JP2002077096A - 回り込みキャンセラ - Google Patents
回り込みキャンセラInfo
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/155—Ground-based stations
- H04B7/15564—Relay station antennae loop interference reduction
- H04B7/15585—Relay station antennae loop interference reduction by interference cancellation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 回り込み波の電力が親局波の電力より大きい
場合、回り込みキャンセラ出力においてＯＦＤＭ信号帯
域外の雑音レベルが上昇し、この上昇した雑音によりル
ープ発振を引き起こし、回り込み波のキャンセル動作が
破綻するのを防止する。 【解決手段】 減算器２と、減算器の減算端子に接続さ
れたトランスバーサルフィルタ３とそのフィルタのタッ
プ係数制御用のフィルタ係数生成回路４とで構成された
回り込み信号の複製を発生するための信号処理部とを具
え、上記減算器の被減算端子に受信ＯＦＤＭ信号が供給
され、上記減算器の出力端子にバンドパスフィルタ５を
介して増幅器６の入力端子が接続され、上記信号処理部
の入力端子に上記バンドパスフィルタの出力信号が供給
されるように構成するとともに、上記バンドパスフィル
タの帯域幅を、回り込みループとキャンセラループのい
ずれの帯域幅をも超えないように設定した。
場合、回り込みキャンセラ出力においてＯＦＤＭ信号帯
域外の雑音レベルが上昇し、この上昇した雑音によりル
ープ発振を引き起こし、回り込み波のキャンセル動作が
破綻するのを防止する。 【解決手段】 減算器２と、減算器の減算端子に接続さ
れたトランスバーサルフィルタ３とそのフィルタのタッ
プ係数制御用のフィルタ係数生成回路４とで構成された
回り込み信号の複製を発生するための信号処理部とを具
え、上記減算器の被減算端子に受信ＯＦＤＭ信号が供給
され、上記減算器の出力端子にバンドパスフィルタ５を
介して増幅器６の入力端子が接続され、上記信号処理部
の入力端子に上記バンドパスフィルタの出力信号が供給
されるように構成するとともに、上記バンドパスフィル
タの帯域幅を、回り込みループとキャンセラループのい
ずれの帯域幅をも超えないように設定した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分
割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送におけ
る中継局（中継装置）に係り、特に、ＳＦＮ（Single F
requency Network：単一周波数ネットワーク）における
放送波中継放送局の送受信アンテナ間での電波の回り込
み（以下、単に回り込みと言う）を除去するための回り
込みキャンセラに関する。
onal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分
割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送におけ
る中継局（中継装置）に係り、特に、ＳＦＮ（Single F
requency Network：単一周波数ネットワーク）における
放送波中継放送局の送受信アンテナ間での電波の回り込
み（以下、単に回り込みと言う）を除去するための回り
込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】これまで、本発明者らの回り込みキャン
セラに関する発明には、以下の特許出願（特願平１０−
１６２１８９号、特願平１１−１４７８８５号、特願平
１１−１５６２３４号、特願平１１−１５３４３０号、
特願平１１−２６６５６７号、特願平１１−９８８２９
号、および特願平１１−３５３０９０号）がある。
セラに関する発明には、以下の特許出願（特願平１０−
１６２１８９号、特願平１１−１４７８８５号、特願平
１１−１５６２３４号、特願平１１−１５３４３０号、
特願平１１−２６６５６７号、特願平１１−９８８２９
号、および特願平１１−３５３０９０号）がある。
【０００３】上記それぞれの特許出願について簡単に説
明するならば、それぞれ以下の通りである。 １．「回り込みキャンセラ」（特願平１０−１６２１８
９号） ＢＳＴ（Band Segmented Transmission)−ＯＦＤＭ用の
回り込みキャンセラの基本構成に関する発明 ２．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１４７８８
５号） 複素除算による正規化手段を付加し、周波数同期回路へ
の要求条件を緩和する発明 ３．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５６２３
４号） ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭなどの差動変調方式において、位
相の逓倍により閉ループ伝達関数を観測する発明 ４．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５３４３
０号） 推定した回り込み波のインパルス応答において非線形処
理を施し、閉ループ伝達関数を周波数軸上で外挿する発
明
明するならば、それぞれ以下の通りである。 １．「回り込みキャンセラ」（特願平１０−１６２１８
９号） ＢＳＴ（Band Segmented Transmission)−ＯＦＤＭ用の
回り込みキャンセラの基本構成に関する発明 ２．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１４７８８
５号） 複素除算による正規化手段を付加し、周波数同期回路へ
の要求条件を緩和する発明 ３．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５６２３
４号） ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭなどの差動変調方式において、位
相の逓倍により閉ループ伝達関数を観測する発明 ４．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５３４３
０号） 推定した回り込み波のインパルス応答において非線形処
理を施し、閉ループ伝達関数を周波数軸上で外挿する発
明
【０００４】５．「回り込みキャンセラ」（特願平１１
−２６６５６７号） ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broardca
sting-Terrestrial）方式において、セグメント間で変
調方式が異なる場合の閉ループ伝達関数の推定方法に関
する発明 ６．「ＯＦＤＭ復調装置」（特願平１１−９８８２９
号） ＯＦＤＭ復調時には、ＦＦＴ処理の前に用いる矩形窓の
タイミング誤差により閉ループ伝達関数に誤差を生じる
が、この誤差を補正するための発明 ７．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−３５３０９
０号） トランスバーサルフィルのタップ係数を計算するにあた
り、計算による遅延時間の問題から回り込みの変動追従
特性が低下する。この問題に対して、過去のタップ係数
から線形予測を行い、現在のタップ係数を推定すること
で、回り込みの変動追従特性を向上させるための発明
−２６６５６７号） ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broardca
sting-Terrestrial）方式において、セグメント間で変
調方式が異なる場合の閉ループ伝達関数の推定方法に関
する発明 ６．「ＯＦＤＭ復調装置」（特願平１１−９８８２９
号） ＯＦＤＭ復調時には、ＦＦＴ処理の前に用いる矩形窓の
タイミング誤差により閉ループ伝達関数に誤差を生じる
が、この誤差を補正するための発明 ７．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−３５３０９
０号） トランスバーサルフィルのタップ係数を計算するにあた
り、計算による遅延時間の問題から回り込みの変動追従
特性が低下する。この問題に対して、過去のタップ係数
から線形予測を行い、現在のタップ係数を推定すること
で、回り込みの変動追従特性を向上させるための発明
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】これら従来の特許出願
の明細書に記載されている直接中継方式の放送波中継に
適用した回り込みキャンセラにおいては、回り込み波の
電力が親局波の電力より大きい場合、回り込みキャンセ
ラ出力においてＯＦＤＭ信号帯域外の雑音レベルが上昇
し、この上昇した雑音によりループ発振を引き起こし、
回り込み波のキャンセル動作が破綻するという解決すべ
き課題があった。これは、回り込みループの周波数特性
とキャンセラループの周波数特性とが完全に一致しない
ために生じるものである。
の明細書に記載されている直接中継方式の放送波中継に
適用した回り込みキャンセラにおいては、回り込み波の
電力が親局波の電力より大きい場合、回り込みキャンセ
ラ出力においてＯＦＤＭ信号帯域外の雑音レベルが上昇
し、この上昇した雑音によりループ発振を引き起こし、
回り込み波のキャンセル動作が破綻するという解決すべ
き課題があった。これは、回り込みループの周波数特性
とキャンセラループの周波数特性とが完全に一致しない
ために生じるものである。
【０００６】本発明の目的は、回り込み波の電力が親局
波の電力より大きい場合においても、回り込みキャンセ
ラ出力においてＯＦＤＭ信号帯域外の雑音レベルが上昇
しないようにし、従って、安定した動作を行うことので
きる回り込みキャンセラを提供することにある。
波の電力より大きい場合においても、回り込みキャンセ
ラ出力においてＯＦＤＭ信号帯域外の雑音レベルが上昇
しないようにし、従って、安定した動作を行うことので
きる回り込みキャンセラを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明回り込みキャンセラは、減算器と、該減算器
の減算端子にその出力信号が供給されるように実質的に
接続され、トランスバーサルフィルタと該フィルタのタ
ップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成された
回り込み信号の複製を発生するための信号処理部とを少
なくとも具え、前記減算器の被減算端子に前記回り込み
信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給さ
れ、前記減算器の出力端子にバンドパスフィルタを介し
て増幅器の入力端子が実質的に接続され、そして前記信
号処理部の入力端子に前記バンドパスフィルタの出力信
号が実質的に供給されるように構成するとともに、前記
バンドパスフィルタの信号通過周波数帯域幅を、回り込
みループとキャンセラループのいずれの信号通過周波数
帯域幅をも超えないように設定したことを特徴とするも
のである。
に、本発明回り込みキャンセラは、減算器と、該減算器
の減算端子にその出力信号が供給されるように実質的に
接続され、トランスバーサルフィルタと該フィルタのタ
ップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成された
回り込み信号の複製を発生するための信号処理部とを少
なくとも具え、前記減算器の被減算端子に前記回り込み
信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給さ
れ、前記減算器の出力端子にバンドパスフィルタを介し
て増幅器の入力端子が実質的に接続され、そして前記信
号処理部の入力端子に前記バンドパスフィルタの出力信
号が実質的に供給されるように構成するとともに、前記
バンドパスフィルタの信号通過周波数帯域幅を、回り込
みループとキャンセラループのいずれの信号通過周波数
帯域幅をも超えないように設定したことを特徴とするも
のである。
【０００８】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
減算器の被減算端子に前記回り込み信号を含んでいる受
信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給されるにあたっては、該
受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度と
同一の中心周波数に変換してから前記減算器の被減算端
子に実質的に供給されるようにしたことを特徴とするも
のである。
減算器の被減算端子に前記回り込み信号を含んでいる受
信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給されるにあたっては、該
受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度と
同一の中心周波数に変換してから前記減算器の被減算端
子に実質的に供給されるようにしたことを特徴とするも
のである。
【０００９】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
信号処理部の入力端子に前記バンドパスフィルタの出力
信号が実質的に供給されるにあたっては、該バンドパス
フィルタの出力信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度
と同一の中心周波数に変換してから前記信号処理部の入
力端子に実質的に供給されるようにしたことを特徴とす
るものである。
信号処理部の入力端子に前記バンドパスフィルタの出力
信号が実質的に供給されるにあたっては、該バンドパス
フィルタの出力信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度
と同一の中心周波数に変換してから前記信号処理部の入
力端子に実質的に供給されるようにしたことを特徴とす
るものである。
【００１０】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
減算器とバンドパスフィルタとの間又は前記バンドパス
フィルタと増幅器との間に配置されたマルチパスキャン
セル回路を更に具え、そのマルチパスキャンセル回路
が、前記減算器又はバンドパスフィルタの出力端子に接
続された被減算端子及び前記増幅器の入力端子に接続さ
れた出力端子を有する他の減算器と、その他の減算器の
出力端子に接続された入力端子及び前記他の減算器の減
算端子に接続された出力端子とを有するトランスバーサ
ルフィルタとを具えることを特徴とするものである。
減算器とバンドパスフィルタとの間又は前記バンドパス
フィルタと増幅器との間に配置されたマルチパスキャン
セル回路を更に具え、そのマルチパスキャンセル回路
が、前記減算器又はバンドパスフィルタの出力端子に接
続された被減算端子及び前記増幅器の入力端子に接続さ
れた出力端子を有する他の減算器と、その他の減算器の
出力端子に接続された入力端子及び前記他の減算器の減
算端子に接続された出力端子とを有するトランスバーサ
ルフィルタとを具えることを特徴とするものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照し、発明の
実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。図面
中、対応する構成要素には同一番号を付すものとする。
まず、本発明の第１の発明について説明する。図１から
図３までは、本発明の第１の発明を構成する要件の１つ
である、トランスバーサルフィルタとそのフィルタのタ
ップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成された
回り込み信号の複製を発生するための信号処理部の入力
端子にバンドパスフィルタの出力信号が実質的に供給さ
れるように構成するということを満足した本発明回り込
みキャンセラを中心とした３つの構成例（順次、第１、
第２、および第３の実施形態と言う）をそれぞれ示して
いる。
実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。図面
中、対応する構成要素には同一番号を付すものとする。
まず、本発明の第１の発明について説明する。図１から
図３までは、本発明の第１の発明を構成する要件の１つ
である、トランスバーサルフィルタとそのフィルタのタ
ップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成された
回り込み信号の複製を発生するための信号処理部の入力
端子にバンドパスフィルタの出力信号が実質的に供給さ
れるように構成するということを満足した本発明回り込
みキャンセラを中心とした３つの構成例（順次、第１、
第２、および第３の実施形態と言う）をそれぞれ示して
いる。
【００１２】図１から図３において、１は受信アンテ
ナ、２は減算器、３はトランスバーサルフィルタ、４は
係数生成回路、５は狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）、６は増幅器、７は送信アンテナである。
ナ、２は減算器、３はトランスバーサルフィルタ、４は
係数生成回路、５は狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）、６は増幅器、７は送信アンテナである。
【００１３】動作につき説明する。図１においては、ま
ず、送信アンテナ７から受信アンテナ１に電波が回り込
む。破線で囲って示す回り込みキャンセラは、減算器
２、トランスバーサルフィルタ３およびそのフィルタの
タップ係数制御用の係数生成回路４を用いて回り込み波
の複製を作成し、減算器２によって回り込み波の打ち消
しを行う。なお、トランスバーサルフィルタ３および係
数生成回路４に供給される信号が取り出される点（図
中、観測点と記されている点）は、本実施形態において
は、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の出力側に
特定されている。
ず、送信アンテナ７から受信アンテナ１に電波が回り込
む。破線で囲って示す回り込みキャンセラは、減算器
２、トランスバーサルフィルタ３およびそのフィルタの
タップ係数制御用の係数生成回路４を用いて回り込み波
の複製を作成し、減算器２によって回り込み波の打ち消
しを行う。なお、トランスバーサルフィルタ３および係
数生成回路４に供給される信号が取り出される点（図
中、観測点と記されている点）は、本実施形態において
は、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の出力側に
特定されている。
【００１４】より簡単な説明としては、図１の構成は、
減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）５を接続し、その出力をトランスバーサルフィルタ
３に入力する。また、トランスバーサルフィルタ３のタ
ップ係数の制御は、係数生成回路４で発生させた係数を
用いて行うようにしている。
減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）５を接続し、その出力をトランスバーサルフィルタ
３に入力する。また、トランスバーサルフィルタ３のタ
ップ係数の制御は、係数生成回路４で発生させた係数を
用いて行うようにしている。
【００１５】図２の構成は、減算器２の出力側に狭帯域
ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５を接続し、その出力を
増幅器６に入力し、増幅器６の出力をトランスバーサル
フィルタ３に入力する。狭帯域ＢＰＦ５と増幅器６は、
直列接続であるから順序を入れ替えても基本的に変わら
ない。
ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５を接続し、その出力を
増幅器６に入力し、増幅器６の出力をトランスバーサル
フィルタ３に入力する。狭帯域ＢＰＦ５と増幅器６は、
直列接続であるから順序を入れ替えても基本的に変わら
ない。
【００１６】また、図３の構成は、減算器２の出力側に
狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５を接続し、その
出力を増幅器６に入力し、増幅器６の出力をトランスバ
ーサルフィルタ３に入力する。係数生成のために、係数
生成回路４に入力する信号をバンドパスフィルタ５の出
力側から取り出した点が図２の構成と異なっている。
狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５を接続し、その
出力を増幅器６に入力し、増幅器６の出力をトランスバ
ーサルフィルタ３に入力する。係数生成のために、係数
生成回路４に入力する信号をバンドパスフィルタ５の出
力側から取り出した点が図２の構成と異なっている。
【００１７】本発明の第１の発明を構成するうえで重要
なことは、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５に関
して、図１から図３までのいずれの構成においても、回
り込みループとキャンセラループとが共通となる信号線
上にそれ（狭帯域ＢＰＦ）が配置され、その狭帯域ＢＰ
Ｆ５の信号通過周波数帯域幅（これを、ＢＷＢで表す）
が、送受信アンテナを含めた中継局全体システムの各部
分の信号通過周波数帯域幅の中で最も狭くなっているこ
とである。
なことは、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５に関
して、図１から図３までのいずれの構成においても、回
り込みループとキャンセラループとが共通となる信号線
上にそれ（狭帯域ＢＰＦ）が配置され、その狭帯域ＢＰ
Ｆ５の信号通過周波数帯域幅（これを、ＢＷＢで表す）
が、送受信アンテナを含めた中継局全体システムの各部
分の信号通過周波数帯域幅の中で最も狭くなっているこ
とである。
【００１８】すなわち、図１から図３において、狭帯域
ＢＰＦ５の出力端から増幅器６、送信アンテナ７、受信
アンテナ１および減算器２を経て狭帯域ＢＰＦ５の入力
端に到達する回り込みループの信号通過周波数帯域幅を
ＢＷＬとし、狭帯域ＢＰＦ５の出力端から増幅器６、ト
ランスバーサルフィルタ３および減算器２を経て狭帯域
ＢＰＦ５の入力端に到達するキャンセラループの信号通
過帯域幅をＢＷＣとすると、これら帯域幅ＢＷＬとＢＷ
Ｃに対し、 ＢＷＢ≦ＢＷＬでかつ ＢＷＢ≦ＢＷＣ の関係となるように狭帯域ＢＰＦ５の信号通過周波数帯
域幅ＢＷＢを設定する。
ＢＰＦ５の出力端から増幅器６、送信アンテナ７、受信
アンテナ１および減算器２を経て狭帯域ＢＰＦ５の入力
端に到達する回り込みループの信号通過周波数帯域幅を
ＢＷＬとし、狭帯域ＢＰＦ５の出力端から増幅器６、ト
ランスバーサルフィルタ３および減算器２を経て狭帯域
ＢＰＦ５の入力端に到達するキャンセラループの信号通
過帯域幅をＢＷＣとすると、これら帯域幅ＢＷＬとＢＷ
Ｃに対し、 ＢＷＢ≦ＢＷＬでかつ ＢＷＢ≦ＢＷＣ の関係となるように狭帯域ＢＰＦ５の信号通過周波数帯
域幅ＢＷＢを設定する。
【００１９】次に、本発明の第２の発明について説明す
る。図４および図５は、本発明の第２の発明を構成する
要件である、減算器の被減算端子に回り込み信号を含ん
でいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給されるにあたっ
て、その受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数をＦＦＴサンプ
ル速度と同一の中心周波数に変換してから減算器の被減
算端子に実質的に供給されるように構成した２つの構成
例（順次、第１、および第２の実施形態と言う）をそれ
ぞれ示している。また、図４および図５は、上述した本
発明による回り込みキャンセラ（図１〜図３参照）を使
用した中継局の構成例でもある。
る。図４および図５は、本発明の第２の発明を構成する
要件である、減算器の被減算端子に回り込み信号を含ん
でいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給されるにあたっ
て、その受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数をＦＦＴサンプ
ル速度と同一の中心周波数に変換してから減算器の被減
算端子に実質的に供給されるように構成した２つの構成
例（順次、第１、および第２の実施形態と言う）をそれ
ぞれ示している。また、図４および図５は、上述した本
発明による回り込みキャンセラ（図１〜図３参照）を使
用した中継局の構成例でもある。
【００２０】図４および図５において、８は入力ＢＰＦ
（バンドパスフィルタ）、９は周波数変換器２Ａ、１０
はＡ／Ｄ変換器、１１は周波数変換器１Ａ、１２は周波
数変換器１Ｂ、１３はＤ／Ａ変換器、１４は周波数変換
器２Ｂ、１５は出力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、１
６は周波数変換器４Ａ、１７は周波数変換器３Ａ、１８
は周波数変換器３Ｂ、および１９は周波数変換器４Ｂで
ある。上記以外の構成要素には、図１から図３示す各構
成例において用いたのと同一の符号を付して示してい
る。
（バンドパスフィルタ）、９は周波数変換器２Ａ、１０
はＡ／Ｄ変換器、１１は周波数変換器１Ａ、１２は周波
数変換器１Ｂ、１３はＤ／Ａ変換器、１４は周波数変換
器２Ｂ、１５は出力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、１
６は周波数変換器４Ａ、１７は周波数変換器３Ａ、１８
は周波数変換器３Ｂ、および１９は周波数変換器４Ｂで
ある。上記以外の構成要素には、図１から図３示す各構
成例において用いたのと同一の符号を付して示してい
る。
【００２１】動作につき説明する。図４において、受信
アンテナ１で受信されたＯＦＤＭ信号（ＵＨＦ帯）から
指定の１チャンネルの信号を入力ＢＰＦ（バンドパスフ
ィルタ）８で選択し、周波数変換器２Ａ（符号９で示
す）にて、中心周波数ｆｃをＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated
Services Digital Broardcasting-Terrestrial)方式の
ＦＦＴサンプル速度（１３セグメント送信の場合、５１
２／６３≒８．１２７ＭＨｚ）と同一の周波数に変換す
る。なお、ＩＳＤＢ−Ｔ方式については、文献、ＮＨＫ
技研Ｒ＆Ｄ、Ｎｏ．５６、（１９９９年５月）に記載さ
れているので参照されたい。
アンテナ１で受信されたＯＦＤＭ信号（ＵＨＦ帯）から
指定の１チャンネルの信号を入力ＢＰＦ（バンドパスフ
ィルタ）８で選択し、周波数変換器２Ａ（符号９で示
す）にて、中心周波数ｆｃをＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated
Services Digital Broardcasting-Terrestrial)方式の
ＦＦＴサンプル速度（１３セグメント送信の場合、５１
２／６３≒８．１２７ＭＨｚ）と同一の周波数に変換す
る。なお、ＩＳＤＢ−Ｔ方式については、文献、ＮＨＫ
技研Ｒ＆Ｄ、Ｎｏ．５６、（１９９９年５月）に記載さ
れているので参照されたい。
【００２２】図４に示す回り込みキャンセラでは、この
ＦＦＴサンプル速度を入力信号の中心周波数（８．１２
７ＭＨｚ）として、まず、Ａ／Ｄ変換器１０にてＡ／Ｄ
変換を行う。Ａ／Ｄ変換後、デジタル信号のまま周波数
変換器１Ａ（符号１１で示す）によって中心周波数ｆｃ
＝０ＭＨｚの複素ベースバンド信号に変換し、符号２か
ら５で示す回路要素で構成される上述したキャンセル回
路によって回り込みのキャンセルを行う。
ＦＦＴサンプル速度を入力信号の中心周波数（８．１２
７ＭＨｚ）として、まず、Ａ／Ｄ変換器１０にてＡ／Ｄ
変換を行う。Ａ／Ｄ変換後、デジタル信号のまま周波数
変換器１Ａ（符号１１で示す）によって中心周波数ｆｃ
＝０ＭＨｚの複素ベースバンド信号に変換し、符号２か
ら５で示す回路要素で構成される上述したキャンセル回
路によって回り込みのキャンセルを行う。
【００２３】回り込みがキャンセルされた信号は周波数
変換器１Ｂ（符号１２で示す）によって中心周波数ｆｃ
＝８．１２７ＭＨｚ（ＦＦＴサンプル速度と同一の周波
数）の複素ベースバンド信号に変換され、次いでＤ／Ａ
変換器１３にてＤ／Ａ変換を行う。Ｄ／Ａ変換後の回り
込みがキャンセルされた信号は、周波数変換器２Ｂ（符
号１４で示す）によって、ＵＨＦ帯の信号に変換され、
さらに、増幅器（電力増幅部）６と出力ＢＰＦ（バンド
パスフィルタ）１５を経て、送信アンテナ７に供給さ
れ，回り込みがキャンセルされたＯＦＤＭ信号として同
アンテナから放射される。
変換器１Ｂ（符号１２で示す）によって中心周波数ｆｃ
＝８．１２７ＭＨｚ（ＦＦＴサンプル速度と同一の周波
数）の複素ベースバンド信号に変換され、次いでＤ／Ａ
変換器１３にてＤ／Ａ変換を行う。Ｄ／Ａ変換後の回り
込みがキャンセルされた信号は、周波数変換器２Ｂ（符
号１４で示す）によって、ＵＨＦ帯の信号に変換され、
さらに、増幅器（電力増幅部）６と出力ＢＰＦ（バンド
パスフィルタ）１５を経て、送信アンテナ７に供給さ
れ，回り込みがキャンセルされたＯＦＤＭ信号として同
アンテナから放射される。
【００２４】本発明の第１の発明の説明において述べた
ように、本発明（第２の発明）で使用するキャンセル回
路中の狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の通過帯
域幅は、入力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）８や出力Ｂ
ＰＦ（バンドパスフィルタ）１５の通過帯域幅より狭い
ものを用いる。すなわち、キャンセル回路中の狭帯域Ｂ
ＰＦ（バンドパスフィルタ）５の通過帯域幅は受信ＯＦ
ＤＭ信号の信号帯域幅を超えないように設定することが
必要である。
ように、本発明（第２の発明）で使用するキャンセル回
路中の狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の通過帯
域幅は、入力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）８や出力Ｂ
ＰＦ（バンドパスフィルタ）１５の通過帯域幅より狭い
ものを用いる。すなわち、キャンセル回路中の狭帯域Ｂ
ＰＦ（バンドパスフィルタ）５の通過帯域幅は受信ＯＦ
ＤＭ信号の信号帯域幅を超えないように設定することが
必要である。
【００２５】なお、上述した各種の周波数変換回路（符
号９，１１，１２，および１４で示されるもの）におい
ても、回路を実現するうえでＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）を用いることがあるが、これら各種のＢＰＦ（バン
ドパスフィルタ）の通過帯域幅よりも上記の狭帯域ＢＰ
Ｆ（バンドパスフィルタ）５の通過帯域幅の方を狭くす
ることは、言うまでもない。
号９，１１，１２，および１４で示されるもの）におい
ても、回路を実現するうえでＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）を用いることがあるが、これら各種のＢＰＦ（バン
ドパスフィルタ）の通過帯域幅よりも上記の狭帯域ＢＰ
Ｆ（バンドパスフィルタ）５の通過帯域幅の方を狭くす
ることは、言うまでもない。
【００２６】また、以下に説明する図５、図６に示す例
を含めてキャンセル回路中の狭帯域ＢＰＦ（バンドパス
フィルタ）５には、デジタルＦＩＲフィルタを用いるこ
とを想定している。
を含めてキャンセル回路中の狭帯域ＢＰＦ（バンドパス
フィルタ）５には、デジタルＦＩＲフィルタを用いるこ
とを想定している。
【００２７】次に、本０発明の第２の発明である図５の
構成（第２の実施形態）につきその動作を説明する。本
実施形態における図４の構成との違いは、回り込みキャ
ンセラの入出力側に周波数変換回路を付加し、回り込み
キャンセラとの受け渡し周波数に中間周波数を用いた点
が異なる。中間周波数の例としては、中心周波数ｆｃ＝
１９．５ＭＨｚ、中心周波数ｆｃ＝３７．１５ＭＨｚ、
あるいは中心周波数ｆｃ＝５８．７５ＭＨｚなどが考え
られる。
構成（第２の実施形態）につきその動作を説明する。本
実施形態における図４の構成との違いは、回り込みキャ
ンセラの入出力側に周波数変換回路を付加し、回り込み
キャンセラとの受け渡し周波数に中間周波数を用いた点
が異なる。中間周波数の例としては、中心周波数ｆｃ＝
１９．５ＭＨｚ、中心周波数ｆｃ＝３７．１５ＭＨｚ、
あるいは中心周波数ｆｃ＝５８．７５ＭＨｚなどが考え
られる。
【００２８】図６は、本発明の第３の発明を構成する要
件である、信号処理部（トランスバーサルフィルタとそ
のフィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路
とで構成される）の入力端子にバンドパスフィルタの出
力信号が実質的に供給されるにあたって、そのバンドパ
スフィルタの出力信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速
度と同一の中心周波数に変換してから信号処理部の入力
端子に実質的に供給されるようにした実施形態を示して
いる。また、図６は、上述した本発明による回り込みキ
ャンセラ（図１〜図３参照）を使用した中継局の構成例
でもある。また、図６において、各構成要素には、図５
中の構成要素と同一符号を付して示している。
件である、信号処理部（トランスバーサルフィルタとそ
のフィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路
とで構成される）の入力端子にバンドパスフィルタの出
力信号が実質的に供給されるにあたって、そのバンドパ
スフィルタの出力信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速
度と同一の中心周波数に変換してから信号処理部の入力
端子に実質的に供給されるようにした実施形態を示して
いる。また、図６は、上述した本発明による回り込みキ
ャンセラ（図１〜図３参照）を使用した中継局の構成例
でもある。また、図６において、各構成要素には、図５
中の構成要素と同一符号を付して示している。
【００２９】動作につき説明する。図６においては、図
４の構成と異なり、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）５の出力を周波数変換器３Ａ（符号１７で示す）に
て、中心周波数ｆｃをＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Servi
ces Digital Broardcasting-Terrestrial)方式のＦＦＴ
サンプル速度（１３セグメント送信の場合、５１２／６
３≒８．１２７ＭＨｚ）と同一の周波数に変換してい
る。
４の構成と異なり、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）５の出力を周波数変換器３Ａ（符号１７で示す）に
て、中心周波数ｆｃをＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Servi
ces Digital Broardcasting-Terrestrial)方式のＦＦＴ
サンプル速度（１３セグメント送信の場合、５１２／６
３≒８．１２７ＭＨｚ）と同一の周波数に変換してい
る。
【００３０】また、図６において、回り込みキャンセラ
を構成する減算器２と狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）５は、図４や図５の構成と同様、周波数変換器１Ａ
（符号１１で示す）によって中心周波数ｆｃ＝０ＭＨｚ
の複素ベースバンド信号で動作するようにしてもよい
が、中間周波数帯（中心周波数ｆｃ＝１９．５ＭＨｚ、
中心周波数ｆｃ＝３７．１５ＭＨｚ、あるいは中心周波
数ｆｃ＝５８．７５ＭＨｚなど）で動作するようにすれ
ば、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５にＳＡＷフ
ィルタを使用することができる。
を構成する減算器２と狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）５は、図４や図５の構成と同様、周波数変換器１Ａ
（符号１１で示す）によって中心周波数ｆｃ＝０ＭＨｚ
の複素ベースバンド信号で動作するようにしてもよい
が、中間周波数帯（中心周波数ｆｃ＝１９．５ＭＨｚ、
中心周波数ｆｃ＝３７．１５ＭＨｚ、あるいは中心周波
数ｆｃ＝５８．７５ＭＨｚなど）で動作するようにすれ
ば、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５にＳＡＷフ
ィルタを使用することができる。
【００３１】これまで説明したように、図１−６に示す
回り込みキャンセラでは、回り込み波の電力が親局波の
電力よりも大きい場合でも安定した動作を行うことがで
きる。しかしながら、減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ
５を接続することによって、信号が狭帯域ＢＰＦ５を通
過する時間だけ減算器２の減算端子に到達する信号が遅
延する。このような遅延によって、親局波のマルチパス
キャンセルができない事態が生じるおそれがある。
回り込みキャンセラでは、回り込み波の電力が親局波の
電力よりも大きい場合でも安定した動作を行うことがで
きる。しかしながら、減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ
５を接続することによって、信号が狭帯域ＢＰＦ５を通
過する時間だけ減算器２の減算端子に到達する信号が遅
延する。このような遅延によって、親局波のマルチパス
キャンセルができない事態が生じるおそれがある。
【００３２】図７-１０に示した本発明の第４の発明
は、かかる不都合を防止するためにマルチパスキャンセ
ル回路を具え、このマルチパスキャンセル回路は、減算
器２又は狭帯域ＢＰＦ５の出力端子に接続された被減算
端子及び増幅器６の入力端子に接続された出力端子を有
する減算器２０と、減算器２０の出力端子に接続された
入力端子及び減算器２０の減算端子に接続された出力端
子とを有するトランスバーサルフィルタ２１とを有す
る。
は、かかる不都合を防止するためにマルチパスキャンセ
ル回路を具え、このマルチパスキャンセル回路は、減算
器２又は狭帯域ＢＰＦ５の出力端子に接続された被減算
端子及び増幅器６の入力端子に接続された出力端子を有
する減算器２０と、減算器２０の出力端子に接続された
入力端子及び減算器２０の減算端子に接続された出力端
子とを有するトランスバーサルフィルタ２１とを有す
る。
【００３３】図７に示す回り込みキャンセラでは、狭帯
域ＢＰＦ５の出力端子が減算器２０の被減算端子に接続
され、フィルタ係数生成回路４は、トランスバーサルフ
ィルタ３だけでなくトランスバーサルフィルタ２１のタ
ップ係数も生成する。
域ＢＰＦ５の出力端子が減算器２０の被減算端子に接続
され、フィルタ係数生成回路４は、トランスバーサルフ
ィルタ３だけでなくトランスバーサルフィルタ２１のタ
ップ係数も生成する。
【００３４】図８に示す回り込みキャンセラでは、減算
器２の出力端子が減算器２０の被減算端子に接続されて
いる。
器２の出力端子が減算器２０の被減算端子に接続されて
いる。
【００３５】図９に示す回り込みキャンセラでは、狭帯
域ＢＰＦ５の出力端子が減算器２０の被減算端子に接続
され、増幅器６の出力端子がトランスバーサルフィルタ
３の入力端子に接続されている。このような構成は、増
幅器６の非線形特性に対して有利である。
域ＢＰＦ５の出力端子が減算器２０の被減算端子に接続
され、増幅器６の出力端子がトランスバーサルフィルタ
３の入力端子に接続されている。このような構成は、増
幅器６の非線形特性に対して有利である。
【００３６】ここで、図７-９に示すフィルタ係数生成
回路４におけるトランスバーサルフィルタ３及び２１の
タップ係数の生成を説明する。先ず、観測点におけるＯ
ＦＤＭ信号を有効シンボル長分だけ抜き出してフーリエ
変換した信号ベクトルの各成分をＳｋ，ｎとする。な
お、ｋは、０≦ｋ＜Ｋの範囲の整数であり、ＯＦＤＭの
キャリア番号を表す。Ｋは、ＯＦＤＭ信号の総キャリア
数を表す。ｎは、整数であり、トランスバーサルフィル
タ３及び２１の係数更新時刻の番号を表す。ここで取り
扱う信号は、特に断らない限り複素数の信号である。
回路４におけるトランスバーサルフィルタ３及び２１の
タップ係数の生成を説明する。先ず、観測点におけるＯ
ＦＤＭ信号を有効シンボル長分だけ抜き出してフーリエ
変換した信号ベクトルの各成分をＳｋ，ｎとする。な
お、ｋは、０≦ｋ＜Ｋの範囲の整数であり、ＯＦＤＭの
キャリア番号を表す。Ｋは、ＯＦＤＭ信号の総キャリア
数を表す。ｎは、整数であり、トランスバーサルフィル
タ３及び２１の係数更新時刻の番号を表す。ここで取り
扱う信号は、特に断らない限り複素数の信号である。
【００３７】パイロット信号Ｘｋ，ｎとの除算を時刻ｎ
ごとにＫ個の各成分について行い、閉ループ伝達関数Ｆ
ｋ，ｎを求める。
ごとにＫ個の各成分について行い、閉ループ伝達関数Ｆ
ｋ，ｎを求める。
【数１】
【００３８】ただし、ＩＳＤＢ−Ｔなどの地上デジタル
放送方式におけるパイロット信号(SP: Scattered Pilo
t)信号は、キャリア方向及びシンボル方向に完結的に挿
入されているので、ＳＰ信号が存在しない部分について
は直線内装をはじめとする内挿処理を行う。なお、ＳＰ
信号が挿入されない差動変調方式については、例えば特
願平１１−１５６，２３４号に記載されている。
放送方式におけるパイロット信号(SP: Scattered Pilo
t)信号は、キャリア方向及びシンボル方向に完結的に挿
入されているので、ＳＰ信号が存在しない部分について
は直線内装をはじめとする内挿処理を行う。なお、ＳＰ
信号が挿入されない差動変調方式については、例えば特
願平１１−１５６，２３４号に記載されている。
【００３９】次に、閉ループ伝達関数Ｆｋ，ｎからキャ
ンセル残差Ｅｋ，ｎを求める。
ンセル残差Ｅｋ，ｎを求める。
【数２】 ただし、ＤｎはＦｋ，ｎにおいて次式の演算を行って求
める。
める。
【数３】
【００４０】次に、ベクトルの成分Ｅｋ，ｎからなるキ
ャンセル残差ベクトル
ャンセル残差ベクトル
【外１】 に対して逆フーリエ変換を行い、インパルス応答ベクト
ル
ル
【外２】 に変換する。
【数４】
【００４１】ＯＦＤＭ信号帯域外の雑音の上昇を防止
し、回り込み波の電力が親局波の電力より大きい場合に
も対応するために、ベクトル[外２]の各成分ｅｋ，ｎに
ついて非線形処理を行う。非線形処理後のインパルス応
答ベクトルの成分をｈｋ，ｎとした場合、
し、回り込み波の電力が親局波の電力より大きい場合に
も対応するために、ベクトル[外２]の各成分ｅｋ，ｎに
ついて非線形処理を行う。非線形処理後のインパルス応
答ベクトルの成分をｈｋ，ｎとした場合、
【数５】 となる。ここで、εを、種々の誤差を考慮して決定した
定数とする。
定数とする。
【００４２】マルチパスキャンセル回路を付加しない図
１−図６のトランスバーサルフィルタの係数ｗ
ｋ，ｎは、以下に示す逐次更新式を用いて更新される。
なお、μ０を更新係数（実数）とする。
１−図６のトランスバーサルフィルタの係数ｗ
ｋ，ｎは、以下に示す逐次更新式を用いて更新される。
なお、μ０を更新係数（実数）とする。
【数６】
【００４３】マルチパスキャンセル回路の付加に伴う係
数更新式を、以下の式（７）−（１０）に示す。トラン
スバーサルフィルタ３のタップ長をＭ’とし、トランス
バーサルフィルタ２１のタップ長をＭ”とすると、トラ
ンスバーサルフィルタ３のタップ係数ｗ’ｋ，ｎは、次
の式によって更新される。
数更新式を、以下の式（７）−（１０）に示す。トラン
スバーサルフィルタ３のタップ長をＭ’とし、トランス
バーサルフィルタ２１のタップ長をＭ”とすると、トラ
ンスバーサルフィルタ３のタップ係数ｗ’ｋ，ｎは、次
の式によって更新される。
【００４４】
【数７】 ただし、
【数８】
【００４５】一方、トランスバーサルフィルタ２１のタ
ップ係数ｗ”ｋ，ｎは、次の式によって更新される。
ップ係数ｗ”ｋ，ｎは、次の式によって更新される。
【数９】 ただし、
【数１０】
【００４６】図１０に示すような本発明の第４の発明の
第４の実施形態は、回り込みキャンセルとマルチパスキ
ャンセルとを独立に行うものであり、この場合、トラン
スバーサルフィルタ４に対するフィルタ係数生成回路３
の他に、トランスバーサルフィルタ２１に対するフィル
タ係数生成回路２２を更に設けている。これによって、
式（１）−（６）を用いて説明した手法をフィルタ係数
生成回路３及び２２にそれぞれ適用している。
第４の実施形態は、回り込みキャンセルとマルチパスキ
ャンセルとを独立に行うものであり、この場合、トラン
スバーサルフィルタ４に対するフィルタ係数生成回路３
の他に、トランスバーサルフィルタ２１に対するフィル
タ係数生成回路２２を更に設けている。これによって、
式（１）−（６）を用いて説明した手法をフィルタ係数
生成回路３及び２２にそれぞれ適用している。
【００４７】
【発明の効果】本発明によれば、回り込みの周波数特性
とキャンセルループの周波数特性とを完全に一致させる
ことができ、それにより、信号帯域外の雑音上昇を防ぐ
ことができる。また、回り込み波の電力が親局波の電力
より大きい場合においても、信号帯域外の雑音レベルの
上昇がないので、安定な回り込みキャンセラを提供する
ことができる。
とキャンセルループの周波数特性とを完全に一致させる
ことができ、それにより、信号帯域外の雑音上昇を防ぐ
ことができる。また、回り込み波の電力が親局波の電力
より大きい場合においても、信号帯域外の雑音レベルの
上昇がないので、安定な回り込みキャンセラを提供する
ことができる。
【００４８】さらに、回り込み波の電力が親局波の電力
より大きい場合でも回り込み波のキャンセル及び親局波
のマルチパスキャンセルを両立させることができる。
より大きい場合でも回り込み波のキャンセル及び親局波
のマルチパスキャンセルを両立させることができる。
【図１】 本発明の第１の発明の第１の実施形態を示し
ている。
ている。
【図２】 本発明の第１の発明の第２の実施形態を示し
ている。
ている。
【図３】 本発明の第１の発明の第３の実施形態を示し
ている。
ている。
【図４】 本発明の第２の発明の第１の実施形態を示し
ている。
ている。
【図５】 本発明の第２の発明の第２の実施形態を示し
ている。
ている。
【図６】 本発明の第３の発明の実施形態を示してい
る。
る。
【図７】 本発明の第４の発明の第１の実施形態を示し
ている。
ている。
【図８】 本発明の第４の発明の第２の実施形態を示し
ている。
ている。
【図９】 本発明の第４の発明の第３の実施形態を示し
ている。
ている。
【図１０】 本発明の第４の発明の第４の実施形態を示
している。
している。
１ 受信アンテナ ２，２０ 減算器 ３，２１ トランスバーサルフィルタ ４，２２ フィルタ係数生成回路 ５ 狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ） ６ 増幅器（電力増幅器） ７ 送信アンテナ ８ 入力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ） ９ 周波数変換器２Ａ １０ Ａ／Ｄ変換器 １１ 周波数変換器１Ａ １２ 周波数変換器１Ｂ １３ Ｄ／Ａ変換器 １４ 周波数変換器２Ｂ １５ 出力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ） １６ 周波数変換器４Ａ １７ 周波数変換器３Ａ １８ 周波数変換器３Ｂ １９ 周波数変換器４Ｂ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 澁谷 一彦 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD24 DD34 5K072 AA04 BB14 BB27 CC13 CC34 DD15 GG02 GG14 GG39
Claims (4)
- 【請求項１】 減算器と、該減算器の減算端子にその出
力信号が供給されるように実質的に接続され、トランス
バーサルフィルタと該フィルタのタップ係数制御用のフ
ィルタ係数生成回路とで構成された回り込み信号の複製
を発生するための信号処理部とを少なくとも具え、前記
減算器の被減算端子に前記回り込み信号を含んでいる受
信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給され、前記減算器の出力
端子にバンドパスフィルタを介して増幅器の入力端子が
実質的に接続され、そして前記信号処理部の入力端子に
前記バンドパスフィルタの出力信号が実質的に供給され
るように構成するとともに、前記バンドパスフィルタの
信号通過周波数帯域幅を、回り込みループとキャンセラ
ループのいずれの信号通過周波数帯域幅をも超えないよ
うに設定したことを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 【請求項２】 請求項１記載の回り込みキャンセラにお
いて、前記減算器の被減算端子に前記回り込み信号を含
んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給されるにあた
っては、該受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数をＦＦＴサン
プル速度と同一の中心周波数に変換してから前記減算器
の被減算端子に実質的に供給されるようにしたことを特
徴とする回り込みキャンセラ。 - 【請求項３】 請求項１記載の回り込みキャンセラにお
いて、前記信号処理部の入力端子に前記バンドパスフィ
ルタの出力信号が実質的に供給されるにあたっては、該
バンドパスフィルタの出力信号の中心周波数をＦＦＴサ
ンプル速度と同一の中心周波数に変換してから前記信号
処理部の入力端子に実質的に供給されるようにしたこと
を特徴とする回り込みキャンセラ。 - 【請求項４】 請求項１記載の回り込みキャンセラにお
いて、前記減算器とバンドパスフィルタとの間又は前記
バンドパスフィルタと増幅器との間に配置されたマルチ
パスキャンセル回路を更に具え、そのマルチパスキャン
セル回路が、前記減算器又はバンドパスフィルタの出力
端子に接続された被減算端子及び前記増幅器の入力端子
に接続された出力端子を有する他の減算器と、その他の
減算器の出力端子に接続された入力端子及び前記他の減
算器の減算端子に接続された出力端子とを有するトラン
スバーサルフィルタとを具えることを特徴とする回り込
みキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000219277A JP4017323B2 (ja) | 2000-06-16 | 2000-07-19 | 回り込みキャンセラ |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000-180877 | 2000-06-16 | ||
| JP2000180877 | 2000-06-16 | ||
| JP2000219277A JP4017323B2 (ja) | 2000-06-16 | 2000-07-19 | 回り込みキャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002077096A true JP2002077096A (ja) | 2002-03-15 |
| JP4017323B2 JP4017323B2 (ja) | 2007-12-05 |
Family
ID=26594063
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000219277A Expired - Lifetime JP4017323B2 (ja) | 2000-06-16 | 2000-07-19 | 回り込みキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4017323B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007510353A (ja) * | 2003-10-29 | 2007-04-19 | 韓國電子通信研究院 | オンチャネル（ｏｎ−ｃｈａｎｎｅｌ）リピータおよびその方法 |
| JP2008072219A (ja) * | 2006-09-12 | 2008-03-27 | Toshiba Corp | 放送波中継局送受信装置 |
| JP2010529728A (ja) * | 2007-05-09 | 2010-08-26 | エレクトロニクス アンド テレコミュニケーションズ リサーチ インスチチュート | 同一チャネル中継装置及びその方法 |
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-
2000
- 2000-07-19 JP JP2000219277A patent/JP4017323B2/ja not_active Expired - Lifetime
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