路構成と同様の回路を付設することで、当該電力微調整
回路を介して制御ラインＣＬに電流を注入してディレイ
ティング制御を行う構成例を示している。よって、本回
路１５Ｂについては、上記回路１５Ａとの相違点だけを
以下に列挙する。

【００５０】・基準電圧としてＶＤＤ（図には定電圧源
の記号で示す。）がトランジスタ２１、２３のエミッタ
にそれぞれ供給されるとともに、抵抗２４及び可変抵抗
２５に供給されること。尚、抵抗２４の一端にＶＤＤが
供給され、その他端が可変抵抗２５（電力設定の微調整
を行うもの。）を介して接地されている。

【００５１】・等価ダイオードとして用いられるトラン
ジスタ２０のみが用いられ、当該トランジスタ２０のエ
ミッタが抵抗１８を介して分圧ポイントＰに接続されて
いること。尚、これによりＶＦが一つ分減ることになる
が、これは電力調整の度合いの関係によるもので、数の
如何は問題でない（２つでも４つで良い。）。

【００５２】・電力微調整回路１４の基本部分は、電圧
バッファと上記抵抗２４、２５を含む部分であり、電圧
バッファを構成する演算増幅器２６について、その非反
転入力端子が抵抗２４と可変抵抗２５との接続点に接続
され、反転入力端子が演算増幅器２６の出力端子に接続
されていること。そして、当該演算増幅器２６の出力信
号が抵抗２７を介して上記制御ラインＣＬに供給される
こと。

【００５３】本回路構成は、当該回路を含む制御回路を
カスタムＩＣ化（集積回路化）した場合に有用である。
つまり、カスタムＩＣでは、個々の抵抗が相対精度をも
っているが絶対精度をもっていないので、制御ラインＣ
Ｌに直接接続される抵抗（カスタムＩＣ内の抵抗）の抵
抗値と、バッテリー電圧Ｖinの分圧用抵抗（上記抵抗１
６、１７であり、カスタムＩＣの外部に設けられる。）
の抵抗値との相対精度が合わない。これによって、机上
で計算した上記ディレイティングの効果と実際の効果と
の間にずれが生じ得る。そこで、このような不都合を回
避するためには、ミラー電流を一旦電圧変換して、その
後カスタムＩＣ内の抵抗を用いて電流化する。そのため
に、電力微調整回路１４内の演算増幅器２６を利用して
電圧／電流変換を行っており、当該回路は既存の回路で
あるため、回路規模の増大を伴うことがない。

【００５４】回路１５Ｂでは、Ｖinの値が低くなったと
きにカレントミラー回路に電流が流れてこれが電力微調
整用分圧抵抗（抵抗２４と２５の接続点を参照。）に入
ることで電圧変換され、これが演算増幅器２６を介して
ＩＣ内の抵抗２７により電流化されて制御ラインに流れ
込むことで供給電力ＰＷが低減されることになる。

【００５５】次に、ディレイティングの制御パラメータ
として直流入力電圧Ｖinが低下する度合い及び低下して
いる時間を考慮した電力制御について説明する。

【００５６】車両用の場合を例にすると、温度的に最も
厳しい条件としては、車両エンジンの停止状態（オルタ
ネータの働かない状況）で放電灯を点灯させているとき
であり、バッテリーからの供給電圧が次第に低下して長
時間に亘って低い電圧での点灯を強いられると、消費電
流が増加して温度が上昇する。特に、放電灯の点灯につ
いて維持可能な電圧が低く、点灯維持能力が高い（より
低い電圧でも点灯を維持できる。）ものほど熱的条件が
厳しくなる。尚、さらに電圧が低くなって放電灯の点灯
維持ができなくなると放電灯が消灯する。するとバッテ
リーの電圧が回復するため、再び放電灯が点灯して当該
電圧がまた次第に低下していくといった動作が繰り返さ
れる。そして、最終的には、放電灯の点灯を維持できな
いレベルにまでバッテリー電圧が低下してしまう。

【００５７】このような状況としては、放電灯を点灯さ
せたままで消し忘れた場合等が想定され、熱的に過酷な
条件が課せられるが、そのような場合でも回路の熱破壊
等を防止する必要がある。つまり、直流入力電圧（バッ
テリー電圧）の低下状態が長時間に亘る場合には、他の
電装部品の動作への影響は勿論、車両エンジンの始動が
困難になるといった弊害をもたらす確率が高まるので、
そのような事態を極力回避しなければならない。

【００５８】そこで、長時間に亘る入力電圧の低下に対
しては、放電灯の明るさを正規の明るさに維持すべく電
力投入を行うのではなく、入力電圧低下の長期化ととも
に消費電力を減少させるか、あるいは最終的に消灯させ
ることによって、回路の熱的要因による故障から自己防
衛を図ることが望ましい。

【００５９】そのためには、直流入力電圧が閾値以下に
低下したことが検出された場合に、その低下の度合いが
大きくかつ当該閾値以下に低下している時間が長いほど
放電灯への供給電力が低下するように電力制御を行う。
つまり、電子部品や回路の温度は、入力電圧の低下によ
って直ちに上昇するものではなく、低下の後、次第に上
昇していくため、入力電圧の低下状態が長い時間に亘っ
て継続するほど温度上昇が大きくなる。よって、当該低
下状態の継続時間が長くなるほど、電力消費を抑えてデ
ィレイティングの度合いを強くしたり、さらには電力消
費をゼロ（消灯）にするといった、時間要素を含む制御
が有効である。

【００６０】図７は、回路構成例２８の要部を示すもの
であり、制御回路については図２の構成を想定してい
る。

【００６１】直流入力電圧Ｖinは抵抗２９、３０によっ
て分圧されて検出され、コンパレータ３１の正入力端子
に供給されるようになっている。コンパレータ３１の負
入力端子には、所定の基準電圧「Ｅ１」（図には定電圧
源の記号で示す。）が供給され、当該電圧がＶinの検出
値に対する閾値に相当する。

【００６２】カウンタ３２は、Ｖinが閾値以下に低下し
た場合における低下時間を計測するために設けられてお
り、そのクロック信号入力端子（ＣＬＫ）には、図示し
ない信号発生回路からのクロック信号（ＣＫ）が供給さ
れる。また、カウンタ３２のリセット端子（ＲＳＴ）に
は、上記コンパレータ３１の出力信号が供給されるよう
になっており、当該コンパレータの出力するＨ（ハイ）
レベル信号によってリセットがかけられる。

【００６３】カウンタ３２の各出力端子（Ｑ１乃至Ｑ
６）には、アナログスイッチＳＷ１乃至ＳＷ６（図には
簡略記号で示すが、例えば、ＦＥＴ等が用いられる。）
がそれぞれに設けられており、各アナログスイッチに
は、２の累乗倍の抵抗比率をもった抵抗（「Ｒ、２Ｒ、
４Ｒ、８Ｒ、１６Ｒ、３２Ｒ」であり、「Ｒ」の前に付
した数字が比値を示す。）が付設されている。つまり、
端子「ＱＸ」（Ｘ＝１〜６）の出力信号によってオン／
オフされるアナログスイッチ「ＳＷＸ」（Ｘ＝１〜６）
が各端子に設けられるとともに、「Ｙ＝２^(6-X)」
（「^」は累乗を表す。）と記すとき、抵抗「ＹＲ」
（但し、「１Ｒ＝Ｒ」である。）がアナログスイッチ
「ＳＷＸ」（Ｘ＝１〜６）の出力側端子（非制御端子の
うち接地側でない方の端子）に付設されている。そし
て、これらの６つの抵抗が互いに並列に接続されるとと
もに、それらの共通接続とされる端子がアンプ３３の負
入力端子及びＮＰＮトランジスタ３４のエミッタに接続
されている。

【００６４】アンプ３３の正入力端子には、所定の基準
電圧「Ｅｒ」（図には定電圧源の記号で示す。）が供給
され、当該アンプの出力端子がトランジスタ３４のベー
スに接続されている。尚、ＥｒについてはＥ１と異なる
電圧でも良い。

【００６５】トランジスタ３４のコレクタはＰＮＰトラ
ンジスタ２１を介して基準電圧「ＶＤＤ」の給電端子Ｔ
Ｎに接続されており、そして、ＰＮＰトランジスタ２２
のベースがトランジスタ２１及びトランジスタ３４のコ
レクタに接続されるとともに、当該トランジスタ２２の
エミッタがトランジスタ２１、２３の共通ベースに接続
され、当該トランジスタ２２のコレクタが接地されてい
る。また、ＰＮＰトランジスタ２３のエミッタが給電端
子ＴＮに接続され、当該トランジスタ２３のコレクタが
前記の制御ラインＣＬ（図２参照。）に接続されてい
る。

【００６６】本回路２８において、直流入力電圧Ｖinの
値が低下し、コンパレータ３１の出力信号がＬ（ロー）
レベルになると、カウンタ３２がクロック信号ＣＫを計
数し始める。そして、計数開始からの時間が長い程、ア
ナログスイッチＳＷ１乃至ＳＷ６に流れる全電流の値が
大きくなる（何故なら、上記のように、カウンタ３２の
出力段位が上がるほど抵抗値が小さい値に設定されてい
るから）。つまり、この電流値は、「基準電圧Ｅｒ／合
成抵抗値」で規定され（例えば、全てのアナログスイッ
チがオンした状態では、全抵抗の並列合成値とな
る。）、これが、トランジスタ２１乃至２３のカレント
ミラー回路により制御ラインＣＬに流れ込み（ソース方
向に流れる。）、当該電流値が大きい程、放電灯への投
入電力が低下する。即ち、入力電圧Ｖinがその閾値以下
のレベルになってからの経過時間が長くなる程、制御電
流値が大きくなって放電灯への供給電力が減少するよう
に制御が行われる。

【００６７】尚、本例では、カウンタ３２の６つの出力
に対して同数のアナログスイッチ及び抵抗を設けている
が、それらの数を増やすことでディレイティング制御の
分解能を上げることができることは勿論である。

【００６８】また、ディレイティング制御の強弱を決め
る要素としてＶinが閾値以下となったときの低下時間の
他に、Ｖin自体の低下度（閾値を基準とした低下の度合
い）を要素として加えた構成例３５を、図８に示す。

【００６９】図７との相違点は、Ｖinの低下分に係る検
出部を追加して、その出力をアンプ３３への入力として
供給するように構成したことである。即ち、Ｖinが抵抗
３６、３７を介してバッファ３８に入力され、当該バッ
ファの出力が抵抗３９を介してアンプ３３の負入力端子
に供給される。尚、バッファ３８は演算増幅器を用いて
構成され、その非反転入力端子にＶinの検出信号（抵抗
分圧信号）が供給されるとともに、反転入力端子と出力
端子が接続されている。

【００７０】本回路３５では、Ｖinの低下時間の検出に
よるディレイティング制御を考えない場合において、Ｖ
inが低くなった場合に、その電圧低下分に応じて抵抗３
９に電流が流れるため、これが制御ラインＣＬを介して
放電灯への投入電力に影響を与える（つまり、Ｖinの低
下分が大きい程、投入電力が少なくなる。）。尚、この
制御が、Ｖinの低下時間の検出によるディレイティング
制御に加味されるのは、抵抗３９の電流がアンプ３３の
入力段で抵抗群（Ｒ乃至３２Ｒ）による電流と合成され
るためであり、この場合には、Ｖinの低下分及び低下時
間に応じて放電灯への投入電力が制御されることにな
る。

【００７１】回路の周囲温度による影響を考慮した場合
の構成例４０については、図９のようになる。

【００７２】図８におけるＶinの検出部の代わりに、図
３に示したのと同様の構成部を用いており、Ｖinの低下
時間の検出及び電力制御に係る部分については、図７、
図８の例と同じである。

【００７３】本例では、入力電圧Ｖinが抵抗４１、４２
により分圧されて、両抵抗の接続点がＰＮＰトランジス
タ４３のコレクタに接続されている。該トランジスタ４
３については、そのベースがコレクタに接続されてお
り、そのエミッタがＰＮＰトランジスタ４４のコレクタ
及びＰＮＰトランジスタ４５のベースに接続されてい
る。

【００７４】トランジスタ４４、４６についてはベース
同士が接続されており、各トランジスタのエミッタは基
準電源「ＶREF」（図には定電圧源の記号で示す。）に
接続されている。尚、トランジスタ４５のエミッタがト
ランジスタ４４、４６のベースに接続されるとともに、
そのコレクタが接地されている。そして、これらのトラ
ンジスタによりカレントミラー回路が構成されている。

【００７５】トランジスタ４６のコレクタは、抵抗４７
を介して接地されるとともに、アンプ４８の正入力端子
に接続されており、当該アンプの負入力端子には抵抗４
９が付設されて当該抵抗の一端が接地されている。

【００７６】アンプ４８の出力段にはＮＰＮトランジス
タ５０が設けられており、そのベースにアンプ４８の出
力が供給される。そして、トランジスタ５０のエミッタ
がアンプ４８の負入力端子に接続されるとともに、当該
トランジスタのコレクタがトランジスタ２１のコレクタ
及びトランジスタ２２のベースに接続されている。

【００７７】本回路４０では、周囲温度の監視用素子と
してトランジスタを用いており、Ｖinの抵抗分圧値が、
閾値「ＶREF−３・ＶＦ」よりも低くなったときに、ト
ランジスタ４４乃至４６のカレントミラー回路に電流が
流れ、アンプ４８以降の回路を通して放電灯への投入電
力に影響を及ぼす（つまり、周囲温度Ｔが高くなるとＶ
Ｆが低くなって閾値が大きくなるので、ディレイティン
グ制御の効きが早まる。）。そして、この制御に対し
て、Ｖinの低下時間に応じたディレイティング制御が加
わる。尚、放電灯への投入電力について、低下の度合や
バランス等を調整するには、各基準電圧値、各抵抗値の
設定や変更により行えば良い。

【００７８】以上の例では、放電灯に供給される電力を
状況に応じて次第に減少させるものであったが、Ｖinの
低下状態が長時間に亘って継続する場合には、放電灯を
積極的に消灯させることが好ましい。即ち、Ｖinがその
閾値以下に低下している状態がある時間内であれば、上
記したようにＶinの低下分や低下時間、周囲温度等を制
御パラメータとしてディレイティング制御を行うが、入
力電圧Ｖinが基準電圧以下に低下している時間が所定の
基準時間（以下、これを「第１の基準時間」という。）
以上に亘って持続する場合には放電灯への電力供給を遮
断する構成とする。

【００７９】図１０は、そのための回路構成例５１を示
したものである。

【００８０】Ｖinに対する分圧抵抗５２、５３により得
られる検出電圧が、コンパレータ５４の正入力端子に供
給され、ここで基準電圧Ｅ２と比較される。

【００８１】カウンタ５５は、Ｖinの検出値が基準電圧
Ｅ２以下に低下した場合の低下時間（継続時間）を計測
するために設けられており、そのクロック信号入力端子
（ＣＬＫ）には、図示しない信号発生回路からのクロッ
ク信号（ＣＫ）が２入力ＯＲ（論理和）ゲート５６を介
して供給される。そして、カウンタ５５のリセット端子
（ＲＳＴ）に上記コンパレータ５４の出力信号が供給さ
れるようになっており、当該コンパレータの出力するＨ
（ハイ）レベル信号によりリセットがかけられる。

【００８２】カウンタ５５の各出力（端子Ｑ１乃至Ｑ６
の出力）は、多入力ＡＮＤ（論理積）ゲート５７に入力
され、当該ゲートの出力信号が制御出力となる。つま
り、当該信号は、Ｈレベルの場合に放電灯への投入電力
をゼロとする信号であり（以下、「ＳＯＦ」と記す。）
であり、後段のＯＲゲート５８に送出されるとともに、
上記ＯＲゲート５６に送られる（よって、信号ＳＯＦが
Ｈレベルの場合には、ＯＲゲート５６の出力信号がＨレ
ベルになるためカウンタ５５がクロック信号ＣＫを受け
付けなくなる。）。

【００８３】ＯＲゲート５８は多入力ＯＲゲートであ
り、上記信号ＳＯＦの他、図示しない異常検出回路（あ
るいは異常判断・診断回路）からの信号が入力されるよ
うになっているので、これらの信号のうち、１つでもＨ
レベルのものがあると、当該ゲートがＨレベル信号を出
力し、これが後段のラッチ回路５９で保持される。そし
て、その保持信号により放電灯への電力供給が遮断され
る。尚、電力遮断については、例えば、点灯回路への電
源供給をリレー等のスイッチ手段で遮断する形態や、点
灯回路の制御を停止させたり、直流−直流コンバータの
動作停止や直流−交流変換回路のシャットダウンに依る
形態等、各種の態様が知られている（よって、それらの
説明は省略する。）。

【００８４】本回路５１では、Ｖinの検出値をコンパレ
ータ５４でＥ２と比較し、当該コンパレータの出力信号
がＬレベルになったときにカウンタ５５の計数動作が開
始する。尚、基準電圧Ｅ２を前記Ｅ１と同じ値に設定し
ても良いし、又は両者を異なる値に設定することも勿論
可能である。

【００８５】クロック信号ＣＫの計数開始から所定時間
（上記第１の基準時間）が経過したときに、カウンタ５
５の各段位の出力がＨレベルとなり、上記信号ＳＯＦが
Ｈレベルとなる。尚、ここにいう「所定時間」はクロッ
ク信号ＣＫの周波数により規定され、本例では、「ＣＫ
の基本周期×６３」（秒）である。

【００８６】信号ＳＯＦがＨレベルとなって、ＯＲゲー
ト５６、５８に送られるとともに、ラッチ回路５９で保
持される結果、放電灯への投入電力がゼロとなって放電
灯が消灯する。

【００８７】尚、本構成においてクロック信号ＣＫ及び
カウンタを図７乃至図９の構成と共用すれば、同じＣＫ
及びカウンタで済むので、回路構成が簡単になる。

【００８８】上記のように、信号ＳＯＦはそれがＨレベ
ルを示すときに消灯指示信号とされ、当該信号によって
放電灯が消灯するが、その後の処置については下記に示
す形態が挙げられる。

【００８９】（１）入力電圧Ｖinがもとの電圧レベルに
回復しても、電源の再投入を行わない限り、放電灯を点
灯させない形態（２）入力電圧Ｖinがもとの電圧レベルに回復した場合
には、放電灯の再点灯を許可する形態。

【００９０】先ず、形態（１）については、図１０に示
す通りに、信号ＳＯＦのＨレベルがラッチされて放電灯
が消灯した後は、ユーザーが電源を再投入するまでの
間、消灯状態が維持される形態であり、放電灯の消灯後
において、Ｖinの電圧値が回復しても放電灯は点灯しな
い。例えば、車両用放電灯の消し忘れによって、バッテ
リー電圧が次第に低下していき、放電灯が最終的に消灯
した場合を想定すると、その後におけるバッテリー電圧
は、オルタネータが動作していなくても、もとのレベル
に向かって上昇する。この上昇により、例えば、バッテ
リー電圧が上記Ｅ２を超えたとして、直ちに放電灯の点
灯復帰を行ったのでは、当該点灯により再びバッテリー
電圧が低下して、また同じことの繰り返しが起きてしま
う。そこで、必要以上のバッテリーの消耗を防ぐととも
に、回路の温度上昇を問題ない範囲にするために、電源
を入れ直す（つまり、点灯スイッチの再投入）操作がな
されるまで放電灯の消灯状態を維持する。

【００９１】また、形態（２）については、放電灯の消
灯後に電源の再投入を待たずにＶinのレベルが回復した
ら放電灯を点灯復帰させるものである。但し、復帰時の
基準電圧について、何の配慮なく上記Ｅ２と同じ値に設
定したのでは、上記と同様の問題が生じるので、下記の
事項を採用する。

【００９２】（Ａ）遮断判定時の基準電圧Ｅ２よりも高
い基準電圧（これを「Ｅ３」と記す。）を、復帰判定時
の基準電圧として設定すること（Ｂ）Ｖinが基準電圧以上に回復して、この状態が所定
の基準時間（以下、これを「第２の基準時間」とい
う。）に亘って維持されるか否かを判断すること（「Ｅ
３＝Ｅ２」の設定でも良い）。

【００９３】尚、実施形態については、（Ａ）又は
（Ｂ）の一方を採用する形態、つまり、ＶinがＥ３にな
ったことを比較手段により検出して点灯復帰について判
断する形態、あるいはＶinの回復状態をその時間で判断
するために計時手段を設けて基準時間との比較から点灯
復帰について判断する形態の他、（Ａ）及び（Ｂ）の併
用が可能である（この場合、「Ｅ３＞Ｅ２」の設定とな
る。）。

【００９４】図１１は（Ａ）及び（Ｂ）を組み合わせた
形態について構成例６０を示したものであり、図１０に
示す構成との相違点は下記の通りである。

【００９５】・コンパレータ５４に代わって、ヒステリ
シスコンパレータ５４Ｈが用いられていること。つま
り、当該コンパレータの出力信号がＨレベルからＬレベ
ルに変化する際の基準電圧Ｅ２と、出力信号がＬレベル
からＨレベルに変化する際の基準電圧Ｅ３とが異なって
おり、「Ｅ２＜Ｅ３」とされていること。

【００９６】・計時手段としてカウンタ６５が設けられ
ており、当該カウンタの出力がＨレベルになると、Ｄフ
リップフロップ６２がプリセットされて、当該フリップ
フロップのＱ出力についての論理否定として信号ＳＯＦ
がＬレベルになること。

【００９７】回路構成としては、多入力ＡＮＤゲート５
７の出力信号が、ＮＯＴ（論理否定）ゲート６１を介し
てＤフリップフロップ６２のリセット端子（Ｒ）に送ら
れるとともに、当該出力信号が２入力ＯＲゲート６３に
送られる。尚、Ｄフリップフロップ６２については、Ｌ
アクティブ入力のプリセット端子（ＰＲ）及びリセット
端子（Ｒ）を備えており（図にはオーバーラインを付し
て示す。）、Ｄ入力端子及びクロック信号入力端子が接
地されている。

【００９８】Ｄフリップフロップ６２のＱ出力信号は、
２入力ＯＲゲート６３に送出されるとともに、ＮＯＴゲ
ート６４を経て信号ＳＯＦとなる。

【００９９】カウンタ６５については、そのリセット端
子（ＲＳＴ）にＯＲゲート６３の出力信号が供給される
とともに、クロック信号入力端子（ＣＬＫ）には、図示
しない信号発生回路からのクロック信号「ＣＫ」が送ら
れてくる。そして、カウンタ６５の出力（端子「ＱＸ」
の出力信号）が２入力ＯＲゲート６６の一方の入力端子
に供給される。当該ＯＲゲート６６の他方の入力端子に
は、回路の立ち上がり時に生成される、パルス幅の狭い
ＰＯＣ（パルス・オン・クリア）信号が供給されるよう
になっており、ＯＲゲート６６の出力信号がＮＯＴゲー
ト６７を介してＤフリップフロップ６２のプリセット端
子（ＰＲ）に供給される。よって、カウンタ６５の端子
ＱＸからの出力がＨレベルの場合又はＰＯＣ信号の発生
時（初期化時）において、Ｄフリップフロップ６２がプ
リセットされてそのＱ出力がＨレベルになる（信号ＳＯ
ＦはＬレベル）。

【０１００】図１２は、各部の信号波形及びタイミング
について概略的に示したものであり、各記号の意味は下
記の通りである。

【０１０１】・「ＳCMP」＝コンパレータ５４Ｈの出力
信号・「ＳAND」＝ＡＮＤゲート５７の出力信号・「ＳFF」＝Ｄフリップフロップ６２のＱ出力信号・「ＳQX」＝カウンタ６５の出力信号。

【０１０２】尚、図中に示す期間「Ｔ１」（時刻ｔ１〜
ｔ２）が上記第１の基準時間に、期間「Ｔ２」（時刻ｔ
３〜ｔ４）が上記第２の基準時間に相当し、「Ｈ」がハ
イレベル、「Ｌ」がＬレベルをそれぞれ示す。

【０１０３】先ず、入力電圧が正常（「Ｖin＞Ｅ２」）
のときには、ＳCMPがＨレベル、ＳANDがＬレベル、ＳFF
がＨレベル、ＳＯＦとＳQXがＬレベルである（投入電力
の持続）。

【０１０４】ＶinがＥ２よりも低下して（「Ｖin＜Ｅ
２」）、ＳCMPがＬレベルとなり（時刻ｔ１）、上記第
１の基準時間「Ｔ１」が経過するとＳANDがＨレベルに
なり（時刻ｔ２）、ＳFFがＬレベル、ＳＯＦがＨレベル
となる（投入電力の遮断）。

【０１０５】その後、Ｖinが回復して上昇し、時刻ｔ３
で「Ｖin＞Ｅ３」になり（ＳCMPがＨレベル、ＳANDがＬ
レベル）、第２の基準時間「Ｔ２」が経過する前には、
ＳFFがＬレベル、ＳＯＦがＨレベルとなる。そして、カ
ウンタ６５による計時動作が進行して、当該基準時間Ｔ
２が経過する時にＳQXが一時的にＨレベルに立ち上がり
（時刻ｔ４）、これがＯＲゲート６６及びＮＯＴゲート
６７を経てＤフリップフロップ６２に送られるため、Ｓ
FFがＨレベル、ＳＯＦがＬレベルとなる（電力の再投
入）。

【０１０６】尚、本例では、上記した形態（１）のよう
に信号ＳＯＦをラッチしてはいけないので、図１３に示
すように、ラッチ回路５９の後段に２入力ＯＲゲート６
８を設けて、これにラッチ回路５９の出力信号（ＯＲゲ
ート５８の入力からＳＯＦを外す。）及び信号ＳＯＦを
供給し、当該ゲート６８の出力信号によって放電灯への
投入電力について遮断又は維持若しくは再投入許可を制
御すれば良い。

【０１０７】このように、Ｖinの低下検出時における基
準電圧Ｅ２よりも高い基準電圧Ｅ３を設定し、放電灯へ
の電力供給を遮断した後において、ＶinがＥ３以上に回
復し、かつこの状態が基準時間Ｔ２に亘って維持された
場合に、放電灯の再点灯を許可すると、Ｖinが復帰する
見込みがある場合に放電灯を点灯させてその維持を図る
ことができる。例えば、直流入力電圧の一時的な低下等
であって、自然に電圧が回復して点灯復帰が可能なる状
況が想定される。

【０１０８】ところで、上記基準時間Ｔ２についての設
定値を常に一定とする形態の他には、これを直流入力電
圧の回復状況に応じて変化させる形態が挙げられる。例
えば、車両用放電灯の場合に、ユーザーが放電灯の消し
忘れに気付いて、エンジンをかけてオルタネータが動作
し始めたために、バッテリー電圧が定格電圧近辺にまで
回復した状況を想定する。この場合に、Ｔ２を一定時間
の設定のままにしておくことは賢明でなく（点灯復帰に
要する時間が長くなる。）、Ｔ２の設定を短縮すること
が好ましい。つまり、放電灯への電力供給を遮断した後
で、直流入力電圧の回復が見込まれ、かつその度合い
（上昇）が速いほど復帰判定の基準時間（Ｔ２）の長さ
を短くすれば良い。

【０１０９】例えば、上記基準電圧Ｅ３よりも高く、か
つＶinの定格電圧の近いレベルに設定される基準電圧Ｅ
４を設け、Ｖinのレベルが回復してＥ４に到達した場合
に、上記基準時間Ｔ２が短くなるように制御すること
で、前記した構成よりも短時間での点灯復帰が可能にな
る。

【０１１０】図１４はそのような構成例６９を示したも
のであり、図１１に示す構成との相違点は以下の通りで
ある。

【０１１１】・カウンタ６５に供給されるクロック信号
について、「ＣＫ」とこれよりも周波数の高い信号「Ｃ
Ｋ２」とが用意されており、ヒステリシスコンパレータ
７２からの信号によって両者が選択的に供給されるよう
になっていること（Ｖinが低いうちはＣＫが使用され、
Ｖinが高くなるとＣＫ２が使用される。）。

【０１１２】回路構成については、Ｖinに対する分圧抵
抗７０、７１により得られる検出値がヒステリシスコン
パレータ７２の正入力端子に供給され、その負入力端子
には基準電圧Ｅ４（図には定電圧源の記号で示す。）が
供給されている。つまり、Ｖinの検出値が「Ｅ４」以上
になった場合にＨレベル信号を出力する。

【０１１３】クロック信号ＣＫ、ＣＫ２のうち、一方Ｃ
Ｋは２入力ＡＮＤゲート７４を介して２入力ＯＲゲート
７６の一方の入力端子に送られる。尚、ＡＮＤゲート７
４には上記コンパレータ７２の出力信号がＮＯＴゲート
７３を介して供給される。

【０１１４】他方、信号ＣＫ２は２入力ＡＮＤゲート７
５を介して２入力ＯＲゲート７６の残りの入力端子に送
られる。尚、ＡＮＤゲート７５には上記コンパレータ７
２の出力信号が供給される。

【０１１５】そして、ＯＲゲート７６の出力信号（ＣＫ
又はＣＫ２）は、カウンタ６５のクロック信号入力端子
（ＣＬＫ）に供給されてカウントされる。

【０１１６】本構成では、Ｖinが回復してＥ３を越える
までの動作については図１１の場合と同じであり、ヒス
テリシスコンパレータ７２の出力するＬレベル信号がＮ
ＯＴゲート７３で反転されてＡＮＤゲート７４に供給さ
れることで信号ＣＫが選択される。

【０１１７】ＶinがＥ４以上に回復すると、ヒステリシ
スコンパレータ７２の出力するＨレベル信号がＡＮＤゲ
ート７５に供給されることで信号ＣＫ２が選択される。
上記のようにＣＫ２はＣＫよりも高い周波数のクロック
信号であるため、カウンタ６５の計数動作が速くなり、
よって点灯復帰に要する時間が短くなる（この事は基準
時間Ｔ２が短くなることと等価である。）。

【０１１８】尚、Ｅ４のレベル判定用コンパレータとし
てヒステリシスコンパレータを用いている理由は、閾値
近傍において信号ＣＫとＣＫ２とが頻繁に切り替わるの
を防ぐためであり、よって、非常に小さなヒステリシス
幅で良い。

【０１１９】このように、Ｖinの回復について閾値を設
定するとともに、レベル比較の結果に応じてクロック信
号の周波数を切り替えることで、回路の大幅な改変を伴
わずに済む。

【０１２０】Ｖinのレベルに応じて判定の基準時間の長
さを変化させるという思想は、上記第１の基準時間につ
いても適用することができ、この場合には、Ｖinに係る
低下の度合いが大きいほど遮断判定の基準時間を短くす
れば良い。つまり、Ｖinの低下が大きいほど入力電流が
大きくなって発熱による熱的条件が厳しくなるので、Ｖ
inがかなり低い場合には、より早い時期に放電灯への電
力投入を遮断して消灯させた方が安全である。

【０１２１】図１５は、そのような構成例７７を示して
おり、図１０に示す構成との相違点は以下の通りであ
る。

【０１２２】・カウンタ５５に供給されるクロック信号
について、「ＣＫ２」とこれよりも周波数の高い信号
「ＣＫ１」とが用意されており、ヒステリシスコンパレ
ータ８０からの信号によって両者が選択的に供給される
ようになっていること（Ｖinが高いうちはＣＫ２が使用
され、Ｖinが低くなるとＣＫ１が使用される。）。

【０１２３】回路構成については、Ｖinに対する分圧抵
抗７８、７９によって検出される電圧がヒステリシスコ
ンパレータ８０の正入力端子に供給され、ここで基準電
圧Ｅ５と比較される。そして当該コンパレータの出力信
号がＮＯＴゲート８１を介して２入力ＡＮＤゲート８２
に送出されるとともに、当該出力信号は２入力ＡＮＤゲ
ート８３に送出される。

【０１２４】２入力ＡＮＤゲート８２には、図示しない
信号発生回路からの信号ＣＫ１が供給されるようになっ
ており、当該信号と上記ＮＯＴゲート８１からの信号と
の間で論理積演算がなされ、その結果が２入力ＯＲゲー
ト８４の一方の入力端子に送られる。

【０１２５】また、２入力ＡＮＤゲート８３には、図示
しない信号発生回路からの信号ＣＫ２が供給されるよう
になっており、当該信号と上記コンパレータ８０の出力
信号との間で論理積演算が行われ、その結果が２入力Ｏ
Ｒゲート８４の残りの入力端子に送られる。

【０１２６】そして、ＯＲゲート８４の出力信号がＯＲ
ゲート５６に送られ、ここで信号ＳＯＦとの間で論理和
演算が行われ、その結果がカウンタ５５のクロック信号
入力端子（ＣＬＫ）に供給される。

【０１２７】本例では、ＶinがＥ５より大きい場合に、
ヒステリシスコンパレータ８０の出力するＨレベル信号
がＡＮＤゲート８３に供給されることで信号ＣＫ２が選
択される。

【０１２８】また、ＶinがＥ５以下になると、ヒステリ
シスコンパレータ８０の出力するＬレベル信号がＮＯＴ
ゲート８１により反転されてＡＮＤゲート８２に供給さ
れることで信号ＣＫ１が選択される。この信号ＣＫ１は
ＣＫ２よりも高い周波数のクロック信号であるため、カ
ウンタの計数動作が速くなり、よって投入電力遮断まで
に要する時間が短くなる（この事は基準時間Ｔ１が短く
なることと等価である。）。

【０１２９】尚、基準電圧に関してＥ５の値とＥ２の値
とが等しいものとすると、コンパレータ８０に入力され
るＶinの抵抗分圧値の方が、コンパレータ５４のそれよ
りも大きくなるように各抵抗値を設定することにより、
コンパレータ８０ではＥ２よりも低い入力電圧で出力信
号のレベルが切り替わるようにすることができる（つま
り、「Ｅ５＝Ｅ２」の設定で、かつ分圧抵抗値の設定が
両コンパレータについて同じであると、コンパレータ５
４では、ＶinがＥ２以上の場合にその出力するＨレベル
信号によりカウンタ５５がリセットされるの、ＣＫ２を
カウントしない。）。また、Ｅ５のレベル判定用コンパ
レータとしてヒステリシスコンパレータを用いている理
由は、閾値近傍において信号ＣＫ１とＣＫ２とが頻繁に
切り替わるのを防ぐためであり、よって、非常に小さな
ヒステリシス幅で良い。

【０１３０】このように、Ｖinの低下検出において、レ
ベル比較の結果に応じてクロック信号の周波数を切り替
えることで、回路の大幅な改変を伴わずに済む。尚、図
示は省略するが、図１５に示す構成においても、前記形
態（１）又は（２）の適用が可能である。

【０１３１】上記に行った説明では、放電灯の消し忘れ
に関してＶinの低下分や低下時間、周囲温度の影響に応
じて放電灯への投入電力を減少させたり、信号ＳＯＦに
より放電灯への電力供給を遮断するものとしたが、放電
灯の消し忘れについてユーザーに通知することも有効で
ある。つまり、投入電力の減少又は電力供給の停止を通
知したり、あるいは信号ＳＯＦを異常検出信号として利
用することで、インジケータ表示やブザー等の警報を行
うことができる。例えば、Ｖinが閾値以下に低下した状
態が所定の基準時間に亘って継続した場合に、入力電圧
の低下について異常が発生したものと判断して異常通知
出信号を発してユーザーに知らせる等、各種形態での実
施が可能である。

【０１３２】

【発明の効果】以上に記載したところから明らかなよう
に、請求項１に係る発明によれば、直流入力電圧が低下
した場合において、周囲温度の上昇に従って放電灯への
供給電力が低減されるので、周囲温度の上昇による回路
の発熱を抑制できるので充分な熱対策を講じることがで
き、また、周囲温度が低い場合に放電灯への供給電力が
過度に低減されてしまうといった不都合がなくなる。よ
って、周囲温度が低くなった場合に放電灯の明るさが規
定値よりも暗くなってしまったり、あるいは逆に周囲温
度が高くなった場合に、発熱を充分に防ぐだけの電流制
限や電力低下の機能が発揮されないといった不都合を防
止して、熱対策について万全を期すことができる。

【０１３３】請求項２に係る発明によれば、直流入力電
圧の検出素子に接続される周囲温度の監視用又は補償用
素子を介して得られる検出信号に基いて放電灯への供給
電力を制御することによって、回路構成の複雑化を伴う
ことなく周囲温度の影響を排除することができる。

【０１３４】請求項３や請求項４に係る発明によれば、
直流入力電圧や周囲温度に対して予め設定される閾値及
びその変化を考慮することにより、回路の発熱に起因す
る弊害について充分な安全対策を講じることができる。

【０１３５】請求項５や請求項６に係る発明によれば、
直流入力電圧が閾値以下に低下した場合に（直流入力電
圧の低下により、そのままでは回路が発熱して温度上昇
を引き起こす。）、その低下の度合いと低下の時間に応
じて放電灯への供給電力を制御することにより直流電源
の消耗を抑え、放電灯の消し忘れ等に対して充分な熱対
策を講じることができるとともに、装置の小型化（省ス
ペース化）に対応することが可能になる。

【０１３６】請求項７に係る発明によれば、直流入力電
圧の低下分が顕著な場合には放電灯への電力供給を遮断
することで直流電源がそれ以上消耗しないようにするこ
とができる。

【０１３７】請求項８に係る発明によれば、投入電力の
遮断状態を、電源再投入まで維持することによって、直
流電源の消耗を防ぎ、回路の温度上昇を抑制できる。

【０１３８】請求項９や請求項１０に係る発明によれ
ば、直流入力電圧の一時的な低下時等においては放電灯
の再点灯が許可されるので、電源再投入によらずに点灯
復帰が可能になる。例えば、車両用放電灯への適用にお
いて、車両の夜間走行時の安全性を高めることができ
る。

【０１３９】請求項１１に係る発明によれば、直流入力
電圧の回復が速いほど点灯復帰に要する時間を短かくし
て、放電灯の再点灯に要する時間を早くすることができ
る。

【０１４０】請求項１２に係る発明によれば、直流入力
電圧の低下が大きいほど投入電力の遮断に要する時間を
短くすることで、早期に放電灯を消灯させ、電源供給の
無駄を省くことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成例を示
す回路ブロック図である。

【図２】制御回路における電力制御について説明するた
めの図である。

【図３】要部の構成例について示す回路図である。

【図４】直流入力電圧に対する出力電力の関係を示すグ
ラフ図である。

【図５】周囲温度に対する出力電力の関係を示すグラフ
図である。

【図６】図３とは異なる構成例を示す回路図である。

【図７】直流入力電圧の低下時間に応じた電力制御につ
いて説明するための回路図である。

【図８】図７の構成に対して、直流入力電圧の低下分の
検出を加味した電力制御について説明するための回路図
である。

【図９】周囲温度の影響を考慮した電力制御について説
明するための回路図である。

【図１０】直流入力電圧の低下が顕著な場合における放
電灯の消灯について説明するための回路図である。

【図１１】直流入力電圧の回復時の点灯復帰について説
明するための回路図である。

【図１２】図１１の構成について要部の波形を示す図で
ある。

【図１３】放電灯の消灯状態を保持しないための回路構
成について説明するための回路図である。

【図１４】点灯復帰の判定に係る基準時間を変化させる
ための構成例を示す回路図である。

【図１５】投入電力の遮断判定に係る基準時間を変化さ
せるための構成例を示す回路図である。

【図１６】従来の問題点について説明するためのグラフ
図である。

【符号の説明】

１…放電灯点灯回路、２…直流電源、３…直流−直流変
換回路、４…直流−交流変換回路、６…放電灯、９…制
御回路、１６、１７…検出素子、１９、２０…監視用又
は補償用素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者武田仁志静岡県清水市北脇500番地株式会社小糸製作所静岡工場内Ｆターム(参考） 3K039 AA03 CC01 3K072 AA11 AA13 AC01 AC11 AC20 BA03 BA05 BB10 CA16 CB04 CB06 DA04 DD06 EA03 EB04 GB12 GB18 GC04 HA03 HA10 HB02 HB03 5H007 AA17 BB03 CB05 CB12 CC12 DA04 DB02 DC02 DC05 DC08 EA02 FA02 FA12 FA13 FA17

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源からの直流入力電圧を昇圧し又
は降圧して出力する直流−直流変換回路と、該直流−直
流変換回路の出力電圧を交流電圧に変換する直流−交流
変換回路と、放電灯への供給電力を制御する制御回路を
備え、直流入力電圧の低下が検出された場合に当該低下
に応じて制御回路により放電灯への供給電力が低減され
るようにした放電灯点灯回路において、直流入力電圧の低下分が同じであっても、周囲温度が高
くなるほど上記制御回路により放電灯への供給電力が低
下するように電力制御が行われることを特徴とする放電
灯点灯回路。
【請求項２】請求項１に記載した放電灯点灯回路にお
いて、直流入力電圧を検出する検出素子を設けるとともに、当
該検出素子に接続される周囲温度の監視用又は補償用素
子を介して得られる検出信号に基いて制御回路が放電灯
への供給電力を制御することを特徴とする放電灯点灯回
路。
【請求項３】請求項１又は請求項２に記載した放電灯
点灯回路において、直流入力電圧が当該電圧に対して予め設定される閾値以
下となった場合又は周囲温度が当該温度に対して予め設
定される閾値温度以上になった場合に、直流入力電圧の
低下に応じて制御回路により放電灯への供給電力が低減
されるようにしたことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項４】請求項３に記載した放電灯点灯回路にお
いて、直流入力電圧に係る閾値が周囲温度の上昇とともに高く
なり、又は周囲温度に係る閾値が直流入力電圧の低下と
ともに低くなるようにしたことを特徴とする放電灯点灯
回路。
【請求項５】直流電源からの直流入力電圧を昇圧し又
は降圧して出力する直流−直流変換回路と、該直流−直
流変換回路の出力電圧を交流電圧に変換する直流−交流
変換回路と、放電灯への供給電力を制御する制御回路を
備え、直流入力電圧について閾値以下の低下が検出され
た場合に当該低下に応じて制御回路により放電灯への供
給電力が低減されるようにした放電灯点灯回路におい
て、直流入力電圧が上記閾値以下に低下した場合に低下の度
合いが大きくかつ当該閾値以下に低下している時間が長
いほど上記制御回路によって放電灯への供給電力が低下
するように電力制御が行われることを特徴とする放電灯
点灯回路。
【請求項６】請求項１に記載した放電灯点灯回路にお
いて、直流入力電圧が閾値以下に低下した場合に、その低下の
度合いが大きくかつ当該閾値以下に低下している時間が
長いほど制御回路によって放電灯への供給電力が低下す
るように電力制御が行われることを特徴とする放電灯点
灯回路。
【請求項７】請求項５又は請求項６に記載した放電灯
点灯回路において、直流入力電圧が基準電圧以下に低下している時間が基準
時間に亘って持続した場合に放電灯への電力供給が遮断
されるようにしたことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項８】請求項７に記載した放電灯点灯回路にお
いて、放電灯への電力供給を遮断した状態が、電源を再投入す
るまで維持されることを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項９】請求項７に記載した放電灯点灯回路にお
いて、直流入力電圧の低下検出時における基準電圧よりも高い
基準電圧を設定するとともに、放電灯への電力供給を遮
断した後で、直流入力電圧が当該基準電圧以上に回復し
た場合に、放電灯の再点灯が許可されることを特徴とす
る放電灯点灯回路。
【請求項１０】請求項７に記載した放電灯点灯回路に
おいて、直流入力電圧の低下検出時における基準電圧に等しいか
又はこれよりも高い基準電圧を設定するとともに、放電
灯への電力供給を遮断した後で、直流入力電圧が当該基
準電圧以上に回復し、かつこの状態が基準時間に亘って
維持された場合に、放電灯の再点灯が許可されることを
特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項１１】請求項１０に記載した放電灯点灯回路
において、放電灯への電力供給を遮断した後で、直流入力電圧の回
復が速いほど基準時間の長さを短くしたことを特徴とす
る放電灯点灯回路。
【請求項１２】請求項７に記載した放電灯点灯回路に
おいて、直流入力電圧に係る低下の度合いが大きいほど基準時間
の長さを短くしたことを特徴とする放電灯点灯回路。