JP2002108301A - 液晶駆動回路および負荷駆動回路 - Google Patents
液晶駆動回路および負荷駆動回路Info
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Abstract
リング時間を短縮できる負荷駆動回路とを提供する。 【解決手段】 本発明は、シフトレジスタ1と、データ
ラッチ回路2と、ロードラッチ回路3と、レベルシフタ
4と、デコーダ21と、出力選択回路22と、ブリーダ
7と、バッファアンプ6とを備えている。階調数に応じ
て、アンプイネーブル回路25内のフリップフロップと
データラッチ回路2におけるラッチ部の駆動数を切り替
えるため、不要なフリップフロップ等で電力を消費しな
くなり、消費電力の低減が図れる。また、バッファアン
プ6は2段構成のアンプからなり、バッファアンプ6の
出力端子と各負荷との間にはそれぞれ抵抗およびスイッ
チが直列接続されている。これにより、負荷量が変動し
ても時定数が一定になり、セトリング時間が短くなり、
安定動作が可能になる。
Description
液晶駆動回路と、容量性負荷を選択的に駆動する負荷駆
動回路に関する。
ため、大容量のバッテリを搭載することができず、電話
機内部の回路の消費電力をできるだけ低減する必要があ
る。その一方で、携帯電話機にカラーの液晶パネルを搭
載したものが増えてきた。
ICは、パネル内の信号線ごとにバッファアンプを備え
ていた。このため、m個の駆動出力端子を有するソース
ドライバICでは、常にm個(例えば、384や420
個)のバッファアンプを動作させており、消費電力が増
える原因になっていた。
の概略構成を示すブロック図である。図11の信号線駆
動回路は、外部から供給されたシフトパルスを転送クロ
ックに同期させて順にシフトさせるシフトレジスタ1
と、シフトレジスタ1の各出力端子から出力されたシフ
トパルスに同期させてデジタル階調データをラッチする
複数のデータラッチ回路2と、複数のデータラッチ回路
2の出力を同タイミングでラッチするロードラッチ回路
3と、ロードラッチ回路3の出力のレベル変換を行うレ
ベルシフタ4と、レベルシフタ4の出力に応じたアナロ
グ電圧を出力するD/Aコンバータ5と、D/Aコンバ
ータ5の出力をバッファリングするバッファアンプ6
と、デジタル階調データに対応するアナログ基準電圧を
生成するブリーダ7とを備えており、バッファアンプ6
の出力はそれぞれ信号線に供給される。
電圧とを、直列接続された複数の抵抗素子により抵抗分
圧してアナログ基準電圧を生成する。
1に示される従来の信号線駆動回路において、消費電力
が増えるという問題を解消し得る一手法として、各信号
線ごとにバッファアンプを設ける代わりに、アナログ基
準電圧を供給する基準電圧線のそれぞれごとにバッファ
アンプを設ける手法が提案されている。この場合、階調
数がnであれば、2n個のバッファアンプを設ければよ
く、信号線のそれぞれごとにバッファアンプを設けるよ
りも、バッファアンプの数を大幅に削減でき、消費電力
の低減が図れる。
基準電圧線のそれぞれごとにバッファアンプを設ける場
合、バッファアンプ6を、2段のアンプからなる演算増
幅器11で構成するのが一般的である。また、安定性を
よくするために、図12(a)に示すように、後段の演
算増幅器11の出力端子をキャパシタ素子C10を介して
入力端子に帰還させてミラー補償により位相余裕を確保
している。あるいは、特開平11-150427号で提案した図
13(a)の回路のように、出力に直列接続された抵抗
Rzと負荷容量CLによるゼロ点を用いて位相補償を行っ
て位相余裕を確保していた。
周波数特性図に示すように、開ループ周波数特性に現れ
る2番目のポール(極)は、2段目の利得段のトランス
コンダクタンスgm2と負荷容量CLとで決まる周波数g
m2/CLに依存する。なお、ポール1個につき位相が9
0度回転する。
きくなるにつれて、2番目のポールの周波数は駆動する
負荷の数mに応じて、gm2/(m・CL)と低くなるた
め、小さな負荷容量の場合、低い周波数から位相が回っ
て位相余裕が小さくなり、mが大きい場合には、位相余
裕がなくなって発振しやすくなるという問題がある。
(b)の周波数特性図に示すように、2番目のポールの
周波数は負荷量が変化しても共通であるが、1番目のポ
ールの周波数とゼロ点の周波数は負荷量に応じて変化す
る。また、図13(a)の回路の場合、負荷の数が増え
るほど、抵抗Rzと負荷容量m・CLとで形成されるロー
パス特性により、波形がなまり、セトリング時間が長く
なるという問題が生じる。
ものであり、その目的は、消費電力を低減できる液晶駆
動回路を提供することにある。また、他の目的は、セト
リング時間を短縮できる負荷駆動回路を提供することに
ある。
ために、本発明は、複数の信号線のそれぞれにデジタル
階調データに応じたアナログ電圧を供給する液晶駆動回
路において、前記デジタル階調データのそれぞれに対応
するアナログ基準電圧を出力する基準電圧発生回路と、
前記アナログ基準電圧のそれぞれを個別にバッファリン
グする複数のバッファアンプと、所定期間内に入力され
た前記デジタル階調データおよび前記デジタル階調デー
タの階調数を決定するための階調モード信号の少なくと
も一方に基づいて、前記複数のバッファアンプのそれぞ
れをイネーブル状態か、ディセーブル状態に設定するア
ンプイネーブル回路と、を備える。
階調データに応じたアナログ電圧を供給する液晶駆動回
路において、前記デジタル階調データのそれぞれに対応
するアナログ基準電圧を出力する基準電圧発生回路と、
パルス信号を順次シフトしたシフトパルスを出力するシ
フトレジスタと、前記シフトレジスタの各出力端子から
出力されたシフトパルスに同期して、前記デジタル階調
データをそれぞれラッチする複数の第1ラッチ回路と、
前記複数の第1ラッチ回路の各出力を実質的に同一のタ
イミングでラッチする第2ラッチ回路と、前記第2ラッ
チ回路の出力に基づいてデコード信号を生成するデコー
ダと、前記デコーダの出力に基づいて、前記複数の信号
線ごとに所望のアナログ電圧を出力する出力選択回路
と、階調モード信号に基づいて階調数を設定する階調モ
ード回路と、を備え、前記第1ラッチ回路のそれぞれ
は、最大階調数分のラッチ部を少なくとも有し、前記階
調モード回路の出力信号に基づいて、イネーブル状態に
なる前記ラッチ部の数が可変とされる。
るバッファアンプのみイネーブル状態にするため、バッ
ファアンプでの消費電力を低減できる。
第1ラッチ回路におけるラッチ部の駆動数を切り替える
ため、階調が低い場合には、より消費電力を低減でき
る。
いて、m(mは2以上の整数)個の負荷を選択的に駆動
する負荷駆動回路において、前記負荷のそれぞれと前記
演算増幅器との接続経路を遮断するか否かを切り替える
スイッチと、前記演算増幅器の出力端子から前記スイッ
チを通って前記m個の負荷に至る経路上にそれぞれ接続
されたインピーダンス素子と、を備える。
づいてm(mは1以上の整数)個の負荷を選択的に駆動
する負荷駆動回路において、前記負荷のそれぞれと前記
演算増幅器との接続経路を遮断するか否かを切り替える
スイッチと、前記演算増幅器の出力端子から前記スイッ
チを通って前記m個の負荷に至る経路上にそれぞれ接続
されたインピーダンス素子と、前記演算増幅器の出力端
子に直列接続される擬似インピーダンス素子、擬似スイ
ッチおよび擬似キャパシタ素子と、を備え、前記擬似イ
ンピーダンス素子のインピーダンスと前記擬似キャパシ
タ素子のキャパシタンスとの積を、前記インピーダンス
素子のインピーダンスと前記負荷のキャパシタンスとの
積に略等しくする。
との間にそれぞれインピーダンス素子を接続するため、
負荷量が変動しても、セトリング時間が長くなることが
なく、安定動作が可能になる。
パシタ素子とを含むダミー負荷回路を演算増幅器の出力
端子に接続すれば、他のスイッチがすべてオフの場合で
も、このダミー負荷回路により演算増幅器の動作を安定
化させることができる。
ーダンス素子を接続すれば、位相余裕を広げることがで
き、より安定な動作が保障される。
および負荷駆動回路について、図面を参照しながら具体
的に説明する。
晶駆動回路の一実施形態の概略構成を示すブロック図で
あり、信号線駆動部の構成を示している。図1では、図
11と共通する構成部分には同一符号を付しており、以
下では相違点を中心に説明する。
シフトレジスタ1と、データラッチ回路(第1ラッチ回
路)2と、ロードラッチ回路(第2ラッチ回路)3と、
レベルシフタ4と、デコーダ21と、出力選択回路22
と、ブリーダ(基準電圧発生回路)7と、バッファアン
プ6とを備えている。
21および出力選択回路22がD/Aコンバータ5を構
成している。
うに、電源電圧と接地電圧とを複数の抵抗により抵抗分
圧してアナログ基準電圧を出力する。あるいは、図2
(b)に示すように、少なくとも一部のアナログ基準電
圧を外部からバッファ31,32等を介して供給しても
よい。
階調データの種類を判別する階調データ使用判定回路2
3と、階調モード信号に基づいてデータラッチ回路2等
を制御する階調モード回路24と、アンプイネーブル回
路25とを備えている。
構成を示す回路図である。階調データ使用判定回路23
は、図示のように、26=64個の論理判定回路231〜
23 64からなる。各論理判定回路231〜2364は、3
個の6入力NANDゲートG1,G2,G3と、3入力NAND
ゲートG4と、2個のNORゲートG5,G6と、インバ
ータIV1とを有する。3入力NANDゲートG4の出力は、
NORゲートG5,G6により保持される。
64は、6ビットのデジタル階調データが(0,0,0,0,0,0)
〜(1,1,1,1,1,1)のどれに等しいかを判定する。6入力N
ANDゲートにはそれぞれ、RGBの各6ビット信号RED
[0:5]、GREEN[0:5]、BLUE[0:5]が入力される。これら3
種類の6ビット信号のうち少なくとも1種類が(0,0,0,
0,0,0)になれば、論理判定回路231の出力は「1」に
なる。
ータのうち少なくとも1種類が(0,0,0,0,0,1)になれ
ば、論理判定回路232の出力は「1」になる。また、
RGBの6ビットデジタル階調データのうち少なくとも
1種類が(1,1,1,1,1,1)になれば、論理判定回路2364
の出力は「1」になる。
給される階調モード信号に基づいて、nビットの判別信
号を生成して階調数を決定する。階調モードの一例とし
て、例えば携帯電話用の液晶駆動回路の場合、通常の使
用時の多階調モードと、待ち受け時の低階調モードとが
ある。
タラッチ回路2とアンプイネーブル回路25に供給され
る。データラッチ回路2のそれぞれは、最大階調数分の
ラッチ部をそれぞれ有し、各ラッチ部は、階調モード回
路24の出力であるnビットの判別信号、すなわち、階
調数に応じて、イネーブル状態またはディセーブル状態
に設定される。
ル状態になるデータラッチ回路2内のラッチ部の数が増
え、階調数が少ないほど、イネーブル状態になるデータ
ラッチ回路2内のラッチ部の数が減る。これにより、階
調数が少ない場合には、イネーブル状態になるラッチ部
の数を減らして消費電力の低減を図る。
構成を示すように、階調データ使用判定回路23の出力
OUT[0:2n-1]をそれぞれラッチ可能な複数のフリップフ
ロップ31を有する。これらフリップフロップ31は、
シフトレジスタ1の最終段のレジスタから出力されたシ
フトパルスに同期して階調データ使用判定回路23の出
力をラッチする。なお、シフトレジスタ1の最終段のレ
ジスタから出力されたシフトパルスで同期化する代わり
に、ロードラッチ回路3に入力されるロード信号を利用
して、階調データ使用判定回路23の出力をラッチする
ための同期信号を生成してもよい。
はリセット端子には、階調モード回路24から信号k
[0:2n-1]が供給される。この信号k[0:2n-1]の論理に
より、階調数に応じて、イネーブル状態になるフリップ
フロップ31の数が変化する。
31は、階調データ使用判定回路23の対応する出力
(OUT[0:2n-1]のいずれか)をクロックPLSに同期し
てラッチし、そのラッチ出力は、対応するバッファアン
プ6のイネーブル端子に供給される。
調データ使用判定回路23に供給されるデジタル階調デ
ータを構成する一部のビットは、所定の論理に固定化さ
れる。これにより、図3に詳細構成を示した階調データ
使用判定回路23は、低階調モード時にもデジタル階調
データの種類を正確に判別できる。
基づいて、ディセーブル状態となる図4中のフリップフ
ロップ回路31と対応する論理判定回路23の出力が、
固定されることのないビットの論理によらず「0」とな
るように、一部のビットの論理が固定化される。
す回路図である。図示のように、バッファアンプ6は、
高電圧側の駆動を行う第1アンプ41と、低電圧側の駆
動を行う第2アンプ42とを並列接続した構成になって
いる。第1および第2アンプ41,42とも、出力を入
力側に帰還させたボルテージフォロワ構成である。
は、ANDゲートG7,G8により、アンプイネーブル回
路25の出力ENBと極性選択信号V0N,V0Pとの論理によ
り、イネーブル/ディセーブルとを選択できるようにな
っている。すなわち、極性選択信号V0N,V0Pのいずれか
一方をハイレベルにすることにより、第1および第2ア
ンプ41,42の一方だけを動作させることができる。
42を設ける理由は、1個のアンプの出力振幅を小さく
して消費電力の低減を図るためであるが、1個のアンプ
だけでバッファアンプ6を構成してもよい。
1,42に入力される信号INは、図4のREF[0:2n-1]
と同じであり、ブリーダ7から出力されるアナログ基準
電圧である。
る。なお、以下では、液晶駆動回路を駆動IC(以下、
ソースドライバと呼ぶ)に内蔵する場合の動作を説明す
る。
ック図であり、図1の液晶駆動回路を内蔵するソースド
ライバを複数個用いて液晶パネルの全信号線を駆動する
例を示している。図6の液晶表示装置は、信号線および
走査線が列設された液晶パネルLCDPと、それぞれが
複数の信号線を駆動する複数のソースドライバSD1〜
SDq(qは1以上の整数)と、それぞれが複数の走査
線を駆動する複数のゲートドライバGD1〜GDp(p
は1以上の整数)と、ソースドライバSD1〜SDqお
よびゲートドライバGD1〜GDpを制御するコントロ
ーラCTRLとを備えている。
トローラCTRLから出力されたクロックCPH1と入
力信号DI/O11とが供給され、液晶パネルLCDP
の信号線を駆動するために必要な電圧信号を出力する。
ゲートドライバGD1〜GDpには、コントローラCT
RLから出力されたクロックCPH2と入力信号OI/
O21とが供給され、液晶パネルLCDPのゲート線を
駆動するために必要な電圧信号を出力する。ソースドラ
イバSD1〜SDqはそれぞれ、液晶パネルLCDPの
水平方向の一部(以下、ブロックと呼ぶ)の信号線を線
順次駆動する。
部からのデジタル階調データの種類を、所定期間内に入
力されm個の出力端子に出力されるべきm個のデータを
単位として判別し、どのバッファアンプ6を駆動するか
を示す信号をアンプイネーブル回路25に供給する。
ように、階調データ使用判定回路23からの信号OUT
[0:2n-1]を、シフトレジスタ1内の最終段のレジスタ
から出力されたシフトパルスに同期化してバッファアン
プ6に供給する。あるいは、ロード信号に基づいて同期
信号を生成してもよい。
に関係のあるバッファアンプ6のみがイネーブル状態に
なり、消費電力の低減が図れる。
給された階調モード信号に基づいて、階調数を決定す
る。階調モード回路24からのnビット判別信号と信号
k[0:2n-1]をそれぞれアンプイネーブル回路25とデ
ータラッチ回路2に供給する。アンプイネーブル回路2
5内のフリップフロップとデータラッチ回路2は、階調
モード回路24からの信号により、イネーブルになるか
ディセーブルになるかを切り替える。
じて、アンプイネーブル回路25内のフリップフロップ
とデータラッチ回路2のラッチ部の駆動数を切り替え
る。例えば、階調数がkビット(1≦k≦n−1)に設
定されると、データラッチ回路2は、階調モード回路2
4からの信号により、上位または下位のkビットのラッ
チ部だけが動作し、アンプイネーブル回路25は、最大
で2n-k個おきのバッファアンプ6がイネーブル状態に
なるように、対応するフリップフロップ31がイネーブ
ル状態になる。このため、不要なフリップフロップやバ
ッファアンプで電力を消費するおそれがなくなり、消費
電力の低減が図れる。
22に供給される。出力選択回路22は、デジタル階調
データに対応するバッファアンプ6の出力を選択し、選
択したアナログ電圧を信号線に供給する。このとき、イ
ネーブル状態にあるアンプイネーブル回路25のフリッ
プフロップ31と対応するバッファアンプ6について
も、m個分のデジタル階調データに関係がなく、階調デ
ータ使用判定回路23からの出力「0」が入力されたも
のはバッファアンプ6がディセーブルとなり、さらに消
費電力が低減される。
ッファアンプ6の周辺の構成を工夫することにより、セ
トリング時間の短縮化を図ったものである。
辺の構成以外は第1の実施形態と共通であるため、説明
を省略する。
す回路図である。なお、バッファアンプ6が図5のよう
に第1および第2アンプ41,42で構成される場合、
第1および第2アンプ41,42のそれぞれが図7のよ
うに構成される。
ンプ51,52からなる演算増幅器を有し、後段のアン
プ52の出力端子と各負荷との間にそれぞれ抵抗R1〜
RNおよびスイッチSW1〜SWNとが直列接続されてい
るスイッチSW1〜SWNは出力選択回路22内の不図示
のアナログスイッチに対応し、抵抗R1〜RNは図1のバ
ッファアンプ6と出力選択回路22との間に接続された
抵抗であり、負荷容量CL1〜CLNは信号線の負荷容量で
あり、信号線に接続される画素TFT自体の容量、液晶
容量および補助容量などを合わせたものである。
替えるためのものであり、スイッチSW1〜SWNのうち
少なくとも1個がオン状態になる。負荷が接続されない
場合は、対応するスイッチSW1〜SWNを遮断すること
で、バッファアンプ6はその経路の負荷容量の影響を受
けなくなる。
1,52のトランスコンダクタンスをそれぞれ(−
gm1)、(−gm2)とし、アンプ入力段の出力コンダク
タンスをgo1、アンプ出力段の出力コンダクタンスをg
o2、各負荷の負荷容量をそれぞれCL1、CL2、…、CLN
としている。
性図であり、実線は負荷が1個だけの場合、点線は負荷
がN個の場合の特性を示している。図示のように、負荷
が1個だけの場合の開ループ周波数特性の1番目のポー
ル(極)の周波数はgo2/C L、2番目のポールの周波
数はgo1/C1、ゼロ点の周波数は1/(CL・R)であ
る。
の周波数はgo2/(N・CL)、2番目のポールの周波数
はgo1/C1、ゼロ点の周波数は1/(N・CL・R/N)
である。
量もN倍になるが、図7のバッファアンプ6の場合、各
負荷に対応して抵抗R1〜RNが設けられているため、イ
ンピーダンスは1/N倍になる。その結果、時定数は、
負荷量が変動しても、常に一定の値CL・Rになり、ゼ
ロ点の周波数は負荷量によらず常に一定になる。
いため、従来よりも、位相余裕度は確保される。
(a)に示す従来のバッファアンプ6と比較すると、従
来は負荷容量が増えると、抵抗Rzと負荷容量とで決ま
る時定数が大きくなって波形がなまり、セトリング時間
が長くなるという問題があった。これに対して、本実施
形態では、負荷容量が変動しても時定数が一定であるた
め、波形のなまりが大きくならないので、セトリング時
間が長くなるおそれもない。
端子とスイッチSW1〜SWNとの間に抵抗R1〜RNを接
続しているが、スイッチSW1〜SWNと負荷との間に抵
抗R 1〜RNを接続してもよい。
2の実施形態のバッファアンプ6にダミー負荷回路を付
加したものである。
の周辺の構成を示す回路図であり、図7の後段のアンプ
52の出力端子にダミー負荷回路61を付加した構成に
なっている。ダミー負荷回路61は、抵抗Rd、スイッ
チSWdおよびコンデンサCdを直列接続したものであ
る。
少なくとも一つのスイッチSW1〜SWNがオンになるこ
とを前提としていたが、すべてのスイッチSW1〜SWN
がオフになってしまうとバッファアンプ6の動作が不安
定になり、発振するおそれがある。
は、負荷に接続されたスイッチSW1〜SWNのすべてが
オフになると、ダミー負荷回路61内のスイッチSWd
をオンするようにしている。ダミー負荷回路61内の抵
抗RdとコンデンサCdとの時定数が負荷容量CL1〜CLN
と抵抗R1〜RNとの時定数に等しくなるように設定すれ
ば、ダミー負荷回路61以外の負荷を駆動している場合
と、ダミー負荷回路61を駆動している場合とで、同じ
ようにバッファアンプ6は安定動作する。
チSW1〜SWNがすべてオフしても、ダミー負荷回路6
1内のスイッチSWdをオンすることで、安定な動作が
保障される。
ッファアンプ6の出力と抵抗との間に共通抵抗を接続す
るものである。
6の周辺の構成を示す回路図であり、一端がバッファア
ンプ6の出力端子に接続され、他端が抵抗R1〜RNに接
続された共通抵抗Rzを有する。この共通抵抗Rzは、ス
イッチSW1〜SWNのオン抵抗とスイッチSW1〜SWN
に接続された抵抗R1〜RNの抵抗値の和より小さい、好
ましくはスイッチSW1〜SWNのオン抵抗より小さい抵
抗値をもつ。
り、図8の周波数特性図において、ゼロ点の周波数を少
し下げることができ、第2のポールの周波数とゼロ点の
周波数との周波数差を少なくすることができる。これに
より、利得が1のときの位相余裕が大きくなり、より安
定な動作が可能になる。
と、図13(a)の回路のように、波形がなまってセト
リング時間が長くなってしまうので、共通抵抗Rzの抵
抗値は、上述したように小さくするのが望ましい。
追加した例を示したが、図9に共通抵抗Rzを追加して
もよい。
れば、所定期間内に入力されたデジタル階調データに基
づいて、一部のバッファアンプのみをイネーブル状態に
するようにしたため、消費電力の低減が図れる。また、
階調数に応じて、駆動する回路を制限するようにしたた
め、階調数を少なくした場合の消費電力をより低減でき
る。さらに、演算増幅器の出力端子と各負荷との間にイ
ンピーダンス素子を接続するようにしたため、負荷量が
増減しても、安定性を維持することができ、また、波形
のなまりも抑制されるため、セトリング時間を短縮でき
る。
構成を示すブロック図。
図。
図。
を示す回路図。
成を示す回路図。
ック図。
周波数特性図。
周波数特性図。
Claims (10)
- 【請求項1】複数の信号線のそれぞれにデジタル階調デ
ータに応じたアナログ電圧を供給する液晶駆動回路にお
いて、 前記デジタル階調データのそれぞれに対応するアナログ
基準電圧を出力する基準電圧発生回路と、 前記アナログ基準電圧のそれぞれを個別にバッファリン
グする複数のバッファアンプと、 所定期間内に入力された前記デジタル階調データおよび
前記デジタル階調データの階調数を決定するための階調
モード信号の少なくとも一方に基づいて、前記複数のバ
ッファアンプのそれぞれをイネーブル状態か、ディセー
ブル状態に設定するアンプイネーブル回路と、を備える
ことを特徴とする液晶駆動回路。 - 【請求項2】前記階調モード信号に基づいて階調数を設
定する階調モード回路をさらに備え、 前記アンプイネーブル回路は、前記階調モード回路の出
力信号に基づいて、イネーブル状態になる前記バッファ
アンプの最大数を設定することを特徴とする請求項1に
記載の液晶駆動回路。 - 【請求項3】パルス信号を順次シフトしたシフトパルス
を出力するシフトレジスタと、 前記シフトレジスタの各出力端子から出力されたシフト
パルスに同期して、前記デジタル階調データをそれぞれ
ラッチする複数の第1ラッチ回路と、 前記複数の第1ラッチ回路の各出力を実質的に同一のタ
イミングでラッチする第2ラッチ回路と、 前記第2ラッチ回路の出力に基づいてデコード信号を生
成するデコーダと、 前記デコーダの出力に基づいて、前記複数の信号線ごと
に前記複数のバッファアンプの出力のいずれか一つを選
択する出力選択回路と、をさらに備え、 前記第1ラッチ回路のそれぞれは、最大階調数分のラッ
チ部を少なくとも有し、前記階調モード回路の出力信号
に基づいて、イネーブル状態になる前記ラッチ部の数が
可変とされることを特徴とする請求項2に記載の液晶駆
動回路。 - 【請求項4】前記階調モード回路には、前記階調モード
信号として、第1の動作モードを示す信号、および前記
第1の動作モードよりも階調数の少ない第2の動作モー
ドを示す信号のいずれかが入力され、 前記階調モード回路は、前記第2の動作モード時には、
前記第1の動作モード時よりも少ない数の前記ラッチ部
および前記バッファアンプがイネーブル状態に設定され
るように制御することを特徴とする請求項3に記載の液
晶駆動回路。 - 【請求項5】複数の信号線のそれぞれにデジタル階調デ
ータに応じたアナログ電圧を供給する液晶駆動回路にお
いて、 前記デジタル階調データのそれぞれに対応するアナログ
基準電圧を出力する基準電圧発生回路と、 パルス信号を順次シフトしたシフトパルスを出力するシ
フトレジスタと、 前記シフトレジスタの各出力端子から出力されたシフト
パルスに同期して、前記デジタル階調データをそれぞれ
ラッチする複数の第1ラッチ回路と、 前記複数の第1ラッチ回路の各出力を実質的に同一のタ
イミングでラッチする第2ラッチ回路と、 前記第2ラッチ回路の出力に基づいてデコード信号を生
成するデコーダと、 前記デコーダの出力に基づいて、前記複数の信号線ごと
に所望のアナログ電圧を出力する出力選択回路と、 階調モード信号に基づいて階調数を設定する階調モード
回路と、を備え、 前記第1ラッチ回路のそれぞれは、最大階調数分のラッ
チ部を少なくとも有し、前記階調モード回路の出力信号
に基づいて、イネーブル状態になる前記ラッチ部の数が
可変とされることを特徴とする液晶駆動回路。 - 【請求項6】所定期間内に入力された前記デジタル階調
データの種類を示す信号を出力する階調データ使用判定
回路をさらに備え、 前記アンプイネーブル回路は、前記階調データ使用判定
回路の出力に基づいて、前記複数のバッファアンプのそ
れぞれをイネーブル状態か、ディセーブル状態に設定す
ることを特徴とする請求項1〜5のいずれかに記載の液
晶駆動回路。 - 【請求項7】演算増幅器の出力に基づいて、m(mは2
以上の整数)個の負荷を選択的に駆動する負荷駆動回路
において、 前記負荷のそれぞれと前記演算増幅器との接続経路を遮
断するか否かを切り替えるスイッチと、 前記演算増幅器の出力端子から前記スイッチを通って前
記m個の負荷に至る経路上にそれぞれ接続されたインピ
ーダンス素子と、を備えることを特徴とする負荷駆動回
路。 - 【請求項8】演算増幅器の出力に基づいてm(mは1以
上の整数)個の負荷を選択的に駆動する負荷駆動回路に
おいて、 前記負荷のそれぞれと前記演算増幅器との接続経路を遮
断するか否かを切り替えるスイッチと、 前記演算増幅器の出力端子から前記スイッチを通って前
記m個の負荷に至る経路上にそれぞれ接続されたインピ
ーダンス素子と、 前記演算増幅器の出力端子に直列接続される擬似インピ
ーダンス素子、擬似スイッチおよび擬似キャパシタ素子
と、を備え、 前記擬似インピーダンス素子のインピーダンスと前記擬
似キャパシタ素子のキャパシタンスとの積が、前記イン
ピーダンス素子のインピーダンスと前記負荷のキャパシ
タンスとの積に略等しいことを特徴とする負荷駆動回
路。 - 【請求項9】前記経路上に、一端が前記演算増幅器の出
力端子に接続され、前記m個の負荷に対して共通に設け
られる共通インピーダンス素子を備えることを特徴とす
る請求項7または8に記載の負荷駆動回路。 - 【請求項10】前記共通インピーダンス素子のインピー
ダンス値は、前記インピーダンス素子のインピーダンス
値と前記スイッチのオン抵抗との和よりも小さいことを
特徴とする請求項9に記載の負荷駆動回路。
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