JP3942387B2 - 放電灯点灯回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯回路における発熱対策に係る技術に関する。
【0002】
【従来の技術】
放電灯(メタルハライドランプ等)の点灯回路については、直流電源回路、直流−交流変換回路、起動回路(所謂スタータ回路)を備えた構成が知られている。例えば、直流電源回路に直流−直流変換回路(DC−DCコンバータ)の構成を用い、直流−交流変換回路にはフルブリッジ型回路(4つの半導体スイッチング素子をそれぞれ2組にしてオン/オフ制御を行うように構成された回路)及びそのドライバ回路を使用した構成では、DC−DCコンバータの出力電圧がフルブリッジ型回路において矩形波状電圧に変換された後、放電灯に供給される。
【0003】
ところで、自動車用放電灯等への適用を考慮して、点灯回路において直流電源(バッテリー)を使用する場合には、電源からの入力電圧が低下した場合に、当該電圧低下に応じて放電灯への出力電力を低下させる制御(所謂ディレイティング制御)が知られている。その目的はバッテリーの消耗を防ぐこと及び点灯回路の保護である。後者については、バッテリー電圧が低下しているにも関わらず、規定の電力供給を維持しようとする制御が働いた場合に、バッテリー電流(入力電流)が増大してしまい、その結果、損失の増大や電気的な変換効率(入力電力に対する出力電力の比)の悪化等をもたらす虞が生じるためである。尚、変換効率の悪化は、バッテリー電流をさらに大きくするので損失が増大し、この悪循環が加速度的に進行すると回路の発熱や、最悪の場合に熱破壊を惹き起こす虞がある。
【0004】
従って、その対策として、点灯回路への入力電圧の低下に応じて放電灯への出力電力を低下させる制御が必要とされ、例えば、下記に示す形態が知られている。
【0005】
(1)バッテリー電流を、その検出用素子(シャント抵抗等)で検出して監視し、検出値がある規定の電流値以下となるように制限する形態
(2)DC−DCコンバータを構成するスイッチング素子に流れる電流を制限する形態(例えば、パルス・バイ・パルス方式の電流制限等。)
(3)バッテリー電圧を監視して、その低下が検出された場合に放電灯への供給電力を低下させる制御形態。
【0006】
尚、形態(1)、(2)については、回路の発熱に直接的に関わる電流値を観察して過大な電流が回路に流れないように電流制限をかけ、熱破壊を防ぎ、結果として放電灯への供給電力を低下させるものである。
【0007】
また、形態(3)については、例えば、図16に概略的に示す特性に従って出力電力の制御を行えば良い。尚、同図の横軸には、バッテリー電圧(これを「Vin」と記す。)とり、縦軸には放電灯に供給される電力(これを「PW」と記す。)をとって、グラフ線gにより制御特性を示している。
【0008】
グラフ線gにおいて、平坦な部分が放電灯の定格電力を示しており、バッテリーからの入力電圧Vinが許容範囲内に収まっている場合には、放電灯の定常点灯時に定格電力の供給がなされるが、Vinの値が低くなるに従って供給電力PWが低下するように制御される(グラフ線gの傾斜部分を参照。)。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した従来の方法では、回路の発熱や熱破壊への対策が不充分であり、以下に示すような不都合が生じ得る。
【0010】
点灯回路を寒冷地で使用する場合(周囲温度が低い)を想定すると、温度的には回路故障に至るまでに余裕があるにもかかわらず、入力電圧の低下によって放電灯への供給電力を低減させるディレイティング機能が働いてしまい、放電灯の明るさが規定値よりも暗くなってしまう虞がある。また、逆に、周囲温度が高い(例えば、車両のエンジン室からの発熱の影響等)ために、温度的な余裕がなくなり、回路故障の危険性が高まった場合に、発熱を充分に防ぐだけの電流制限や電力低下の機能が発揮されない虞が生じ得る。
【0011】
そこで、本発明は、周囲温度に配慮して放電灯点灯回路の発熱対策を充分に講じることを課題とする。
【0012】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記した課題を解決するために、直流電源からの直流入力電圧を昇圧し又は降圧して出力する直流−直流変換回路と、該直流−直流変換回路の出力電圧を交流電圧に変換する直流−交流変換回路と、放電灯への供給電力を制御する制御回路を備え、直流入力電圧の低下が検出された場合に当該低下に応じて制御回路により放電灯への供給電力が低減されるようにした放電灯点灯回路において、直流入力電圧の低下分が同じであっても、周囲温度が高くなるほど制御回路により放電灯への供給電力が低下するように電力制御を行うものである。
【0013】
従って、本発明によれば、直流入力電圧が低下した場合には、当該電圧の低下分が同じであっても、周囲温度が高くなるに従って放電灯への供給電力が低減されるので、周囲温度の上昇による回路の発熱を抑制することで充分な熱対策を講じることができ、また、周囲温度が低い場合に放電灯への供給電力が必要以上に低減されてしまうといった不都合がなくなる。
【0014】
【発明の実施の形態】
図1は、本発明の基本的構成を示すものであり、放電灯点灯回路1は、直流電源2、直流−直流変換回路3、直流−交流変換回路4、起動回路5を備えている。
【0015】
直流−直流変換回路3は、直流電源2からの直流入力電圧(これを「Vin」と記す。)を受けてこれを昇圧し又は降圧して所望の直流電圧を出力するものであり、後述する制御回路からの制御信号に応じてその出力電圧が可変制御される。この直流−直流変換回路3には、例えば、スイッチングレギュレータの構成を有するDC−DCコンバータ(チョッパー式、フライバック式等。)が用いられる。
【0016】
直流−交流変換回路4は、直流−直流変換回路3の出力電圧を交流電圧に変換した後で放電灯6に供給するために設けられており、例えば、複数の半導体スイッチング素子を使って構成されるブリッジ型回路(フルブリッジ回路やハーフブリッジ回路)及びその駆動用回路等が挙げられるが、本発明に関する限りその構成の如何は問わない。
【0017】
起動回路5は、放電灯6に起動用の高電圧信号(起動パルス)を発生させて放電灯6に起動をかけるために設けられており、当該起動信号は直流−交流変換回路4の出力する交流電圧に重畳された上で放電灯6に印加される。
【0018】
放電灯6に係る電圧又は電流を検出するための検出回路としては、下記に示す形態が挙げられる。
【0019】
・放電灯の管電圧や管電流を直接的に検出するために、例えば、電流検出用素子(シャント抵抗や検出用トランス等)を放電灯に接続して当該素子に流れる電流値を検出するようにした形態
・放電灯の管電圧や管電流についての相当電圧を検出する形態。
【0020】
尚、図1では、直流−直流変換回路3の直後に電圧検出手段7(例えば、分圧抵抗等を使って出力電圧を検出する回路)や電流検出手段8(検出用抵抗素子等)をそれぞれ設け、放電灯6にかかる電圧や電流の相当信号(あるいは代用信号)を用いており、当該信号は制御回路9に送出されるようになっている。
【0021】
制御回路9は、放電灯6への供給電力を制御するものであり、直流入力電圧Vinの低下が検出された場合に、その低下の度合いに応じて放電灯への供給電力を低減させる機能を有する。そして、放電灯6への供給電力(出力電力)を制御するにあたっては、直流入力電圧Vin及び周囲温度を制御パラメータとして採用することにより、直流入力電圧Vinの低下分が同じであっても、周囲温度が高くなるほど、放電灯への供給電力が低下するように電力制御を行う。即ち、点灯回路の周囲温度を考慮して、当該温度の上昇分が大きいほど、供給電力の低下分も大きくなるように制御が行われる。尚、そうする理由は、従来の回路では、上記したようにディレイティングの制御パラメータとして直流入力電圧Vinしか配慮していなかったからである。
【0022】
しかしながら、周囲温度の監視や補償のために新規な回路を設計し直したのでは、回路規模の増大やコスト上昇等を招く原因となりかねない。
【0023】
そこで、ディレイティング制御に関する温度補償については放電灯の電力制御を行っている既存の制御回路に対して、当該回路内での構成変更によって対処するのが好ましい。
【0024】
図2は電力制御に係る構成例について、制御回路の要部を示す図である。尚、本発明に関する限り、制御方式の如何は問わないので、PWM(パルス幅変調)制御や、PFM(パルス周波数変調)制御等であっても構わない。
【0025】
エラーアンプ10の正側入力端子には所定の基準電圧「Eref」(図には定電圧源の記号で示す。)が供給され、負側入力端子には、下記に示す回路が接続されている(括弧内の数字はそれぞれの符号を示す。)。
【0026】
・放電灯にかかる電圧検出回路(11)
・放電灯に流れる電流検出回路(12)
・最大投入電力規定回路(13)
・電力微調整回路(14)
これらのうち、電圧検出回路11は放電灯6の電圧検出用に設けられ、例えば、上記電圧検出手段7からの検出信号が入力される。また、電流検出回路12は、放電灯6の電流検出を行うものであり、例えば、上記電流検出手段8からの検出信号が入力される。
【0027】
放電灯の点灯制御について、当該放電灯が安定するまでの過渡域と、安定した定常点灯が行われる定常域とに分けた場合に、最大投入電力規定回路13は、放電灯を冷えた状態から点灯する場合(所謂コールドスタート)等において過渡域での供給電力値の最大値(あるいは上限許容値)を規定するための回路である。また、電力微調整回路14は定常域での定電力制御における供給電力値を微調整するのに必要な回路である。
【0028】
尚、本構成では、エラーアンプ10の出力電圧が大きい程、放電灯への供給電力が増大するようになっており(エラーアンプ10はその負側入力電圧が基準電圧Erefに等しくなるように直流−直流変換回路の出力電圧を調整する。)、エラーアンプ10の出力電圧は、図示しないPWM(又はPFM)制御部(例えば、PWM制御用の汎用IC等を用いて構成される回路部であり、入力電圧と鋸歯状波とのレベル比較結果に応じてデューディーサイクルの変化するパルス信号を生成する。)や駆動回路等を経て直流−直流変換回路内のスイッチング素子(半導体素子)への制御信号に変換される。
【0029】
また、エラーアンプ10の負側入力端子に接続される制御ラインCLに対して、各回路部が接続される信号線の近くに示した、A1乃至A4の各矢印は、各部がエラーアンプ10への入力電流に対する寄与分をそれぞれ表しており、矢印の向きが各部による制御電流の向きの基準となる。例えば、電圧検出回路11(矢印A1を参照。)や最大投入電力規定回路13(矢印A3を参照。)についてはそれらの制御電流の向きがエラーアンプ10から遠ざかる向き(電流シンクの方向)とされているので、この向きに流れる電流値が大きくなる程、放電灯への供給電力が大きくなる。また、電流検出回路12(矢印A2を参照。)についてはその制御電流の向きがエラーアンプ10に近づく向き(電流ソースの方向)とされているので、この向きに流れる電流値が大きくなる程、放電灯への供給電力が小さくなる。尚、電力微調整回路14による制御電流については両向き矢印A4で示す通り、どちらの向きでも電力調整ができ、エラーアンプ10から遠ざかる向きに調整した場合には定常域での供給電力が増える(逆にエラーアンプ10に近づく向きに調整した場合には定常域での供給電力が減る。)。
【0030】
過渡域では、電圧検出回路11や電流検出回路12、最大投入電力規定回路13による制御電流の寄与によって放電灯への供給電力が当該放電灯の点灯状態に応じて規定される。例えば、放電灯にかかる電圧が低い場合には放電灯に大きな電力が投入されるし(但し、電圧検出回路11から最大投入電力規定回路13に向かう矢印から分かるように、その最大電力値は検出電圧を参照して決定される。)。また、放電灯に流れる電流が大きくなれば、放電灯への供給電力を減少させようとする。
【0031】
放電灯の定常域における定電力制御については、管電圧を「V」、管電流を「I」とし、定格電力値を「W」とするとき、「V・I=W」の関係式、あるいはこれに対して直線近似から得られる関係式「V+I=W」等が成立するように制御が行われることは周知の通りである(さらに近似を良くするためには、多数の折れ線を用いて定電力曲線に対する近似を行うように電圧検出回路や電流検出回路の構成を複雑にすれば良いが、部品点数の増加に伴うデメリットを考慮する必要が出て来る。)。
【0032】
そして、定常域では最大投入電力規定回路13による制御電流がないと考えて良いので、電圧検出回路11や電流検出回路12、電力微調整回路14による制御電流が合計でゼロアンペアとなるように制御される(即ち、この状態ではエラーアンプ10における入力電圧と基準電圧との均衡が保たれているが、これが崩れた場合に、例えば、入力電圧が低くなれば、アンプの出力電圧が増加して供給電力が増加し、逆に入力電圧が高くなればアンプの出力電圧が下がって供給電力が減少することになる。)。
【0033】
尚、図には、各回路の出力端子がそれぞれの抵抗を介して制御ラインCLに接続されるが、定電流化することでそれらの抵抗を無くしても良い。いずれにしてもエラーアンプ10の出力電圧に応じて放電灯に対して出力される電力が変化し、制御ラインCLから電流をシンクする方向に電流制御すれば、放電灯への電力が大きくなり、ソースの方向に電流制御すれば放電灯への電力が小さくなるものとする(本例とは逆の設定にした形態を採用することも勿論可能である。)。
【0034】
図3乃至図6はディレイティング制御に係る回路構成の一例について説明するためのものであり、いずれも上記制御ラインCLに対して電流をソースすることで放電灯への供給電力を低減する形態である。
【0035】
そして、これらの回路では、直流入力電圧Vinを検出するための検出素子として分圧用抵抗を設けるとともに、当該検出素子に対して周囲温度の監視用又は補償用素子を接続している。尚、監視用又は補償用素子として、半導体素子であるトランジスタ、ダイオードの他、サーミスタやリニア抵抗素子等が挙げられるが、本例ではトランジスタを等価ダイオードとして使っている。
【0036】
また、検出素子から監視用又は補償用素子を介して得られる検出信号に基いて制御回路9の制御ラインCLに影響を及ぼすこと、即ち、図3の構成例15Aでは、当該制御ラインに対して直接的に電流をソースし、また、図6の構成例15Bでは、電力微調整回路14を介して間接的に制御ラインCLに電流をソースすることで、放電灯への供給電力を制御(低下)させるようになっている。
【0037】
図3において、バッテリーからの入力電圧Vinに対する分圧用に抵抗16、17が設けられており、一方の抵抗16の一端にVinが供給され、当該抵抗の他端が抵抗17を介して接地されている。そして、両分圧抵抗の接続点に対して抵抗18が接続されており、当該抵抗にはトランジスタ19、20でそれぞれ構成したダイオードが接続されている。つまり、NPNトランジスタ19のエミッタが抵抗18を介して抵抗16と17との接続点(P点)に接続されるとともに、該トランジスタのコレクタとべ−スが接続されてNPNトランジスタ20のエミッタに接続されている。そして、NPNトランジスタ20のコレクタとベースとが接続されてPNPトランジスタ21を介して基準電圧「VDD」(例えば、5V)の給電端子TNに接続されている。尚、本例ではトランジスタ19、20でそれぞれ構成したダイオードを用いているが、これらをダイオード素子としても構わないし、電圧「VDD」については他の基準電圧等を用いても良い。また、抵抗18はあってもなくても良い。
【0038】
トランジスタ21は、PNPトランジスタ22、23とともにカレントミラー回路を構成している。そして、トランジスタ22のベースがトランジスタ21のコレクタ及びトランジスタ20のベースに接続されるとともに、当該トランジスタ22のエミッタがトランジスタ21、23のベースに接続され、当該トランジスタ22のコレクタが接地されている。また、トランジスタ23のベースがトランジスタ21のベースに接続されるとともに、当該トランジスタ23のエミッタが給電端子TNに接続され、当該トランジスタ23のコレクタが上記の制御ラインCLに接続されている。
【0039】
本回路では、バッテリー電圧Vinを抵抗分圧し、分圧ポイントPにトランジスタ19、20による等価ダイオードを介して給電端子TNからの電流が流れる構成となっており、バッテリー電圧Vinに対する分圧ポイントPでの電位が「VDD−4・VF」よりも小さくなるとカレントミラー回路に電流(ミラー電流あるいは折り返し電流)が流れて、制御ラインCLに対するソース方向への電流として供給されるので、放電灯への供給電力が低減されてディレイティング機能が働くようになる。尚、ここで、「VF」は各トランジスタのVBE(ベース−エミッタ間電圧)であり、ダイオードを使用する場合のVF(順方向電圧降下)と同義である。
【0040】
図4は、ディレイティング制御と当該制御への周囲温度の影響について概略的に示したグラフ図であり、横軸にバッテリー電圧「Vin」(点灯回路への入力電圧)にとり、縦軸に放電灯への供給電力「PW」(出力電力)をとって両者の関係を図示したものである。
【0041】
グラフ線G1において一定とされる部分に示すように、Vinがある範囲ではその電圧値には無関係にPWが一定値(定格電力)とされるが、Vinの値がある閾値を下回ると、グラフ線の折れ線部分に示すように、Vin値の低下につれてPW値が低下していく。そして、閾値については、周囲温度Tが高いときに大きく、周囲温度Tが低いときに小さい。
【0042】
つまり、周囲温度Tと上記VFとが関連しており、ある一定の周囲温度においてはVFが一定の電圧値を示すので、バッテリー電圧Vinがその閾値以下になる(つまり、分圧ポイントPの電位が「VDD−4・VF」よりも小さくなる。)とミラー電流が流れ始め、トランジスタ23での折り返し電流が制御ラインCLに流れ込んで、PW値を低減させる。そして、Vinの値が低くなるほどにミラー電流が大きくなってディレイティングの作用がより強く働くようになる。
【0043】
また、周囲温度Tが低くなるとVFが高くなるため、上記の閾値が小さくなるので、バッテリー電圧Vinがより低くならないとミラー電流が流れない(熱故障について余裕が生まれ、バッテリー電圧Vinがより低くならないとミラー電流が流れないのでディレイティング制御が効きにくくなる。)。他方、周囲温度Tが高くなるとVFが低くなって上記の閾値が大きくなるので、バッテリー電圧Vinがそれほど低くなくてもミラー電流が流れるようになり、ディレイティング制御の効きが早くなる。
【0044】
このように、直流入力電圧であるVinの値が当該電圧に対して予め設定される閾値以下となった場合に、Vinの低下の度合いに応じて放電灯への供給電力PWが低減され、また、Vinの値が同じあっても、周囲温度Tが当該温度に対して予め設定される閾値温度以上になった場合には供給電力PWの低減制御が行われることが分かる。
【0045】
尚、Vinの値が定格電圧を示す場合には、上記VFがいくら低くなってもミラー電流が流れないように設定しておくことが好ましく、その結果、Vinの定格条件に対しては常に規定の電力(定格電力)が放電灯に供給されることが保証される。
【0046】
図5は横軸に周囲温度「T」をとり、縦軸に供給電力「PW」をとって両者の関係を示したものである。
【0047】
グラフ線G2における一定部分は、周囲温度Tには無関係にPWが一定値(定格電力)とされるが、当該温度がある閾値を上回ると、グラフ線の折れ線部分に示すように、周囲温度Tの上昇につれてPW値が低下していく。そして、グラフの折れ線の起点については、Vinの電圧値が高いときに大きく(図の右方に位置する。)、Vinの電圧値が低いときに小さい。
【0048】
尚、図4からは、直流入力電圧Vinに係る閾値について、周囲温度Tの上昇とともにVFが低くなるため、高くなっていくことが分かり、また、図5からは、周囲温度Tに係る閾値について、直流入力電圧Vinの低下とともに低くなることが分かる。
【0049】
図6は、電力微調整回路に対して図3の回路構成と同様の回路を付設することで、当該電力微調整回路を介して制御ラインCLに電流を注入してディレイティング制御を行う構成例を示している。よって、本回路15Bについては、上記回路15Aとの相違点だけを以下に列挙する。
【0050】
・基準電圧としてVDD(図には定電圧源の記号で示す。)がトランジスタ21、23のエミッタにそれぞれ供給されるとともに、抵抗24及び可変抵抗25に供給されること。尚、抵抗24の一端にVDDが供給され、その他端が可変抵抗25(電力設定の微調整を行うもの。)を介して接地されている。
【0051】
・等価ダイオードとして用いられるトランジスタ20のみが用いられ、当該トランジスタ20のエミッタが抵抗18を介して分圧ポイントPに接続されていること。尚、これによりVFが一つ分減ることになるが、これは電力調整の度合いの関係によるもので、数の如何は問題でない(2つでも4つで良い。)。
【0052】
・電力微調整回路14の基本部分は、電圧バッファと上記抵抗24、25を含む部分であり、電圧バッファを構成する演算増幅器26について、その非反転入力端子が抵抗24と可変抵抗25との接続点に接続され、反転入力端子が演算増幅器26の出力端子に接続されていること。そして、当該演算増幅器26の出力信号が抵抗27を介して上記制御ラインCLに供給されること。
【0053】
本回路構成は、当該回路を含む制御回路をカスタムIC化(集積回路化)した場合に有用である。つまり、カスタムICでは、個々の抵抗が相対精度をもっているが絶対精度をもっていないので、制御ラインCLに直接接続される抵抗(カスタムIC内の抵抗)の抵抗値と、バッテリー電圧Vinの分圧用抵抗(上記抵抗16、17であり、カスタムICの外部に設けられる。)の抵抗値との相対精度が合わない。これによって、机上で計算した上記ディレイティングの効果と実際の効果との間にずれが生じ得る。そこで、このような不都合を回避するためには、ミラー電流を一旦電圧変換して、その後カスタムIC内の抵抗を用いて電流化する。そのために、電力微調整回路14内の演算増幅器26を利用して電圧/電流変換を行っており、当該回路は既存の回路であるため、回路規模の増大を伴うことがない。
【0054】
回路15Bでは、Vinの値が低くなったときにカレントミラー回路に電流が流れてこれが電力微調整用分圧抵抗(抵抗24と25の接続点を参照。)に入ることで電圧変換され、これが演算増幅器26を介してIC内の抵抗27により電流化されて制御ラインに流れ込むことで供給電力PWが低減されることになる。
【0055】
次に、ディレイティングの制御パラメータとして直流入力電圧Vinが低下する度合い及び低下している時間を考慮した電力制御について説明する。
【0056】
車両用の場合を例にすると、温度的に最も厳しい条件としては、車両エンジンの停止状態(オルタネータの働かない状況)で放電灯を点灯させているときであり、バッテリーからの供給電圧が次第に低下して長時間に亘って低い電圧での点灯を強いられると、消費電流が増加して温度が上昇する。特に、放電灯の点灯について維持可能な電圧が低く、点灯維持能力が高い(より低い電圧でも点灯を維持できる。)ものほど熱的条件が厳しくなる。尚、さらに電圧が低くなって放電灯の点灯維持ができなくなると放電灯が消灯する。するとバッテリーの電圧が回復するため、再び放電灯が点灯して当該電圧がまた次第に低下していくといった動作が繰り返される。そして、最終的には、放電灯の点灯を維持できないレベルにまでバッテリー電圧が低下してしまう。
【0057】
このような状況としては、放電灯を点灯させたままで消し忘れた場合等が想定され、熱的に過酷な条件が課せられるが、そのような場合でも回路の熱破壊等を防止する必要がある。つまり、直流入力電圧(バッテリー電圧)の低下状態が長時間に亘る場合には、他の電装部品の動作への影響は勿論、車両エンジンの始動が困難になるといった弊害をもたらす確率が高まるので、そのような事態を極力回避しなければならない。
【0058】
そこで、長時間に亘る入力電圧の低下に対しては、放電灯の明るさを正規の明るさに維持すべく電力投入を行うのではなく、入力電圧低下の長期化とともに消費電力を減少させるか、あるいは最終的に消灯させることによって、回路の熱的要因による故障から自己防衛を図ることが望ましい。
【0059】
そのためには、直流入力電圧が閾値以下に低下したことが検出された場合に、その低下の度合いが大きくかつ当該閾値以下に低下している時間が長いほど放電灯への供給電力が低下するように電力制御を行う。つまり、電子部品や回路の温度は、入力電圧の低下によって直ちに上昇するものではなく、低下の後、次第に上昇していくため、入力電圧の低下状態が長い時間に亘って継続するほど温度上昇が大きくなる。よって、当該低下状態の継続時間が長くなるほど、電力消費を抑えてディレイティングの度合いを強くしたり、さらには電力消費をゼロ(消灯)にするといった、時間要素を含む制御が有効である。
【0060】
図7は、回路構成例28の要部を示すものであり、制御回路については図2の構成を想定している。
【0061】
直流入力電圧Vinは抵抗29、30によって分圧されて検出され、コンパレータ31の正入力端子に供給されるようになっている。コンパレータ31の負入力端子には、所定の基準電圧「E1」(図には定電圧源の記号で示す。)が供給され、当該電圧がVinの検出値に対する閾値に相当する。
【0062】
カウンタ32は、Vinが閾値以下に低下した場合における低下時間を計測するために設けられており、そのクロック信号入力端子(CLK)には、図示しない信号発生回路からのクロック信号(CK)が供給される。また、カウンタ32のリセット端子(RST)には、上記コンパレータ31の出力信号が供給されるようになっており、当該コンパレータの出力するH(ハイ)レベル信号によってリセットがかけられる。
【0063】
カウンタ32の各出力端子(Q1乃至Q6)には、アナログスイッチSW1乃至SW6(図には簡略記号で示すが、例えば、FET等が用いられる。)がそれぞれに設けられており、各アナログスイッチには、2の累乗倍の抵抗比率をもった抵抗(「R、2R、4R、8R、16R、32R」であり、「R」の前に付した数字が比値を示す。)が付設されている。つまり、端子「QX」(X=1〜6)の出力信号によってオン/オフされるアナログスイッチ「SWX」(X=1〜6)が各端子に設けられるとともに、「Y=2^(6-X)」(「^」は累乗を表す。)と記すとき、抵抗「YR」(但し、「1R=R」である。)がアナログスイッチ「SWX」(X=1〜6)の出力側端子(非制御端子のうち接地側でない方の端子)に付設されている。そして、これらの6つの抵抗が互いに並列に接続されるとともに、それらの共通接続とされる端子がアンプ33の負入力端子及びNPNトランジスタ34のエミッタに接続されている。
【0064】
アンプ33の正入力端子には、所定の基準電圧「Er」(図には定電圧源の記号で示す。)が供給され、当該アンプの出力端子がトランジスタ34のベースに接続されている。尚、ErについてはE1と異なる電圧でも良い。
【0065】
トランジスタ34のコレクタはPNPトランジスタ21を介して基準電圧「VDD」の給電端子TNに接続されており、そして、PNPトランジスタ22のベースがトランジスタ21及びトランジスタ34のコレクタに接続されるとともに、当該トランジスタ22のエミッタがトランジスタ21、23の共通ベースに接続され、当該トランジスタ22のコレクタが接地されている。また、PNPトランジスタ23のエミッタが給電端子TNに接続され、当該トランジスタ23のコレクタが前記の制御ラインCL(図2参照。)に接続されている。
【0066】
本回路28において、直流入力電圧Vinの値が低下し、コンパレータ31の出力信号がL(ロー)レベルになると、カウンタ32がクロック信号CKを計数し始める。そして、計数開始からの時間が長い程、アナログスイッチSW1乃至SW6に流れる全電流の値が大きくなる(何故なら、上記のように、カウンタ32の出力段位が上がるほど抵抗値が小さい値に設定されているから)。つまり、この電流値は、「基準電圧Er/合成抵抗値」で規定され(例えば、全てのアナログスイッチがオンした状態では、全抵抗の並列合成値となる。)、これが、トランジスタ21乃至23のカレントミラー回路により制御ラインCLに流れ込み(ソース方向に流れる。)、当該電流値が大きい程、放電灯への投入電力が低下する。即ち、入力電圧Vinがその閾値以下のレベルになってからの経過時間が長くなる程、制御電流値が大きくなって放電灯への供給電力が減少するように制御が行われる。
【0067】
尚、本例では、カウンタ32の6つの出力に対して同数のアナログスイッチ及び抵抗を設けているが、それらの数を増やすことでディレイティング制御の分解能を上げることができることは勿論である。
【0068】
また、ディレイティング制御の強弱を決める要素としてVinが閾値以下となったときの低下時間の他に、Vin自体の低下度(閾値を基準とした低下の度合い)を要素として加えた構成例35を、図8に示す。
【0069】
図7との相違点は、Vinの低下分に係る検出部を追加して、その出力をアンプ33への入力として供給するように構成したことである。即ち、Vinが抵抗36、37を介してバッファ38に入力され、当該バッファの出力が抵抗39を介してアンプ33の負入力端子に供給される。尚、バッファ38は演算増幅器を用いて構成され、その非反転入力端子にVinの検出信号(抵抗分圧信号)が供給されるとともに、反転入力端子と出力端子が接続されている。
【0070】
本回路35では、Vinの低下時間の検出によるディレイティング制御を考えない場合において、Vinが低くなった場合に、その電圧低下分に応じて抵抗39に電流が流れるため、これが制御ラインCLを介して放電灯への投入電力に影響を与える(つまり、Vinの低下分が大きい程、投入電力が少なくなる。)。尚、この制御が、Vinの低下時間の検出によるディレイティング制御に加味されるのは、抵抗39の電流がアンプ33の入力段で抵抗群(R乃至32R)による電流と合成されるためであり、この場合には、Vinの低下分及び低下時間に応じて放電灯への投入電力が制御されることになる。
【0071】
回路の周囲温度による影響を考慮した場合の構成例40については、図9のようになる。
【0072】
図8におけるVinの検出部の代わりに、図3に示したのと同様の構成部を用いており、Vinの低下時間の検出及び電力制御に係る部分については、図7、図8の例と同じである。
【0073】
本例では、入力電圧Vinが抵抗41、42により分圧されて、両抵抗の接続点がPNPトランジスタ43のコレクタに接続されている。該トランジスタ43については、そのベースがコレクタに接続されており、そのエミッタがPNPトランジスタ44のコレクタ及びPNPトランジスタ45のベースに接続されている。
【0074】
トランジスタ44、46についてはベース同士が接続されており、各トランジスタのエミッタは基準電源「VREF」(図には定電圧源の記号で示す。)に接続されている。尚、トランジスタ45のエミッタがトランジスタ44、46のベースに接続されるとともに、そのコレクタが接地されている。そして、これらのトランジスタによりカレントミラー回路が構成されている。
【0075】
トランジスタ46のコレクタは、抵抗47を介して接地されるとともに、アンプ48の正入力端子に接続されており、当該アンプの負入力端子には抵抗49が付設されて当該抵抗の一端が接地されている。
【0076】
アンプ48の出力段にはNPNトランジスタ50が設けられており、そのベースにアンプ48の出力が供給される。そして、トランジスタ50のエミッタがアンプ48の負入力端子に接続されるとともに、当該トランジスタのコレクタがトランジスタ21のコレクタ及びトランジスタ22のベースに接続されている。
【0077】
本回路40では、周囲温度の監視用素子としてトランジスタを用いており、Vinの抵抗分圧値が、閾値「VREF−3・VF」よりも低くなったときに、トランジスタ44乃至46のカレントミラー回路に電流が流れ、アンプ48以降の回路を通して放電灯への投入電力に影響を及ぼす(つまり、周囲温度Tが高くなるとVFが低くなって閾値が大きくなるので、ディレイティング制御の効きが早まる。)。そして、この制御に対して、Vinの低下時間に応じたディレイティング制御が加わる。尚、放電灯への投入電力について、低下の度合やバランス等を調整するには、各基準電圧値、各抵抗値の設定や変更により行えば良い。
【0078】
以上の例では、放電灯に供給される電力を状況に応じて次第に減少させるものであったが、Vinの低下状態が長時間に亘って継続する場合には、放電灯を積極的に消灯させることが好ましい。即ち、Vinがその閾値以下に低下している状態がある時間内であれば、上記したようにVinの低下分や低下時間、周囲温度等を制御パラメータとしてディレイティング制御を行うが、入力電圧Vinが基準電圧以下に低下している時間が所定の基準時間(以下、これを「第1の基準時間」という。)以上に亘って持続する場合には放電灯への電力供給を遮断する構成とする。
【0079】
図10は、そのための回路構成例51を示したものである。
【0080】
Vinに対する分圧抵抗52、53により得られる検出電圧が、コンパレータ54の正入力端子に供給され、ここで基準電圧E2と比較される。
【0081】
カウンタ55は、Vinの検出値が基準電圧E2以下に低下した場合の低下時間(継続時間)を計測するために設けられており、そのクロック信号入力端子(CLK)には、図示しない信号発生回路からのクロック信号(CK)が2入力OR(論理和)ゲート56を介して供給される。そして、カウンタ55のリセット端子(RST)に上記コンパレータ54の出力信号が供給されるようになっており、当該コンパレータの出力するH(ハイ)レベル信号によりリセットがかけられる。
【0082】
カウンタ55の各出力(端子Q1乃至Q6の出力)は、多入力AND(論理積)ゲート57に入力され、当該ゲートの出力信号が制御出力となる。つまり、当該信号は、Hレベルの場合に放電灯への投入電力をゼロとする信号であり(以下、「SOF」と記す。)であり、後段のORゲート58に送出されるとともに、上記ORゲート56に送られる(よって、信号SOFがHレベルの場合には、ORゲート56の出力信号がHレベルになるためカウンタ55がクロック信号CKを受け付けなくなる。)。
【0083】
ORゲート58は多入力ORゲートであり、上記信号SOFの他、図示しない異常検出回路(あるいは異常判断・診断回路)からの信号が入力されるようになっているので、これらの信号のうち、1つでもHレベルのものがあると、当該ゲートがHレベル信号を出力し、これが後段のラッチ回路59で保持される。そして、その保持信号により放電灯への電力供給が遮断される。尚、電力遮断については、例えば、点灯回路への電源供給をリレー等のスイッチ手段で遮断する形態や、点灯回路の制御を停止させたり、直流−直流コンバータの動作停止や直流−交流変換回路のシャットダウンに依る形態等、各種の態様が知られている(よって、それらの説明は省略する。)。
【0084】
本回路51では、Vinの検出値をコンパレータ54でE2と比較し、当該コンパレータの出力信号がLレベルになったときにカウンタ55の計数動作が開始する。尚、基準電圧E2を前記E1と同じ値に設定しても良いし、又は両者を異なる値に設定することも勿論可能である。
【0085】
クロック信号CKの計数開始から所定時間(上記第1の基準時間)が経過したときに、カウンタ55の各段位の出力がHレベルとなり、上記信号SOFがHレベルとなる。尚、ここにいう「所定時間」はクロック信号CKの周波数により規定され、本例では、「CKの基本周期×63」(秒)である。
【0086】
信号SOFがHレベルとなって、ORゲート56、58に送られるとともに、ラッチ回路59で保持される結果、放電灯への投入電力がゼロとなって放電灯が消灯する。
【0087】
尚、本構成においてクロック信号CK及びカウンタを図7乃至図9の構成と共用すれば、同じCK及びカウンタで済むので、回路構成が簡単になる。
【0088】
上記のように、信号SOFはそれがHレベルを示すときに消灯指示信号とされ、当該信号によって放電灯が消灯するが、その後の処置については下記に示す形態が挙げられる。
【0089】
(1)入力電圧Vinがもとの電圧レベルに回復しても、電源の再投入を行わない限り、放電灯を点灯させない形態
(2)入力電圧Vinがもとの電圧レベルに回復した場合には、放電灯の再点灯を許可する形態。
【0090】
先ず、形態(1)については、図10に示す通りに、信号SOFのHレベルがラッチされて放電灯が消灯した後は、ユーザーが電源を再投入するまでの間、消灯状態が維持される形態であり、放電灯の消灯後において、Vinの電圧値が回復しても放電灯は点灯しない。例えば、車両用放電灯の消し忘れによって、バッテリー電圧が次第に低下していき、放電灯が最終的に消灯した場合を想定すると、その後におけるバッテリー電圧は、オルタネータが動作していなくても、もとのレベルに向かって上昇する。この上昇により、例えば、バッテリー電圧が上記E2を超えたとして、直ちに放電灯の点灯復帰を行ったのでは、当該点灯により再びバッテリー電圧が低下して、また同じことの繰り返しが起きてしまう。そこで、必要以上のバッテリーの消耗を防ぐとともに、回路の温度上昇を問題ない範囲にするために、電源を入れ直す(つまり、点灯スイッチの再投入)操作がなされるまで放電灯の消灯状態を維持する。
【0091】
また、形態(2)については、放電灯の消灯後に電源の再投入を待たずにVinのレベルが回復したら放電灯を点灯復帰させるものである。但し、復帰時の基準電圧について、何の配慮なく上記E2と同じ値に設定したのでは、上記と同様の問題が生じるので、下記の事項を採用する。
【0092】
(A)遮断判定時の基準電圧E2よりも高い基準電圧(これを「E3」と記す。)を、復帰判定時の基準電圧として設定すること
(B)Vinが基準電圧以上に回復して、この状態が所定の基準時間(以下、これを「第2の基準時間」という。)に亘って維持されるか否かを判断すること(「E3=E2」の設定でも良い)。
【0093】
尚、実施形態については、(A)又は(B)の一方を採用する形態、つまり、VinがE3になったことを比較手段により検出して点灯復帰について判断する形態、あるいはVinの回復状態をその時間で判断するために計時手段を設けて基準時間との比較から点灯復帰について判断する形態の他、(A)及び(B)の併用が可能である(この場合、「E3>E2」の設定となる。)。
【0094】
図11は(A)及び(B)を組み合わせた形態について構成例60を示したものであり、図10に示す構成との相違点は下記の通りである。
【0095】
・コンパレータ54に代わって、ヒステリシスコンパレータ54Hが用いられていること。つまり、当該コンパレータの出力信号がHレベルからLレベルに変化する際の基準電圧E2と、出力信号がLレベルからHレベルに変化する際の基準電圧E3とが異なっており、「E2<E3」とされていること。
【0096】
・計時手段としてカウンタ65が設けられており、当該カウンタの出力がHレベルになると、Dフリップフロップ62がプリセットされて、当該フリップフロップのQ出力についての論理否定として信号SOFがLレベルになること。
【0097】
回路構成としては、多入力ANDゲート57の出力信号が、NOT(論理否定)ゲート61を介してDフリップフロップ62のリセット端子(R)に送られるとともに、当該出力信号が2入力ORゲート63に送られる。尚、Dフリップフロップ62については、Lアクティブ入力のプリセット端子(PR)及びリセット端子(R)を備えており(図にはオーバーラインを付して示す。)、D入力端子及びクロック信号入力端子が接地されている。
【0098】
Dフリップフロップ62のQ出力信号は、2入力ORゲート63に送出されるとともに、NOTゲート64を経て信号SOFとなる。
【0099】
カウンタ65については、そのリセット端子(RST)にORゲート63の出力信号が供給されるとともに、クロック信号入力端子(CLK)には、図示しない信号発生回路からのクロック信号「CK」が送られてくる。そして、カウンタ65の出力(端子「QX」の出力信号)が2入力ORゲート66の一方の入力端子に供給される。当該ORゲート66の他方の入力端子には、回路の立ち上がり時に生成される、パルス幅の狭いPOC(パルス・オン・クリア)信号が供給されるようになっており、ORゲート66の出力信号がNOTゲート67を介してDフリップフロップ62のプリセット端子(PR)に供給される。よって、カウンタ65の端子QXからの出力がHレベルの場合又はPOC信号の発生時(初期化時)において、Dフリップフロップ62がプリセットされてそのQ出力がHレベルになる(信号SOFはLレベル)。
【0100】
図12は、各部の信号波形及びタイミングについて概略的に示したものであり、各記号の意味は下記の通りである。
【0101】
・「SCMP」=コンパレータ54Hの出力信号
・「SAND」=ANDゲート57の出力信号
・「SFF」 =Dフリップフロップ62のQ出力信号
・「SQX」 =カウンタ65の出力信号。
【0102】
尚、図中に示す期間「T1」(時刻t1〜t2)が上記第1の基準時間に、期間「T2」(時刻t3〜t4)が上記第2の基準時間に相当し、「H」がハイレベル、「L」がLレベルをそれぞれ示す。
【0103】
先ず、入力電圧が正常(「Vin>E2」)のときには、SCMPがHレベル、SANDがLレベル、SFFがHレベル、SOFとSQXがLレベルである(投入電力の持続)。
【0104】
VinがE2よりも低下して(「Vin<E2」)、SCMPがLレベルとなり(時刻t1)、上記第1の基準時間「T1」が経過するとSANDがHレベルになり(時刻t2)、SFFがLレベル、SOFがHレベルとなる(投入電力の遮断)。
【0105】
その後、Vinが回復して上昇し、時刻t3で「Vin>E3」になり(SCMPがHレベル、SANDがLレベル)、第2の基準時間「T2」が経過する前には、SFFがLレベル、SOFがHレベルとなる。そして、カウンタ65による計時動作が進行して、当該基準時間T2が経過する時にSQXが一時的にHレベルに立ち上がり(時刻t4)、これがORゲート66及びNOTゲート67を経てDフリップフロップ62に送られるため、SFFがHレベル、SOFがLレベルとなる(電力の再投入)。
【0106】
尚、本例では、上記した形態(1)のように信号SOFをラッチしてはいけないので、図13に示すように、ラッチ回路59の後段に2入力ORゲート68を設けて、これにラッチ回路59の出力信号(ORゲート58の入力からSOFを外す。)及び信号SOFを供給し、当該ゲート68の出力信号によって放電灯への投入電力について遮断又は維持若しくは再投入許可を制御すれば良い。
【0107】
このように、Vinの低下検出時における基準電圧E2よりも高い基準電圧E3を設定し、放電灯への電力供給を遮断した後において、VinがE3以上に回復し、かつこの状態が基準時間T2に亘って維持された場合に、放電灯の再点灯を許可すると、Vinが復帰する見込みがある場合に放電灯を点灯させてその維持を図ることができる。例えば、直流入力電圧の一時的な低下等であって、自然に電圧が回復して点灯復帰が可能なる状況が想定される。
【0108】
ところで、上記基準時間T2についての設定値を常に一定とする形態の他には、これを直流入力電圧の回復状況に応じて変化させる形態が挙げられる。例えば、車両用放電灯の場合に、ユーザーが放電灯の消し忘れに気付いて、エンジンをかけてオルタネータが動作し始めたために、バッテリー電圧が定格電圧近辺にまで回復した状況を想定する。この場合に、T2を一定時間の設定のままにしておくことは賢明でなく(点灯復帰に要する時間が長くなる。)、T2の設定を短縮することが好ましい。つまり、放電灯への電力供給を遮断した後で、直流入力電圧の回復が見込まれ、かつその度合い(上昇)が速いほど復帰判定の基準時間(T2)の長さを短くすれば良い。
【0109】
例えば、上記基準電圧E3よりも高く、かつVinの定格電圧の近いレベルに設定される基準電圧E4を設け、Vinのレベルが回復してE4に到達した場合に、上記基準時間T2が短くなるように制御することで、前記した構成よりも短時間での点灯復帰が可能になる。
【0110】
図14はそのような構成例69を示したものであり、図11に示す構成との相違点は以下の通りである。
【0111】
・カウンタ65に供給されるクロック信号について、「CK」とこれよりも周波数の高い信号「CK2」とが用意されており、ヒステリシスコンパレータ72からの信号によって両者が選択的に供給されるようになっていること(Vinが低いうちはCKが使用され、Vinが高くなるとCK2が使用される。)。
【0112】
回路構成については、Vinに対する分圧抵抗70、71により得られる検出値がヒステリシスコンパレータ72の正入力端子に供給され、その負入力端子には基準電圧E4(図には定電圧源の記号で示す。)が供給されている。つまり、Vinの検出値が「E4」以上になった場合にHレベル信号を出力する。
【0113】
クロック信号CK、CK2のうち、一方CKは2入力ANDゲート74を介して2入力ORゲート76の一方の入力端子に送られる。尚、ANDゲート74には上記コンパレータ72の出力信号がNOTゲート73を介して供給される。
【0114】
他方、信号CK2は2入力ANDゲート75を介して2入力ORゲート76の残りの入力端子に送られる。尚、ANDゲート75には上記コンパレータ72の出力信号が供給される。
【0115】
そして、ORゲート76の出力信号(CK又はCK2)は、カウンタ65のクロック信号入力端子(CLK)に供給されてカウントされる。
【0116】
本構成では、Vinが回復してE3を越えるまでの動作については図11の場合と同じであり、ヒステリシスコンパレータ72の出力するLレベル信号がNOTゲート73で反転されてANDゲート74に供給されることで信号CKが選択される。
【0117】
VinがE4以上に回復すると、ヒステリシスコンパレータ72の出力するHレベル信号がANDゲート75に供給されることで信号CK2が選択される。上記のようにCK2はCKよりも高い周波数のクロック信号であるため、カウンタ65の計数動作が速くなり、よって点灯復帰に要する時間が短くなる(この事は基準時間T2が短くなることと等価である。)。
【0118】
尚、E4のレベル判定用コンパレータとしてヒステリシスコンパレータを用いている理由は、閾値近傍において信号CKとCK2とが頻繁に切り替わるのを防ぐためであり、よって、非常に小さなヒステリシス幅で良い。
【0119】
このように、Vinの回復について閾値を設定するとともに、レベル比較の結果に応じてクロック信号の周波数を切り替えることで、回路の大幅な改変を伴わずに済む。
【0120】
Vinのレベルに応じて判定の基準時間の長さを変化させるという思想は、上記第1の基準時間についても適用することができ、この場合には、Vinに係る低下の度合いが大きいほど遮断判定の基準時間を短くすれば良い。つまり、Vinの低下が大きいほど入力電流が大きくなって発熱による熱的条件が厳しくなるので、Vinがかなり低い場合には、より早い時期に放電灯への電力投入を遮断して消灯させた方が安全である。
【0121】
図15は、そのような構成例77を示しており、図10に示す構成との相違点は以下の通りである。
【0122】
・カウンタ55に供給されるクロック信号について、「CK2」とこれよりも周波数の高い信号「CK1」とが用意されており、ヒステリシスコンパレータ80からの信号によって両者が選択的に供給されるようになっていること(Vinが高いうちはCK2が使用され、Vinが低くなるとCK1が使用される。)。
【0123】
回路構成については、Vinに対する分圧抵抗78、79によって検出される電圧がヒステリシスコンパレータ80の正入力端子に供給され、ここで基準電圧E5と比較される。そして当該コンパレータの出力信号がNOTゲート81を介して2入力ANDゲート82に送出されるとともに、当該出力信号は2入力ANDゲート83に送出される。
【0124】
2入力ANDゲート82には、図示しない信号発生回路からの信号CK1が供給されるようになっており、当該信号と上記NOTゲート81からの信号との間で論理積演算がなされ、その結果が2入力ORゲート84の一方の入力端子に送られる。
【0125】
また、2入力ANDゲート83には、図示しない信号発生回路からの信号CK2が供給されるようになっており、当該信号と上記コンパレータ80の出力信号との間で論理積演算が行われ、その結果が2入力ORゲート84の残りの入力端子に送られる。
【0126】
そして、ORゲート84の出力信号がORゲート56に送られ、ここで信号SOFとの間で論理和演算が行われ、その結果がカウンタ55のクロック信号入力端子(CLK)に供給される。
【0127】
本例では、VinがE5より大きい場合に、ヒステリシスコンパレータ80の出力するHレベル信号がANDゲート83に供給されることで信号CK2が選択される。
【0128】
また、VinがE5以下になると、ヒステリシスコンパレータ80の出力するLレベル信号がNOTゲート81により反転されてANDゲート82に供給されることで信号CK1が選択される。この信号CK1はCK2よりも高い周波数のクロック信号であるため、カウンタの計数動作が速くなり、よって投入電力遮断までに要する時間が短くなる(この事は基準時間T1が短くなることと等価である。)。
【0129】
尚、基準電圧に関してE5の値とE2の値とが等しいものとすると、コンパレータ80に入力されるVinの抵抗分圧値の方が、コンパレータ54のそれよりも大きくなるように各抵抗値を設定することにより、コンパレータ80ではE2よりも低い入力電圧で出力信号のレベルが切り替わるようにすることができる(つまり、「E5=E2」の設定で、かつ分圧抵抗値の設定が両コンパレータについて同じであると、コンパレータ54では、VinがE2以上の場合にその出力するHレベル信号によりカウンタ55がリセットされるので、CK2をカウントしない。)。また、E5のレベル判定用コンパレータとしてヒステリシスコンパレータを用いている理由は、閾値近傍において信号CK1とCK2とが頻繁に切り替わるのを防ぐためであり、よって、非常に小さなヒステリシス幅で良い。
【0130】
このように、Vinの低下検出において、レベル比較の結果に応じてクロック信号の周波数を切り替えることで、回路の大幅な改変を伴わずに済む。尚、図示は省略するが、図15に示す構成においても、前記形態(1)又は(2)の適用が可能である。
【0131】
上記に行った説明では、放電灯の消し忘れに関してVinの低下分や低下時間、周囲温度の影響に応じて放電灯への投入電力を減少させたり、信号SOFにより放電灯への電力供給を遮断するものとしたが、放電灯の消し忘れについてユーザーに通知することも有効である。つまり、投入電力の減少又は電力供給の停止を通知したり、あるいは信号SOFを異常検出信号として利用することで、インジケータ表示やブザー等の警報を行うことができる。例えば、Vinが閾値以下に低下した状態が所定の基準時間に亘って継続した場合に、入力電圧の低下について異常が発生したものと判断して異常通知出信号を発してユーザーに知らせる等、各種形態での実施が可能である。
【0132】
【発明の効果】
以上に記載したところから明らかなように、請求項1に係る発明によれば、直流入力電圧が低下した場合において、周囲温度の上昇に従って放電灯への供給電力が低減されるので、周囲温度の上昇による回路の発熱を抑制できるので充分な熱対策を講じることができ、また、周囲温度が低い場合に放電灯への供給電力が過度に低減されてしまうといった不都合がなくなる。よって、周囲温度が低くなった場合に放電灯の明るさが規定値よりも暗くなってしまったり、あるいは逆に周囲温度が高くなった場合に、発熱を充分に防ぐだけの電流制限や電力低下の機能が発揮されないといった不都合を防止して、熱対策について万全を期すことができる。
【0133】
請求項2に係る発明によれば、直流入力電圧の検出素子に接続される周囲温度の監視用又は補償用素子を介して得られる検出信号に基いて放電灯への供給電力を制御することによって、回路構成の複雑化を伴うことなく周囲温度の影響を排除することができる。
【0134】
請求項3や請求項4に係る発明によれば、直流入力電圧や周囲温度に対して予め設定される閾値及びその変化を考慮することにより、回路の発熱に起因する弊害について充分な安全対策を講じることができる。
【0135】
請求項5や請求項6に係る発明によれば、直流入力電圧が閾値以下に低下した場合に(直流入力電圧の低下により、そのままでは回路が発熱して温度上昇を引き起こす。)、その低下の度合いと低下の時間に応じて放電灯への供給電力を制御することにより直流電源の消耗を抑え、放電灯の消し忘れ等に対して充分な熱対策を講じることができるとともに、装置の小型化(省スペース化)に対応することが可能になる。
【0136】
請求項7に係る発明によれば、直流入力電圧の低下分が顕著な場合には放電灯への電力供給を遮断することで直流電源がそれ以上消耗しないようにすることができる。
【0137】
請求項8に係る発明によれば、投入電力の遮断状態を、電源再投入まで維持することによって、直流電源の消耗を防ぎ、回路の温度上昇を抑制できる。
【0138】
請求項9や請求項10に係る発明によれば、直流入力電圧の一時的な低下時等においては放電灯の再点灯が許可されるので、電源再投入によらずに点灯復帰が可能になる。例えば、車両用放電灯への適用において、車両の夜間走行時の安全性を高めることができる。
【0139】
請求項11に係る発明によれば、直流入力電圧の回復が速いほど点灯復帰に要する時間を短かくして、放電灯の再点灯に要する時間を早くすることができる。
【0140】
請求項12に係る発明によれば、直流入力電圧の低下が大きいほど投入電力の遮断に要する時間を短くすることで、早期に放電灯を消灯させ、電源供給の無駄を省くことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成例を示す回路ブロック図である。
【図2】制御回路における電力制御について説明するための図である。
【図3】要部の構成例について示す回路図である。
【図4】直流入力電圧に対する出力電力の関係を示すグラフ図である。
【図5】周囲温度に対する出力電力の関係を示すグラフ図である。
【図6】図3とは異なる構成例を示す回路図である。
【図7】直流入力電圧の低下時間に応じた電力制御について説明するための回路図である。
【図8】図7の構成に対して、直流入力電圧の低下分の検出を加味した電力制御について説明するための回路図である。
【図9】周囲温度の影響を考慮した電力制御について説明するための回路図である。
【図10】直流入力電圧の低下が顕著な場合における放電灯の消灯について説明するための回路図である。
【図11】直流入力電圧の回復時の点灯復帰について説明するための回路図である。
【図12】図11の構成について要部の波形を示す図である。
【図13】放電灯の消灯状態を保持しないための回路構成について説明するための回路図である。
【図14】点灯復帰の判定に係る基準時間を変化させるための構成例を示す回路図である。
【図15】投入電力の遮断判定に係る基準時間を変化させるための構成例を示す回路図である。
【図16】従来の問題点について説明するためのグラフ図である。
【符号の説明】
1…放電灯点灯回路、2…直流電源、3…直流−直流変換回路、4…直流−交流変換回路、6…放電灯、9…制御回路、16、17…検出素子、19、20…監視用又は補償用素子
Claims (10)
- 直流電源からの直流入力電圧を昇圧し又は降圧して出力する直流−直流変換回路と、該直流−直流変換回路の出力電圧を交流電圧に変換する直流−交流変換回路と、放電灯への供給電力を制御する制御回路を備え、前記直流入力電圧の低下が検出された場合に当該低下に応じて前記制御回路により前記放電灯への供給電力が低減されるようにした放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧を検出する検出素子を設けるとともに、当該検出素子に接続される周囲温度によって特性が変化する温度監視用素子を介して得られる検出信号に基づいて、前記直流入力電圧の低下分が同じであっても、前記周囲温度が高くなるほど上記制御回路により前記放電灯への供給電力が低下するように電力制御が行われることを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項1に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧が当該電圧に対して予め設定される閾値以下となった場合又は周囲温度が当該温度に対して予め設定される閾値温度以上になった場合に、前記直流入力電圧の低下に応じて前記制御回路により前記放電灯への供給電力が低減されるようにしたことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項2に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧に係る前記閾値が周囲温度の上昇とともに高くなり、又は周囲温度に係る前記閾値温度が直流入力電圧の低下とともに低くなるようにしたことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項1に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧が閾値以下に低下した場合に、その低下の度合いが大きくかつ当該閾値以下に低下している時間が長いほど前記制御回路によって前記放電灯への供給電力が低下するように電力制御が行われることを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項4に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧が第1の基準電圧以下に低下している時間が第1の基準時間に亘って持続した場合に前記放電灯への電力供給が遮断されるようにしたことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項5に記載した放電灯点灯回路において、
前記放電灯への電力供給を遮断した状態が、電源を再投入するまで維持されることを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項5に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧の低下検出時における前記第1の基準電圧よりも高い第2の基準電圧を設定するとともに、前記放電灯への電力供給を遮断した後で、前記直流入力電圧が前記第2の基準電圧以上に回復した場合に、前記放電灯の再点灯が許可されることを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項5に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧の低下検出時における前記第1の基準電圧に等しいか又はこれよりも高い電圧として第3の基準電圧を設定するとともに、前記放電灯への電力供給を遮断した後で、前記直流入力電圧が前記第3の基準電圧以上に回復し、かつこの状態が第2の基準時間に亘って維持された場合に、前記放電灯の再点灯が許可されることを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項8に記載した放電灯点灯回路において、
前記放電灯への電力供給を遮断した後で、前記直流入力電圧が回復して前記第3の基準電圧に到達した場合に前記第2の基準時間の長さを短くしたことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項5に記載した放電灯点灯回路において、
前記直流入力電圧に係る低下の度合いが大きいほど前記第1の基準時間の長さを短くしたことを特徴とする放電灯点灯回路。
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