JP2004328724A5 - - Google Patents

Description

オシレータの作動用装置及び方法

本発明は、電気的直流信号によって制御されるオシレータの作動用装置であって、該オシレータは、制御入力側および変調入力側を有する周波数測定構成部品の直流信号感応回路網を有しており、制御入力側に制御信号を供給する位相調整ループと変調入力側に変調信号を供給する変調ジェネレータとを有する作動用装置に関する。本発明は、更に、そのようなオシレータの作動方法に関する。

そのような装置、および、そのような方法は、それ自体公知である。この種の周波数発生は、実際には、複数チャネルでの周波数変調された送信信号の形成用の昨今の装置すべてで通常行われている。オシレータにより、情報信号によって変調された搬送周波数が供給される。その際、変調偏移量とは、変調された信号の周波数と搬送周波数との偏差である。

直流信号は、制御直流電圧または制御直流電流でありうる。周波数測定構成部品として、殊に、キャパシタンス及び／又はインダクタンスが考慮される。位相制御ループ（ｐｈａｓｅ ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ ＰＬＬ）は、たいてい、オシレータ、オシレータの信号と基準周波数が供給される位相／周波数検出器、および、ループフィルタから構成されており、ループフィルタは、位相／周波数検出器の出力信号をフィルタリングして、それから、直流信号が、オシレータ用の制御信号として形成する。ループ内で、各コンポーネントは、オシレータ周波数が基準周波数に近くなるように協働する。

周波数変調送信器は、原理的に、種々異なった大きな周波数偏移量の広範な領域に亘って作動することができる。何れにせよ、比較的小さな周波数偏移の方向に、復調信号の信号対雑音比が定常的に劣化する。つまり、送信出力一定のままで達成できる到達範囲が狭くなるか、または、反対に、所定の到達範囲にするために高い送信出力を必要とする。それに対して、大きな周波数偏移の方向では、到達範囲と送信出力との関係は常に良好となる。その際、それと同時に、送信局によって占有されているスペクトル帯域幅は、殊に、狭帯域ＦＭから広帯域ＦＭ（ＦＭ−周波数変調）への移行部の上側で強く増大する。そうすることによって、隣接チャネル妨害は、著しく大きくなるか、または、チャネル間隔を、この作用を考慮して明らかに大きくする必要があり、その結果、最終的に、利用可能なチャネルの数は、対応付けられた周波数帯域内で強く低減する。

この作用に基づいて、変調偏移量を出来る限り精確に保持することは、各周波数変調送信装置の質を判定する非常に重要な基準である。更に、殊に、昨今通常用いられているデジタル変調方式、例えば、ＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）およびその変形では、許容される変調偏移量の最大および最小限界は、相応の規則で決められている。

その際、使用されている構成要素（コンデンサ、コイル、バラクタダイオード、等）の製造許容偏差は、変調偏移量の十分な精度を達成するには一般的に十分ではないということが知られている。

これまで、変調偏移量は、トリミング用ポテンシオメータを用いて手動によりトリミングすることによって調整されてきた。昨今、変調信号路内の適切な箇所で、デジタル調整可能な増幅部材または減衰部材を組み込んだり、または、変調信号を、形成前に予め振幅の点でデジタル的に調整することが通常行われている。この際、調整値は、通常、Ｅ^２ＰＲＯＭ内に記憶される。

つまり、製造条件に左右されるばらつきは、付加的な調整によって、手により、または、装置の最終テスト時に値をデジタル記憶することによって低減し、その結果、新しい装置で仕様を維持することができる。

公知のやり方では、不可欠な調整過程は、装置製造時に付加的な、不可欠な作業工程を伴うので、付加的なコストを生じる。

しかも、このようにしては、製造過程の終わりで調整される変調偏移量は、その領域内で実際に得られる効率にとって実際に最適ではない。この理由は、長時間ドリフト、温度および給電電圧依存性、実際に調整されるチャネル周波数の依存性、等に対して、蓄積値を予め保持しておく必要があるからである。その際、しかし、多くの例で仮定されたドリフト値を、必ずしも明らかに超過または下回っているとは限らないからである。

前述のような公知技術に基づいて、本発明の課題は、冒頭に記載した装置において、どんな場合でも、長時間ドリフト、温度および給電電圧依存性とは無関係に、所定の変調偏移量を確実に維持し、並びに、実際に調整されるチャネル周波数に確実に依存するようにし、装置調整時の付加的な作業工程により、付加的なコストを生じないようにすることにある。

この課題は、冒頭に記載した装置において、装置内に統合された装置部を有しており、該装置部は、変調のしゅん度についての信号を自立して形成して、変調ジェネレータに供給し、信号により、変調ジェネレータは、変調のしゅん度についての信号に依存して変調信号を形成することにより解決される。

更に、この課題は、冒頭に記載した方法において、分周器を、第１の周波数にスイッチングし、第1の周波数で調整される第1の制御電圧を検出し、且つ維持し、分周器を、第２の周波数にスイッチングし、第２の周波数で調整される第２の制御電圧を検出し、且つ維持し、第1の制御電圧と第２の制御電圧との差を形成し、形成された差に依存して変調ジェネレータを制御し、変調電圧の変動幅（偏移量）を種々の制御電圧の差によって特定することにより解決される。

この要件により、本発明の課題は、完全に解決され、前述の問題点は、原理的に回避される。本発明によると、自立して繰り返し、変調偏移量を最適に調整することができ、その結果、ドリフトまたは実際の条件への依存性が作用を及ぼすことがないようにすることができる。その際、変調のしゅん度は、周波数変化を、周波数変化を生じる変調信号の変化に正規化することによって定義される。同様に、制御のしゅん度は、制御信号の相応の変化に正規化される周波数の変化によって定義することができる。本発明によると、変調しゅん度の測定を介して、所望の変調偏移量のために必要な変調信号を一義的に特定することができる。

有利な実施例によると、デジタル制御装置および該デジタル制御装置によって作動される、複数周波数間で切り換え可能な分周器を有しており、該分周器は、位相調整ループ内の被制御オシレータと接続されている。

この、公知の要件は、公知システム内で伝送チャネルの切換のために用いられる。本発明の特別な利点は、この、通常のシステムで何れにせよ設けられる要件により、オシレータを自動的に補償するために、しゅん度についての信号を形成することができるようになる点にある。従って、この利点は、周波数切換を複数回利用する点にあり、周波数切換を複数回利用しない場合には、補償の目的のためだけに設けるべき別個の付加コストをなくすことができる。

有利には、周波数選択的回路網は、オシレータが、制御信号および変調信号の変化に応動するしゅん度の比が、分周器の切換時の周波数変化の、変調偏移量との比に相応するように構成されている。

この構成によって、分周器の切換によって開始されて制御電圧を変化させる周波数変化を、変調しゅん度に相応するしゅん度を求めるのに利用することができる。検出されたしゅん度は、先ず制御入力側に供給されるが、前述の状況のために変調しゅん度の尺度として評価することができる。つまり、この構成によって、オシレータの制御側でのしゅん度についての検出情報を変調側に伝達することができる。そうすることによって、変調しゅん度を直接検出するための固有の装置をなくすことができる。

その際、有利には、周波数選択的回路網は、電圧依存の遮断層キャパシタンスを有する各ダイオードの相互に対称的な２つの並列回路を有しており、その際、一方の並列回路は、制御入力側と接続されていて、別の並列回路は、変調入力側と接続されており、並列回路は、一緒にオシレータの核心部を形成する共振回路と接続されている。

この構成によって、構成上且つ製造技術上簡単に、従って、コスト上有利に、オシレータが制御信号と変調信号の変化に応動する各しゅん度間の比と、分周器の切換時の周波数変化と変調偏移量との比とが所望のように相応するようになる。

有利には、電気的直流信号は、直流電圧であるようにしてもよい。

この構成によると、本発明を、広帯域電圧制御オシレータ（電圧制御オシレータＶＣＯ）用に利用可能である。しかし、本発明の利用は、電圧制御オシレータに限定されるものではなく、電流制御オシレータにも利用される。

更に有利には、インピーダンス変換器と、制御入力側と変調入力側との間の抵抗との直列回路が設けられており、制御入力側は、インピーダンス変換器と接続されている。

この直列回路により、両側、つまり、制御側と変調側とが、同じ直流電圧作動点を有しているようにされる。そうすることによって、広帯域バラクタダイオード、つまり、遮断層キャパシタンスの電圧依存度が非直線状であるダイオードを使ってもよい。この直列回路によって、所望のように、システムの機能にとって基本的に必要な、バラクタダイオードの制御入力側とバラクタダイオードの変調入力側との間で同期が達成される。

別の有利な実施例では、時間離散的な減算器が設けられており、該減算器は、インピーダンス変換器の入力側または出力側に印加された電圧を、切換可能な分周器の２つのスイッチング位置で時間離散的に検出し、検出値の差をしゅん度についての信号として形成するとよい。

この構成によると、しゅん度の測定にかかるコストを小さくすることができる。つまり、前述の差は、しゅん度に反比例するからである。

更に有利には、デジタル制御装置は、減算器による時間離散検出を制御するようにするとよい。

そうすることによって、分周器の切換と電圧の検出との間での不可避な同期化を僅かなコストで達成することができる。

有利には、装置は、アナログ−デジタル変換器とメモリとデジタル／アナログ変換器）とを有しており、アナログ−デジタル変換器は、各検出値の（アナログ）偏差をデジタル信号に変換し、メモリは、デジタル信号を記憶し、デジタル／アナログ変換器の電流出力側は、制御電流に変換された前記デジタル信号を変調ジェネレータに送出するようにしてもよい。

この要件により、補償期間中測定された電圧値を、事後の作動期間中使用するための制御量に変換して、この制御量を一時記憶することができる。

この他の利点は、以下の説明および図面から分かる。

前述および後述の更に説明する各要件は、本発明の範囲を逸脱しない限りで、各々示した組み合わせのみならず、他の組み合わせ、または、単独で使うことができる。

以下、図示の実施例を用いて、本発明について詳細に説明する。

図１の番号１０は、電気的直流信号によって制御されるオシレータ１２の作動用装置を示し、オシレータ１２は、図１では、分かりやすくするために、能動部なしに示されている。オシレータ１２は、オシレータ核心部としてキャパシタンス１６とインダクタンス１８とが並列接続された共振回路を有している。共振回路１４は、周波数測定構成部品の回路網２０を介して、オシレータ１２の制御入力側３８並びに変調入力側４０と接続されている。その際、周波数測定構成部品の回路網２０は、バラクタ２６および２８の第１の並列回路２２と、バラクタ３２および３４の別の並列回路２４、並びに、コンデンサ３０および３６とから構成されている。

第１の並列回路２２は、制御入力側３８、および、コンデンサ３０を介して共振回路１４と接続されている。第２の並列回路２４は、変調入力側４０、および、コンデンサ３６を介して共振回路１４と接続されている。更に、両並列回路２２，２４は、相互に並列接続されている。

制御入力側３８には、位相調整ループ４２によって形成された制御信号が供給される。その際、位相調整ループ４２は、オシレータ１２の他に、切換可能な分周器４８、位相／周波数検出器４３およびループフィルタ４４を有している。この位相調整回路４２によって、搬送波信号が形成されて、オシレータ１２内で、その変調入力側４０を介して変調され、続いて、後続の回路のために利用される。後続の回路は、例えば、アンテナ４９の制御用回路でもよい。搬送波周波数は、基準周波数発生器５２、例えば、振動水晶（Ｓｃｈｗｉｎｇｈａｒｚ）によって発生される基準周波数の整数倍として定義される。

基準周波数の比較のために、オシレータ１２の出力信号は、その出力側４６を介して、切換可能な分周器４８に供給され、分周器は、オシレータ１２の出力信号の周波数を整数比に分周する。分周器４８から位相／周波数検出器４３に供給される信号は、基準周波数発生器５２によって形成された基準周波数信号と同様の周波数を有している。位相／周波数検出器４３では、両信号が相互に比較される。そのために、例えば、各々相応の周波数を持った２つの矩形信号を、相互に乗算することができる。その結果、衝撃係数が両信号間の位相偏移に依存し、従って、周波数偏移にも依存する２倍の周波数の矩形信号が得られる。この衝撃係数は、後続のループフィルタ４４でローパスフィルタリングされ、その結果、ループフィルタ４４は、衝撃係数、従って、位相／周波数検出器４３の各入力信号間の周波数及び／又は位相偏移量に依存する直流電圧を制御電圧としてオシレータ１２の制御入力側３８に供給する。

制御入力側３８の制御電圧は、周波数測定構成部品の回路網２０を介して共振回路１４に離調するように作用する。その結果、そうすることによって、オシレータ１２の出力側４６から送出される搬送波周波数が、基準周波数の整数倍であるようにされる。この搬送波周波数には、オシレータ１２の変調入力側４０を介して信号情報が変調される。そのために、変調発生器４５は、信号発生器４７によって形成された入力信号に依存して、オシレータ１２に離調して、そうすることによって周波数変調を行う変調制御電圧を発生する。変調信号の変化によって生じる周波数偏移は、変調偏移と呼ばれる。変調偏移量を変調信号の変化に正規化することによって、変調のしゅん度が定義される。

制御入力側３８は、インピーダンス変換器５６として接続された演算増幅器と抵抗５８との直列回路５４を介してオシレータ１２の変調入力側４０と接続されている。その際、オシレータの制御入力側３８は、インピーダンス変換器５６（演算増幅器）の非反転入力側と接続されている。演算増幅器の反転入力側６２は、抵抗５８の接続点６０、つまり、直列回路５４の中間点と接続されている。インピーダンス変換器として接続することによって、接続点６０の電位は、制御入力側３８の電位に相応する。接続点６０を、抵抗５８を介して変調入力側４０と接続することによって、変調入力側４０のベース電位は、所定のように、制御入力側３８の電位に接続される。そうすることによって、変調入力側４０のベース電位は、制御入力側３８での制御電位の変化に追従される。その結果、変調発生器４５から出力された変調信号は、オシレータ１２の入力側３８の制御電圧が変化した時にも搬送波周波数を再形成可能に制御して変調することができる。その際、インピーダンス変換器５６として接続された演算増幅器により、変調信号が制御信号に不所望な反作用を及ぼすのを阻止することができる。

以下、オシレータ１２の作動中変調ユニットを測定し、場合によっては補正することができるやり方について、説明する。そのような測定および補正のため、つまり、変調ユニットの調整のために、デジタル制御装置５０は、切換可能な分周器４８を、先ず第１の切換位置にスイッチングし、この第１の切換位置では、オシレータ１２の出力周波数は、第１のファクタによって分周される。オシレータ１２の通常作動中、ファクタがｎに等しい場合、先ず選択されるファクタは、例えばｎ＋１にするとよい。そうすることによって、オシレータ１２は、所定のように、隣接チャネルｎ＋１で所属の周波数で振動する。位相調整回路４２によって、オシレータ１２の制御入力側３８に、チャネルｎ＋１の周波数に属する制御電圧用の値が調整される。前述のように、この電圧は、接続点６０にも、従って、時間離散作動する減算器６４にも印加される。

自動調整の後続の経過で、デジタル制御装置５０は、分周器４８を別の周波数、例えば、隣接チャネルｎ−１に切り換える。その結果、位相調整回路４２によって、オシレータ１２の制御入力側３８に、制御電圧の第２の値が調整される。この、制御電圧の第２の値は、前述のように、インピーダンス変換器５６を介して時間離散減算器６４の入力側に供給される。時間離散減算器６４は、両制御電圧値とチャネルｎ＋１およびｎ−１との差を形成する。チャネルｎ＋１およびｎ−１の既知の周波数間隔で、各制御電圧値の差から、オシレータ１２の制御入力側でのしゅん度を算出することができる：しゅん度は、各制御電圧値の差に反比例し、その際、ここで使うチャネルｎ＋１とｎ−１との間の周波数間隔は、比例係数を形成する。

減算器６４での時間離散の差形成は、デジタル制御装置５０によって制御される。デジタル制御装置５０は、アナログ−デジタル変換器６６の入力側６８を介して、減算器６４によって供給された差信号をデジタル値に変換し始めるのも制御する。アナログ−デジタル変換器６６での変換終了は、アナログ−デジタル変換器６６の出力側７０を介して、デジタル制御装置５０にシグナリングされる。それと関連する機能について、図３を用いて後で説明する。並行して、変換の終了は、アナログ−デジタル変換器６６の出力側７０を介してメモリ７２にも通知され、それに続いて、メモリ７２に、各制御電圧の差がデジタル値として入力されて、記憶される。

平均周波数ｎで装置１０を事後に作動する際、メモリ７２からのデジタル値は、デジタル／アナログ変換器７４によって電流出力側に制御電流信号が出力されるように変換され、この制御電流信号は、変調ジェネレータ４５の制御電流入力側７６に供給される。その際、制御電流信号は、変調ジェネレータ４５から送出される変調電圧偏移量が、オシレータ１２の出力側４６に出力される合成周波数偏移量（変調偏移量）が所定限界内のままであるような大きさに選定されるようにされる。その際、メモリ７２からデジタル／アナログ変換器７４にデジタル値が受け取られるのが、制御装置５０によって電流出力側を用いて開始され、制御装置は、そのために、相応の信号をデジタル／アナログ変換器７４の制御入力側７５に電流出力側を用いて送出する。

図２には、時間離散制御減算器６４の実施例について詳細に示されている。減算器６４は、演算増幅器７８を有しており、スイッチ８６，８８，９０および９２のスイッチング位置を制御により変えることによって、演算増幅器をコンデンサ８２および８４に接続するのを変更することができる。その際、スイッチのスイッチング位置は、デジタル制御装置５０によって制御される。演算増幅器７８の非反転入力側には、バイアス電圧源８０が接続されている。減算器６４は、入力側が図１の接続点６０に接続されており、出力側が図１のアナログ−デジタル変換器６６と接続されている。減算器６４は、２つのスイッチング位置で駆動される。

第１のスイッチング位置では、デジタル制御装置５０は、スイッチ８６，８８および９２を閉じる。そうすることによって、演算増幅器７８の反転入力側は、当該演算増幅器の出力側と短絡されている。従って、演算増幅器７８は、非反転入力側に印加されるバイアス電圧電位用のインピーダンス変換器として作用する。スイッチ８６が閉じられた場合、それと同時にコンデンサ８２が充電される。その際、減算器６４のスイッチング位置は、デジタル制御装置５０によって分周器４８の切換に関して、スイッチ８６が閉じられた場合にコンデンサ８２が先ず第１の制御電圧で充電されるように制御される。コンデンサ８２の完全な充電状態は、第１の制御電圧の印加およびスイッチングに相応する。

続いて、デジタル制御装置５０は、分周器４８をチャネルｎ−１にスイッチングし、その結果、転回期間後（Ｅｉｎｓｃｈｗｅｎｋｐｈａｓｅ）、第２の制御電圧がオシレータ１２の制御入力側３８に調整され、そして、接続点６０を介して、減算器６４の入力側にも調整される。スイッチ８６が一時的に開かれた後、デジタル制御装置５０は、スイッチ８６および９０を、第２の制御電圧の振動後（Ｅｉｎｓｃｈｗｉｎｇｅｎ）閉じる。このスイッチング位置では、演算増幅器７８の出力側は、コンデンサ８４を介して演算増幅器７８の反転入力側と接続される。この接続は、積分器に相応している。スイッチ８６を並行して行われるように閉じることによって、第２の制御電圧がコンデンサ８２に印加され、そうすることによって、再充電される。

つまり、コンデンサ８２の充電状態は、第１の制御電圧の、第２の制御電圧に対する電圧変化に相応して変化する。積分器の接続によって、演算増幅器７８は、コンデンサ８２の各再充電を、コンデンサ８２のキャパシタンスとコンデンサ８４のキャパシタンスとの比で出力電圧が変化するように切換える。Ｃ１の再充電は、チャネルｎ＋１とｎ−１での制御電圧の差に比例するので、演算増幅器は、スイッチ８６，８８，９０，９２が第２のスイッチング位置に切換った後、制御電圧値の差に比例する、従って、変調しゅん度に反比例する出力電圧を給電する。

図３には、図１の装置１０の種々異なる個所での種々の信号経過特性が示されている。図３ａには、信号が論理１である時間間隔ｔ_０〜ｔ_２、分周器４８がチャネルｎ＋１に接続されている時間間隔が示されている。同様に、図３ｂには、チャネルｎ−１が活性化されている時間間隔が示されている。図３ｃから分かるように、制御電圧は、この時間間隔中、オシレータ１２の制御入力側３８の制御電圧が、第１の制御値Ｕ１に振動する。図３ｄには、デジタル制御装置５０がスイッチ８６，８８，９２を閉じて、それにより、時間離散的な減算器６４を制御する制御信号が示されている。図３ｄの信号が論理１である（ｔ_１〜ｔ_３）時間間隔の間、前述のスイッチは閉じられており、その結果、減算増幅器６４は、前述の第１のスイッチング位置である。少なくとも、時間的に並行して、図３ｆに示された制御信号も、論理１にセットされ、スイッチ８６は閉じられる。時点ｔ_２では、デジタル制御装置５０は、分周器４８をチャネルｎ−１にスイッチングする。図３ｄの信号が論理１である時間間隔は、減算増幅器６４が第１のスイッチング位置に調整される時間に相応する。図３ｃには、オシレータ１２の制御入力側３８の制御電圧が、時点ｔ_２から第２の制御電圧値Ｕ２に調整されることが示されている。時点ｔ_２での分周器４８の切換により、図２のスイッチ８６は開かれ、そのことは、図３ｆに、ｔ_２での下降縁によって分かる。図３ｇには、減算増幅器６４の出力信号が示されている。この出力信号が、時点ｔ_１に至る迄定義されなかったので、時点ｔ_１から、つまり、減算増幅器６４のスイッチング後、第１のスイッチング位置で、図２のバイアス電圧源８０のバイアス電圧の電位が低減する。このバイアス電圧電位は、時点ｔ_３に至る迄得られ続け、この時点ｔ_３で、減算増幅器６４は、その第２のスイッチング位置に切り換えられる。第２のスイッチング位置への切換は、特に図３ｅに示されており、この図３ｅで、信号の上昇側縁は、図２でのスイッチ９０が閉じたことに相応する。それと同時に、図３ｆから分かるように、図２のスイッチ８６が新たに閉じられる。更に、図３ｄから分かるように、図２のスイッチ８８及び９２は、再度開かれる（図３ｄの下降側縁）。

図２に関連して説明したように、制御電圧値Ｕ１，Ｕ２の差に比例して、図２のコンデンサ８２は再充電される。従って、図２の減算増幅器６４の、第２のスイッチング位置での積分器機能を介して、演算増幅器７８の出力電圧は、バイアス電圧値Ｕ１，Ｕ２の差に比例する所定値だけ変化する。図３ｇの値が振動されると即座に、デジタル制御装置５０は、この値を、アナログ−デジタル変換器６６によって所定のデジタル値に変換する。これは、図３ｈに上昇側縁によって示されている。アナログ−デジタル変換器６６が、この変換を完了すると即座に、アナログ−デジタル変換器６６は、その出力側７０を介して、相応の信号をデジタル制御装置５０に供給する。それから、制御装置５０は、アナログ−デジタル変換器６６で求められた値を用いて、補正された変調偏移量を変調発生器４５に調整し、それに続いて、分周器４８も、その通常周波数（チャネルｎ）にスイッチングする。図３ｉには、オシレータ１２の変調入力側４０の形成信号が示されており、この信号は、調整過程で、図３ｃ（ループフィルタ４４の出力側）の信号と同一であり、調整過程後、ループフィルタ出力側の直流電圧に対して付加的に重畳されて、正確に定義された振幅の変調（交流）電圧が得られる。

本発明の装置の実施例全体の回路略図。 時間離散的な減算増幅器の回路図。 図１および図２の回路図の種々異なる個所で生じる種々異なる信号の時間経過特性を示す図。

符号の説明

１０ 作動用装置
１２ オシレータ
１４ 共振回路
１６ キャパシタンス
１８ インダクタンス
２０ 回路網
２６、２８、３２および３４ バラクタ
４２ 位相調整ループ
４３ 位相／周波数検出器
４４ ループフィルタ
４５ 変調発生器
４７ 信号発生器
４８ 分周器
４９ アンテナ
５２ 基準周波数発生器
５６ インピーダンス変換器

Claims (10)

1. 電気的直流信号によって制御されるオシレータ（１２）の作動用装置（１０）であって、
   該オシレータは、制御入力側（３８）および変調入力側（４０）を有する周波数測定構成部品（２６，２８，３０，３２，３４，３６）の直流信号感応回路網（２０）を有しており、
   前記制御入力側（３８）に制御信号を供給する位相調整ループ（４２）と、前記変調入力側（４０）に変調信号を供給する変調ジェネレータ（４５）とを有する作動用装置（１０）において、
   装置（１０）内に統合された装置部（５０，６４，６６，７２，７４）を有しており、該装置部は、変調のしゅん度についての信号を自立して形成して、変調ジェネレータ（４５）に供給し、
   前記信号により、前記変調ジェネレータ（４５）は、前記変調のしゅん度についての信号に依存して変調信号を形成する
   ことを特徴とする装置（１０）。
2. デジタル制御装置（５０）および該デジタル制御装置（５０）によって作動される、複数周波数間で切り換え可能な分周器（４８）を有しており、該分周器は、位相調整ループ（４２）内の被制御オシレータ（１２）と接続されている請求項１記載の装置（１０）。
3. 周波数選択的回路網（２０）は、オシレータ（１２）が、制御信号および変調信号の変化に応動するしゅん度の比が、分周器（４８）の切換時の周波数変化の、変調偏移量との比に相応するように構成されている請求項１又は２記載の装置（１０）。
4. 周波数選択的回路網（２０）は、電圧依存の遮断層キャパシタンスを有する各ダイオード（２６，２７，３２，３４）の相互に対称的な２つの並列回路（２２，２４）を有しており、その際、一方の並列回路（２２）は、制御入力側（３８）と接続されていて、別の並列回路（２４）は、変調入力側（４０）と接続されており、前記並列回路（２２，２４）は、一緒にオシレータの核心部を形成する共振回路（１４）と接続されている請求項３記載の装置（１０）。
5. 電気的直流信号は、直流電圧である請求項４記載の装置（１０）。
6. インピーダンス変換器（５６）と、制御入力側（３８）と変調入力側との間の抵抗（５８）との直列回路（５４）が設けられており、前記制御入力側は、前記インピーダンス変換器（５６）と接続されている請求項５記載の装置（１０）。
7. 時間離散的な減算器（５４）が設けられており、該減算器は、インピーダンス変換器（５６）の入力側（６２）または出力側（６０）に印加された電圧を、切換可能な分周器（４８）の２つのスイッチング位置で時間離散的に検出し、検出値の差をしゅん度についての信号として形成する請求項６記載の装置（１０）。
8. デジタル制御装置（５０）は、減算器（６４）による時間離散検出を制御する請求項７記載の装置（１０）。
9. アナログ−デジタル変換器（６６）とメモリ（７２）とデジタル／アナログ変換器（７４）とを有しており、前記アナログ−デジタル変換器（６６）は、各検出値の（アナログ）偏差をデジタル信号に変換し、前記メモリ（７２）は、デジタル信号を記憶し、前記デジタル／アナログ変換器（７４）の電流出力側は、制御電流に変換された前記デジタル信号を変調ジェネレータ（４５）に送出する請求項７又は８記載の装置（１０）。
10. 電気的直流信号によって制御されるオシレータ（１２）の作動方法であって、該オシレータは、制御入力側（３８）および変調入力側（４０）を有する周波数測定構成部品（２６，２８，３０，３２，３４，３６）の前記直流信号感応回路網（２０）を有しており、
    前記制御入力側（３８）に制御信号を供給する位相調整ループ（４２）と、前記変調入力側（４０）に変調信号を供給する変調ジェネレータ（４５）とを有する作動方法において、
    分周器（４８）を、第１の周波数にスイッチングし、前記第1の周波数で調整される第1の制御電圧を検出し、且つ維持し、
    前記分周器（４８）を、第２の周波数にスイッチングし、前記第２の周波数で調整される第２の制御電圧を検出し、且つ維持し、
    前記第1の制御電圧と前記第２の制御電圧との差を形成し、
    前記形成された差に依存して変調ジェネレータ（４５）を制御し、
    変調電圧の変動幅（偏移量）を前記種々の制御電圧の差によって特定する
    ことを特徴とする電気的直流信号によって制御されるオシレータ（１２）の作動方法。