DE102004030841A1

DE102004030841A1 - Verringerung der Einschwingzeit und Kompensation von Phasenfeldern von auf Phasenregelkreisen basierenden Frequenzsynthesizern

Info

Publication number: DE102004030841A1
Application number: DE200410030841
Authority: DE
Inventors: Peter Dr. Gulden; Markus Pichler; Claus Seisenberger; Andreas Dr. Stelzer; Martin Prof. Vossiek
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Continental Automotive GmbH
Priority date: 2004-06-25
Filing date: 2004-06-25
Publication date: 2006-01-26
Also published as: WO2006000512A1

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Erzeugung einer Wechselgröße, insbesondere mit einem einen Phasenregelkreis aufweisenden Frequenzsynthesizer, zur Erzeugung eines Frequenz- und Phasenverlaufs. DOLLAR A Die Vorrichtung und das Verfahren zeichnen sich aus durch eine Steuerungseinheit (8) zur Modulierung und zur Störung von Eingangssignalen in den Phasenregelkreis, einen Phasendetektor (7) zur Erfassung des Wechsels der vorauseilenden Flanke bezüglich den Eingangssignalen in Abhängigkeit von den Störungen und eine Phasenfehlerkompensationsvorrichtung zur Phasenfehlerkompensation in Abhängigkeit von der Erfassung.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft auf Phasenregelkreise basierende Frequenzsynthesizer zur Erzeugung von, insbesondere wiederholbaren zeitlich endlichen, Frequenzverläufen aus einem Eingangssignal des Synthesizers, wobei Phasenfehler kompensiert und Einschwingzeiten verringert werden sollen. Die Erfindung betrifft ebenfalls ein entsprechendes Verfahren.

Bei Frequenzsynthesizern handelt es sich um Signalgeneratoren zur Erzeugung im Wesentlichen sinusförmiger Schwingungen, deren Frequenz durch ein Eingangssignal des Synthesizers bestimmt wird. Abhängig von der Anwendung, in der ein Frequenzsynthesizer zum Einsatz kommt, kann die gewünschte erzeugte Frequenz entweder einen konstanten Wert aufweisen, oder durch Modulation einem zeitlichen Verlauf folgen.

Beispiele für die Verwendung von Frequenzsynthesizern sind Nachrichtenübertragungssysteme, die nach dem Verfahren der Frequenzumtastung (Frequency Shift Keying, FSK) arbeiten oder ein Frequenzsprung- oder Frequenzschlitzverfahren (Frequency Hopping, FH bzw. Frequency Division Multiple Access, FDMA) verwenden. Bei FSK-Systemen wird die übertragene Information in Form unterschiedlicher Sendefrequenzen codiert, beim FH und beim FDMA wird ein Signal variabler Frequenz als Trägersignal verwendet.

Weitere technische Systeme, in dem Frequenzsynthesizer zum Einsatz kommen, sind Sensoren, die nach dem Frequency Modulated Continuous Wave (FMCW)-Prinzip arbeiten und zur meist berührungslosen Messung von Position und/oder Geschwindigkeit möglicherweise bewegter Objekte eingesetzt werden. FMCW-Radar- und -Sensorsysteme basieren auf der Ermittlung der Laufzeit zumeist über eine Antenne emittierter elektromagnetischer Wellen zwischen Sensoren und die Wellen reflektierenden Objekten. Eine prinzipielle Unterscheidung kann man hier zwischen monostatischen und bi- bzw. multistatischen Systemen treffen. Bei ersteren befinden sich Sender und Empfänger an einem Ort, bei letzteren an zwei bzw. mehreren Orten.

Als Anwendungsbeispiele für FMCW-Sensoren seien insbesondere Positionsmesssysteme für Nah- und Mittelbereichsanwendungen genannt, die etwa zur Positions- und/oder Geschwindigkeitsbestimmung beispielsweise von Sportlern oder Sportgeräten im Sportbereich, oder von Transportmitteln oder bewegten Gütern zur Fertigungs- oder Transportautomatisierung in der Industrie und ähnliche Zwecke eingesetzt werden können. Weitere Einsatzgebiete von FMCW-Sensoren können Füllstandsmesssysteme für Tanks, Abstandsmess- und -warnsysteme, Einparkhilfen und Kollisionsfrüherkennungssysteme im Automobilbereich, und das Auslesen von beispielsweise als Oberflächenwellenbauelemente (Surface Acoustic Wave, SAW) ausgeführten, berührungslos abfragbaren Identifikationsmarken (Radio Frequency Identification, RFID) sein. Durch den Einsatz mehrerer verteilter Sensoren kann das FMCW-Prinzip außerdem als bildgebendes Verfahren zur Gewinnung 2- oder 3-dimensionaler Umgebungsprofile eingesetzt werden.

Trotz der Unterschiede in Ausführung und Anwendungsgebieten liegt allen FMCW-Sensorsystemen dasselbe Prinzip zugrunde. Das ausgesendete Signal hat im Idealfall üblicherweise die Form eines Sinussignals mit innerhalb einer zulässigen Bandbreite während einer bestimmten Zeitspanne zeitlich linear veränderter Frequenz. Durch Mischen (Multiplikation) der durch die Laufzeit verzögerten empfangenen Frequenzrampe mit entweder der ausgesendeten (beim monostatischen Systemen), oder einer anderen Frequenzrampe gleicher Rampensteigung (bei bi- oder multistatischen Systemen) und Tiefpassfilterung ergibt sich dann ein Signal konstanter Frequenz, die bei monostatischen Systemen der Laufzeit direkt proportional ist, bei bi- oder multistatischen Systemen noch zusätzliche Verzögerungszeiten enthält. Bei Vorhandensein mehrerer Objekte im Messbereich wird das Sensorausgangssignal aus einer Summe von Signalen konstanter und den jeweiligen Abständen entsprechender Frequenzen bestehen. Bestimmt man diese Frequenzen etwa durch Berechnung des diskreten Spektrums mit anschließender Maximumsuche oder durch andere Verfahren zur Frequenzanalyse, so kann man aus dem Ergebnis die gesuchten Signallaufzeiten und daraus Objektabstände und/oder -geschwindigkeiten ermitteln.

Ganz ähnliche Signalformen wie bei FMCW-Radarsystemen finden sich in Kommunikations- und Transpondersystemen wie sie in der WO 01/23906 (Siemens Patentanmeldung 1999 P 02937), in der DE 199 57 536 (Siemens Patentanmeldung 1999 P 05361), in der DE 10157931.4 (Siemens Patentanmeldung 2001 P 20118) und in der DE 10155251.3 (Siemens Patentanmeldung 2001 P 17388) beschrieben werden, deren Inhalt ausdrücklich zur Offenbarung dieser Patentanmeldung gehört. Stetig – oft aber nicht notwendigerweise linear – frequenzmodulierte Signale, die zum Beispiel zur Detektion oder Auswertung miteinander korreliert, gefaltet oder gemischt werden, eignen sich in hervorragender Weise zur Codierung und zur störunempfindlichen Übertragung von Informationen.

Die Schaltungsvarianten zum Aufbau von Frequenzsynthesizern nach dem Stand der Technik sind vielfältig. In technischen Applikationen eingesetzte Systeme enthalten zumeist insbesondere einen spannungsgesteuerten Oszillator (Voltage Controlled Oszillator, VCO), dessen Oszillationsfrequenz eine Funktion der an einem Steuereingang angelegten Spannung ist. Im einfachsten Fall lässt sich also durch Anlegen einer entsprechenden Spannung an einen VCO die gewünschte Frequenz synthetisieren.

Eine häufig eingesetzte Möglichkeit zur Frequenzsynthese ist die Verwendung eines Phasenregelkreises (Phase Locked Loop, PLL).

Ein derartiger Frequenzsynthesizer, wie er z.B. in der DE 198 55 367 A1 beschrieben ist, weist dabei insbesondere eine Referenzsignalquelle zur Erzeugung eines eine Referenzfrequenz und eine Referenzphase aufweisenden Referenzsignals, einen Phasen-Frequenz-Detektor, einen einstellbaren Oszillator zur Erzeugung des Ausgangssignals, einen zwischen dem einstellbaren Oszillator und dem Phasen-Frequenz-Detektor angeordneten Hauptfrequenzteiler, dessen eine Teilerausgangssignalfrequenz und eine Teilerausgangssignalphase aufweisendes Ausgangssignal in dem Phasen-Frequenz-Detektor mit dem Referenzsignal verglichen wird, auf.

Eine herkömmliche PLL ist ebenso in dem Aufsatz "Erzeugung hochlinearer Frequenzrampen mit Hilfe fraktionaler Teiler und Implementierung in ein hochpräzises 24 GHz FMCW-Radarsystem", von T. Musch und B. Schiek in Kleinheubacher Berichte 41 (1998), Seiten 410–419 beschrieben (dessen Inhalt gehört ausdrücklich zur Offenbarung dieser Patentanmeldung) und in 9 in Form eines vereinfachten Blockschaltbildes dargestellt. Eine Haupteinrichtung der Vorrichtung ist ein spannungsgesteuerter Oszillator 5. Das von diesem VCO erzeugte Ausgangssignal y_V mit einer Momentanphase φ_V wird durch einen Hauptfrequenzteiler 6 geführt, dessen (ganzzahliger) Teilerwert gegebenenfalls veränderlich ist. Im Phasen-Frequenz-Detektor 3 (Phase Frequency Detector, PFD) wird das in der Frequenz geteilte Signal y_D mit Momentanphase φ_D mit einem Referenzsignal y_R mit Momentanphase φ_R verglichen und der Phasenunterschied der beiden Eingangssignale in ein im zeitlichen Mittel proportionales, in der Regel pulsweitenmoduliertes Strom- oder Spannungssignal umgewandelt. Zur Glättung eventuell auftretender Strom- oder Spannungspulse, sowie zur Implementierung der Regelfunktion der PLL folgt auf den PFD ein Schleifenfilter 4 (Loop Filter, LF), dessen Ausgangsspannung am Eingang des VCO anliegt. Das zum Phasenvergleich im PFD erforderliche Referenzsignal wird von einer stabilen Referenzsignalquelle 1 erzeugt, wobei die Frequenz des Referenzsignals durch einen optionalen Referenzfrequenzteiler 2 durch einen zumeist konstanten Wert geteilt werden kann.

Zum für die Frequenzsynthese notwendigen Einbringen einer Modulation bieten sich nun zwei Möglichkeiten an. Zum einen die Verwendung eines stabilen Oszillators mit einer festen Oszillationsfrequenz als Referenzsignalquelle 1 und eines Hauptfrequenzteilers 6 mit veränderbarem Teilerwert im Rückkoppelzweig (dies wird in Folge als Anordnung A bezeichnet und entspricht der Anordnung in "Frequency Synthesis by Phase Lock", von W. F. Egan, John Wiley & Sons, 2. Auflage, 1999, Kapitel 1, Seiten 24 ff), oder zum anderen die Verwendung eines Hauptfrequenzteilers 6 mit einem festen Teilerwert im Rückkoppelzweig in Verbindung mit einem Baustein zur direkten Digitalsynthese (Direct Digital Synthesis, DDS) in der Referenzsignalquelle 1 (dies wird in Folge als Anordnung B bezeichnet, wobei der Baustein zur direkten Digitalsynthese auf den Seiten 15 ff. der vorhergehenden Quellenangabe beschrieben ist, deren Inhalt ausdrücklich zur Offenbarung dieser Patentanmeldung gehört).

Im ersten Fall (Anordnung A) ergibt sich bei Änderung des Teilerwertes eines in 10 dargestellten programmierbaren Hauptfrequenzteilers 6 eine Änderung der Phasendifferenz am PFD 3 und somit eine entsprechende Änderung der Steuerspannung und der Oszillationsfrequenz des VCO 5, so dass sich wiederum eine Verringerung der Phasendifferenz am PFD 3 ergibt. Im eingeschwungenen Zustand bei einem konstant gehaltenen Teilerwert wird die Phasendifferenz am PFD 3 zu Null und die VCO-Frequenz entspricht der mit dem Teilerwert multiplizierten Referenzfrequenz. Will man Frequenzverläufe erzeugen, oder sollen Frequenzen synthetisiert werden, die nicht einem ganzzahligen Teilerwert entsprechen, so bedient man sich der Technik der fraktionellen PLL (Fractional-N-PLL), bei der sich die Teilerfolge so zwischen ganzzahligen Werten bewegt, dass sich im zeitlichen Mittel der gewünschte Verlauf ergibt (siehe auch den vorstehenden Artikel von T. Musch und B. Schiek). Um von einem reellen Verlauf auf die erforderlichen ganzzahligen Werte zu kommen, verwendet man üblicherweise einen Delta-Sigma-Modulator, wie er beispielsweise in dem Aufsatz "Delta-Sigma Modulation in Fractional-N Frequency Synthesis" von T. A. D. Riley, M. A. Copeland und T. A. Kwasniewski in IEEE J. Solid State Circuits, Vol. 28, Seiten 553–559, Mai 1993 beschrieben ist. Der Inhalt dieses Artikels gehört ausdrücklich zur Offenbarung dieser Anmeldung.

Im zweiten Fall (Anordnung B) besteht die Referenzsignalquelle 1 wie in 11 dargestellt aus einem von einem Referenzoszillator 11 getakteten DDS-Baustein 12, sowie einem analogen Tiefpassfilter 13. DDS-Bausteine sind beispielsweise in W.F. Egan: "Frequency Synthesis by Phase Lock" John Wiley & Sons, 2. Auflage, 1999, Kapitel 1, S. 15 ff beschrieben, wobei der Inhalt dieser Veröffentlichung ausdrücklich zur Offenbarung dieser Anmeldung gehört. DDS-Bausteine erlauben hochgenaue Frequenzsynthese durch getaktete, direkte Ausgabe von einer gewünschten Frequenz entsprechenden Werten einer Sinus-Funktion über einen D/A-Konverter. Zur Glättung der Sprünge im Ausgangssignal des DDS 12 folgt diesem noch das Tiefpassfilter 13. Oft sind die durch den DDS 12 synthetisierbaren Signale nicht hochfrequent genug, um das gewünschte Frequenzband und die gewünschte Bandbreite zu erreichen, sodass nachfolgend eine PLL zur Frequenzvervielfachung verwendet wird.

In beiden Fällen (Anordnung A und B) handelt es sich bei PLL-basierten Frequenzsynthesizern um dynamische Systeme mit aus der Regelungstechnik bekannten Eigenschaften, wie es zum Beispiel eine Filterwirkung und das Auftreten von Einschwingvorgängen sind.

Aufgrund von nichtidealen Verhältnissen und nicht genau bekanntem Übertragungsverhalten von Frequenzsynthesizern ist das für ein bestimmtes Eingangssignal erzeugte Ausgangssignal zumeist nicht genau bestimmbar und entspricht deshalb in der Regel auch nicht dem gewünschten Verlauf. Das heißt, es treten Frequenz- bzw. Phasenfehler auf. Wird zur Frequenzsynthese ein einfacher VCO eingesetzt, dann ergibt sich aufgrund des üblicherweise nicht genau linearen und unbekannten Zusammenhangs zwischen Steuerspannung und Oszillationsfrequenz für eine gegebene Steuerspannung eine Abweichung vom gewünschten Frequenzwert. Diese wird bei PLL-basierten Synthesizern mit stabiler Referenzsignalquelle zwar durch die Regelwirkung verhindert, so dass auch trägernahes Phasenrauschen des VCO weitgehend unterdrückt wird. Soll die Frequenz aber einem bestimmten zeitlichen Verlauf folgen und ist nicht nur die Endfrequenz im eingeschwungenen Zustand von Interesse, wie es zum Beispiel bei FMCW-Systemen gefordert wird, entstehen Frequenzfehler – bzw. äquivalente Phasenabweichungen, da die Frequenz der zeitlichen Ableitung der Phase entspricht – durch das Einschwingverhalten der PLL. Zusätzlich wirkt sich in diesem Fall trotz des Regelverhaltens die Nichtlinearität der Kennlinie des VCO in Form einer Phasenabweichung im Ausgangssignal aus. Beide Aspekte können zwar durch die Auslegung der PLL beeinflusst werden, diese wird aber in der Regel von Stabilitätsanforderungen und Rauschverhalten bestimmt.

Bei den als Beispiele angeführten Kommunikationssystemen ist es erforderlich, dass die verwendeten Frequenzen exakt synthetisiert werden, um eine korrekte Demodulation im Empfänger und die Einhaltung durch verschiedene Spezifikationen, wie es beispielsweise die GSM-Spezifikation (Global System for Mobile Communications) ist, vorgegebener spektraler Masken sicherzustellen. Außerdem muss für die Erfüllung der Spezifikation oft auch der Übergang zwischen den verwendeten Frequenzen einem genauen Verlauf folgen.

Bei FMCW-Sensoren wirken sich Frequenzfehler des Sendesignals gegenüber dem idealen Verlauf auch im zu analysierenden Sensorausgangssignal als Phasenfehler aus. Dies kann sich zum einen als systematische Verfälschungen der abgeschätzten Frequenzen und somit als Abstandsfehler auswirken, sowie bei der Verwendung hochauflösender Frequenzschätzverfahren zur Signalauswertung auch zum Auftreten fehlerhafter Signalanteile führen. Zum anderen kann der Fall eintreten, dass durch große Phasenfehler Signalanteile im Spektrum so stark verzerrt werden, dass sie nicht mehr als eigenständige, einigermaßen konstante Frequenzen in Erscheinung treten und dadurch Objekte nicht mehr detektierbar sind. Dieser Effekt tritt insbesondere bei großen Frequenzfehlern des Sendesignals und bei großen Objektabständen auf. Zur Gewinnung genauer Entfernungsschätzungen ist deshalb die Erzeugung von Signalen mit möglichst linearer Frequenz bzw. parabolischer Phase erforderlich.

Herkömmliche Frequenzsynthesizer gemäß dem Stand der Technik enthalten an Stelle einer Regelung häufig lediglich eine Steuerung. Das bedeutet, dass dem Synthesizer ein Eingangssignal vorgegeben wird, das erzeugte Ausgangssignal aber nicht gemessen wird und Fehlern deshalb auch nicht entgegengewirkt werden kann. Ein gesteuerter, PLL-basierter Synthesizer weist aber eine unvermeidliche Einschwingzeit auf, wobei aufgrund des unbekannten Verlaufs der entstehende Phasenfehler unbekannt ist. Bei FMCW-Systemen muss die Dauer des Einschwingvorgangs bei der Signalauswertung unberücksichtigt bleiben, so dass sich eine Verringerung der effektiven Bandbreite und damit des Auflösungsvermögens ergibt. Bei Kommunikationssystemen wirkt sich der Phasenfehler während des Einschwingvorganges störend auf die Übertragung aus.

Es gibt eine Reihe von Möglichkeiten, den Fehlereinfluss durch Phasenabweichungen zu minimieren. Grob kann man die Methoden in eine Vorverzerrung des Eingangssignals und – speziell für den Einsatz in FMCW-Sensoren – in eine Linearisierung durch nachträgliche Kompensation einteilen.

Manche gesteuerte Synthesizer bedienen sich einer rechnerischen Vorverzerrung des Eingangssignals, um den Einschwingvorgang zu kompensieren. Dazu wird entweder ein anhand der Auslegung des Systems errechnetes, oder ein einmalig unter Laborbedingungen mit Messgeräten in Verbindung mit einer Systemidentifikation durch verschiedene Identifikationsmethoden ermitteltes mathematisches Modell des Systems zur Kompensation eingesetzt. Das Problem bei rein errechneter Systemdynamik ist, dass Bauteilwerte üblicherweise nicht exakt bekannt sind und naturgemäß in ihren Werten einer gewissen Streuung unterliegen, und das berechnete Modell deshalb nur näherungsweise den tatsächlichen Verhältnissen entspricht. Dazu kommt, dass sich Temperatur- und Alterungserscheinungen auf das Systemverhalten auswirken und der Einschwingvorgang deshalb ohne wiederholt durchgeführte Kalibration nicht in ausreichendem Maße kompensiert werden kann.

Eine weitere herkömmliche Möglichkeit, den Fehlereinfluss durch Phasenabweichungen zu minimieren, besteht in der nachträglichen, empfangsseitigen Kompensation von Fehlern, und zwar insbesondere bei FMCW-Sensoren durch die zeitlich nicht äquidistante Abtastung des Sensorsignals. Das Mikrowellensignal wird hierfür nicht nur über eine Antenne abgestrahlt, sondern auch mit einem über einen verzögernden Referenzpfad geschickten Signal gemischt. Die Verzögerungsleitung muss eine größere Verzögerung aufweisen, als sie der Messdistanz entspricht und kann etwa als Oberflächenwellenbauelement (Surface Acoustic Wave, SAW) ausgeführt sein. Erfolgt nun die Abtastung des Sensorsignals zu den Zeitpunkten der Nulldurchgänge des Referenzsignals, so werden Nichtlinearitäten im Sendesignal weitgehend kompensiert. Auf ähnliche Weise kann statt des SAW-Elements auch ein Referenzsensor auf Ultraschallbasis mit hochlinearer Frequenzrampe zur Bestimmung der Abtastzeitpunkte eingesetzt werden.

Bei dieser herkömmlichen Methode zur nachträglichen Kompensation von Phasenfehlern in FMCW-Systemen lässt sich als Nachteil der besondere zusätzliche schaltungstechnische Aufwand in Form eines SAW-Referenzpfades oder eines zweiten Sensors anführen, so dass der Platzbedarf und der technischen Aufwand erhöht ist.

Es ist damit Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die vorstehend genannten Nachteile zu überwinden und bei einem auf Phasenregelkreisen basierenden Frequenzsynthesizer den Phasenfehler im Ausgangssignal und die Einschwingzeit zu verringern. Damit sollen Frequenzsprünge schnell und einem vorgegebenen Verlauf genau folgend erzeugt werden. Es sollen schnelle und genaue Frequenzrampen verwirklicht werden, wodurch die Messrate erhöht, oder der Energiebedarf verringert werden soll. Ebenso sollen nicht linearisierte spannungsgesteuerte Oszillatoren verwendbar sein.

Die erfindungsgemäße Aufgabe wird durch eine Vorrichtung gemäß dem Anspruch 1 und ein Verfahren gemäß Anspruch 17 gelöst. Vorrichtung und Verfahren können gemäß Ansprüchen 21 und 22 verwendet werden. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Erfindungsgemäß wird eine Abschätzung der Momentanphase zu diskreten Zeitpunkten während der Frequenzsynthese ermittelt. Der so gemessene Wert wird dann erfindungsgemäß zur Systemidentifikation und Korrektur etwaiger Abweichungen der Phase gegenüber einem gewünschten Wert verwendet.

Die zu erzeugende Wechselgröße – beispielsweise eine elektrische Spannung oder ein elektrischer Strom – soll einem wiederholbaren zeitlich endlichen Frequenzverlauf und einem entsprechenden Phasenverlauf folgen. Der Phasenregelkreis ist als herkömmliche PLL (Phase Locked Loop) bereitgestellt.

Dieser kann insbesondere eine Referenzsignalquelle zur Erzeugung eines eine Referenzfrequenz und eine Referenzphase aufweisenden Referenzsignals, einen Phasen-Frequenz-Detektor, einen einstellbaren Oszillator zur Erzeugung der Wechselgröße, einen zwischen dem einstellbaren Oszillator und dem Phasen-Frequenz-Detektor angeordneten Hauptfrequenzteiler, dessen eine Teilerausgangssignalfrequenz und eine Teilerausgangssignalphase aufweisendes Ausgangssignal in dem Phasen-Frequenz-Detektor mit dem Referenzsignal verglichen wird, und einen in der Steuerleitung zwischen dem Phasen-Frequenz-Detektor und dem einstellbaren Oszillator angeordneten Schleifenfilter aufweisen.

Eine Steuerungseinheit kann an den Hauptfrequenzteiler und/oder an die Referenzsignalquelle angeschlossen sein, um diese mittels Bereitstellung einer mit einer Initialwertfolge (diese sind bei Ansteuerung des Hauptfrequenzteilers bevorzugt ganzzahlige Teilerwerte beziehungsweise bei der Referenzsignalquelle natürliche Zahlen, die als mit einer Grundfrequenz zu multiplizierende Faktoren zu verstehen sind) beginnenden wiederholbaren endlichen Folge von Teilerwerten beziehungsweise Frequenzwerten anzusteuern. Auf diese Weise kann eine Modulierung von Eingangssignalen des Phasenregelkreises und damit der Wechselgröße erfolgen. Ebenso können Störungen, d.h. Änderungen von Werten, in der Wertfolge und damit in der Wechselgröße erzeugt werden.

Ein insbesondere an den Hauptfrequenzteilerausgang und an den Referenzsignalsquellenausgang angeschlossener Phasendetektor, dem das Hauptfrequenzteilerausgangssignal und das Referenzsignal zugeführt werden kann, kann für einen bestimmten Wert der Wertfolge und damit zu einem bestimmten Messzeitpunkt n ermitteln, ob die Flanke des Hauptfrequenzteilerausgangssignals oder des Referenzsignals die vorauseilende Flanke ist, d.h. welche der Phasen vorauseilt. Eilt die Phase des Referenzsignals voraus, führt also dessen Flanke, kann ein entsprechendes bevorzugt digitales logisches Signal von dem bevorzugt einen Digitalbaustein aufweisenden Phasendetektor ausgegeben werden. Führt die andere Flanke kann ein entsprechend invertiertes Signal ausgegeben werden. Die Wertfolge kann dann gestört werden, und zwar zu einem Zeitpunkt, der bevorzugt vor dem Messzeitpunkt n liegt, so dass sich die Störung auf den Messzeitpunkt auswirken kann. D.h. für einen Wert der Wertfolge wird bevorzugt ein zeitlich vorhergehender Wert der Wertfolge gestört bzw. geändert. Auf diese Weise kann das dynamische Verhalten des Phasenregelkreises berücksichtigt werden. Es können verschiedene Arten von Störungen, d.h. Störungen zu unterschiedlich vorauseilenden Messzeitpunkten durchgeführt werden. Die Störungen bewirken insbesondere eine Änderung des dazugehörigen Wertes der Wertfolge bevorzugt um eine ganze Zahl – beim Hauptfrequenzteiler – oder um eine ganze Zahl, die mit einer konstanten Grundfrequenz multipliziert wird – bei der Referenzsignalquelle. Die Steuerungseinheit stört die Wertfolge bevorzugt so lange, bis ein Wechsel der vorauseilenden Flanke durch den Phasendetektor erfasst wird.

Eine Recheneinheit als wesentlicher Bestandteil einer Phasenfehlerkompensationsvorrichtung ist bevorzugt mit der Steuerungseinheit verbunden. Die Recheneinheit kann ebenso Bestandteil der Steuerungseinheit sein. Die Recheneinheit kann eine Abschätzung des tatsächlichen Phasenverlaufs der Wechselgröße in Abhängigkeit von der Wertfolge, den Störungen und gegebenenfalls von der durch eine Systemidentifikation ermittelbaren Impulsantwort berechnen. Auf dieser Grundlage werden eine Phasenabweichung und Phasenfehlerkompensationsgrößen berechnet. Letztere werden bevorzugt als Vorverzerrung ausgehend vom Phasenfehler auf die Eingangswerte der Wertfolge zurück gerechnet. Diese angepasste Wertfolge kann dann Grundlage für weitere Phasenfehlerkompensationszyklen sein. D.h. es kann eine erneute Modulation, Störung, Abschätzung des Phasenfehlers sowie Phasenfehlerkompensation durch Vorverzerrung erfolgen.

Bei der Vorverzerrung wird das Eingangssignal des Synthesizers so angepasst, dass die Frequenz des Ausgangssignals einem gewünschten Verlauf entspricht (z.B. einer Rampe). Notwendig hierfür sind einerseits die Messung der Phasenabweichung im Ausgangssignal, und andererseits ein mathematisches Modell des Frequenzsynthesizers mit dessen Hilfe die erforderliche Vorverzerrung (näherungsweise) berechnet werden kann. Verwendet man beispielsweise lediglich einen einfachen VCO, kann die Linearisierung nun durch Vorgabe eines korrigierten Spannungswertes erfolgen, wofür eine programmierbare Spannungsquelle vonnöten ist. Wird, wie dies bei der vorliegenden Erfindung vorgesehen ist, ein PLL-basierter Synthesizer verwendet, kann je nach Anordnung die Folge von Teilerwerten, oder die Frequenzrampe des DDS entsprechend vorverzerrt werden.

Die Erfassung des genauen Phasenverlaufs eines Frequenzsynthesizers erfolgt erfindungsgemäß durch eine direkte Messung im System und nicht unter Verwendung externer Messgeräte.

Zur Bestimmung eines Systemmodells kann in vielen Fällen das Übertragungsverhalten von Frequenzsynthesizern zumindest näherungsweise als linear angenommen werden. Dann lässt sich bei Vorliegen einer Messung des Ausgangssignals bei bekanntem Eingangssignal auf einfache Weise ein Modell für das Übertragungsverhalten des Systems berechnen. Im einfachsten Fall erfolgt dies durch Anwendung der diskreten (bzw. der schnellen) Fouriertransformation (Discrete/Fast Fourier Transformation, DFT/FFT) auf abgetastete Eingangs- und Ausgangssignale und Berechnung einer diskreten Übertragungsfunktion durch Division. Aus dieser kann man durch inverse DFT die Impulsantwort des Systems gewinnen. Bei (näherungsweise) bekanntem systemtechnischen Modell des Frequenzsynthesizers kann man auch eine Parameteridentifikation durchführen, um zu Übertragungsfunktion und Impulsantwort zur Systemidentifikation zu gelangen.

Liegen eine Messung der Phasenabweichung sowie ein Systemmodell vor, so kann durch Inversion des Modells aus der Phasenabweichung auf die zu deren Kompensation notwendige Verzerrung des Eingangssignals geschlossen werden. Hierbei muss allerdings die Stabilität des inversen Systems entsprechend berücksichtigt werden. Wird nun ein entsprechendes Eingangssignal angelegt und wird der Phasenfehler erneut gemessen, so wird sich dieser bei ausreichend genauem Systemmodell verringert haben. Durch iterative Anwendung dieser Prozedur kann der Phasenfehler schrittweise minimiert und Ungenauigkeiten sowie Nichtidealitäten beseitigt werden.

Zur Berechnung und Abschätzung des Phasenverlaufs bei einer erfindungsgemäßen Vorrichtung bzw. gemäß des erfindungsgemäßen Verfahrens wird von einem bekannten Eingangssignal x₀ des Frequenzsynthesizers ausgegangen. Dieses bekannte Eingangssignal x₀ kann je nach Ausführungsart eine Teilerwertfolge N_D0 bzw. eine Folge von Frequenzwerten ω_DDS0 sein. Für einen bestimmten Messzeitpunkt [n]_k (dieser kann insbesondere durch den Zeitpunkt eines Nulldurchgangs des Referenzsignals bestimmt sein) soll nun die Phase φ_V0[n]_k des VCO bestimmt werden. Hierbei bezeichnet n den fortlaufenden Index des Messzeitpunkts, mit zu Beginn des zu vermessenden Frequenzverlaufs festgesetztem Zeitnullpunkt n = 0, bei einem durch k bezeichneten Eingangssignal (Wertfolge k). Liegt also ein Signal x_k am Eingang an, dann ist φ_Vk[n]_k die Phase des VCO zum Zeitpunkt der für dieses Eingangssignal n-ten Referenzsignalflanke. Zusätzlich zum Signal x₀ kann eine Störung Δx_k (ΔN_Dk bzw. Δω_DDSk) eingebracht werden. Ist diese klein genug, kann das Übertragungsverhalten für eine Störung als näherungsweise linear mit einer Impulsantwort h angenommen werden. Durch die Änderung des Eingangssignals k um eine Störung Δx_k ändert sich das Ausgangssignal entsprechend um Δφ_Vk[n]_k = (Δx_k*h)[n]_k, wobei * den Faltungsoperator bezeichnet. Bei Störung ist das Ausgangssignal gegeben durch φVk[n]k = φV0[n]k + ΔφVk[n]k ≅ φV0[n]k + (Δxk*h)[n]k. (1)

Treten nun die Flanken des Referenzsignals und des Teilerausgangsignals zum Zeitpunkt n etwa gleichzeitig auf, dann gilt für die Phase des Teilerausgangs φDk[n]k ≅ φR[n]k = n·2π (2)und da die Phase des Teilerausgangs der durch den mittleren Teilerwert dividierten Phase des VCO entspricht, gilt zudem

Der Teilerwert N_Dk[n] bezeichnet hier den bei Erscheinen der n-ten Hauptteilerflanke in den Teiler programmierten Wert. Die annähernde Gleichzeitigkeit des Auftretens von Referenz(signal)- und Teiler(ausgangssignal)flanke zum Messzeitpunkt wird durch geeignete Wahl einer Störung Δx_k erreicht. Das heißt, es werden erfindungsgemäß zwei Störungen Δx_k1 und Δx_k2 so ermittelt, dass im ersten Fall zum Messzeitpunkt die Hauptteilerflanke, im anderen Fall die Referenzflanke führt, wodurch die Abschätzungen

vorgenommen werden können. Durch geeignete Wahl der Störungen Δx_k1 und Δx_k2 wird erfindungsgemäß zum einen erreicht, dass [n]_k1≅ [n]_k2 ≡ [n], ist, das heißt

zum anderen, dass das Unsicherheitsintervall für φ_V0[n] so gering wie möglich gehalten wird.

Gemäß der Anordnung A sind die Messzeitpunkte zeitlich äquidistant und durch die Periode des Referenzsignals T_R festgelegt. Es gilt automatisch [n]_k ≡ [n]. Das Eingangssignal ist hier N_Dk, das sich aus ursprünglichem Eingangssignal N_D0 und Störungen ΔN_Dk zusammensetzt, NDk[n] = ND0[n] + ΔNDk[n] (6)

Somit gilt

Gemäß der Anordnung B entspricht der mittlere Teilerwert dem konstanten Teilerwert im Rückkoppelzweig. Das heißt, N_Dk[n] = N_D. Die Messzeitpunkte [n] als Nulldurchgänge des Referenzsignals sind hier nicht zeitlich äquidistant, können aber aus dem bekannten Eingangssignal ω_DDSk des DDS einfach berechnet werden. Hier gilt n·2π·ND – (ΔωDDSk1*h)[n] ≤ φV0[n] < n·2π·ND – (ΔωDDSk2*h)[n]. (8)

Das erfindungsgemäße Messverfahren beruht auf dem Finden zweier Störungen Δx_k1 und Δx_k2, die den oben beschriebenen Kriterien entsprechen und dem anschließendes Auswerten der Gleichungen (7) bzw. (8). Durch Messung der Phase des VCO zu allen (bzw. ausreichend vielen) Zeitpunkten innerhalb des zu vermessenden Frequenzverlaufs wird erfindungsgemäß eine Abschätzung des gesamten Phasenverlaufs und des Phasenfehlers gewonnen.

Um durch Systemidentifikation, wie es vorstehend beschrieben wurde, zu den in den Gleichungen vorkommenden Impulsantworten h zu gelangen, ist es zunächst erforderlich, ohne Kenntnis der Impulsantwort h für ein bekanntes Eingangssignal eine erste grobe Abschätzung des zugehörigen Ausgangssignals zu ermitteln. Hierzu bedient man sich der Tatsache, dass in beiden Anordnungen (A bzw. B) h[n] ≅ 0 für kleine n ist und der Einfluss von kurz vor dem Messzeitpunkt eingebrachten Störungen nicht über die Systemdynamik wirksam ist.

Bei Vorhandensein eines etwa durch Systemidentifikation gewonnenen mathematischen Modells des Frequenzsynthesizers wird nun durch Messung des Phasenfehlers gegenüber einem gewünschten Verlauf mittels der erfindungsgemäßen Methode auf ein kompensierendes Eingangssignal zurückgerechnet. Iterative Anwendung erlaubt dann eine schrittweise Verringerung des Phasenfehlers bis zu einer durch Mess- und Modellgenauigkeit gegebenen Grenze.

Es wird darauf hingewiesen, dass bei Betrieb des Frequenzsynthesizers während der gleichzeitigen Durchführung der Messungen aufgrund der eingebrachten Störungen der Phasenfehler ansteigen wird. Es besteht zwar die Möglichkeit, durch Einbringen entgegengesetzter Störungen nach Durchführung der Messung den Fehler zu minimieren. Ein Restfehler lässt sich aber nicht vermeiden. Es besteht entweder die Möglichkeit, Frequenzverläufe ausschließlich für die Messung zu erzeugen, oder die Messung wird zu Zeiten durchgeführt, zu denen der Einfluss eines zusätzlich entstehenden Fehlers nicht von Bedeutung ist. Es wird empfohlen, die Messung während einer Initialisierungsphase durchzuführen, und diese bisweilen zu wiederholen, um Veränderungen im Systemverhalten zu erfassen und entsprechend zu reagieren.

Insbesondere in Systemen, in denen rasche, genaue Frequenzänderungen gewünscht sind und sich das unvermeidliche Einschwingverhalten eines Phasenregelkreises deshalb störend auswirkt, weist die erfindungsgemäße Vorrichtung bzw. das erfindungsgemäße Verfahren besondere Vorteile auf. Bei Kommunikationssystemen können Frequenzsprünge schnell und einem vorgegebenen Verlauf genau folgend erzeugt werden, was für die Einhaltung vorgegebener Spezifikationen und die Erreichung hoher Datenraten notwendig ist. Bei FMCW-Sensorsystemen ist die Erfindung zur Realisierung schneller, genauer Frequenzrampen einsetzbar. Insbesondere bei hochgenauen Systemen mit großer Bandbreite und hohen Messraten bei dadurch limitierter Messzeit lässt sich die erfindungsgemäße Vorrichtung bzw. das erfindungsgemäße Verfahren besonders vorteilhaft zum Generieren schneller, breitbandiger Rampen verwenden. Diese werden beispielsweise in Multi-Sensor-Konfigurationen, bei Antennen-Schwenkverfahren oder in bildgebenden Radarsensoren benötigt. Zur Energieersparnis können mittels der erfindungsgemäßen Vorrichtung bzw. des erfindungsgemäßen Verfahrens erzeugte schnelle Frequenzrampen dadurch beitragen, dass die Rampenerzeugung und eine energieaufwändige Abstrahlung nur in einem sehr kurzen Zeitraum erfolgen.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung bzw. das erfindungsgemäße Verfahren kann ebenso in mit (linear) frequenzmodulierten Signalen arbeitenden Kommunikations- und Transpondersystemen vorteilhaft eingesetzt werden, die ähnliche Anforderungen an die Präzision der Modulation stellen.

Zusätzlich zu der Kompensation eines Einschwingvorganges können ebenso auf anderen Ursachen beruhende Phasenfehler korrigiert werden. Bei Verwendung der erfindungsgemäßen Vorrichtung bzw. des erfindungsgemäßen Verfahrens in FMCW-Sensoren können auf besonders vorteilhafte Weise spannungsgesteuerte Oszillatoren mit nicht linearisierter Spannungs-Frequenz-Kennlinie zum Einsatz kommen, bzw. breitbandig ebenso außerhalb des linearisierten Bereichs der VCO-Kennlinie betrieben werden, so dass eine technische Vereinfachung bewirkt werden kann.

Die vorliegende Erfindung ermöglicht erstmals und dabei mit geringem schaltungstechnischen Aufwand die Messung der Phase des VCO bei PLL-basierten Frequenzsynthesizern direkt im System und ohne den Einsatz externer Messgeräte. Aus der gemessenen bzw. abgeschätzte Phase lassen sich erfindungsgemäß zum einen eine einfache Systemidentifikation durchführen und zum anderen Phasenfehler wirksam kompensieren.

Der besondere Vorteil der erfindungsgemäßen Vorrichtung bzw. des erfindungsgemäßen Verfahrens gegenüber der Frequenzsynthese mit herkömmlichen Synthesizern bei der Erzeugung vorgegebener Frequenzverläufe ist die Möglichkeit, Messungen, Systemidentifikation und Fehlerkompensation aufgrund der Integration in das System jederzeit durchzuführen und deshalb auf Systemveränderung durch Alterung oder Temperaturdrift zu reagieren. Dafür ist keine Laborausstattung nötig. Ausgangssignale von seriengefertigten Geräten können während des Betriebs gemessen und phasenkompensiert werden. Der zusätzliche schaltungstechnische Aufwand ist gegenüber anderen Phasenfehlerkorrekturmethoden sehr gering und verursacht kaum technischen Aufwand oder zusätzlichen Platzbedarf.

Es ist besonders vorteilhaft, wenn eine erste Abschätzung des tatsächlichen Phasenverlaufs durch eine erste Art von Störungen durchgeführt wird. Dadurch kann eine erste grobe Messung des tatsächlichen Phasenverlaufs erfolgen. Gemäß einer solchen groben Abschätzung kann für kleine n und lediglich kurz vor dem Messzeitpunkt eingebrachten Störungen die Impulsantwort h[n] ≅ 0 angenommen werden. Gemäß einer solchen ersten groben Abschätzung kann für einen Messzeitpunkt n insbesondere der unmittelbar vorausgehende Wert der Wertfolge zum Messzeitpunkt n-1 gestört werden.

Auf dieser Grundlage kann in vorteilhafter Weise eine weitere zusätzliche zweite Art von Störungen in die Wertfolge eingebracht werden. Dazu werden weitere dem Messzeitpunkt vorangehende Werte der Wertfolge gestört.

Damit auf der Grundlage der zusätzlichen zweiten Art von Störungen eine zweite feinere Abschätzung des tatsächlichen Phasenverlaufs vorgenommen werden kann, muss die Impulsantwort der Vorrichtung ermittelt werden. Dies kann auf der Grundlage der ersten groben Abschätzung des tatsächlichen Phasenverlaufs für eine konstante Eingangsfolge erfolgen, die von einem (mittelwertfreien) Testsignal mit möglichst konstanter spektraler Leistungsdichte überlagert ist.

Es ist besonders vorteilhaft, wenn zur Phasenfehlerkompensation eine Vorverzerrung zur Bereitstellung einer verbesserten Eingangswertfolge von der Phasenabweichung zurückgerechnet wird. Diese verbesserte Wertfolge kann wieder Grundlage für eine erneute Berechnung einer Abschätzung des tatsächlichen Phasenverlaufs, einer Phasenabweichung und einer verbesserten Vorverzerrung dienen.

Die bei der Berechnung einer Vorverzerrung ermittelten Werte sind in der Regel reelle Zahlen, die durch eine Delta-Sigma-Modulation in ganzzahlige Werte der Wertefolge umgerechnet werden können.

Die Steuerungseinheit kann bevorzugt Speichereinrichtungen, insbesondere zur Speicherung der Werte der Wertfolgen aufweisen.

Die Steuerungseinheit kann zur Ablaufsteuerung ein programmierbares Gate-Array aufweisen.

Wird zwischen der Referenzsignalquelle und dem Phasen-Frequenz-Detektor ein Referenzfrequenzteiler angeordnet, so kann die Referenzsignalquelle in vorteilhafter Weise an den Phasenregelkreis angepasst werden.

Ist der Hauptfrequenzteiler programmierbar, kann die Steuerungseinheit auf besonders einfache Weise Wertefolgen und Störungen bereitstellen.

Bei Verwendung eines Direct Digital Synthesizers kann die Modulation durch die Steuerungseinheit auf einfache Weise durchgeführt werden.

Ist der Phasendetektor in den Phasen-Frequenz-Detektor integriert, lassen sich vorteilhaft Bauteile einsparen.

Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren kann mit der Annahme, dass die erfindungsgemäße Vorrichtung Linearität aufweist und die Struktur bekannt ist, auf der Grundlage des geforderten Phasenverlaufs zunächst eine vorteilhafte Initialwertfolge ermittelt werden. Dabei bezieht sich die Linearität auf das System, also auf das Verhalten des Frequenzsynthesizers von Eingang zu Ausgang, und nicht auf den Phasenverlauf.

Erfolgt beim erfindungsgemäßen Verfahren die Phasenfehlerkompensation mittels Vorverzerrung, kann in vorteilhafter Weise der Phasenfehler mittels weiterer Phasenfehlerkompensationszyklen in optimaler Weise verringert werden.

Besonders vorteilhaft ist die Verwendung einer erfindungsgemäßen Vorrichtung in FMCW-Systemen oder lediglich zur Messung tatsächlicher Phasenverläufe.

Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Verfahrens ergeben sich analog zu den vorteilhaften Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Vorrichtung und umgekehrt.

Weitere Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Es zeigen:
1 eine Darstellung eines vereinfachten Blockschaltbilds eines ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels eines Frequenzsynthesizers;
2 eine Darstellung eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels eines Phasendetektors;
3 eine Darstellung eines Blockschaltbilds eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels einer Steuerungseinheit;
4 eine Darstellung eines vereinfachten Ablaufplans einer erfindungsgemäßen Phasenmessung;
5 eine Darstellung eines vereinfachten Ablaufplans einer erfindungsgemäßen Grobmessung bzw. einer erfindungsgemäßen ersten Abschätzung;
6 eine Darstellung eines vereinfachten Ablaufplans einer erfindungsgemäßen zusätzlichen Feinmessung bzw. einer erfindungsgemäßen zusätzlichen zweiten Abschätzung;
7 eine Darstellung eines beispielhaften Verlaufs der Impulsantwort h[n] eines erfindungsgemäßen Frequenzsynthesizers;
8 eine Darstellung eines vereinfachten Blockschaltbilds eines zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels eines Frequenzsynthesizers;
9 eine Darstellung eines vereinfachten Blockschaltbilds eines Frequenzsynthesizers gemäß dem Stand der Technik;
10 die Darstellung eines vereinfachten Blockschaltbilds eines Ausführungsbeispiels eines herkömmlichen programmierbaren Frequenzteilers;
11 zeigt eine Darstellung eines vereinfachten Blockschaltbildes eines Ausführungsbeispiels eines herkömmlichen Bausteins zur direkten Digitalsynthese als Referenzsignalquelle;
Zur Implementierung einer erfindungsgemäßen Vorrichtung wird ein PLL-basierter Synthesizer gemäß dem Stand der Technik, wie dieser in Verbindung mit 9 (insbesondere in Verbindung mit der Anordnung A) beschrieben wurde, gemäß 1 abgewandelt. Die Funktion der Einrichtungen 1 bis 6 wurde bereits in Verbindung mit 9 beschrieben.
Zusätzlich werden das Referenzsignal y_R und das Hauptteilerfrequenzausgangssignal y_D einem Phasendetektor 7 zugeführt, der mit dem Hauptfrequenzteilerausgang und dem Referenzsignalausgang elektrisch verbunden ist und auf einfache Weise beispielsweise in programmierbarer Logik ausgeführt sein kann, wie es in 2 gezeigt ist.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel weist der Phasendetektor 7 zwei D-Flip-Flops 71 und 72 auf. In jedem Referenztakt wird vom Phasendetektor 7 ermittelt, ob die Flanke des Signals y_R gegenüber der des Signals y_D die führende ist, und entsprechend wird das Ausgangssignal s[n] des Phasendetektors 7 in diesem Fall zu logisch 1, andernfalls zu logisch 0 gesetzt. Das Ergebnis wird einer das Eingangssignal des Synthesizers (N_D[n]) ausgebenden Steuerungseinheit 8 zugeführt und entsprechend verarbeitet, bevor das Flip-Flop 71 über einen clr-Eingang zurückgesetzt wird, um im nächsten Takt eine neuerliche Messung zu ermöglichen.
Die Steuerungseinheit 8 steuert gemäß dem ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel den Hauptfrequenzteiler 6. Die Steuerungseinheit gibt dabei eine Teilerwertfolge N_D[n] in den Hauptfrequenzteiler 6 ein, der gemäß 10 insbesondere als ein programmierbarer Frequenzteiler bereitgestellt werden kann. Gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel sind die Hauptfrequenzteilerwerte natürliche Zahlen. Gemäß 3 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines einfachen Ausführungsbeispiels der Steuerungseinheit 8 dargestellt. Für die Generierung von Eingangssignalen, die Auswertung von Messergebnissen, die Systemidentifikation und für Regelungsaufgaben wird eine Recheneinheit 83 verwendet, die insbesondere durch einen Mikrokontroller bereitgestellt werden kann. Die Recheneinheit 83 kommuniziert gemäß dem Ausführungsbeispiel über einen Bus mit einem Field Programmable Gate Array (FPGA) 80, das mit einer Ablaufsteuerung 81 die wesentlichsten Steuerungsaufgaben wahrnimmt. Insbesondere werden von der Ablaufsteuerungseinrichtung 81 Eingangssignale vom Mikrokontroller entgegengenommen und in einem internen Speicher 82 abgelegt, sowie von diesem wieder ausgelesen und über den Ausgang der Steuerungseinheit 8 als Steuerungssignale x[n] an den programmierbaren Teiler 6 ausgegeben. In der Ablaufsteuerungseinrichtung 81 erfolgt zudem die Steuerung der erfindungsgemäßen Messung durch eine erste Auswertung der vom Phasendetektor 7 gelieferten Messwerte und ein Eingriff in die vom Speicher 82 an den Ausgang zugeführte Folge von Ausgangswerten x[n]. Der Phasenregelkreis selbst enthält insbesondere auf vorteilhafte Weise einen PLL-Synthesizer-Chip, der bereits einen direkt und im Takt der Referenzfrequenz programmierbaren Hauptfrequenzteiler 6, einen Referenzfrequenzteiler 2 sowie einen Phasen-Frequenz-Detektor 3 mit Stromausgang enthält. Ein solcher Baustein ist beispielsweise durch den Chip PE3335 der Firma Peregrine Semiconductor bereitgestellt. Die Referenzquelle 1 ist beispielsweise als stabiler Quarzoszillator mit einer Frequenz von beispielsweise mindestens 10 MHz bereitgestellt. Das Schleifenfilter 4 kann als Filter dritter Ordnung aus passiven Elementen aufgebaut sein. Andere Ausführungen sind möglich. Der VCO 5 sollte ein geringes Phasenrauschen aufweisen und innerhalb der Grenzen der Steuerspannung auch Frequenzen geringfügig außerhalb des für die Frequenzsynthese gewünschten Bereichs zulassen.
Das erfindungsgemäße Verfahren erlaubt die Ermittlung einer Abschätzung der Momentanphase in auf Phasenregelkreisen basierenden Frequenzsynthesizern mit Zugriff auf die beiden Eingangssignale des Phasen- Frequenz-Detektors y_R und y_D. Die Abschätzung erfolgt dabei direkt im System und ohne die Verwendung externer Messgeräte. Voraussetzung für die Anwendbarkeit des Verfahrens ist, dass durch Anlegen eines bekannten Eingangssignals ein vorgegebener, zeitlich begrenzter Frequenzverlauf erzeugt werden soll, und dass die Erzeugung zur Durchführung der Messung beliebig wiederholt werden kann. Es wird angenommen, dass sich die PLL im eingerasteten Zustand befindet, dass also am PFD 3 für jede Flanke des Referenzsignals y_R eine weniger als eine Periode vor- oder nacheilende Flanke am Hauptteilerausgang erscheint. Das erfindungsgemäße Messverfahren erlaubt dann eine Abschätzung der Phase des VCO zu den Zeitpunkten der Nulldurchgänge des Referenzsignals y_R. Das Messprinzip beruht dabei auf der Ermittlung der zu einem bestimmten Messzeitpunkt n führenden Flanke der beiden Signale y_R und y_D. Durch geeignete Anpassung des Eingangssignals in wiederholten Messungen wird unter Verwendung des bekannten Eingangssignals aus den Messergebnissen eine Abschätzung der Phase des VCO zum Messzeitpunkt berechnet.
Im Folgenden wird eine besonders einfach zu realisierende Implementierung des erfindungsgemäßen Messverfahrens in PLL-basierten Frequenzsynthesizern mit direkt programmierbaren Teiler (10) im Rückkoppelzweig beschrieben. Voraussetzung ist, dass dem Teiler nach jeder Periode des Hauptteilerausgangssignals ein neuer Wert vorgegeben werden kann.
Zunächst wird ein zu vermessender Frequenzverlauf durch Anlegen einer auf L Teilerwerte beschränkten, bekannten und zyklisch wiederholten Folge von Teilerwerten N_Dk[n] = N_D0[n] + ΔN_Dk[n] mit ΔN_D0 = 0 erzeugt. Das vorteilhafte Verfahren lässt sich in eine Grobmessung (für eine erste Abschätzung) und eine auf dieser basierenden optionalen Feinmessung (für eine zweite Abschätzung) untergliedern, die für einen beliebigen Messzeitpunkt n (vorkommende Indizes sind modulo L zu verstehen) eine Abschätzung der Phase des VCO φ_V[n] ermitteln. Durch Wiederholung der Grob- bzw. Feinmessung für eine Folge von Zeitpunkten n = O, ..., L-1 wie es im Ablaufplan gemäß 4 dargestellt ist, erhält man eine Abschätzung des Phasenverlaufs.
Grobmessung (erste Abschätzung des tatsächlichen Phasenverlaufs mittels einer ersten Art von Störungen):
Es wird zunächst ein zu vermessender Frequenzverlauf durch Anlegen einer auf L Teilerwerte beschränkten, bekannten und zyklisch wiederholten Folge von Teilerwerten N_Dk[n] = N_D0[n] + ΔN_Dk[n] mit ΔN_D0 = 0 erzeugt. Zu einem beliebigen Messzeitpunkt n innerhalb der Folge wird nun eine Initialmessung s_C0[n] durch Ermittlung der führenden Signalflanke am Phasendetektor 7 zum Zeitpunkt n durchgeführt. Ergibt diese Messung, dass s_C0[n] = 1 ist, dann führt die Referenzflanke, und das Eingangssignal wird bei den folgenden Wiederholungen der Messung so verändert, dass die Referenzsignalflanke relativ zur zugehörigen Teilersignalflanke gegenüber der Initialmessung später erscheint. Dies wird vorteilhaft durch die Veränderung der Teilerwertfolge durch ΔN_Dk[n-1]:ΔN_Dk-1[n-1] – 1 erreicht. Diese Änderung bedeutet, dass der dem Messzeitpunkt n vorausgehende Teilerwert zum Zeitpunkt n-1 beim nachfolgenden Zyklus k um 1 verringert wird. Analog wird bei einem Ergebnis der Initialmessung s_C0[n] = 0 das Eingangssignal danach so verändert, dass die Referenzflanke relativ früher erscheint, wobei nun die Teilerwertfolge durch ΔN_Dk[n-1]:ΔN_Dk-1[n-1] + 1 verändert wird. In diesem Fall wird der dem Messzeitpunkt n vorausgehende Teilerwert zum Zeitpunkt n-1 beim nachfolgenden Zyklus k um 1 erhöht. Anschließend wird wieder eine Messung s_ck[n] durchgeführt. Die Veränderung des Teilerwerts zum Zeitpunkt n-1 im k-ten Schritt mit anschließender Messung s_ck[n] wird nun so lange durchgeführt, bis man zu einem gegenüber der Initialmessung veränderten Ergebnis gelangt. Bezeichnen k₁ und k₂ die letzten beiden Eingangssignale (Teilerwertfolgen) und dazugehörige durchgeführte Messungen, wobei bei Messung s_ck1[n] die Teiler-, bei s_ck ₂[n] die Referenzflanke führt, so lässt sich für das gesuchte φ_V0[n] die Abschätzung
mit einem Unsicherheitsintervall von 2π angeben. Schließlich wird noch die eingebrachte Störung durch ΔN_D[n-1]:0 zurückgenommen. Das Verfahren ist im Ablaufdiagramm gemäß 5 beispielhaft dargestellt. In diesem Fall bedeutet der Teilerwert zum Zeitpunkt n-1 als Ergebnis der Grobmessung, dass zum Abschluss der Grobmessung ein Wechsel zur Teilerflanke als führende Flanke erfolgte.
Feinmessung (zweite Abschätzung des tatsächlichen Phasenverlaufs mittels einer zur ersten Art von Störungen zusätzlichen zweiten Art von Störungen):
In der Regel wird die Genauigkeit der Grobmessung nicht ausreichen, um den Phasenfehler adäquat beschreiben oder kompensieren zu können. Für eine daher vorteilhafte genauere Feinmessung wird nun vor Rücksetzung der Störung auf 0 von dem im Rahmen der Grobmessung ermittelten Wert ΔN_Dk1[n-1] ausgegangen, der weiterhin die Teilerfolge modifiziert. Es soll hier also davon ausgegangen werden, dass durch diese Modifikation bei der Grobmessung beim letzten Eingangssignal die Teilerflanke zu führen begann. Man verändert nun zusätzlich die Teilerfolge zu einem Zeitpunkt n-Δn_k mit Initialwert Δn₀= 2 zu ΔN_D[n-Δn_k]:ΔN_D[n-Δn_k] + 1. Diese Änderung der Teilerwertfolge bedeutet, dass der dem Messzeitpunkt n vorausgehende Teilerwert zunächst zum Zeitpunkt n-2 beim nachfolgenden Zyklus k um 1 erhöht wird. Anschließend wird wieder eine Messung s_fk[n] zum Zeitpunkt n durchgeführt und schließlich ΔN_D[n-Δn_k]:0 gesetzt. Ergibt die Messung s_fk[n] = 1, führt also die Referenzflanke, so wird Δn_k+1:Δn_k + 1, das heißt die Änderung der Teilerfolge wird nun bei dem nächsten vorausgehenden Teilerwert vorgenommen, und dieses Verfahren wird wiederholt. Dies geschieht, bis bei Wiederholung k₃ eine Messung s_fk ₃[n] = 0 ergibt, bis also zum Messzeitpunkt (wieder) die Teilerflanke führt. Dieses Verfahren berücksichtigt, dass je weiter diese Änderung bzw. Störung dem Messzeitpunkt vorauseilt, umso kleiner die Zeitspanne wird, mit der die Referenzflanke der Teilerflanke vorauseilt. Die Abschätzung
ist möglich, die gegenüber der Grobmessung eine deutlich verbesserte Genauigkeit von
aufweist. Die für die Feinmessung erforderliche Impulsantwort h kann durch Systemidentifikation basierend auf einer Grobmessung wie im folgenden Abschnitt dargestellt ermittelt werden. Im Ablaufdiagramm 6 ist die Feinmessung beispielhaft dargestellt.
Bei der Systemidentifikation unter Verwendung der Grobmessmethode kann wie im Folgenden beschrieben vorgegangen werden. Die Ausgangsphase φ_V0 für eine konstante Eingangsfolge N_D ist bekannt und durch φV0[n] = 2πnND (12)gegeben. Bringt man zusätzlich zur konstanten Eingangsfolge ein (mittelwertsfreies) Testsignal δN_D möglichst konstanter spektraler Leistungsdichte (wie z.B. weißes Rauschen) ein und ermittelt man die entstehende Abweichung im Phasenverlauf δφ_V mit der Grobmessmethode, dann kann man mit der durch F{} bzw. F^-1{} bezeichneten DFT bzw. inversen DFT über
die gesuchte Impulsantwort h berechnen. 7 zeigt einen beispielhaften Verlauf einer Impulsantwort h[n]. Insbesondere wenn man die für verschiedene Testsignale ermittelten Impulsantworten mittelt, ist das so gewonnene Ergebnis trotz der durch die Grobmessung verursachten Ungenauigkeiten ausreichend, um mit Hilfe der Feinmessmethode sehr genaue Abschätzungen der Phase des VCO zu erzielen.
Eine besonders einfach zu realisierende Möglichkeit, aus einer vorliegenden Messung eines Phasenfehlers δφ_V0 bei gegebenem Eingangssignal N_D0 und einem Systemmodell erfindungsgemäß eine Vorverzerrung zur Kompensation des Fehlers zu berechnen ist, die Folge von Teilerwerten zu NDk+1[n] = NDk[n] + δNDk[n] (14)mit
abzuändern, wobei ΔΣ{} Delta-Sigma-Modulation bezeichnet. Diese ist insbesondere in "Delta-Sigma Modulation in Fractional-N Frequency Synthesis" von T. A. D. Riley, M. A. Copeland und T. A. Kwasniewski in IEEE J. Solid State Circuits, Vol. 28, Seiten 553–559, Mai 1993 beschrieben. Abhängig von der Genauigkeit des Systemmodells kann man die Division in (15) auf einen geringeren Frequenzbereich einschränken. Bei ausreichend genauem Systemmodell und Fehlermessung verringert sich bei iterativer Anwendung des Verfahrens der Phasenfehler.
Gemäß 8 ist eine Darstellung eines vereinfachten Blockschaltbilds eines zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels eines einen Phasenregelkreis aufweisenden Frequenzsynthesizers gezeigt. Dieses entspricht bis auf die Ansteuerung durch die Steuerungseinheit 8 dem ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel gemäß 1.
Das heißt die Modulierung erfolgt hier entsprechend der in Verbindung mit 9 beschriebenen Anordnung B und zwar durch die mittels der Steuerungseinheit 8 erfolgende Bereitstellung von entsprechenden Frequenzwertfolgen zur Steuerung der Referenzsignalquelle. Die Steuerungseinheit 8 ändert beziehungsweise stört zur Phasenmessung nun die Frequenzwertfolgen.
Die Messung der führenden Flanke mittels des Phasendetektors 7 erfolgt auf dieselbe Weise. Das Messergebnis wird der das Eingangssignal des Synthesizers (ω_DDS[n]) ausgebenden Steuerungseinheit 8 zugeführt und entsprechend verarbeitet, bevor im nächsten Takt eine neuerliche Messung erfolgt.
Im Unterschied zum ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel gemäß 1 werden Messsignale von der Steuerungseinheit 8 entgegengenommen und ausgewertet, sowie Steuerungssignale x[n] über einen Ausgang nun an die Referenzsignalquelle und zwar insbesondere an den Eingang eines DDS 12 gelegt (8). Die Steuerungseinheit 8 steuert die Referenzsignalquelle durch eine Frequenzwertfolge ω_DDS[n]. Die Referenzsignalquelle kann einen Referenzoszillator 11 aufweisen, der den DDS 12 taktet, sowie ein Tiefpassfilter 13 zur Weiterbearbeitung des Ausgangssignals des DDS 12.
Bevorzugt werden natürliche Zahlen, die als mit einer Grundfrequenz zu multiplizierende Faktoren zu verstehen sind, als Frequenzfolge ω_DDS[n] von der Steuerungseinheit 8 ausgegeben. Die durch diese Frequenzfolge bestimmten Phaseninkremente (ganzzahlige Vielfache eines konstanten kleinstmöglichen Phasenveränderungswerts zwischen zwei Takten) führen bei Taktung durch das Signal des Referenzoszillators 11 entsprechend zur Ausgabe eines Referenzsignals durch die Referenzsignalquelle. Die Abhängigkeiten zwischen Phasenwert und dem jeweiligen Ausgabesignal können hierbei tabellarisch erfasst werden. Modulationen und Störungen können durch Änderung der natürlichen Zahlen der Eingangsfolge vorgenommen werden. Auf dieser Grundlage können gewünschte Frequenzfolgen und Störungen bestimmt und erzeugt werden, die für eine Phasenfehlermessung erforderlich sind. Diese Vorrichtung und das dazugehörige Verfahren gemäß dem zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel funktionieren also analog dem ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel.
Im Unterschied zu einem modulierten Hauptfrequenzteiler werden bei einer modulierten Referenzsignalquelle Frequenzwertfolgen ω_DDS[n] bereitgestellt. Entsprechend müssen Störungen bereitgestellt werden, die sinnvolle Abschätzungen des tatsächlichen Phasenverlaufs ermöglichen. Das Prinzip einer Grob- bzw. einer Feinmessung ist das gleiche.
Andere Ausführungsformen für eine frequenzmodulierte Referenzsignalquelle sind ebenso möglich. Auch der Phasendetektor 7 und die Steuereinheit 8 können abweichend von den vorstehenden Ausführungsformen bereit gestellt sein.
Als besonders vorteilhafte Einsatzbereiche können sämtliche Systeme angeführt werden, in denen schnelle Frequenzänderungen, und insbesondere schnelle Frequenzrampen (bis zu einigen μs oder 10 μs Dauer) erforderlich sind. Hierbei seien insbesondere FMCW-Systeme mit Strahlschwenkverfahren, FMCW-Systeme mit kurzen Rampen, zum Beispiel zur Energieersparnis oder Erhöhung der Messrate, und Transpondersysteme mit vielen Transpondern genannt.
Die Erfindung wurde anhand von Ausführungsbeispielen ohne Einschränkung des Schutzbereichs beschrieben.

Claims

Vorrichtung zur Erzeugung einer Wechselgröße, insbesondere ein einen Phasenregelkreis aufweisenden Frequenzsynthesizer, zur Erzeugung eines Frequenz- und Phasenverlaufs, gekennzeichnet durch – eine Steuerungseinheit (8) zur Modulierung und zur Störung von Eingangsignalen in den Phasenregelkreis, – einen Phasendetektor (7) zur Erfassung des Wechsels der vorauseilenden Flanke bezüglich den Eingangssignalen des Phasendetektors in Abhängigkeit von den Störungen, und – eine Phasenfehlerkompensationsvorrichtung zur Phasenfehlerkompensation in Abhängigkeit von der Erfassung.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangssignale des Phasendetektors (7) ein durch einen Hauptfrequenzteiler (6) erzeugtes Ausgangssignal und ein durch eine Referenzsignalquelle (1) erzeugtes Referenzsignal jeweils mit einer Frequenz und einer Phase sind.
Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungseinheit den Hauptfrequenzteiler (6) und/oder die Referenzsignalquelle (1) mittels Bereitstellung einer mit einer Initialwertfolge beginnenden sich wiederholenden endlichen zyklischen Teilerwertfolge N_Dk[n] = N_D0[n] + ΔN_Dk[n] mit ΔN_D0 = 0, beziehungsweise Frequenz-Wertfolge, moduliert und zur Bereitstellung von Störungen modifiziert.
Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasendetektor (7) den Wechsel der vorauseilenden Flanke bezüglich Hauptfrequenzteilerausgangssignal und Referenzsignal für jeden Wert der Wertfolge in Abhängigkeit von den Störungen erfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenfehlerkompensationsvorrichtung eine Recheneinheit (83) zur auf den Störungen beruhenden Berechnung einer Abschätzung eines tatsächlichen Phasenverlaufs, einer Phasenabweichung zum geforderten Phasenverlauf und einer Vorverzerrung aufweist, wobei aufgrund der Vorverzerrung die Steuerungseinheit (8) mittels einer angepassten Wertfolge den Phasenregelkreis moduliert, und auf dieser Grundlage weitere Phasenfehlerkompensationszyklen durchführbar sind.
Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Recheneinheit (83) als Grobmessung eine erste Abschätzung des tatsächlichen Phasenverlaufs mittels einer ersten Art von Störungen der Wertfolge berechnet.
Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Recheneinheit (83) als Feinmessung eine zweite Abschätzung des tatsächlichen Phasenverlaufs mittels einer zur ersten Art zusätzlichen zweiten Art von Störungen der Wertfolge berechnet.
Vorrichtung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Recheneinheit (83) die Abschätzung des tatsächlichen Phasenverlaufs unter Berücksichtigung der mittels der ersten Abschätzung berechneten Impulsantwort berechnet.
Vorrichtung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Bereitstellung mittelwertfreier Signale, insbesondere mit näherungsweise konstanter spektraler Leistungsdichte, z.B. weißen Rauschens, zur Ermittlung der Impulsantwort.
Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Recheneinheit (83) eine reellwertige Vorverzerrungsgröße beispielsweise durch Fast Fourier Transformation (FFT) und Division ermittelt, und diese reellwertige Vorverzerrungsgröße durch Delta-Sigma-Modulation in eine ganzzahlige Vorverzerrungsgröße umgewandelt wird.
Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungseinheit (8) eine Speichereinrichtung, insbesondere zur Speicherung der Wertfolgen aufweist.
Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungseinheit (8) eine Ablaufsteuerungseinrichtung, insbesondere ein programmierbares Gate-Array, z.B. ein Logic Cell Array (LA) oder ein Field Programmable Gate-Array (FPGA) aufweist.
Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche 2 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Referenzsignalquelle (1) und einem Phasen-Frequenz-Detektor (3) ein Referenzfrequenzteiler angeordnet ist.
Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche 2 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Hauptfrequenzteiler (6) programmierbar ist.
Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche 2 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzsignalquelle (1) einen von einem Referenzoszillator und mittels den Frequenzwertfolgen ansteuerbaren Direct Digital Synthesizer und ein danach angeordnetes Tiefpassfilter zur Ausgabe des Referenzsignals aufweist.
Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasendetektor (7) mittels eines Phasen-Frequenz-Detektors (3) des Phasenregelkreises bereit gestellt ist.
Verfahren zur Kompensation von Phasenfehlern einer Vorrichtung zur Erzeugung einer Wechselgröße, insbesondere eines einen Phasenregelkreis aufweisenden Frequenzsynthesizers, zur Erzeugung von geforderten wiederholbaren zeitlich endlichen Frequenz- und dazugehörigen Phasenverläufen, gekennzeichnet – durch eine Steuerungseinheit (8) erfolgendes Bereitstellen einer wiederholbaren zeitlich endlichen Initialteiler- beziehungsweise Initialfrequenzwertfolge zur Modulation eines Hauptfrequenzteilerausgangssignals und/oder eines Referenzsignals, und Stören beziehungsweise Modifizieren der Wertfolge, – durch einen Phasendetektor (7) erfolgendes Erfassen des Wechsels der vorauseilenden Flanke bezüglich Hauptfrequenzteilerausgangssignal und Referenzsignal für jeden Wert der Wertfolge in Abhängigkeit von den Störungen, – durch eine Recheneinheit (83) anhand des Ergebnisses des Störens erfolgendes Berechnen einer Abschätzung eines tatsächlichen Phasenverlaufs der Wechselgröße, einer Phasenabweichung zum geforderten Phasenverlauf und einer Vorverzerrung der modulierenden Wertfolge zur Phasenfehlerkompensation, wobei auf dieser Grundlage weitere Phasenfehlerkompensationszyklen durchführbar sind.
Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Recheneinheit (83) die Initialwertfolge auf der Grundlage des geforderten Phasenverlaufs und unter der Annahme von Linearität des Systems bei bekannter Struktur des Synthesizers zur Modulationsgröße berechnet.
Verfahren nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass mit Teilerwertfolgen ein programmierbarer Hauptfrequenzteiler (6) angesteuert wird.
Verfahren nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche 17 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass mit Frequenzwertfolgen ein Direct Digital Synthesizer angesteuert wird.
Verwendung einer Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorangehenden Vorrichtungsansprüche 1 bis 16, in FMCW-Sensoren bzw. FMCW-Sensorsystemen oder in Transpondern bzw. Transpondersystemen.
Verwendung einer Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorangehenden Vorrichtungsansprüche 1 bis 16, lediglich zur Messung eines tatsächlichen Phasenverlaufs.