JP2001512912A - 周波数変調無線送信機および偏移制御方法 - Google Patents

周波数変調無線送信機および偏移制御方法

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JP2001512912A JP2000505679A JP2000505679A JP2001512912A JP 2001512912 A JP2001512912 A JP 2001512912A JP 2000505679 A JP2000505679 A JP 2000505679A JP 2000505679 A JP2000505679 A JP 2000505679A JP 2001512912 A JP2001512912 A JP 2001512912A
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Abstract

(57)【要約】 セルラー電話機等の周波数変調（ＦＭ）無線送信機はＦＭ送信機の変動する感度を自動的に補償する自動偏移制御システムを含んでいる。ＦＭ送信機はそこに加えられる制御入力に応答して出力チャネル周波数で周波数変調された入力信号を発生する制御発振器を含む位相同期ループを含んでいる。スケーラが入力信号および少なくとも１つのスケーリング定数に応答して、少なくとも１つのスケーリング定数に基づいて入力信号をスケーリングしスケーリングされた入力信号を位相同期ループに供給してチャネル周波数で周波数変調された入力信号を発生する。自動偏移制御システムは複数の出力チャネル周波数の中の１つに同調されている時に制御発振器に加えられる制御信号を測定し、測定した制御入力に基づいてスケーリング定数の少なくとも１つを更新し自動偏移制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （発明の分野） この発明は一般的に無線通信に関し、特に無線送信機内の周波数変調に関する
。
【０００２】 （発明の背景） ＦＭ送信機は出力周波数で作動する電圧制御発振器に音声帯域電圧を加えるこ
とにより無線周波数に音声信号を印加することができる。位相同期ループすなわ
ち周波数シンセサイザを利用して、平均周波数は正確なクリスタル基準に関して
所望のチャネル周波数に正確に制御される。音声帯域信号によりマイクロホンか
らの音声波形と調和して平均値からの周波数の瞬時偏移が行われる。
【０００３】 音声信号と周波数偏移との間のこの関係は一般的にきびしい公差へ制御しなけ
ればならない。偏移が大きすぎると信号は一時的に近隣チャネルへ迷走して“ス
プラッタ”干渉を生じるこしがある。偏移が小さすぎると受信機の音量が低減し
てノイズの多い状態における了解度が損なわれる。このようなＦＭ送信機におけ
る偏移の不確実さは、ボルト当たり周波数偏移をメガヘルツで表した、音声帯域
信号に対する電圧制御発振器の感度の変動性により生じる。
【０００４】 少なくとも２つの既知の従来技術無線機製品が周波数変調信号のデジタルスケ
ーリングを利用して電圧制御発振器の感度変動を補償している。およそ１９８０
年−１９８５年の間にマルコーニ社から提供されたＳＣＩＭＩＴＡＲ−Ｖとして
知られる無線機は読取専用メモリを利用して変調スケーリング係数を電圧制御発
振器（ＶＣＯ）周波数すなわちチャネル番号の関数として格納する読取専用メモ
リを利用している。ＳＴＡＲＣＯＭＭとして知られるこの無線機は英国のマルコ
ーニ社とエリクソン社（本譲受人）により共同開発され、ＶＣＯスロープ変動を
補償するための同じ技術を含んでいる。
【０００５】 以下に図１に関してこの技術を一般的に説明する。図１に示すように、ＶＣＯ
１０のような制御発振器はＢ点に出力を発生し、それはＡ点の入力に与えられる
変調信号により周波数変調される。ＶＣＯはループフィルタ１１、位相誤差検出
器１２および分数−Ｎシンセサイザすなわち除算器１３を含む分数−Ｎシンセサ
イザループにより所望のチャネル中心周波数で発振するように制御される。分数
−Ｎシンセサイザ、位相検出器の動作およびループフィルタの設計の詳細は、本
開示の一部としてここに組み入れられている、本発明者による米国特許第５，０
９５，２８８号および第５，１８０，９３３号に記載されている。
【０００６】 Ａ点からの変調信号は、２点変調として知られる、２つのパスを介した出力信
号周波数の周波数変調を行う。２つのパスはしばしば“イン−ループ”および“
アウト−オブ−ループ”変調、もしくは“閉ループ”および“開ループ”変調と
して知られている。閉ループ変調はアナログ／デジタルコンバータ１４を使用し
て変調信号をデジタル化し変調波形を表す一連の数値サンプルを得るように適用
される。数値サンプル値は分数−Ｎシンセサイザ１３によりチャネルコードＮ＋
ｄＮにデジタル加算されて瞬時チャネル周波数プラス変調による瞬時周波数偏移
が求められる。次に、分数−Ｎ除算器１３により位相同期ループはこの値へのＶ
ＣＯ１０の制御を試みる。
【０００７】 変調によりループが追従できないほど迅速に周波数が変えられようとすると、
ループフィルタ１１により課せられる帯域幅制限により変調は忠実にＶＣＯへ転
送されないことがある。そこで、ＶＣＯに直接開ループ変調を適用して、ループ
フィルタがバイパスされることがある。それはループが要求するきたるべき周波
数変化をＶＣＯに前以て警告するものと思われる。次に、ＶＣＯは変化を要求す
る位相同期ループとほぼ同時に新しい周波数を採用することができ、ループ内に
生じる誤差が低減する。したがって、ループフィルタは変調に帯域幅制限を課さ
ないことがある。
【０００８】 好ましくは、直接変調は平坦な周波数応答が生じる点においてＶＣＯに適用さ
れる。本質的に、それはループフィルタ１１の後に電圧を加えて適用することが
できるが、干渉ピックアップに対する極端な感度のためＶＣＯ制御線に付加部品
を取り付けるのは望ましくない。したがって、部品α・ＲｏおよびＣｏ／αをフ
ィルタ部品Ｒｏ，Ｃｏのインピーダンススケールドバージョンとして使用して、
好ましくは直接変調がループフィルタへのもう１つの入力として適用される。（
α・Ｒｏ）（Ｃｏ／α）の時定数はＲｏＣｏと同じであるため、結果的に得られ
る周波数応答は平坦でありＶＣＯ制御線上で得られる変調感度からαだけスケー
ルダウンされる。直列キャパシタＣｏ／αはＶＣＯをＡ点に存在するいかなるＤ
Ｃレベルからも分離する好ましい効果も有し、それは周波数チャネルに依存する
ためＶＣＯ制御線上のＤＣレベルとは同じでないことがある。
【０００９】 ＶＣＯを広範なチャネル周波数にわたって同調しなければならない場合には、
周波数対制御電圧は完全に線形とはなりそうもなく、接線変調感度ｄＦ／ｄＶは
一般的に定勾配とはならず周波数と共に変動する。それにも拘わらずこの特性曲
線は図１の設計において一定であると予期され、この固定曲線を補償するスケー
リング値が予め計算されてＲＯＭ１６内に格納される。事実、工場生産のいかな
るケースにおいても必要とされるＶＣＯ調整を使用して、接線変調感度対周波数
チャネルの公称曲線が各ユニット内で再現されるのを保証することができる。接
線変調感度対周波数の変動補償はＡ点のアナログ入力信号に１／２５６のステッ
プで０／２５６から２５５／２５６間の値を表す８ビットデジタル数を乗じる乗
算Ｄ／Ａコンバータ１５を使用して直接変調をスケーリングして達成することが
できる。
【００１０】 全チャネル周波数における変調偏移を等化する８ビットスケーリング定数が読
取専用メモリ（ＲＯＭ）１６等のメモリ内に格納される。これらの値は一般的に
１つのモデルから別のモデルへと適合されてはおらず、一般的に工場出荷後は更
新されない。しかしながら、スケーリング値の固定ＲＯＭテーブルを使用するた
めに、予期された接線変調感度曲線を達成するために工場内でＶＣＯの手動アラ
イメントおよび調整を必要とすることがある。
【００１１】 （発明の概要） 本発明は周波数変調（ＦＭ）無線送信機における自動偏移設定および制御を提
供して、周波数、温度、時間および／もしくは他の要因の関数としての制御発振
器の感度変動にも拘わらず偏移を制御できるようにする。したがって、送信機の
寿命中正確なスケーリング定数を使用することができる。
【００１２】 特に、本発明に従ったＦＭ無線送信機は複数の出力チャネル周波数の中の１つ
で入力信号を周波数変調する。ＦＭ無線送信機はそこに加えられる制御入力に応
答して複数の出力チャネル周波数の中の１つで周波数変調された入力信号を生じ
る制御発振器を含む位相同期ループを含んでいる。スケーラが入力信号および少
なくとも１つのスケーリング定数に応答する。スケーラは少なくとも１つのスケ
ーリング定数に基づいて入力信号をスケーリングし、スケーリングされた入力信
号を位相同期ループへ与えて複数のチャネル周波数の中の１つで周波数変調され
た入力信号を生じる。自動偏移制御システムが複数の出力チャネル周波数の中の
１つに同調されている時に制御発振器に加えられる制御入力を測定し、測定した
制御入力に基づいて少なくとも１つのスケーリング定数を更新する。したがって
、複数のチャネル周波数で周波数変調された入力信号の自動偏移制御が行われる
。
【００１３】 電圧制御発振器の感度は前記測定により得られる電圧制御発振器の周波数／電
圧特性の勾配を計算して測定することができる。次に、動作の選定周波数におけ
る勾配の値を使用して入力信号をスケーリングし、所望する変調周波数偏移を得
ることができる。スケーリングは、例えば、必要ならばアナログ／デジタルコン
バータを使用して入力信号をデジタル化し、デジタル信号処理を使用して予変調
フィルタリング、圧伸、偏移制限もしくは任意他の従来の信号調整機能を実施す
ることにより容易にすることができる。得られる数字ストリームは次に各値にス
ケーリング定数を乗じてデジタル／アナログ変換を行うことによりスケーリング
され、制御発振器の周波数制御入力に加えるスケーリングされたベースバンド信
号を得ることができる。このようにして、制御発振器の勾配感度がさまざまな周
波数で異なる場合や、モデルごと、時間ごとあるいは温度により変化する場合で
も正しい周波数偏移を得ることができる。
【００１４】 制御発振器に加えられる制御入力を繰り返し測定し少なくとも１つのスケーリ
ング定数を更新して自動偏移制御を行うために多くの技術を使用することができ
る。特に、制御発振器に加えられる制御入力は最初にその製作中に測定して少な
くとも１つのスケーリング定数を設定することができる。制御発振器に加えられ
る制御入力は製作後その動作中に再度測定することができ、少なくとも１つのス
ケーリング定数が更新される。繰返しすなわち周期的更新を行うことができる。
【００１５】 別の実施例では、自動偏移制御システムは第１の複数の出力チャネル周波数で
制御発振器に加えられる制御入力を繰り返し測定して第２の複数の出力チャネル
周波数に対するスケーリング定数を計算する。あるいは、自動偏移制御は複数の
出力チャネル周波数のいくつかで制御発振器に加えられる制御入力を繰り返し測
定して、他のあるいは全ての複数の出力チャネル周波数に対するスケーリング定
数を補間により計算することができる。補間は線形補間、二次補間、高次補間も
しくは他の従来の補間とすることができる。
【００１６】 さらに別の実施例では、自動偏移制御システムは非使用期間後の装置の最初の
ターンオン等のユーザコマンドに応答して制御発振器に加えられる制御入力を測
定することができる。別の実施例では、自動偏移制御システムは複数のチャネル
周波数を介して制御発振器を走査し、複数のチャネル周波数で制御発振器に加え
られる制御入力を測定し、他のもしくは全てのチャネル周波数に対応するスケー
リング定数を更新することができる。
【００１７】 別の実施例では、ＦＭ無線送信機に電力が印加されるたびに制御発振器に加え
られる制御入力が測定される。あるいは、制御入力の平均値を得るフィルタを使
用して周波数変調を平均化することにより、１つのチャネル周波数の周波数変調
中であっても制御発振器に加えられる制御入力を測定することができる。スケー
リング定数は平均制御入力の測定値に基づいて少なくとも１つのチャネル周波数
に対して更新することができる。
【００１８】 自動偏移制御システムは発振器制御入力をデジタル信号へ変換するアナログ／
デジタルコンバータ、およびデジタル信号に応答して少なくとも１つの変調スケ
ーリング定数を計算する制御プロセッサを含むことができる。スケーラは入力信
号および少なくとも１つのスケーリング定数に応答するデジタル信号プロセッサ
を含むことができる。デジタル信号プロセッサは少なくとも１つのスケーリング
定数に基づいて入力信号をスケーリングし、スケーリングされた入力信号を位相
同期ループへ与えて複数のチャネル周波数の中の１つで周波数変調出力信号を発
生する。
【００１９】 本発明は電圧制御発振器の感度がセルラー電話チャネル周波数の範囲にわたっ
て逸脱することがあり、また時間および／もしくは温度にわたって逸脱すること
もあるセルラー無線電話にとって特に有利である。
【００２０】 （好ましい実施例の詳細な説明） 本発明の好ましい実施例を示す添付図に関して、以下に本発明の詳細な説明を
行う。しかしながら、本発明は多くの異なる形式で実現することができここに記
載された実施例に限定されるものではなく、これらの実施例は本開示を十分かつ
完全なものとし、かつ当業者に本発明の範囲を完全に伝えるために提供されてる
ものである。全体をとおして同じ番号は同じ要素を表す。
【００２１】 本発明は２点変調を使用する分数−Ｎシンセサイザの状況において説明される
。このような構成はＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ）やＣＰＦＳＫ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ−Ｐｈａｓｅ Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）等の変調方法を使用して従来のアナロ
グ（オーディオ）ＦＭもしくはデジタルデータ周波数変調を実現することができ
る。
【００２２】 図２において、位相同期ループシンセサイザ３００は電圧制御発振器（ＶＣＯ
）１００等の制御発振器、ループフィルタ１０１、位相検出器１０２、およびシ
ンセサイザ制御回路１０３により構成されている。位相同期ループシンセサイザ
３００は注入される直接すなわち開ループ周波数変調信号用入力およびＶＣＯを
所与のチャネル周波数に同調させるために使用される平均制御電圧を測定する出
力も含んでいる。位相検出器１０２は好ましくはチャージポンプ型でありデジタ
ルシンセサイザ制御回路１０３は好ましくは分数−Ｎ型である。シンセサイザ３
００は前記組み入れられた米国特許に開示されているタイプを含むことができる
。
【００２３】 デジタル信号処理装置１０４は一連の数値サンプルとして周波数変調信号を発
生する。デジタル変調サンプルを直接分数−Ｎシンセサイザ制御回路１０３へ供
給して閉ループ変調を適用することができ、それは特に純粋アナログ（オーディ
オ）ＦＭ応用においてオプショナルである。閉ループ変調はチャネル周波数の関
数としてのスケーリングを必要としないことがあり、またＤ／Ａ変換をしなくて
もよいことがある。本開示の一部としてここに組み入れられている本発明者によ
る同時出願米国特許出願第 号“Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｙｎｔｈｅｓ
ｉｚｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｔｈｒｅｅ−Ｐ
ｏｉｎｔ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｗｉｔｈ ａ ＤＣ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ”（
アトーニドケット番号８１９４−９７）に記載されているように、閉ループ変調
はシグマ−デルタ変調パターンに従って分数−Ｎ除算器にＮもしくはＮ＋１で除
算を行わせて適用することができる。
【００２４】 ＤＳＰにより発生される開ループ変調は制御プロセッサ２００から送られるス
ケーリング定数を使用してチャネル周波数の関数としてスケーリングされる。ス
ケーリングされた開ループ変調は次にＤＳＰ１０４から出力されＤ／Ａコンバー
タ１０５を使用してアナログ変調信号に変換され、それにはローパスフィルタを
補間して一連の個別の波形から連続時間信号を再構成することを含むことができ
る。ここに組み入れられている同時出願に記載されているように、Ｄ／Ａコンバ
ータ１０５もシグマ−デルタ変調を利用することができる。Ｄ／Ａコンバータ１
０５からのアナログ変調信号は次に値αＲｏの抵抗および値Ｃｏ／αのキャパシ
タを介してＰＬＬ制御ループ１０１へ加えられ、平坦な変調周波数応答が得られ
る。
【００２５】 制御プロセッサ２００は特定のＶＣＯおよびチャネル周波数のために使用すべ
きスケーリング定数を自動的に決定する発明的機能を実現することができ、変調
による出力信号の周波数偏移はきびしい公差内に保持できるようにされる。制御
プロセッサ２００はＡ／Ｄコンバータ１０６を使用してＶＣＯの周波数対電圧（
もしくは電流）制御曲線を測定することによりスケーリング定数を求めて平均Ｖ
ＣＯ制御信号をサンプルしそれをデジタル形式に変換することができる。制御プ
ロセッサはＡ／Ｄコンバータ１０６を制御して、測定を行う前に十分な整定時間
を与えることにより、ＶＣＯが周波数変化後に新しい周波数に整定されていると
予期される時間にＶＣＯ制御信号をサンプルしてデジタル化する。
【００２６】 少なくとも次の理由から、制御電圧の測定は好ましくは図２に示すように値Ｃ
ｏの主積分器キャパシタの頂部で行われる。第１に、それは干渉により鈍感なＡ
／Ｄコンバータ１０６を接続する点である。さらに、キャパシタ上の電圧は真の
平均値により近くループノイズや過度現象の影響が少ない。最後に、変調は抵抗
ＲｏおよびキャパシタＣｏのフィルタリング作用により減衰され、測定値が改変
されることがない。しかしながら、測定はＶＣＯ制御パスの他の任意適切な点で
行うことができる。
【００２７】 セルラー電話機等のハンドヘルド無線機応用では、制御プロセッサ２００はキ
ーボード、ディスプレイ、もしくはヒューマンユーザに状態を知らせかつキーボ
ードからコマンドを受け入れるブザー等のトランスジューサの包括的な用語であ
るマン−マシンインターフェイス（ＭＭＩ）に接続されている。制御プロセッサ
２００は例えばＭＭＩを介して開始されるサービス要求に応答して送信に使用す
る周波数チャネルを割り当てるネットワークすなわち基地局（図示せず）から受
信機（図示せず）を介して情報を受信することもできる。
【００２８】 チャネルが送信用に割り当てられると、制御プロセッサ２００は少なくともＮ
（分数−Ｎシンセサイザを使用する場合はｄＮ）を含む対応するシンセサイザプ
ログラミングコードを決定しバスを介してシンセサイザへ送る。数マイクロ秒後
にシンセサイザが割り当てられたチャネル周波数に整定されていると予期される
時に、制御プロセッサ２００によりＡ／Ｄコンバータ１０６はＶＣＯ制御信号レ
ベルＶをサンプルし測定してそれをＡ／Ｄコンバータ１０６から読み出す。この
ようにして、新しい周波数制御コードＮがプログラムされるたびに対応する座標
対（Ｎ，Ｖ）が得られる。
【００２９】 工場において本発明を内蔵する製品が製作される時に、製品は考えられる全て
のチャネルを介してそのシンセサイザを逐次同調させてマイクロプロセッサのＥ
ＰＲＯＭもしくはＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｐｒｏｇｒａｍｍ
ａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ ＭｅｍｏｒｙもしくはＥｌｅｃｔｒｉｃａｌｌ
ｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）内の全てのチャネ
ルに対するＶ対Ｎを記録することができる。ＥＥＰＲＯＭは一種のリードアンド
ライトメモリであり、その内容は電源がオフとされても記憶される、すなわち非
揮発性メモリであることをお判り願いたい。ランダムアクセスメモリはバッテリ
バックアップを使用して非揮発性とすることができるが、好ましいことではない
。もう１つの代替策は主バッテリが取り除かれたり放電した場合に内容を失って
しまう揮発性ＲＡＭを使用して、パワーアップ時に常に工場セットアップ手順を
新たに実行して、いくつかのチャネルが逐次選択され対応するシンセサイザ制御
電圧が記録されるようにすることである。
【００３０】 考えられる全てのチャネルを測定することは必ずしも必要ではない場合が多い
。例えば、ＡＭＰＳ電話機等のアナログＦＭセルラー電話機では、チャネルは２
５ＭＨｚの総帯域幅にわたって３０ＫＨｚの間隔で離されており、合計およそ４
００チャネルが与えられる。しかしながら、１ＭＨｚ間隔で２５チャネル、もし
くは５００ＫＨｚ間隔で５０チャネルに対して同調電圧測定を行えば十分である
。サンプリング密度はＶＣＯ制御特性の勾配の主要な変化を捕捉するのに十分で
あればい。
【００３１】 チャネル番号毎の値を含んでいないことがある制御信号値Ｖ対チャネル番号Ｎ
のテーブルが与えられると、制御プロセッサ２００は接線変調感度を推定するこ
とができ、それは任意のチャネル番号に対する制御信号の単位変化当たりメガヘ
ルツもしくはキロヘルツ周波数変化の勾配であり、テーブルに含まれないチャネ
ル番号を含んでいる。この推定は補間もしくは勾配ｄＦ／ｄＶを求める曲線の数
値微分と組み合わせた曲線の当て嵌めの組合せにより行うことができる。
【００３２】 曲線が単調である限り独立変数および従属変数は逆にすることができるため、
制御電圧のテーブルがチャネル周波数対制御電圧ではなくチャネル周波数に対し
て測定されるという事実は障害にはならない。例えば、制御プロセッサ２００は
接線変調感度の逆、すなわちｄＶ／ｄＦ、を求めることができる。それは乗算に
よるスケーリングの際に必要なスケーリング定数に直接関連している。ｄＦ／ｄ
Ｖが計算されると、その値での除算によるスケーリングが行われる。乗算は一般
的に除算よりも簡単であるため、ｄＶ／ｄＦを計算するのが簡便であるが、ｄＦ
／ｄＶを計算してその逆数をとることもできる。
【００３３】 制御プロセッサは新しい測定が行われるたびにスケーリング定数を再計算する
必要はない。ＶＣＯ特性の急速な変化は予期されず、格納されたテーブル値にオ
フライン更新を行ってプロセッサ２００にリアルタイムの負担をかけないように
すれば十分である。最近の測定値を使用する値の更新は、例えば、背景タスクと
して実施することができる。
【００３４】 所与のチャネルに対するスケーリング定数ｄＶ／ｄＦを求めるためにさまざま
な精巧度のアルゴリズムを制御プロセッサ２００内にプログラムすることができ
る。線形補間、二次補間および高次補間の３つについて説明する。
【００３５】 （線形補間） 現在のチャネル番号ＮがＮ１とＮ２の間であれば、勾配ｄＶ／ｄＦは丁度（Ｖ
２−Ｖ１）／（Ｎ２−Ｎ１）でありＶ２およびＶ１は前回それぞれＮ２およびＮ
１で測定した電圧であると推定することができる。これらの電圧は現在のチャネ
ルＮで新しい電圧Ｖが測定された後で更新することができる。すなわち、プロセ
ッサ２００内のテーブルにデータが格納されているものの中間のチャネルで行わ
れた測定値を使用してテーブルポイントの値を更新することができる。
【００３６】 （二次補間） 制御電圧は二次多項式（二次方程式）により次のようにチャネル番号に関連ず
けられるものと仮定する。
【数１】 すると、現在のチャネル番号Ｎが
【数２】 の間にありＮ３，Ｎ２およびＮ１がテーブルポイントであれば、下記の手順を実
施することができる。
【数３】 すると、チャネルＮの逆接線感度ｄＶ／ｄＦは２ａＮ＋ｂとなる。
【００３７】 テーブルポイントＮ３，Ｎ２，Ｎ１が等間隔で間隔が周波数の１単位と見なさ
れる、すなわちＮ３−Ｎ２＝Ｎ２−Ｎ１＝１かつＭ３−Ｎ１＝２であってＮｒを
原点（すなわちゼロ周波数）として任意に選択できる場合には、Ｎ３＝＋１かつ
Ｎ１＝−１となり前式は次のように簡単化される。
【数４】 逆接線感度ｄＶ／ｄＦは２ａ（Ｎ−Ｎ２），すなわちｄＶ／ｄＦ＝（Ｖ３−２．
Ｖ２＋Ｖ１）（Ｎ−Ｎ２）＋（Ｖ３−Ｖ１）／２となる。
【００３８】 あるいは、２ｄＶ／ｄＦの値はスケーリングファクタと同じ有効性であり、２
ｄＶ／ｄＦ＝２（Ｎ−Ｎ２）（Ｖ３−２．Ｖ２＋Ｖ１）＋（Ｖ３−Ｖ１）が得ら
れる。
【００３９】 ４ｄＶ／ｄＦもしくは８ｄＶ／ｄＦの値も使用することができる。その選択は
固定点計算のプログラミングにおける丸め誤差を最小限に抑えようとする時に小
数点の位置を手動で追跡し続ける技術に関連しており、それは当業者ならば理解
できることでありここで詳細な説明は行わない。
【００４０】 原点および単位の前記定義において、Ｎ−Ｎ２は常に−１／２と＋１／２の間
にある。電圧Ｖｉは８ビット以下の精度で格納される可能性が高いため、計算の
極端な精度は一般的に保証されない。８ビット、すなわち１バイト量で十分と思
われる。Ｖ３−Ｖ１等の８ビット量間の差が非常に小さく、僅か数ＬＳＢにすぎ
なければ、それはテーブル値が互いに近すぎて使えるものはより少ないことの表
示である。あるいは、より大きい差Ｖ３−Ｖ２を得るために、二次補間を実施す
るために選択されるポイント（Ｎ３，Ｖ３）（Ｎ２，Ｖ２）（Ｎ１，Ｎ１）はテ
ーブル内の１つのポイントよりもさらに離すことができる。
【００４１】 （高次補間） 三次補間等の高次補間を使用することができるが、必要であるとは思われない
。曲線当て嵌め等の他の方法も使用でき、そこでは最小二乗和誤差感覚で４点以
上を最も近く通過する曲線を与える二次係数（ａ，ｂ）が計算される。二次曲線
はちょうど３つの点を正確に通る。しかしながら、これらの方法は一般的に必要
異常に複雑でありテーブル更新に関して他の代替策を説明する。
【００４２】 図２の説明を続けると、乗算変調スケーリングファクタとして使用される逆感
度ｄＶ／ｄＦの制御プロセッサ２００による計算はＶＣＯ制御信号値Ｖ対周波数
チャネル番号Ｎの現在のテーブルがメモリ内に存在することを頼りにしている。
テーブルは最初に工場内で構成することができるが、好ましくは製品の寿命中自
動的に更新されることが好ましい。適当な機会が生じたら、装置は全体テーブル
を周期的に再測定することができる。“再校正”という見出しのコマンドメニュ
ーアイテムをマン−マシンインターフェイス内に含めてユーザもしくはサービス
マンがこのような操作をトリガすることができる。
【００４３】 点（Ｎ，Ｖ）の１つの新しい測定が終わるたびに正規のサービスにおいてどの
ようにテーブルを更新できるかを例示するために次に代替策について説明する。
制御パラメータが８ビット精度でしか格納されない場合、行うことができる最小
の変化は１ＬＳＢである。それでは粗すぎる場合には、たとえ８ビット精度でし
か測定できずしかも適切な精度でｄＶ／ｄＦの値を計算するのに最上位８ビット
デジットしか使用する必要がなくてもＶ値は１６ビット精度で格納することがで
きる。
【００４４】 等式（１）から二次係数（ａ，ｂ）の計算はたとえ１６ビット値であっても非
常に簡単であり、１６ビット加減算および必要に応じて２で除算するための右シ
フトしか必要としない。テーブル値が１周波数単位だけ間隔がとられていると考
えられる場合には、Ｎ−Ｎ２の値は分数値である。あるいは、Ｎ−値が整数チャ
ネル番号であればＮ−Ｎ２は整数値である。次に、テーブル値が２チャネル以上
の等間隔であれば、Ｎ３−Ｎ２＝Ｎ２−Ｎ１＝ｄＮ１は単位よりも大きい。
【００４５】 したがって、ｄＶ／ｄＦの値は次式で与えられる。
【数５】 除算は次の計算により解消することができ、
【数６】 それはスケーリングファクタとして使用することができる。所望により、テーブ
ルスペースｄＮは２の累乗に等しいいくつかのチャネルとして選択することがで
き、２の累乗因子２ｄＮ2を考慮する適切な右シフトもしくは推測された点位置 を有する等式（２）によりｄＶ／ｄＦの値が与えられるようにする。
【００４６】 同様に、‘ａ’および‘ｂ’の値は次式で与えられるが、
【数７】 ｄＮが２の累乗として選択される場合には２ｄＮ2および２ｄＮによる除算は省 くことができ、替わりに２の累乗による除算が省かれる時に点の意味する位置を
思いださなければならない。したがって、ＡおよびＢで示されるａおよびｂの新
しい値は次式で定義され、
【数８】 それは単に２ｄＮ2および２ｄＮの因子でそれぞれスケーリングされたａおよび ｂの値である。
【００４７】 チャネル番号Ｎで新しい測定Ｖがなされると、現在格納されているテーブル値
を使用して補間により予期される値とＶの値を比較することができる。テーブル
ポイントＮ３，Ｎ２，Ｎ１はＮがＮ２に最も近いことが判っている。次に、Ａお
よびＢを計算した後で、Ｖの期待値が次式から計算される。
【数９】 あるいは、次式が計算され、
【数１０】 それは２ｄＮ2によりスケーリングされ、ｄＮが２の累乗であれば、それはビッ トパターンの左シフトと等価である。予測値と測定値間の誤差‘ｅ’を求めるた
めに、すなわちｅ＝２m・Ｖ−Ｖ’、ここに２ｄＮ2＝２m、次に左シフトＶに同 じ桁数を考慮してＶ’が測定値Ｖと比較される。
【００４８】 次に、テーブル内に格納されたＶ値は誤差を低減する方向に更新されるが、多
くの測定値にわたってある平均化が所望されることがあるため、好ましくは広範
には行われない。３つの値Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３がＶ’を予測するのに寄与し、かつ
Ｎは３つの値Ｎ１，Ｎ２およびＮ３の幾分中間にあるため、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は
全て１つの新しい測定値から上とすることができる。カルマンフィルタリングの
原理に従って、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の変化に対するＶ’の感度すなわち勾配を次の
ように求めることができる。
【数１１】 誤差‘ｅ’をゼロとするため、Ｖ’は原則として次式に従って更新しなければな
らない。
【数１２】
【００４９】 しかしながら、この方法はＮがＮ２に近ければ、すなわちＮ−Ｎ２＝１チャネ
ルであれば（かつ、テーブル間隔を例えばｄＮ＝８とする）、Ｖ２点は新しい測
定値から−２ｅの量だけ離れるように更新され、Ｖ１およびＶ２は新しい測定値
に向かってそれぞれ大きい量８ｅ，７ｅだけ更新されるというパラドクスな結果
を生じることがある。二次項は更新毎に拡大されるため、収束する学習過程は得
られない。
【００５０】 あるいは、誤差の主要な理由は電圧対周波数の全体曲線が例えば温度変化によ
り上下に一定量だけシフトしたにすぎないと仮定することができる。この仮定が
正しければ、全ての点が誤差を最小にする方向へ同じシフトだけ更新される。し
かしながら、曲線勾配の変化は学習されることがない。
【００５１】 したがって、Ｖ２の値を測定値Ｖへ向かって誤差‘ｅ’に比例する量だけ単に
更新し、誤差がゼロであっても何も変化しないようにすることが好ましく、論理
的である。最も最近測定がなされたチャネルＮに最も近いテーブルポイントであ
るＶ２は、したがって次式により更新される。
【数１３】 ここに、２qは右シフトへの除算を簡単にするために２の累乗として選択され、 かつ各新しい測定値のテーブル値への影響を小さくて平均化効果を与えるのに十
分な大きさに選択される。
【００５２】 全てのテーブルポイントにおいて新しい測定がなされる再校正操作が実施され
ており、上で計算されたｅの値が全てのテーブルポイントにおいてほぼ同じであ
ったものとする。次に曲線上の全ての点を全ての‘ｅ’の値によりシフトさせる
ことは理にかなっている。この挙動の近似は全てのテーブルポイントを更新する
が、新しい測定点から遠いものはそれにより近いものよりも少量だけ更新するよ
うに更新アルゴリズムを修正することにより得られる。
【００５３】 例えば、新しいＶ２値は等式（３）を使用して計算することができ、次にＤＥ
ＬＴＡ／２を加えることによりＶ２のいずれか側にあるＶ１およびＶ３を更新す
ることができ、ＤＥＬＴＡ／４によりＶ２から２ポイント離れたＶ０およびＶ４
を更新することができ、以下同様とされ、ＤＥＬＴＡは古いおよび新しいＶ２値
間の差である。
【００５４】 図３はセルラー電話機等の２方向無線電話機における本発明の使用を示す。図
３において、ネットワークステーションから情報を受信する受信機チェーンはア
ンテナ３００、送信機および受信機が同じアンテナ３００を使用して同時に作動
できるようにする送受信デュプレクスフィルタ３０１、受信ダウンコンバータ３
０２、第１の中間周波数フィルタ３０３ａ、第２のダウンコンバータおよびＡ／
Ｄコンバータ３０６ａだけでなく図２のＤＳＰ１０４および制御プロセッサ２０
０を含み、さらに本開示の一部としてここに組み入れられている米国特許第５，
０４８，０５９号のログポーラコンバータも含むことができ受信信号強度情報（
ＲＳＳＩ）およびハードリミット第２ＩＦ信号を信号プロセッサ１０４，２００
へ供給するＩ．Ｆ．増幅器システムを含んでいる。プロセッサ１０４，２００は
受信信号を復調して音声もしくはデータトラフィックおよびシグナリングメッセ
ージを復号し、マンマシンインターフェイスのエアピース、ブザーおよびディス
プレイを駆動する。
【００５５】 ダウンコンバータ３０２は主周波数シンセサイザ回路３０８により制御される
第１の局部発振器３０７を内蔵している。回路３０８はＩＦシステム３０３の第
２の局部発振器部を制御する第２の固定周波数シンセサイザも含むことができる
。第１の局部発振器（ＬＯ）３０７は通信に割り当てられるチャネルに従って主
シンセサイザ３０８へプログラミング情報を送る制御プロセッサ２００により異
なるチャネルに同調される。
【００５６】 ２方向すなわちデュプレクス無線システムでは、典型的に送信機周波数は受信
チャネル周波数から常に一定の周波数オフセットとされている。このオフセット
はデュプレクス間隔と呼ばれ、送信機が受信機と干渉せずデュプレクサ３０１が
物理的に実現できるように十分大きく選択されている。周波数変調信号を送信す
る本例における送信機は好ましくは中心周波数Ｆｔｘで送信信号を発生する組合
せ発振器／電力増幅器モジュール３０５を含む。受信周波数チャネルをＦｒｘで
示すと、下記の関係が適用される。
【数１４】
【００５７】 局部発振器３０７の周波数をＦｌｏ、第１の中間周波数をＩＦ１で示すと、下
記の関係が適用される。
【数１５】 後者はＦｌｏがＦｒｘよりも低いため“ローサイド”ミキシングと呼ばれ、前者
はＦｌｏがＦｒｘよりも大きいため“ハイサイド”ミキシングと呼ばれ、それは
より広く使用される。
【００５８】 （４）および（５）を加えるとＦｌｏ−Ｆｔｘ＝ＩＦ１＋ＤＵＰＬＥＸ ＳＰ
ＡＣＩＮＧ＝Ｆｔｘｏｆｆとなり、それは送信オフセット周波数と呼ばれる。Ｆ
ｔｘｏｆｆは受信局部発振器３０７周波数が所望の送信周波数から異なる量であ
る。送信ダウンコンバータ３０９はＰＡ／ＶＣＯ３０５からの送信機周波数信号
をＬＯ３０７と混合してＦｔｘｏｆｆと等しくなければならない信号を発生する
。信号は除算器３１１によりＮで除され位相比較器３１２により基準周波数と比
較される。基準周波数は基準発振器３１４からの信号を除算機３１３により‘Ｍ
’で除して作り出される。少なくとも一方の、好ましくは両方の除算機３１１，
３１３が分割比Ｎ．Ｍを有するかあるいはプロセッサ１０４からのプログラミン
グ上の信号により制御される。それはＰＡ／ＶＣＯが正しい送信周波数を発生し
ておりダウンコンバータ３０９が予期周波数Ｆｔｘｏｆｆを発生している時に位
相比較器３１２からの誤差信号が平均してゼロとなるような平均分割比を作り出
すように設計されたパターンで分割比を交番させるシグマ−デルタ信号とするこ
とができる。ループフィルタ３１０は比較器３１２からの位相誤差信号をフィル
タリングしてＰＡ／ＶＣＯ３０５に対する周波数制御信号を作り出す。同時出願
した前記米国特許出願に詳細に記載されているように、連続する分割比のシグマ
−デルタパターンも所望の周波数変調、すなわち２点変調システムの閉ループ変
調部、を提供するように選択される。
【００５９】 ＰＡ／ＶＣＯ３０５、除算器３１１，３１３、位相誤差検出器３１２およびル
ープフィルタ３１０を含む位相同期ループは、両除算器３１１，３１３の制御お
よび位相検出器３１２の利得もしくは電流出力レベルの制御を含む組み込まれて
いる出願に記載されている任意もしくは全ての改良を利用して一定のｌｏｐｏｐ
帯域幅を維持するようにすることができる。特に、比率Ｆｔｘｏｆｆ／Ｆｒｅｆ
、Ｆｒｅｆは基準発振器３１４の周波数、が２つの比率Ｎ１／Ｍ１およびＮ２／
Ｍ２の間にあり、その両方が比率Ｆｔｘｏｆｆ／Ｆｒｅｆに近いが両側にくるよ
うにＩＦ１等の内部周波数を選択するのが有利である。次に、シグマ−デルタビ
ットパターンに従ってプログラミング３１１，３１３間を（Ｎ１，Ｍ１）および
（Ｎ２，Ｍ２）で交番することにより最低の量子化ノイズで所望の変調を作り出
すことができる。
【００６０】 変調の開ループ部はＤ／Ａコンバータおよび直列部品Ｃｏ／α，αＲｏを介し
てＤＳＰ１０４から適用され、組み込まれている出願に記載されているように、
所要の変調だけでなく分割比交番パターンにより生じる不要変調をキャンセルす
るためのリップル補償を含むことができる。
【００６１】 本発明はＰＡ／ＶＣＯ３０５に対する周波数電圧のサンプルをループフィルタ
３１０から抽出し、コンバータ１０６を使用してそれをＡ／Ｄ変換し変換した値
を制御プロセッサ２００あるいはＤＳＰ１０４内に読み込むことにより実現する
ことができる。したがって、制御電圧対ＰＡ／ＶＣＯ３０５が同調されるチャネ
ルのテーブルをプロセッサメモリ内に組み込むことができ、前記したように開ル
ープ変調に対するスケーリング補償を学習することができる。
【００６２】 当業者ならば、テーブル値を更新する多くの方法を考案することができ、選択
したアルゴリズムがうまく挙動することを検証するために、温度、供給電圧、等
によるＶＣＯ特性のありそうな変動のモデルを使用して最初にシミュレーション
によりテストすることができる。
【００６３】 このようなバリエーションは全て正規の動作もしくは使用中に装置がさまざま
なチャネル周波数に同調される間に測定され記録されたＶＣＯ同調電圧対チャネ
ル周波数の値を使用して変調スケーリング定数を求める発明的方法の範囲および
精神内に含まれる。
【００６４】 図面および明細書に、本発明の典型的な好ましい実施例を開示し、特定の用語
を使用してきたが、それらは包括的かつ説明的感覚で使用したにすぎず制約的意
味合いはなく、本発明の範囲は特許請求の範囲に記載されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】 変調補償を含む従来のＦＭ送信機のブロック図。
【図２】 本発明に従った自動偏移制御を含むＦＭ送信機のブロック図。
【図３】 本発明に従った自動偏移制御を利用したセルラー無線電話機のブロック図。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年１月２８日（２０００．１．２８）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００４】 少なくとも２つの既知の従来技術無線機製品が周波数変調信号のデジタルスケ
ーリングを利用して電圧制御発振器の感度変動を補償している。およそ１９８０
年−１９８５年の間にマルコーニ社から提供されたＳＣＩＭＩＴＡＲ−Ｖとして
知られる無線機は読取専用メモリを利用して変調スケーリング係数を電圧制御発
振器（ＶＣＯ）周波数すなわちチャネル番号の関数として格納する読取専用メモ
リを利用している。ＳＴＡＲＣＯＭＭとして知られるこの無線機は英国のマルコ
ーニ社とエリクソン社（本譲受人）により共同開発され、ＶＣＯスロープ変動を
補償するための同じ技術を含んでいる。さらに、欧州特許出願出版番号ＥＰ−Ａ −０４２３９４１にはＶＣＯの感度を自動的に校正して発振器周波数に依存しな いようにする手段を提供しようとする可変周波数信号発生器が開示されている。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２３】 デジタル信号処理装置１０４は一連の数値サンプルとして周波数変調信号を発
生する。デジタル変調サンプルを直接分数−Ｎシンセサイザ制御回路１０３へ供
給して閉ループ変調を適用することができ、それは特に純粋アナログ（オーディ
オ）ＦＭ応用においてオプショナルである。閉ループ変調はチャネル周波数の関
数としてのスケーリングを必要としないことがあり、またＤ／Ａ変換をしなくて
もよいことがある。本開示の一部としてここに組み入れられている本発明者によ る米国特許第５，８３４，９８７号“Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚ ｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｔｈｒｅｅ−Ｐｏｉ ｎｔ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｗｉｔｈ ａ ＤＣ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ”に記載 されているように、閉ループ変調はシグマ−デルタ変調パターンに従って分数− Ｎ除算器にＮもしくはＮ＋１で除算を行わせて適用することができる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５４】 図３はセルラー電話機等の２方向無線電話機における本発明の使用を示す。図
３において、ネットワークステーションから情報を受信する受信機チェーンはア
ンテナ３００、送信機および受信機が同じアンテナ３００を使用して同時に作動
できるようにする送受信デュプレクスフィルタ３０１、受信ダウンコンバータ３
０２、第１の中間周波数フィルタ３０３ａ、第２のダウンコンバータおよびＡ／
Ｄコンバータ３０６ａだけでなく図２のＤＳＰ１０４および制御プロセッサ２０
０を含み、さらに本開示の一部としてここに組み入れられている米国特許第５，
０４８，０５９号のログポーラコンバータも含むことができ受信信号強度情報（
ＲＳＳＩ）およびハードリミット第２ＩＦ信号を信号プロセッサ１０４，２００
へ供給するＩ．Ｆ．増幅器システムを含んでいる。プロセッサ１０４，２００は
受信信号を復調して音声もしくはデータトラフィックおよびシグナリングメッセ
ージを復号し、マンマシンインターフェイスのエアピース、ブザーおよびディス
プレイを駆動する。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５９】 ＰＡ／ＶＣＯ３０５、除算器３１１，３１３、位相誤差検出器３１２およびル
ープフィルタ３１０を含む位相同期ループは、両除算器３１１，３１３の制御お
よび位相検出器３１２の利得もしくは電流出力レベルの制御を含む組み込まれて
いる出願に記載されている任意もしくは全ての改良を利用して一定のループ帯域
幅を維持するようにすることができる。特に、比率Ｆｔｘｏｆｆ／Ｆｒｅｆ、Ｆ
ｒｅｆは基準発振器３１４の周波数、が２つの比率Ｎ１／Ｍ１およびＮ２／Ｍ２
の間にあり、その両方が比率Ｆｔｘｏｆｆ／Ｆｒｅｆに近いが両側にくるように
ＩＦ１等の内部周波数を選択するのが有利である。次に、シグマ−デルタビット
パターンに従ってプログラミング３１１，３１３間を（Ｎ１，Ｍ１）および（Ｎ
２，Ｍ２）で交番することにより最低の量子化ノイズで所望の変調を作り出すこ
とができる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＵ ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ， ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，Ｍ Ｄ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ， ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，Ｖ Ｎ，ＹＵ，ＺＷ Ｆターム(参考） 5J106 PP03 QQ01 RR03 RR13 RR14 RR15 5K046 AA05 BA04 BB05 5K060 BB00 CC05 DD04 FF03 HH26 HH27 HH28 HH29 HH31 HH32 LL16

Claims (22)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 複数の出力チャネル周波数の中の１つで入力信号を周波数変
    調する周波数変調（ＦＭ）無線送信機であって、ＦＭ無線送信機は、 そこに加えられる制御入力に応答して複数の出力チャネル周波数の中の１つで
    周波数変調された入力信号を発生する制御発振器を含む位相同期ループと、 入力信号および少なくとも１つのスケーリング定数に応答して少なくとも１つ
    のスケーリング定数に基づいて入力信号をスケーリングし、スケーリングされた
    入力信号を位相同期ループへ供給して複数のチャネル周波数の中の１つで周波数
    変調された入力信号を発生するスケーラと、 複数の出力チャネル周波数の中の１つに同調されている時に制御発振器に加え
    られる制御入力を測定し、測定した制御入力に基づいて少なくとも１つのスケー
    リング定数を更新して、複数のチャネル周波数で周波数変調された入力信号の自
    動偏移制御を行う自動偏移制御システムと、 を含む周波数変調無線送信機。
  2. 【請求項２】 請求項１記載のＦＭ無線送信機であって、自動偏移制御シス
    テムは制御発振器に加えられる制御入力の対応する変化に対する制御発振器の周
    波数の変化を計算し、測定した制御入力に基づいて、少なくとも１つのスケーリ
    ング定数を更新するＦＭ無線送信機。
  3. 【請求項３】 請求項１記載のＦＭ無線送信機であって、自動偏移制御シス
    テムは最初に製作中に制御発振器に加えられる制御入力を測定し、次に製作後の
    動作中に制御発振器に加えられる制御入力を測定して、スケーリング定数の少な
    くとも１つを更新するＦＭ無線送信機。
  4. 【請求項４】 請求項１記載のＦＭ無線送信機であって、自動偏移制御シス
    テムは複数の出力チャネル周波数の各々で制御発振器に加えられる制御入力を測
    定し、複数の出力チャネル周波数の各々についてスケーリング定数を繰り返し更
    新するＦＭ無線送信機。
  5. 【請求項５】 請求項１記載のＦＭ無線送信機であって、自動偏移制御シス
    テムは複数の出力チャネル周波数のいくつかで制御発振器に加えられる制御入力
    を繰り返し測定し、複数の出力チャネル周波数の全てについて補間によりスケー
    リング定数を繰り返し更新するＦＭ無線送信機。
  6. 【請求項６】 請求項５記載のＦＭ無線送信機であって、補間は線形補間、
    二次補間もしくは高次補間の１つであるＦＭ無線送信機。
  7. 【請求項７】 請求項１記載のＦＭ無線送信機であって、自動偏移制御シス
    テムはユーザコマンドに応答して制御発振器に加えられる制御入力を測定するＦ
    Ｍ無線送信機。
  8. 【請求項８】 請求項１記載のＦＭ無線送信機であって、自動偏移制御シス
    テムは複数のチャネル周波数を介して制御発振器を繰り返し走査し、複数のチャ
    ネル周波数で制御発振器に加えられる制御入力を繰り返し測定して複数のチャネ
    ル周波数に対応するスケーリング定数を繰り返し更新するＦＭ無線送信機。
  9. 【請求項９】 請求項１記載のＦＭ無線送信機であって、自動偏移制御シス
    テムはＦＭ無線送信機に電力が印加される時に制御発振器に加えられる制御入力
    を測定するＦＭ無線送信機。
  10. 【請求項１０】 請求項１記載のＦＭ無線送信機であって、自動偏移制御シ
    ステムはチャネル周波数の１つの周波数変調中に制御発振器に加えられる制御入
    力を繰り返し測定し、１つのチャネル周波数に対する制御入力測定値に基づいて
    全てのチャネル周波数に対するスケーリング定数を繰り返し更新するＦＭ無線送
    信機。
  11. 【請求項１１】 請求項１記載のＦＭ無線送信機であって、自動偏移制御シ
    ステムは、 制御入力をデジタル信号に変換するアナログ／デジタルコンバータと、 デジタル信号に応答して少なくとも１つのスケーリング定数を計算する制御プ
    ロセッサとを含み、 スケーラは入力信号および少なくとも１つのスケーリング定数に応答し、少な
    くとも１つのスケーリング定数に基づいて入力信号をスケーリングし、スケーリ
    ングした入力信号を位相同期ループに与えて複数のチャネル周波数の中の１つで
    周波数変調された入力信号を発生するデジタル信号プロセッサを含むＦＭ無線送
    信機。
  12. 【請求項１２】 請求項２記載のＦＭ無線送信機であって、位相同期ループ
    は、 基準周波数および誤差入力に応答してその間の位相差を検出する位相検出器と
    、 位相検出器に応答してフィルタリングされた誤差信号を制御発振器に与えるル
    ープフィルタと、 制御発振器に応答して誤差入力を発生する分数除算器と、 を含むＦＭ無線送信機。
  13. 【請求項１３】 請求項１記載のＦＭ無線送信機であって、入力信号はセル
    ラー無線電話入力信号であり複数の出力チャネル周波数は複数のセルラー電話チ
    ャネル周波数であるＦＭ無線送信機。
  14. 【請求項１４】 複数の出力チャネル周波数の中の１つで入力信号を周波数
    変調する周波数変調（ＦＭ）無線送信機の偏移制御方法であって、ＦＭ無線送信
    機はそこに加えられる制御入力に応答して複数の出力チャネル周波数の中の１つ
    で周波数変調された入力信号を発生する制御発振器、および入力信号および少な
    くとも１つのスケーリング定数に応答し少なくとも１つのスケーリング定数に基
    づいて入力信号をスケーリングしてスケーリングされた入力信号を位相同期ルー
    プに与え複数のチャネル周波数の中の１つで周波数変調された入力信号を発生す
    るスケーラを含み、偏移設定方法は、 複数の出力チャネル周波数の中の１つに同調されている時に制御発振器に加え
    られる制御入力を測定するステップと、 測定した制御入力に応答して少なくとも１つのスケーリング定数を更新して、
    複数のチャネル周波数の中の１つで周波数変調された入力信号の自動偏移制御を
    行うステップと、 を含む偏移制御方法。
  15. 【請求項１５】 請求項１４記載の方法であって、 更新ステップは、測定した制御入力に基づいて、制御発振器に加えられる制御
    入力の対応する変化に対する制御発振器の周波数変化を計算するステップを含む
    方法。
  16. 【請求項１６】 請求項１４記載の方法であって、測定および更新ステップ
    は、 最初に、製作中に制御発振器に加えられる制御入力を測定して少なくとも１つ
    のスケーリング定数を設定するステップと、 次に、製作後の動作中に制御発振器に加えられる制御入力を測定して少なくと
    も１つのスケーリング定数を更新するステップと、 を含む方法。
  17. 【請求項１７】 請求項１４記載の方法であって、測定および更新ステップ
    は、 第１の複数の出力チャネル周波数で制御発振器に加えられる制御入力を測定す
    るステップと、 第２の複数の出力チャネル周波数に対するスケーリング定数を更新するステッ
    プと、 を含む方法。
  18. 【請求項１８】 請求項１４記載の方法であって、測定および更新ステップ
    は、 複数の出力チャネル周波数のいくつかで制御発振器に加えられる制御入力を測
    定するステップと、 他の複数の出力チャネル周波数に対するスケーリング定数を補間により更新す
    るステップと、 を含む方法。
  19. 【請求項１９】 請求項１４記載の方法であって、測定ステップはユーザコ
    マンドに応答して開始される方法。
  20. 【請求項２０】 請求項１４記載の方法であって、測定および更新ステップ
    は、 複数のチャネル周波数を介して制御発振器を走査するステップと、 複数のチャネル周波数で制御発振器に加えられる制御入力を測定するステップ
    と、 複数のチャネル周波数の少なくとも１つに対応するスケーリング定数を更新す
    るステップと、 含む方法。
  21. 【請求項２１】 請求項１４記載の方法であって、測定ステップはＦＭ無線
    送信機に電力が印加される時に開始される方法。
  22. 【請求項２２】 請求項１４記載の方法であって、測定および更新ステップ
    は、 チャネル周波数の１つに同調されている間に制御発振器に加えられる制御
    入力を測定するステップと、 １つのチャネル周波数に対する制御入力測定値に基づいて２つ以上のチャネル
    周波数に対するスケーリング定数を更新するステップと、 を含む方法。
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