JP4755193B2 - Ｆｍ変調器 - Google Patents

Description

本発明は、ＦＭ変調器に関し、より特定的には、電圧制御発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＶＣＯ）を用いたＦＭ変調器に関する。

図１７は、従来のアナログＦＭ変調器の構成を示す図である。図１７において、ＦＭ変調器９０は、基準信号発生器９１と、制御回路９２と、電圧制御発振器９３（以下、ＶＣＯ９３という）とを備える。制御回路９２は、位相比較器９１１と、ローパスフィルタ（Ｌｏｗ Ｐａｔｈ Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）９１２と、加算器９１３と、周波数分周器９１４と、ＶＣＯゲイン補正回路９１５と、掛け算器９１６及び、９１７とを含む。

図１７において、制御回路９２とＶＣＯ９３とは、位相同期ループ回路（以下、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路という）を構成する。ＰＬＬ回路は、入力される基準信号とＶＣＯから出力される出力信号を分周した信号との位相差を検出し、位相を同期させることによって、ＶＣＯから出力される出力信号の位相を固定することができる。

ＶＣＯ９３は、ＶＣＯ制御端子に印加される制御電圧に応じた出力信号を出力するために用いられる。制御電圧と、制御電圧に対応してＶＣＯから出力される出力信号との関係をｆ−Ｖ特性という。図１７に示されるＶＣＯ９３は、ＶＣＯゲイン補正回路９１５から、ＶＣＯ９３の非線形なｆ−Ｖ特性を考慮した補正信号が入力されることによって、線形な特性を持ったＶＣＯと等価な出力を行うことができる。

位相比較器９１１は、掛け算器９１７からの出力信号と、周波数分周器９１４からの出力信号との位相を比較し、比較結果に応じたパルス信号を出力する。具体的には、入力される掛け算器９１７から出力される信号と周波数分周器９１４から出力される信号との間の位相差を検出し、ずれている時間と同じパルス幅を持ったパルス信号を出力する。

ＬＰＦ９１２は、位相比較器９１１から出力されるパルス信号を、積分して平均化するなどの方法を用いて、パルス信号の高周波成分を取り除き、直流成分のみを出力する。この動作によって、ＬＰＦ９１２は、位相差の大きさに応じたパルス信号を、直流信号に変
換することができる。変換された直流信号は、加算器９１３を通してＶＣＯゲイン補正回路９１５に出力される。

ＶＣＯゲイン補正回路９１５は、ＶＣＯ９３のｆ−Ｖ特性が非線形な場合に、線形なＶＣＯと等価な出力を得るための補正信号を出力する。当該補正信号を出力するために、ＶＣＯゲイン補正回路９１５は、たとえば、ＶＣＯ制御端子に印加する制御電圧と、ＶＣＯ９３の出力信号とを対応させて記憶する補正テーブルを保持する。

ＶＣＯ９３から出力された出力信号は、乗算器９１６に入力され、ＦＭ変調器９０の外部から入力される変調信号と乗算されて、周波数分周器９１４に入力される。周波数分周器９１４は、入力された信号の周波数を１÷Ｎに分周し、分周後の信号を出力する。以後、Ｎを分周比という。周波数分周器９１４には、チャンネルデータと変調信号とを加算した信号が入力される。周波数分周器９１４は、入力される加算信号に含まれるチャンネルデータから分周比を決定する。図１７において示されるＦＭ変調器９０の搬送波周波数は、周波数分周器９１４の分周比と、基準信号発生器９１の周波数との積によって決められる。例えば、基準信号発生器９１が、１００ｋＨｚで分周比Ｎが５０ならば、１００ｋＨｚ×５０で５．０ＭＨｚとなる。

図１７のＰＬＬ回路は、ＶＣＯ９３の出力信号を、周波数分周器９１４を介して、制御回路９２にフィードバックすることによって、ＶＣＯ９３の出力信号と掛け算器９１７から出力される出力信号との位相差を収束させ、ＦＭ変調器９０の外部から入力される変調信号とＶＣＯ９３の出力信号とを同期させることができる。

図１７で意味するＦＭ変調とは、一定の搬送波周波数を基準に、時間変化する周波数を意味している。具体的には、一定の電圧を基準として時間変化する制御電圧が、ＶＣＯ制御端子に、印加されることでＦＭ変調を実現できる。図１７において複数の変調信号がＦＭ変調器９０の外部から同時に入力されるのは、制御回路９２とＶＣＯ９３とからなるＰＬＬ回路の低周波から高周波までの変調特性を確保するためである。掛け算器９１７に入力される変調信号と、周波数分周器９１４に入力される変調信号と、掛け算器９１６に入力される変調信号とは、低周波域の変調特性を確保するために入力される。また、加算器９１３に入力される変調信号は、高周波域の変調特性を確保するために入力される。

図１８は、ＶＣＯ９３によるＦＭ変調を説明するための図である。図１８において、直線Ｃ１は、ＶＣＯの線形な特性を表している。つまり、ＶＣＯ出力周波数÷ＶＣＯ制御端子電圧が一定となっている。曲線Ｃ２は、ＶＣＯ９３の非線形な特性を表している。曲線Ｓ１は、ＶＣＯ９３が有するＶＣＯ制御端子に印加される制御電圧である。曲線Ｓ２は、ＶＣＯがＣ１で表される特性を有している場合の、曲線Ｓ１に対応する出力を表している。曲線Ｓ３は、ＶＣＯ９３がＣ２で表される特性を有している場合の、曲線Ｓ１に対応する出力を表している。なお、図１８においてＶ[Ｖ]はＶＣＯ制御端子に印加される制御電圧であり、ｆ[Ｈｚ]はＶＣＯの発振周波数である。Ｖｃｃ［Ｖ］はＶＣＯの制御電圧の上限値を示している。

ＶＣＯ９３のｆ−Ｖ特性が、曲線Ｃ２で表されるように非線形である場合、ＶＣＯ９３の制御電圧Ｓ１に対応する出力は、曲線Ｓ３の様に好ましくない波形となってしまう。この好ましくない出力がＦＭ変調器９０の特性を劣化させる。

図１９は、ＶＣＯゲイン補正回路９１５の補正方法を説明するための図である。図１７の従来技術では、ＶＣＯ９３の電源投入時にＶＣＯゲイン補正回路９１５が、ＶＣＯ９３の入力可能電圧範囲（０［Ｖ］〜Ｖｃｃ［Ｖ］）の全域にわたって、ＶＣＯ９３に制御電圧を印加する。制御電圧は、ＶＣＯ９３の入力可能電圧範囲を複数に分割した値に応じて
、順番に印加される。次に、ＶＣＯゲイン補正回路９１５は、印加電圧と対応するＶＣＯ９３の出力信号を、ＶＣＯゲイン補正回路９１５が保持する補正テーブルに記憶する。図１９において示される曲線Ｃ４を、測定されたＶＣＯ９３のｆ−Ｖ特性とする。

ＶＣＯゲイン補正回路９１５は、制御電圧とＶＣＯ９３の出力信号の記憶が終了すると、補正信号を出力するための線形な特性を表す数式を算出する。算出の方法を説明するための、数式を式１に示す。

ＶＣＯゲイン補正回路９１５は線形な数式を導くために、連立方程式を解く。連立する方程式は、ＶＣＯ制御端子電圧が０[Ｖ]の時のＶＣＯ発振周波数を式１に代入して得られる式と、ＶＣＯ制御端子電圧がＶｃｃ[Ｖ]の時のＶＣＯ発振周波数を式１に代入して得られる式とである。

ＶＣＯゲイン補正回路９１５は、得られた２つの式を連立させて解き、式１においてＡとＢとで表される定数を求めて、一つの線形な特性を表す数式を導く。図１９において直線Ｃ３が求められた線形な特性である。ＦＭ変調が開始されるとＶＣＯゲイン補正回路９１５が補正動作を開始する。ＶＣＯゲイン補正回路９１５は、補正動作を開始し、Ｖ２という電圧が入力されると、算出した式１にＶ２を代入し、ＶＣＯ９３が発振したい周波数ｆ２を得る。次にＶＣＯゲイン補正回路９１５は、図１９においてＣ４で示される測定したＶＣＯ３のｆ−Ｖ特性から、ｆ２に対応する制御電圧Ｖ１を見つけ出し、ＶＣＯ９３に印加する。上記の動作によって、ＶＣＯ９３は線形なｆ−Ｖ特性を有しているＶＣＯと等価な出力を行うことができる。
特開平１０−１１５６７７号公報 実開平５−２５８１０号公報 ハルヒコ イチノ、サトミ クサナギ、キョウコ フジモト、ケイジ キシネ（Ｈａｒｕｈｉｋｏ Ｉｃｈｉｎｏ、Ｓａｔｏｍｉ Ｋｕｓａｎａｇｉ、Ｋｙｏｋｏ Ｆｕｊｉｍｏｔｏ、Ｋｅｉｊｉ Ｋｉｓｈｉｎｅ）著、「ア デジタリィ コントロールド ピーエルエル フォー エスオーシー アプリケーションズ（Ａ Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ＰＬＬ ｆｏｒ ＳｏＣ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）、アイイーイーイー ジャーナル オブ ソリッド−ステイト サーキッツ（ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ）、２００４年５月、３９巻、５号、ｐ．７５１

従来の技術ではＶＣＯ９３の電源投入時に、ＶＣＯ９３の入力可能電圧範囲の全てにわたって制御電圧を印加し、ＶＣＯ９３のｆ−Ｖ特性の測定を行っていた。したがって、ｆ−Ｖ特性を測定する範囲が、広範囲になるので特性測定に長時間を要してしまうという問題点があった。

それゆえに、本発明の目的は、ｆ−Ｖ特性の測定を短時間で行うことができるＦＭ変調器を提供することである。

上記目的を達成するために本発明は以下のような特徴を有する。本発明は、変調成分を含む信号をＦＭ変調し、ＦＭ変調された信号を出力信号として出力するＦＭ変調器であって、基準信号を発生する基準信号発生器と、印加される制御電圧に応じた信号を発振して、前記出力信号として出力する電圧制御発振器と、基準信号を用いて、電圧制御発振器の発振周波数を所望の周波数に収束させ、発振周波数が収束した後、変調成分を含む信号に基づいて、電圧制御発振器に入力する制御電圧を変化させて、電圧制御発振器にＦＭ変調された出力信号を出力させるための制御回路とを備え、制御回路は、電圧制御発振器の発振周波数と電圧制御発振器に入力される制御電圧とに基づいて、発振周波数と制御電圧との間の関係であるｆ−Ｖ特性を測定し、測定したｆ−Ｖ特性に従って、補正された制御電圧を電圧制御発振器に印加する補正部を含み、補正部は、発振周波数が収束する過程において、ｆ−Ｖ特性を測定し、測定したｆ―Ｖ特性に基づいて、電圧制御発振器が線形なｆ―Ｖ特性を持った場合と等価な信号を出力するように電圧制御発振器へ補正された制御電圧を印加することを特徴とする。

これにより、本発明に係るＦＭ変調器は、発振周波数が収束する過程において、電圧制御発振器のｆ−Ｖ特性を測定するので、ｆ−Ｖ特性の測定を短時間で行うことができる。また、測定するデータがＦＭ変調に必要な発振周波数の周辺のデータのみで済むので、補正部が備えるメモリを少なくすることができる。

好ましくは、補正部に対してｆ−Ｖ特性を測定するタイミングを通知する特性測定タイミング制御部をさらに備えるとよい。

これにより、補正部は特性測定タイミング制御部から通知されるタイミングで電圧制御発振器のｆ−Ｖ特性を測定することができるので、補正部自らが電圧制御発振器のｆ−Ｖ特性のタイミングを判断する場合と比べ、制御回路の処理を軽減することができる。

好ましくは、制御回路は、デジタル処理によって前記発振周波数を収束させるとよい。

これにより、制御回路にコンピュータを使用でき、補正部が電圧制御発振器のｆ−Ｖ特性を測定するタイミングを容易に設定できるという効果が得られる。

好ましくは、制御回路は、アナログ処理によって発振周波数を収束させるとよい。

これにより、制御回路に、ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ−Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）及びＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）などの、デジタル信号とアナログ信号とを変換する変換器を含まなくてもよくなるので、一般的に使用されているアナログ回路を利用して、ＦＭ変調器を製造できる。

制御回路及び電圧制御発振器によって構成されるＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路は、発振周波数を所望の周波数に収束させるための過程として、当該過程が開始してから発振周波数が所望の周波数を中心とした所定の変動幅内に収まるまでの第１の期間と、発振周波数が所望の周波数を中心とした所定の変動幅内に収まってから発振周波数が固定されるまでの第２の期間とを有しており、補正部は、第１の期間における任意の区間において、ｆ−Ｖ特性を測定するとよい。

これにより、第１の期間では、ｆ−Ｖ特性を測定するために必要な制御電圧を自然に得ることができるので、ＰＬＬ回路の収束時間を利用してｆ−Ｖ特性を短時間に測定できる。

好ましくは、補正部は、第１の期間の開始時にｆ−Ｖ特性の測定を開始し、第１の期間の終了時にｆ−Ｖ特性の測定を終了するとよい。

これにより、補正部は、第１の期間における全ての時間を利用して、電圧制御発振器のｆ−Ｖ特性を測定することができ、より精度の高いｆ−Ｖ特性を測定できる。

好ましくは、第１の期間において、発振周波数は、所望の周波数を中心に極性の反転を繰り返して、所定の変動幅内に収束していき、補正部は、発振周波数が変曲点となる時間から、発振周波数がその次に変曲点となる時間までの間において、ｆ−Ｖ特性を測定するとよい。

これにより、補正部は、変曲点という電圧制御発振器の発振周波数が、所望の周波数に収束する過程において必然的に有する特徴を利用してｆ−Ｖ特性測定の時間を短縮できる。

好ましくは、第１の期間において、前記発振周波数は、前記所望の周波数を中心に極性の反転を繰り返して、前記所定の変動幅内に収束していき、
前記補正部は、前記発振周波数の極性が反転する時間から、前記発振周波数の極性が当該時間から二回目に反転する時間までの間において、前記ｆ−Ｖ特性を測定するとよい。

これにより、補正部は、発振周波数の極性の反転という、電圧制御発振器の発振周波数が所望の周波数に収束する過程において必然的に有する特徴を利用してｆ−Ｖ特性測定の時間を短縮できる。

制御回路及び電圧制御発振器によって構成されるＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路は、発振周波数を所望の周波数に収束させるための過程として、当該過程が開始してから発振周波数が所望の周波数を中心とした所定の変動幅内に収まるまでの第１の期間と、発振周波数が所望の周波数を中心とした所定の変動幅内に収まってから発振周波数が固定されるまでの第２の期間とを有しており、補正部は、第２の期間における任意の区間において、電圧制御発振器に印加する制御電圧を変化させて、所望の周波数を用いてＦＭ変調する際に必要なｆ−Ｖ特性を測定するとよい。

これにより、補正部が測定するｆ−Ｖ特性は、所望の周波数を用いてＦＭ変調する際に必要とされる範囲のみとなるので、測定に要する時間を短縮できると共に、補正部が記憶するｆ−Ｖ特性のデータを少なくできる。

好ましくは、補正部は、第２の期間の開始時にｆ−Ｖ特性の測定を開始し、所望の周波数を用いてＦＭ変調する際に必要なｆ−Ｖ特性を測定したら、制御電圧の変化を終了するとよい。

これにより、補正部は、所望の周波数を用いてＦＭ変調する際に必要なｆ−Ｖ特性を測定したら、自動的にｆ−Ｖ特性の測定を終了することができ、終了条件の判断の動作を省略できる。

好ましくは、補正部は、電圧制御発振器が発振するチャネルが切り替えられた後、ｆ−Ｖ特性を測定するとよい。

これにより、補正部は、電圧制御発振器のｆ−Ｖ特性を測定する期間を、チャンネルが切り替えられてから発振周波数が所望の周波数へ自然に収束する過程において、自由に選
択できる。

好ましくは、補正部は、ＦＭ変調器に電源が投入された後、ｆ−Ｖ特性を測定するとよい。

これにより、補正部は、ＦＭ変調器に電源が投入された後、電圧制御発振器のｆ−Ｖ特性を測定する期間を、チャンネルが切り替えられてから発振周波数が所望の周波数へ自然に収束する過程において、自由に選択できる。

ＦＭ変調された無線信号を送信する無線装置であって、変調成分を含む信号をＦＭ変調し、ＦＭ変調された信号を出力信号として出力するＦＭ変調器を含み、ＦＭ変調器は、基準信号を発生する基準信号発生器と、印加される制御電圧に応じた信号を発振して、出力信号として出力する電圧制御発振器と、基準信号を用いて、電圧制御発振器の発振周波数を所望の周波数に収束させ、発振周波数が収束した後、変調成分を含む信号に基づいて、電圧制御発振器に入力する制御電圧を変化させて、電圧制御発振器にＦＭ変調された出力信号を出力させるための制御回路とを備え、制御回路は、電圧制御発振器の発振周波数と電圧制御発振器に入力される制御電圧とに基づいて、発振周波数と制御電圧との間の関係であるｆ−Ｖ特性を測定し、測定したｆ−Ｖ特性に従って、補正された制御電圧を電圧制御発振器に印加する補正部を含み、補正部は、発振周波数が収束する過程において、ｆ−Ｖ特性を測定することを特徴とする。

これにより、本発明に係るＦＭ変調器を備える無線装置は、ＦＭ変調器の電源投入後、及びチャンネル切り替え後からＦＭ変調を開始するまでの時間を短縮できる。

上記のように本発明のＦＭ変調器によれば、発振周波数が収束する過程において、電圧制御発振器のｆ−Ｖ特性を測定するので、ｆ−Ｖ特性の測定を短時間で行うことができる。また、測定するデータがＦＭ変調に必要な発振周波数の周辺のデータのみで済むので、補正部が備えるメモリを少なくすることができる。

（第１の実施形態）
以下、第１の実施形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、第１の実施形態におけるＦＭ変調器１の概略構成を示す図である。図１において、ＦＭ変調器１は、基準信号発生器１０１と、制御回路１０２と、電圧制御発振器１０３（以下、ＶＣＯ１０３という）と、特性測定タイミング制御部１１０とを備える。

基準信号発生器１０１は、基準信号を生成する。生成された基準信号は、ＦＭ変調器１の外部から入力される周波数信号と乗算されてＦＭ変調に用いられると共に、デジタル回路で構成されている制御回路１０２の動作に必要なクロック信号を発生するために用いられる。ＦＭ変調器１の外部から入力される周波数信号は、変調信号と、ＦＭ変調に用いる搬送波の所望の周波数のためのチャンネルデータとを含む。

制御回路１０２は、基準信号発生器１０１によって生成された基準信号と、ＦＭ変調器１の外部から入力される周波数信号とを乗算する。乗算された信号と、ＶＣＯ１０３の出力信号とは、制御回路１０２の内部で位相が比較される。制御回路１０２は、乗算された信号の位相と、ＶＣＯ１０３の出力信号の位相とを比較して、乗算された信号の位相と、ＶＣＯ１０３の出力信号の位相とを同期させる。

ＶＣＯ１０３は、ＶＣＯ制御端子に印加される制御電圧に対応した発振周波数を有する
出力信号を発振する。ＶＣＯ制御端子には、制御回路１０２から出力されるアナログ電圧が印加される。

特性測定タイミング制御部１１０は、ＶＣＯ１０３に印加される制御電圧の補正値を求めるタイミングを制御回路１０２に知らせる。制御回路１０２は、特性測定タイミング制御部１１０から通知されたタイミングに従って、制御電圧の補正値を求めＶＣＯ１０３に入力する制御電圧を当該補正値に従って補正する。
以下、ＦＭ変調器の詳細な構成について説明する。

図２は、本発明の第１の実施形態に係るＦＭ変調器１の詳細な構成を示すブロック図である。図２において、制御回路１０２は、デジタル−アナログ変換器１０４（Ｄｉｇｉｔａｌ−Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：以下、ＤＡＣ１０４という）と、加算器１０５と、ローパスフィルタ１０６（以下、ＬＰＦ１０６という）と、誤差検出回路１０７と、補正部１０８と、周波数−デジタル変換器１０９と、掛け算器１１１と、アナログ−デジタル変換器１１２、１１３（Ａｎａｌｏｇ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：以下、ＡＤＣ１１２、ＡＤＣ１１３という）を含む。図１７で示される従来のＦＭ変調器９０に含まれる制御回路９２は、ＶＣＯゲイン補正回路９１５以外がアナログ回路で構成されている。しかし、本発明の第１の実施形態における制御回路１０２は、全てデジタル回路で構成されている点が、従来技術と大きく異なる点である。したがって、動作のためのクロック信号が、図２における制御回路１０２に必要となる。制御回路１０２の動作のためのクロック信号には基準信号発生器１０１が生成する信号を直接用いるか、基準信号発生器１０１が生成する基準信号を元に生成したものを用いる。

ＶＣＯ１０３は、ＶＣＯ１０３が有するＶＣＯ制御端子に印加される制御電圧に応じた周波数を有する出力信号を発振する。

周波数―デジタル変換器１０９は、ＶＣＯ１０３の出力信号の周波数をデジタル値に変換して補正部１０８と誤差検出回路１０７とに入力する。具体的には、周波数―デジタル変換器１０９が、ＶＣＯ１０３の出力信号をある一定時間、内部に備えているカウンターに入力し、入力されたＶＣＯ１０３の出力信号がピークとなるタイミングをカウントし、カウントした値をデジタル値として出力する。ある一定時間とは、基準信号発生器１０１に予め設定されている時間である。例えば、周波数―デジタル変換器１０９が１ｍｓｅｃにカウントした値が１００，０００であれば、１００，０００÷１ｍｓｅｃ＝１００ＭＨｚとなる。この計算方法を用いれば、ＶＣＯ１０３の出力信号が、デジタル値に変換されたことと等価になる。詳しくは、ハルヒコ イチノ、サトミ クサナギ、キョウコ フジモト、ケイジ キシネ（Ｈａｒｕｈｉｋｏ Ｉｃｈｉｎｏ、Ｓａｔｏｍｉ Ｋｕｓａｎａｇｉ、Ｋｙｏｋｏ Ｆｕｊｉｍｏｔｏ、Ｋｅｉｊｉ Ｋｉｓｈｉｎｅ）著、「ア デジタリィ コントロールド ピーエルエル フォー エスオーシー アプリケーションズ（Ａ
Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ＰＬＬ ｆｏｒ ＳｏＣ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）、アイイーイーイー ジャーナル オブ ソリッド−ステイト サーキッツ（ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ）、２００４年５月、３９巻、５号、ｐ．７５１に記載されている。

また、周波数―デジタル変換器１０９は、ＦＭ変調器１の外部から入力される周波数信号に含まれるチャンネルデータから、周波数―デジタル変換器１０９の内部に含まれる分周器の分周比を変更する。所望の周波数は、基準信号発生器１０１の生成する基準信号の周波数と、分周比との積の値となる。

ＡＤＣ１１２は、基準信号発生器１０１が生成した基準信号の周波数をデジタル値に変換して、掛け算器１１１に入力する。

ＡＤＣ１１３は、ＦＭ変調器１の外部から入力される、チャンネルデータと変調成分とを含む周波数信号を、デジタル値に変換して掛け算器１１１に入力する。

掛け算器１１１は、ＡＤＣ１１２からの出力値と、ＡＤＣ１１３からの出力値とを乗算する。

誤差検出回路１０７には、掛け算器１１１からの出力信号と、周波数―デジタル変換器１０９からの出力信号とが入力される。誤差検出回路１０７は、入力された信号の位相差に対応する方形波を出力する。具体的には、誤差検出回路１０７は、掛け算器１１１から出力されるビット列と、周波数―デジタル変換器１０９から出力されるビット列とについて、排他的論理和を求め、求めた排他的論理和に対応するビット列を方形波として出力する。

ＬＰＦ１０６は、誤差検出回路１０７から出力される方形波を、フィルタリングする。

加算器１０５は、ＬＰＦ１０６からの出力信号と、ＡＤＣ１１３からデジタル値として入力される周波数信号とを加算する。制御回路１０２の外部から入力される周波数信号は、変調成分を含んでいる。加算器１０５に直接入力される周波数信号は、ＬＰＦ１０６を通過しないため、高周波成分を含んでいるのでＦＭ変調器１の高周波域の変調特性が確保される。

特性測定タイミング制御部１１０は、ＦＭ変調器の外部から入力される周波数信号に含まれるチャンネルデータを監視する。特性測定タイミング制御部１１０は、チャンネルデータの変更を検出することで、ＦＭ変調の開始及び終了のタイミングと、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定の開始及び終了のタイミングとを判断し、補正部１０８に通知する。

図３は、本発明における補正部１０８の動作タイミングを説明する図である。図２に示されるＦＭ変調器１が、無線通信システムで用いられる場合、搬送波周波数は一定ではなく切り替えられる。図３は、第１の搬送波周波数から、所望の周波数である第２の搬送波周波数への切り替えの時間遷移の一例を示す。図３においてｔ０からｔ１までの期間は、第１の搬送波周波数において、制御回路１０２、すなわちデジタルＰＬＬ回路が定常状態にある様子を示している。例として図３では、時間ｔ１にて第１の搬送波周波数からへの遷移が開始され、時間ｔ５以降にて第２の搬送波周波数を中心とした、ｓｉｎ波の変調がかけられている場合を示す。

図３において、時間ｔ１は、第１の搬送波周波数によるＦＭ変調が終了し、チャンネルデータが変更され、搬送波周波数が第２の搬送波周波数への遷移を開始する時間である。時間ｔ２は、搬送波周波数が所望の周波数を横切る時間である。時間ｔ３は搬送波周波数を時間で微分した値が０になる変曲点を迎える時間である。時間ｔ４は、搬送波周波数が所望の周波数を中心とした所定の変動範囲内に収束する時間である。時間ｔ５は、所望の周波数にてＦＭ変調が開始される時間である。

図３において示される時間ｔ１は、特性測定タイミング制御部１１０がＦＭ変調器１の外部から入力されるチャンネルデータが変更されることによって検出されるタイミングである。時間ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５は特性測定タイミング制御部１１０に予め設定されている時間である。

第１の実施形態において、特性測定タイミング制御部１１０が判断するｆ−Ｖ特性測定開始のタイミングとは、チャンネルデータが変更され、搬送波周波数が遷移を開始した時
間ｔ１である。また、第１の実施形態において特性測定タイミング制御部１１０が判断するｆ−Ｖ特性測定終了のタイミングとは、搬送波周波数が所望の周波数を中心とした所定の変動幅内に収束する時間ｔ４である。時間ｔ１から時間ｔ４の期間を第１の期間と呼ぶ。

なお、第１の実施形態においてＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定開始及び終了のタイミングは、上記に限定されるものではないが、その他のタイミングの例については後述する。

図４は、補正部１０８が保持する補正テーブルの構成の一例を示す図である。補正部１０８は、特性測定タイミング制御部１１０からのｆ−Ｖ特性測定の開始タイミングの通知を受けると、ＤＡＣ１０４への入力値と、周波数−デジタル変換器１０９からの出力値とを対応させて、図４に示した補正テーブルに記憶する。

時間ｔ１にて搬送波周波数の遷移が開始され、搬送波周波数が変更後の所望の周波数を中心とした所定の変動幅内に収束する時間ｔ４が到来すると、特性測定タイミング制御部１１０は、ｆ−Ｖ特性測定終了タイミングを補正部１０８に通知する。補正部１０８は、特性測定タイミング制御部１１０からｆ−Ｖ特性測定終了タイミングの通知を受けると、ＤＡＣ１０４への入力値と、周波数―デジタル変換器１０９の出力値との記憶を終了する。

補正部１０８がＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性の測定を終了すると、補正部１０８は記憶したＤＡＣ１０４への入力値と、周波数―デジタル変換器１０９の出力値とから、ＶＣＯ１０３の理想とする線形な特性を計算して数式を算出する。

特性測定タイミング制御部１１０は、変更後の所望の周波数におけるＦＭ変調の開始時間ｔ５が到来すると、特性測定タイミング制御部１１０は補正部１０８に補正動作開始のタイミングを通知する。

補正部１０８は、特性測定タイミング制御部１１０から補正動作開始のタイミングを受けると、加算器１０５から入力される信号に基づいて、算出した数式を利用してＶＣＯ１０３の出力信号の周波数を計算する。補正部１０８は、計算した周波数に対応する補正値を補正テーブルから選び、ＤＡＣ１０４に対してデジタル値として出力する。したがって、補正部１０８はＶＣＯ１０３の出力を補正することができる。

ここで、第１の搬送波周波数から所望の周波数への遷移が開始されてから、所望の周波数によるＦＭ変調が開始されるまでの間、補正部１０８は加算器１０５からの入力信号を直接ＤＡＣ１０４に出力する。なぜなら、補正部１０８が誤差検出回路１０７において検出された位相差信号をＶＣＯ１０３に出力しないと、搬送波周波数が所望の周波数に収束しないからである。

ＤＡＣ１０４は、補正部１０８から入力される補正値を、０次ホールドなどの手法を用いて、アナログの制御電圧に変換して出力する。ＤＡＣ１０４から出力される制御電圧は、ＶＣＯ１０３が有するＶＣＯ制御端子に印加される。

上記の通り、図２に示されるＦＭ変調器１の構成を用いることにより、制御回路１０２は、ＶＣＯ１０３の出力信号を周波数―デジタル変換器１０９を介して、デジタル値として取り込むことができる。取り込まれたデジタル値は、掛け算器１１１の出力信号と共に誤差検出回路１０７に入力される。誤差検出回路１０７は、掛け算器１１１から出力される信号と周波数―デジタル変換器１０９から出力される信号との位相差を検出し、検出した位相差に対応した方形波を出力する。ＬＰＦ１０６は、誤差検出回路１０７の出力信号
に応じた直流値を出力する。ＬＰＦ１０６から出力される位相差に応じた直流値は、補正部１０８に入力される。補正部１０８は、特性測定タイミング制御部１１０からのタイミングの通知に基づいて、加算器１０５からの入力信号から計算した補正値を、デジタル値としてＤＡＣ１０４に出力する。ＤＡＣ１０４は、補正部１０８から入力されたデジタル値をアナログ電圧に変換し、ＶＣＯ１０３に印加する。以上の動作を繰り返すことで、誤差検出回路１０７において検出される位相差が収束し、誤差検出回路１０７に入力される掛け算器１１１の出力信号の位相と、ＶＣＯ１０３の出力信号の位相とが同期することとなる。

図５は補正部１０８の動作を説明するフローチャートである。以下、図２、図４及び図５を用いて、本発明の第１の実施形態に係る補正部１０８の動作について詳しく説明する。

図５において搬送波周波数の遷移開始の時間ｔ１が到来し、特性測定タイミング制御部１１０がチャンネルデータの変更を検出する。特性測定タイミング制御部１１０は、チャンネルデータの変更を検出すると、補正部１０８にｆ−Ｖ特性測定開始のタイミングを通知する。補正部１０８は、特性測定タイミング制御部１１０からｆ−Ｖ特性測定開始の通知があるか否かを判断する（ステップＳ１０１）。通知がある場合、補正部１０８は、ステップＳ１０２の動作へ進む。一方、通知がない場合、補正部１０８はステップＳ１０１の動作へ戻る。

ステップＳ１０２において、補正部１０８は、ＤＡＣ１０４への入力値と、周波数―デジタル変換器１０９からの出力値とを記憶する。補正部１０８は、特性測定タイミング制御部１１０からの、ｆ−Ｖ特性測定終了タイミングの通知があるか否かを判断する（ステップＳ１０３）。通知がある場合、補正部１０８は、ステップＳ１０４の動作へ進む。一方、通知がない場合、補正部Ｓ１０８は、ステップＳ１０２の動作へ戻る。

ステップＳ１０４において、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性の測定を終了する。

次に、補正部１０８は、時間ｔ４から所望の周波数を中心としたＦＭ変調が開始される時間ｔ５までの間で、測定したＤＡＣ１０４への入力値と、周波数―デジタル変換器１０９の出力信号とから線形な特性の数式を算出する（ステップＳ１０５）。

次に、補正部１０８は、特性測定タイミング制御部１１０から、所望の周波数によるＦＭ変調開始タイミングの通知があるか否かを判断する（ステップＳ１０６）。通知がある場合、ステップＳ１０７の動作へ進む。一方、通知がない場合、ステップＳ１０６の動作へ戻る。

ステップＳ１０７において、補正部１０８は、算出した数式に基づいて、加算器１０５からの入力値に応じて補正値を計算し、補正した値をＤＡＣ１０４に出力する。

図６は、補正部１０８の補正方法を説明するための図である。図６において、曲線Ｓａ１は、ＶＣＯ１０３に入力される補正信号であり、曲線Ｓａ２はＶＣＯ１０３に入力された補正信号に対応する理想のＶＣＯ１０３の出力信号である。また、直線Ｃａ１は理想のＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性であり、曲線Ｃａ２は補正部１０８が実際に測定したＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性である。

補正部１０８は、周波数―デジタル変換器１０９からの入力値と、ＶＣＯ１０３の出力信号の記憶を終了すると、補正信号を出力するための線形な特性を表す数式を算出する。算出の方法を説明するための、数式を式２に示す。

補正部１０８は線形な数式を導くために、連立方程式を解く。連立する方程式は、補正部１０８が補正テーブルに記憶した値の内、ＶＣＯ制御端子電圧が０[Ｖ]の時に対応するＶＣＯ１０３の出力信号を式２に代入して得られる式と、ＶＣＯ制御端子電圧がＶａｃｃ[Ｖ]の時に対応するＶＣＯ１０３の出力信号を式２に代入して得られる式とである。

補正部１０８は、得られた２つの式を連立させて解き、式２においてＡとＢとで表される定数を求めて、一つの線形な特性を表す数式を導く。図６において直線Ｃａ１が求められた線形な特性である。所望の周波数にてＦＭ変調が開始されると補正部１０８が補正動作を開始する。補正部１０８は、補正動作を開始し、Ｖａ２という電圧が入力されると、算出した式２にＶａ２を代入し、制御回路１０２が発振したい周波数ｆａ１を得る。次に補正部１０８は、図６において曲線Ｃａ２で示される測定したＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性から、ｆａ１に対応する制御電圧Ｖａ１を見つけ出し、ＶＣＯ１０３に印加する。上記の動作によって、ＶＣＯ１０３は線形なｆ−Ｖ特性を有しているＶＣＯと等価な出力を行うことができる。

このように、第１の実施形態によれば、補正部１０８は、第１の期間において、ｆ−Ｖ特性を測定する。したがって、補正部１０８が測定するＤＡＣ１０４への入力値と、周波数―デジタル変換器１０９からの入力値とは、第１の期間における搬送波周波数曲線にて示される遷移後の所望の周波数の周辺の値のみとなる。したがって、従来ではＶＣＯの電源投入時にｆ−Ｖ特性測定を行っていたのに対し、補正部１０８は、搬送波周波数の遷移時間においてＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性を測定するので、短時間でＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性を測定することができ、且つ補正テーブルのためのメモリを小さくすることができる。また、図５における時間ｔ１からｔ４にて示される第１の期間は、ＰＬＬ回路をロックするのに必ず必要な期間である。したがって、本発明の第１の実施形態では不要であった時間を有効に利用することができることとなる。

さらに、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性は、温度や、電源電圧の低減によって変化する。本発明の第１の実施形態が、無線システムで用いられる場合には、非常に小さな製品の中で大きな発熱をするパワーアンプが、ＶＣＯ１０３と同一基盤上に実装されることとなる。したがって、ＦＭ変調器１の稼働中に補正部１０８の補正信号に誤差が生じる場合がある。しかし、本発明において補正部１０８は、搬送波周波数の遷移の度に、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性を測定する。したがって、本発明はＦＭ変調器１の動作中における、温度変化や電源電圧の低減による、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性の変化によって生ずる補正信号の誤差を、抑制することができる。

なお、第１の実施形態において補正部１０８が、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定を開始するタイミングを、図３における時間ｔ１としたが、それ以外のタイミングでも良い。例えば、ＶＣＯ１０３の電源投入時を開始点としても良い。この場合、図３において時間ｔ１にてＶＣＯ１０３の電源投入が行われると、時間ｔ１以降の搬送波周波数曲線の収束過程は図３に示される収束過程と同様となる。

なお、第１の実施形態において補正部１０８が、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定を開始
するタイミングを、図５における時間ｔ１としたが、それ以外のタイミングでも良い。例えば、補正部１０８がＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性の測定を開始するタイミングは、図４の第１の期間において、時間ｔ２で表されている、搬送波周波数の極性が反転する時間でもよい。この場合、特性測定タイミング制御部１１０は、時間ｔ２が到来するとＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定開始タイミングを、補正部１０８に通知する。特性測定タイミング制御部１１０は、測定を開始した時間から極性が２回目に反転する時間（図示せず）が到来すると、ｆ−Ｖ特性測定終了タイミングを補正部１０８に通知する。測定を開始した時間極性が２回目に反転する時間とは、予め特性測定タイミング制御部１１０に設定されている時間である。この方法によっても、補正部１０８は、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性を測定することができる。

なお、第１の実施形態において補正部１０８が、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定を開始するタイミングを、図３における時間ｔ１としたが、それ以外のタイミングでも良い。例えば、補正部１０８がＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性の測定を開始するタイミングは、図４の第１の期間において、時間ｔ３で表されている、搬送波周波数の変曲点としてもよい。この場合、特性測定タイミング制御部１１０は、時間ｔ３が到来するとＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定開始タイミングを、補正部１０８に通知する。そして、特性測定タイミング制御部１１０は、測定を開始した時点以降の次の変曲点（図示せず）が到来すると、ｆ−Ｖ特性測定終了タイミングを補正部１０８に通知する。測定を開始した時間以降の次の変曲点とは、予め特性測定タイミング制御部１１０に設定されている時間である。この方法によっても、補正部１０８は、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性を測定することができる。

なお、第１の実施形態において補正部１０８が、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定を開始するタイミングを、図３における時間ｔ１としたが、それ以外のタイミングでも良い。例えば、補正部１０８がＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性の測定を開始するタイミングは、図３の第１の期間の開始時間ｔ１を基準に、その基準以降の任意の時間（図示せず）を開始点とする一定期間を利用しても良い。この場合、特性測定タイミング制御部１１０は、搬送波周波数切り替え開始時間ｔ１から予め設定されている任意の時間（図示せず）が経過すると、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定開始タイミングを補正部１０８に通知する。特性測定タイミング制御部１１０は、ｆ−Ｖ特性測定開始タイミングを通知してから、予め設定されている一定時間が経過すると、ｆ−Ｖ特性測定終了タイミングを補正部１０８に通知する。この方法によっても、補正部１０８は、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性を測定することができる。

なお、図７は複数のｆ−Ｖ特性を備えているＶＣＯを説明する図である。図７に示すように使用するＶＣＯによっては、複数のｆ−Ｖ特性を備えている場合がある。これは、ＶＣＯが出力できる搬送波周波数の範囲を広くするためである。このようなＶＣＯを用いても、本発明の第１の実施形態では、同様の効果が得られる。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態について、図面を参照しながら説明する。図８は、本発明の第２の実施形態におけるＦＭ変調器１ａの概略構成を示す図である。図９は、本発明の第２の実施形態に係るＦＭ変調器１ａの詳細な構成を示すブロック図である。図８において、ＦＭ変調器１ａは、基準信号発生器１０１と、制御回路１０２ａと、ＶＣＯ１０３と、特性測定タイミング制御部１１０ａとを備える。図９において、制御回路１０２ａは、ＤＡＣ１０４と、加算器１０５と、ＬＰＦ１０６と、誤差検出回路１０７と、補正部１０８ａと、周波数−デジタル変換器１０９と、掛け算器１１１と、ＡＤＣ１１２と、ＡＤＣ１１３とを含む。本実施形態の構成要素のうち、第１の実施形態と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。図８及び図９に示すＦＭ変調器１ａは、以下に示す２つの点で、図２に示すＦＭ変調器１と異なる。

第１に、特性測定タイミング制御部１１０ａ及び制御回路１０２ａに含まれる補正部１０８ａの動作タイミングが異なる。図２に示すＦＭ変調器１では、補正部１０８が特性測定タイミング制御部１１０からｆ−Ｖ特性測定開始のタイミングの通知を受けて、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定を行う時間は、第１の期間であった。しかし、図９において示すＦＭ変調器１ａは、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性を、図３において示す時間ｔ４から時間ｔ５である第２の期間に測定する点が、図２において示すＦＭ変調器１の動作と異なる点である。

第２に、図２に示す補正部１０８は、特性測定タイミング制御部１１０からＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定開始タイミングの通知を受けると、ＤＡＣ１０４への入力値と、周波数―デジタル変換器１０９からの入力値とを記憶する。しかし、図９に示す補正部１０８ａは、特性測定タイミング制御部１１０ａからＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定開始タイミングの通知を受けると、自発的に正負の制御電圧に対応するデジタル値をＤＡＣ１０４に対して出力する。ＤＡＣ１０４のＶＣＯ１０３への入力値は、補正部１０８ａが自発的に出力したデジタル値に対応して変動する。ＶＣＯ１０３の出力信号は、ＤＡＣ１０４から入力される変動する値に対応して、変動する。ＶＣＯ１０３の出力信号が変動すると、周波数―デジタル変換器１０９の出力値が変動する。補正部１０８ａは、補正部１０８ａが出力したデジタル値と、対応して変動する周波数―デジタル変換器１０９からの入力値とを、対応させて記憶する点が、図２に示す補正部１０８の動作と異なる点である。

補正部１０８ａが出力する複数の正負のデジタル値は、遷移後の所望の周波数にてＦＭ変調が開始された後の、ＶＣＯ１０３の出力信号の周波数を全て網羅するデジタル値である必要がある。

第２の実施形態において、特性測定タイミング制御部１１０ａが判断するｆ−Ｖ特性測定開始のタイミングは、第２の期間の開始時間ｔ４である。また、第２の実施形態において、特性測定タイミング制御部１１０ａが判断するｆ−Ｖ特性測定終了のタイミングは、補正部１０８ａが必要な正負のデジタル値の出力を終了する時間である。

図１０は、第２の実施形態における補正部１０８ａの動作を説明するフローチャートである。以下、図３、図９及び図１０を用いて第２の実施形態におけるＦＭ変調器１ａの動作を詳細に説明する。

図１０において搬送波周波数の遷移開始の時間ｔ１が到来し、特性測定タイミング制御部１１０ａがチャンネルデータの変更を検出する。特性測定タイミング制御部１１０ａは、チャンネルデータの変更を検出してから、時間ｔ４が到来すると、補正部１０８ａにｆ−Ｖ特性測定開始のタイミングを通知する。補正部１０８ａは、特性測定タイミング制御部１１０ａからｆ−Ｖ特性測定開始の通知があるか否かを判断する（ステップＳ２０１）。通知がある場合、補正部１０８ａは、ステップＳ２０２の動作へ進む。一方、通知がない場合、補正部１０８ａはステップＳ２０１の動作へ戻る。

ステップＳ２０２において、補正部１０８ａは、複数の正負のデジタル値のＤＡＣ１０４への入力を開始し、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定を開始する。補正部１０８ａは自身が出力した複数の正負のデジタル値と、周波数―デジタル変換器１０９からの入力値とを、対応させて記憶する（ステップＳ２０３）。

次に、補正部１０８ａは、必要な正負のデジタル値の出力を終了したか否かを判断する（ステップＳ２０４）。終了した場合は、ステップＳ２０５の動作へ進む。一方、終了していない場合は、ステップＳ２０２の動作へ戻る。

ステップＳ２０５にて、補正部１０８ａは、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性測定を終了する。

次に、補正部１０８ａは、補正部１０８ａが記憶した補正部１０８ａの出力した複数の正負のデジタル値と、周波数―デジタル変換器１０９の出力信号とからＶＣＯ１０３の線形な特性の数式を算出する（ステップＳ２０６）。

次に、補正部１０８ａは、特性測定タイミング制御部１１０ａから、所望の周波数によるＦＭ変調開始タイミングの通知があるか否かを判断する（ステップＳ２０７）。通知がある場合、ステップＳ２０８の動作へ進む。一方、通知がない場合、ステップＳ２０７の動作へ戻る。

ステップＳ２０８において、補正部１０８ａは、算出した数式に基づいて、加算器１０５からの入力値に応じて補正値を計算し、補正した値をＤＡＣ１０４に出力する。

補正部１０８ａが、測定したＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性から線形な特性を算出し、補正値を決定する方法は、第１の実施形態と同じ方法である。

このように、第２の実施形態によれば、補正部１０８ａは、搬送波周波数切り替えの際の搬送波周波数が所望の周波数を中心として所定の変動幅内に収束する第２の期間にｆ−Ｖ特性を測定する。補正部１０８ａが記憶する値は、補正部１０８ａが出力する、必要な周波数のみを網羅した正負のデジタル値と、周波数―デジタル変換器１０９からの入力値とである。したがって、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性を短時間で測定でき、且つ補正テーブルのためのメモリを小さくすることができる。また、図３における時間ｔ４からｔ５にて示される第２の期間は、ＰＬＬ回路をロックするのに必ず必要な期間である。したがって、本発明の第２の実施形態では不要であった時間を有効に利用することができることとなる。

さらに、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性は、温度や、電源電圧の低減によって変化する。本発明の第２の実施形態が、無線システムで用いられる場合には、非常に小さな製品の中で大きな発熱をするパワーアンプが、ＶＣＯ１０３と同一基盤上に実装されることとなる。したがって、ＦＭ変調器１ａの稼働中に補正部１０８ａの補正信号に誤差が生じる場合がある。しかし、本発明の第２の実施形態において補正部１０８ａは、搬送波周波数の遷移の度に、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性を測定する。したがって、本発明の第２の実施形態はＦＭ変調器１ａの動作中における、温度変化や電源電圧の低減による、ＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性の変化によって生ずる補正信号の誤差を、抑制することができる。

なお、補正部１０８ａがＶＣＯ１０３のｆ−Ｖ特性の測定を開始するタイミングは図３において示す時間ｔ４でなくともよい。例えば、第２の期間における、任意の時間であってもよい。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態について、図面を参照しながら説明する。図１１は、本発明の実施形態におけるＦＭ変調器２の概略構成を示す図である。図１１において、ＦＭ変調器２は、基準信号発生器２０１と、制御回路２０２と、ＶＣＯ２０３と、特性測定タイミング制御部２１１とを備える。本発明の第３の実施形態が、第１の実施形態と異なる点は、第１の実施形態における制御回路がデジタル回路で構成されているのに対し、第３の実施形態における制御回路２０２は、制御回路２０２に含まれるＶＣＯゲイン補正回路以外が全てアナログ回路で構成されている点である。

基準信号発生器２０１は、基準信号を生成する。生成された基準信号は、ＦＭ変調器２の外部から入力される変調信号と乗算されてＦＭ変調に用いられる。

制御回路２０２は、基準信号発生器２０１と、ＦＭ変調器２の外部から入力される変調信号とを乗算する。乗算された信号と、ＶＣＯ２０３の出力信号とは、制御回路２０２の内部で位相が比較される。制御回路２０２は、乗算された信号の位相と、ＶＣＯ２０３の出力信号の位相とを比較して、乗算された信号の位相と、ＶＣＯ２０３の出力信号の位相とを同期させる。

ＶＣＯ２０３は、ＶＣＯ制御端子に印加される制御電圧に対応した周波数を有する信号を発振する。ＶＣＯ制御端子には、制御回路２０２から出力されるアナログ電圧が印加される。

特性測定タイミング制御部２１１は、ＶＣＯ２０３に印加される制御電圧の補正値を求めるタイミングを制御回路２０２に知らせる。制御回路２０２は、特性測定タイミング制御部２１１から通知されたタイミングに従って、制御電圧の補正値を求めＶＣＯ２０３に入力する制御電圧を当該補正値に従って補正する。以下、ＦＭ変調器２の詳細な構成について説明する。

図１２は、本発明の第３の実施形態に係るＦＭ変調器２の詳細な構成を示すブロック図である。図１２において、制御回路２０２は、ＶＣＯゲイン補正回路２０４と、加算器２０５と、ＬＰＦ２０６と、位相比較器２０７と、掛け算器２０８、２１０と、周波数分周器２０９とを含む。

掛け算器２１０は、ＦＭ変調器２の外部から入力される変調信号と、ＶＣＯ２０３の出力信号とを乗算し、周波数分周器２０９に入力する。

周波数分周器２０９は、掛け算器２１０から入力される信号を分周して、位相比較器２０７へ入力する。周波数分周器２０９の分周比は、ＦＭ変調器２の外部から入力されるチャンネルデータにしたがって決定する。ＦＭ変調器２の搬送波周波数は、周波数分周器２０９の分周比と、基準信号の周波数との積の値となる。

掛け算器２０８は、基準信号発生器２０１の生成する基準信号と、ＦＭ変調器２の外部から入力される変調信号とを乗算する。掛け算器２０８は乗算した信号を位相比較器２０７へ入力する。

位相比較器２０７は、掛け算器２０８からの入力信号と、周波数分周器２０９からの出力信号との位相を比較し、比較結果に応じたパルス信号を出力する。具体的には、入力される掛け算器２０８からの出力信号と周波数分周器２０９からの出力信号との間のずれを検出し、ずれている時間と同じパルス幅を持ったパルス信号を出力する。

ＬＰＦ２０６は、位相比較器２０７から出力されるパルス信号を、積分して平均化するなどの方法を用いて、パルス信号の高周波成分を取り除き、フィルタリングする。

加算器２０５は、ＬＰＦ２０６からの出力信号と、ＦＭ変調器２の外部から入力される変調信号とを加算する。

特性測定タイミング制御部２１１は、ＦＭ変調器２の外部から入力されるチャンネルデータを監視する。特性測定タイミング制御部２１１は、チャンネルデータの変更を検出す
ることで、ＦＭ変調の開始及び終了のタイミングと、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定の開始及び終了のタイミングとを判断し、ＶＣＯゲイン補正回路２０４に通知する。

図３を用いて本発明の第３の実施形態における、特性測定タイミング制御部２１１の動作タイミングを説明する。特性測定タイミング制御部２１１が判断するｆ−Ｖ特性測定開始のタイミングは、チャンネルデータが変更され、搬送波周波数が遷移を開始する時間ｔ１である。また、第３の実施形態において特性測定タイミング制御部２１１が判断するｆ−Ｖ特性測定終了のタイミングとは、第１の期間である。

なお、第３の実施形態においてＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定開始及び終了のタイミングは、上記に限定されるものではないが、その他のタイミングの例については後述する。

第３の実施形態におけるＶＣＯゲイン補正回路２０４が有する補正テーブル、及び動作は、第１の実施形態と同様なので説明を省略する。

時間ｔ１にて搬送波周波数の遷移が開始され、搬送波周波数が変更後の所望の周波数を中心とした所定の変動幅内に収束する時間ｔ４が到来すると、特性測定タイミング制御部２１１は、ｆ−Ｖ特性測定終了タイミングをＶＣＯゲイン補正回路２０４に通知する。ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、特性測定タイミング制御部２１１からｆ−Ｖ特性測定終了タイミングの通知を受けると、ＶＣＯ２０３への制御電圧と、ＶＣＯ２０３からの出力信号との記憶を終了する。

ＶＣＯゲイン補正回路２０４がＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性の測定を終了すると、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は記憶したＶＣＯ２０３への制御電圧と、ＶＣＯ２０３の出力信号とから、ＶＣＯ２０３の理想とする線形な特性を計算して数式を算出する。

特性測定タイミング制御部２１１は、変更後の所望の周波数におけるＦＭ変調の開始時間ｔ５が到来すると、ＶＣＯゲイン補正回路２０４に補正動作開始のタイミングを通知する。

ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、特性測定タイミング制御部２１１から補正動作開始のタイミングを受けると、加算器２０５から入力される信号に基づいて、算出した数式を利用してＶＣＯ２０３の出力信号の周波数を計算する。ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、計算した周波数に対応する補正値を補正テーブルから選び、ＶＣＯ２０３に出力する。したがって、ＶＣＯゲイン補正回路２０４はＶＣＯ２０３の出力信号を補正することができる。

ここで、第１の搬送波周波数から所望の周波数への遷移が開始されてから、所望の周波数によるＦＭ変調が開始されるまでの間、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は加算器２０５からの入力信号を直接ＶＣＯ２０３に出力する。なぜなら、ＶＣＯゲイン補正回路２０４が位相比較器２０７において検出された位相差信号をＶＣＯ２０３に出力しないと、搬送波周波数が所望の周波数に収束しないからである。

また、図１２において複数の変調信号が同時に入力されるのは、制御回路２０２とＶＣＯ２０３とからなるＰＬＬ回路の低周波から高周波までの変調特性を確保するためである。掛け算器２１０に入力される変調信号と、周波数分周器２０９に入力される変調信号と、掛け算器２０８に入力される変調信号とは、低周波域の変調特性を確保するために入力される。加算器２０５に入力される変調信号は、高周波域の変調特性を確保するために入力される。

上記の通り、図１２に示されるＦＭ変調器２の構成を用いることにより、制御回路２０２は、ＶＣＯ２０３の出力信号と、ＦＭ変調器２の外部から入力される変調信号とを掛け算器２１０にて乗算する。掛け算器２１０は、乗算した信号を周波数分周器２０９へ入力する。周波数分周器２０９は掛け算器２１０から入力される信号を分周して、位相比較器２０７へ入力する。位相比較器２０７は、掛け算器２０８から出力される信号と周波数分周器２０９から出力される信号との位相差を検出し、検出した位相差に対応したパルス信号を出力する。ＬＰＦ２０６は、位相比較器２０７から出力されるパルス信号をフィルタリングし、直流値を出力する。加算器２０５は、外部から入力される変調信号と、ＬＰＦ２０６から出力される位相差に応じた直流値とを加算する。ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、特性測定タイミング制御部２１１からのタイミングの通知に基づいて、加算器２０５からの入力信号から計算した補正値を、ＶＣＯ２０３に印加する。以上の動作を繰り返すことで、位相比較器２０７において検出される位相差が収束し、位相比較器２０７に入力される掛け算器２０８の出力信号の位相と、ＶＣＯ２０３の出力信号の位相とが同期することとなる。

図１３はＶＣＯゲイン補正回路２０４の動作を説明するフローチャートである。以下、図３、図１２及び図１３を用いて、本発明の第３の実施形態に係るＶＣＯゲイン補正回路２０４の動作について詳しく説明する。

図１３において搬送波周波数の遷移開始の時間ｔ１が到来し、特性測定タイミング制御部２１１がチャンネルデータの変更を検出する。特性測定タイミング制御部２１１は、チャンネルデータの変更を検出すると、ＶＣＯゲイン補正回路２０４にｆ−Ｖ特性測定開始のタイミングを通知する。ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、特性測定タイミング制御部２１１からｆ−Ｖ特性測定開始の通知があるか否かを判断する（ステップＳ３０１）。通知がある場合、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、ステップＳ３０２の動作へ進む。一方、通知がない場合、ＶＣＯゲイン補正回路２０４はステップＳ３０１の動作へ戻る。

ステップＳ３０２において、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、ＶＣＯ２０３への制御電圧と、ＶＣＯ２０３からの出力信号とを記憶する。ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、特性測定タイミング制御部２１１からの、ｆ−Ｖ特性測定終了タイミングの通知があるか否かを判断する（ステップＳ３０３）。通知がある場合、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、ステップＳ３０４の動作へ進む。一方、通知がない場合、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、ステップＳ３０２の動作へ戻る。

ステップＳ３０４において、ＶＣＯゲイン補正回路２０４はＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性の測定を終了する。

次に、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、時間ｔ４から所望の周波数を中心としたＦＭ変調が開始される時間ｔ５までの間で、測定したＶＣＯ２０３への制御電圧と、ＶＣＯ２０３の出力信号とから線形な特性の数式を算出する（ステップＳ３０５）。

次に、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、特性測定タイミング制御部２１１から、所望の周波数によるＦＭ変調開始タイミングの通知があるか否かを判断する（ステップＳ３０６）。通知がある場合、ステップＳ３０７の動作へ進む。一方、通知がない場合、ステップＳ３０６の動作へ戻る。

ステップＳ３０７において、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、算出した数式に基づいて、加算器２０５からの入力値に応じて補正値を計算し、補正した値を制御電圧としてＶＣＯ２０３に出力する。

ＶＣＯゲイン補正回路２０４が、測定したＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性から、線形な特性を算出し、補正値を出力する方法は第１の実施形態と同じである。

このように、第３の実施形態によれば、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、第１の期間において、ｆ−Ｖ特性を測定する。したがって、ＶＣＯゲイン補正回路２０４が記憶するＶＣＯ２０３へ印加する制御電圧と、ＶＣＯ２０３からの出力信号とは、図３における時間ｔ１から時間ｔ４までの間の搬送波周波数曲線にて示される遷移後の所望の周波数の周辺の値のみとなる。したがって、従来ではＶＣＯの電源投入時にｆ−Ｖ特性測定を行っていたのに対し、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、搬送波周波数の遷移時間においてＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性を測定するので、短時間でＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性を測定することができ、且つ補正テーブルのためのメモリを小さくすることができる。また、図３における時間ｔ１からｔ４にて示される第１の期間は、ＰＬＬ回路をロックするのに必ず必要な期間である。したがって、本発明の第３の実施形態では不要であった時間を有効に利用することができることとなる。

さらに、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性は、温度や、電源電圧の低減によって変化する。本発明の第３の実施形態が、無線システムで用いられる場合には、非常に小さな製品の中で大きな発熱をするパワーアンプが、ＶＣＯ２０３と同一基盤上に実装されることとなる。したがって、ＦＭ変調器２の稼働中にＶＣＯゲイン補正回路２０４の補正信号に誤差が生じる場合がある。しかし、本発明第３の実施形態においてＶＣＯゲイン補正回路２０４は、搬送波周波数の遷移の度に、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性を測定する。したがって、本発明はＦＭ変調器２の動作中における、温度変化や電源電圧の低減による、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性の変化によって生ずる補正信号の誤差を、抑制することができる。

なお、第３の実施形態においてＶＣＯゲイン補正回路２０４が、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定を開始するタイミングを、図３における時間ｔ１としたが、それ以外のタイミングでも良い。例えば、ＶＣＯ２０３の電源投入時を開始点としても良い。この場合、図３において時間ｔ１にてＶＣＯ２０３の電源投入が行われると、時間ｔ１以降の搬送波周波数曲線の収束過程は図３に示される収束過程と同様となる。

なお、第３の実施形態においてＶＣＯゲイン補正回路２０４が、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定を開始するタイミングを、図３における時間ｔ１としたが、それ以外のタイミングでも良い。例えば、ＶＣＯゲイン補正回路２０４がＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性の測定を開始するタイミングは、第１の期間において、時間ｔ２で表されている、搬送波周波数の極性が反転する時間でもよい。この場合、特性測定タイミング制御部２１１は、時間ｔ２が到来するとＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定開始タイミングを、ＶＣＯゲイン補正回路２０４に通知する。特性測定タイミング制御部２１１は、測定を開始した時間から極性が２回目に反転する時間（図示せず）が到来すると、ｆ−Ｖ特性測定終了タイミングをＶＣＯゲイン補正回路２０４に通知する。測定を開始した時間から極性が２回目に反転する時間とは、予め特性測定タイミング制御部２１１に設定されている時間である。この方法によっても、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性を測定することができる。

なお、第３の実施形態においてＶＣＯゲイン補正回路２０４が、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定を開始するタイミングを、図３における時間ｔ１としたが、それ以外のタイミングでも良い。例えば、ＶＣＯゲイン補正回路２０４がＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性の測定を開始するタイミングは、図３の搬送波周波数切り替え過程において、時間ｔ３で表されている、搬送波周波数曲線の変曲点としてもよい。この場合、特性測定タイミング制御部２１１は、時間ｔ３が到来するとＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定開始タイミングを、ＶＣＯゲイン補正回路２０４に通知する。そして、特性測定タイミング制御部２１１は、測定を
開始した時点以降の次の変曲点（図示せず）が到来すると、ｆ−Ｖ特性測定終了タイミングをＶＣＯゲイン補正回路２０４に通知する。測定を開始した時間以降の次の変曲点とは、予め特性測定タイミング制御部２１１に設定されている時間である。この方法によっても、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性を測定することができる。

なお、第３の実施形態においてＶＣＯゲイン補正回路２０４が、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定を開始するタイミングを、図３における時間ｔ１としたが、それ以外のタイミングでも良い。例えば、ＶＣＯゲイン補正回路２０４がＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性の測定を開始するタイミングは、第１の期間において、搬送波周波数切り替え開始の時間ｔ１を基準に、その基準以降の任意の時間（図示せず）を開始点とする一定期間を利用しても良い。この場合、特性測定タイミング制御部２１１は、搬送波周波数切り替え開始時間ｔ１から予め設定されている任意の時間（図示せず）が経過すると、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定開始タイミングをＶＣＯゲイン補正回路２０４に通知する。特性測定タイミング制御部２１１は、ｆ−Ｖ特性測定開始タイミングを通知してから、予め設定されている一定時間が経過すると、ｆ−Ｖ特性測定終了タイミングをＶＣＯゲイン補正回路２０４に通知する。この方法によっても、ＶＣＯゲイン補正回路２０４は、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性を測定することができる。

なお、図７に示したように、使用するＶＣＯによっては、複数のｆ−Ｖ特性を備えている場合がある。これは、ＶＣＯが出力できる搬送波周波数の範囲を広くするためである。このようなＶＣＯを用いても、本発明の第３の実施形態では、同様の効果が得られる。

（第４の実施形態）
以下、本発明の第４の実施形態について、図面を参照しながら説明する。図１４は、本発明の第４の実施形態におけるＦＭ変調器２ａの概略構成を示す図である。図１５は、本発明の第４の実施形態に係るＦＭ変調器２ａの詳細な構成を示すブロック図である。図１４において、ＦＭ変調器２ａは、基準信号発生器２０１と、制御回路２０２ａと、ＶＣＯ２０３と、特性測定タイミング制御部２１１ａとを備える。図１５において、制御回路２０２ａは、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａと、加算器２０５と、ＬＰＦ２０６と、位相比較器２０７と、掛け算器２０８、２１０と、周波数分周器２０９とを含む。本実施形態の構成要素のうち、第３の実施形態と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。図１４及び１５に示すＦＭ変調器２ａは、以下に示す２つの点で、図１２に示すＦＭ変調器２と異なる。

第１に、特性測定タイミング制御部２１１ａ及び制御回路２０２ａに含まれるＶＣＯゲイン補正回路２０４ａの動作タイミングが異なる。図１２に示すＦＭ変調器２では、ＶＣＯゲイン補正回路２０４が特性測定タイミング制御部２１１からｆ−Ｖ特性測定開始のタイミングの通知を受けて、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定を行う時間は、第１の期間であった。しかし、図１５において示すＦＭ変調器２ａは、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性を、第２の期間に測定する点が、図１２において示すＦＭ変調器２の動作と異なる点である。

第２に、図１２に示すＶＣＯゲイン補正回路２０４は、特性測定タイミング制御部２１１からＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定開始タイミングの通知を受けると、ＶＣＯ２０３への制御電圧と、ＶＣＯ２０３からの出力信号とを記憶する。しかし、図１５に示すＶＣＯゲイン補正回路２０４ａは、特性測定タイミング制御部２１１ａからＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定開始タイミングの通知を受けると、自発的に正負の制御電圧をＶＣＯ２０３に対して出力する。ＶＣＯ２０３の出力信号は、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａから入力される変動する制御電圧に対応して、変動する。ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａは、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａが出力した正負の制御電圧と、対応して変動するＶＣＯ２０３か
らの出力信号とを、対応させて記憶する点が、図１２に示すＶＣＯゲイン補正回路２０４の動作と異なる点である。

ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａが出力する複数の正負の制御電圧は、遷移後の所望の周波数にてＦＭ変調が開始された後の、ＶＣＯ１０３の出力信号の周波数を全て網羅する制御電圧である必要がある。

図３を用いて、本発明の第４の実施形態におけるＶＣＯゲイン補正回路２０４ａの動作タイミングを説明する。図１５に示されるＦＭ変調器２ａが、無線通信システムで用いられる場合、搬送波周波数は一定ではなく切り替えられる。図３は、第１の搬送波周波数から、所望の周波数への切り替えの時間遷移の一例を示す。図３においてｔ０からｔ１までの期間は、第１の搬送波周波数において、制御回路２０２ａ、すなわちデジタルＰＬＬ回路が定常状態にある様子を示している。例として図３では、時間ｔ１にて第１の搬送波周波数から所望の周波数への遷移が開始され、時間ｔ５以降にて所望の周波数を中心とした、ｓｉｎ波の変調がかけられている場合を示す。

第４の実施形態において、特性測定タイミング制御部２１１ａが判断するｆ−Ｖ特性測定開始のタイミングは、第２の期間の開始時間ｔ４である。また、第４の実施形態において、特性測定タイミング制御部２１１ａが判断するｆ−Ｖ特性測定終了のタイミングは、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａが必要な正負のデジタル値の出力を終了する時間である。

図３、図１５及び図１６を用いて第４の実施形態におけるＦＭ変調器２ａの動作を詳細に説明する。図１６は、第４の実施形態におけるＶＣＯゲイン補正回路２０４ａの動作を説明するフローチャートである。

図１６において搬送波周波数の遷移開始の時間ｔ１が到来し、特性測定タイミング制御部２１１ａがチャンネルデータの変更を検出する。特性測定タイミング制御部２１１ａは、チャンネルデータの変更を検出してから、時間ｔ４が到来すると、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａにｆ−Ｖ特性測定開始のタイミングを通知する。ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａは、特性測定タイミング制御部２１１ａからｆ−Ｖ特性測定開始の通知があるか否かを判断する（ステップＳ４０１）。通知がある場合、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａは、ステップＳ４０２の動作へ進む。一方、通知がない場合、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａはステップＳ４０１の動作へ戻る。

ステップＳ４０２において、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａは、ＶＣＯ２０３への複数の正負の制御電圧の入力を開始し、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定を開始する。ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａは、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａが出力した複数の正負の制御電圧と、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａからの出力信号とを、対応させて記憶する（ステップＳ４０３）。

次に、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａは、必要な正負の制御電圧の出力を終了したか否かを判断する（ステップＳ４０４）。終了した場合は、ステップＳ４０５の動作へ進む。一方、終了していない場合は、ステップＳ４０２の動作へ戻る。

ステップＳ４０５にて、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａは、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性測定を終了する。

次に、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａは、記憶したＶＣＯゲイン補正回路２０４ａの出力した複数の正負の制御電圧と、ＶＣＯ２０３からの出力信号とからＶＣＯ２０３の線形な特性の数式を算出する（ステップＳ４０６）。

次に、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａは、特性測定タイミング制御部２１１ａから、所望の周波数によるＦＭ変調開始タイミングの通知があるか否かを判断する（ステップＳ４０７）。通知がある場合、ステップＳ４０８の動作へ進む。一方、通知がない場合、ステップＳ４０７の動作へ戻る。

ステップＳ４０８において、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａは、算出した数式に基づいて、加算器２０５からの入力値に応じて補正値を計算し、補正した値をＶＣＯ２０３に出力する。

ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａが、測定したＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性から線形な特性を算出し、補正値を決定する方法は、第１の実施形態と同じ方法である。

このように、第４の実施形態によれば、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａは、第２の期間にｆ−Ｖ特性を測定する。ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａが記憶する値は、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａが出力する、必要な周波数のみを網羅した正負の制御電圧と、ＶＣＯ２０３からの出力信号である。したがって、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性を短時間で測定でき、且つ補正テーブルのためのメモリを小さくすることができる。また、第２の期間は、ＰＬＬ回路をロックするのに必ず必要な期間である。したがって、本発明の第４の実施形態では不要であった時間を有効に利用することができることとなる。

さらに、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性は、温度や、電源電圧の低減によって変化する。本発明の第４の実施形態が、無線システムで用いられる場合には、非常に小さな製品の中で大きな発熱をするパワーアンプが、ＶＣＯ２０３と同一基盤上に実装されることとなる。したがって、ＦＭ変調器２ａの稼働中にＶＣＯゲイン補正回路２０４ａの補正信号に誤差が生じる場合がある。しかし、本発明の第４の実施形態においてＶＣＯゲイン補正回路２０４ａは、搬送波周波数の遷移の度に、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性を測定する。したがって、本発明の第４の実施形態はＦＭ変調器２ａの動作中における、温度変化や電源電圧の低減による、ＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性の変化によって生ずる補正信号の誤差を、抑制することができる。

なお、ＶＣＯゲイン補正回路２０４ａがＶＣＯ２０３のｆ−Ｖ特性の測定を開始するタイミングは図３において示す時間ｔ４でなくともよい。例えば、第２の期間における、任意の時間であってもよい。

図２０は、本発明に係るＦＭ変調器を送信回路に備えた、無線装置を示す図である。本発明に係るＦＭ変調器を送信回路に備えることで、電源投入時、及びチャンネル切り替え開始時間から、ＦＭ変調を開始するまでの時間を短縮できる無線装置を提供できる。

本発明によれば、ＦＭ変調器の線形性改善手法の効率化を図ることができ、無線通信等の分野に有用である。

本発明における第１の実施形態のＦＭ変調器１の概略構成を示すブロック図 本発明における第１の実施形態におけるＦＭ変調器１の詳細な構成を示すブロック図 本発明の補正部の動作タイミングを示した図 本発明における、図２に示される補正部１０８と、図９に示される補正部１０８ａと、図１２に示されるＶＣＯゲイン補正回路２０４と、図１５に示されるＶＣＯゲイン補正回路２０４ａとが保持する補正テーブルのメモリ構成の一例 本発明の第１の実施形態における補正部１０８の動作を説明するフローチャート ＶＣＯの非線形性の補正方法を示した図 複数本のｆ−Ｖ特性を備えたＶＣＯを示した図 本発明の第２の実施形態におけるＦＭ変調器１ａの概略構成を示すブロック図 本発明の第２の実施形態におけるＦＭ変調器１ａの詳細な構成を示すブロック図 本発明の第２の実施形態における補正部１０８ａの動作を説明するフローチャート 本発明の第３の実施形態におけるＦＭ変調器２の概略構成を示すブロック図 本発明の第３の実施形態におけるＦＭ変調器２の詳細な構成を示すブロック図 本発明の第３の実施形態におけるＶＣＯゲイン補正回路２０４の動作を説明するフローチャート 本発明の第４の実施形態におけるＦＭ変調器２ａの概略構成を示すブロック図 本発明の第４の実施形態におけるＦＭ変調器２ａの詳細な構成を示すブロック図 本発明の第４の実施形態におけるＶＣＯゲイン補正回路２０４ａの動作を説明するフローチャート 従来のＦＭ変調器９０の構成を示すブロック図 電圧制御発振器（ＶＣＯ）の動作原理を説明する図 従来技術におけるＶＣＯの非線形性の補正方法を示した図 本発明に係るＦＭ変調器を備える無線装置を示した図

符号の説明

１ ＦＭ変調器
１０１ 基準信号発生器
１０２ 制御回路
１０３ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１０４ デジタルーアナログ変換器（ＤＡＣ）
１０５ 加算器
１０６ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１０７ 誤差検出回路
１０８ 補正部
１０９ 周波数―デジタル変換器
１１０ 特性測定タイミング制御部
１１１ 掛け算器
１１２ アナログーデジタル変換器（ＡＤＣ）
１１３ アナログーデジタル変換器（ＡＤＣ）
１ａ ＦＭ変調器
１０２ａ 制御回路
１０８ａ 補正部
１１０ａ 特性測定タイミング制御部
２ ＦＭ変調器
２０１ 基準信号発生器
２０２ 制御回路
２０３ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２０４ ＶＣＯゲイン補正回路
２０５ 加算器
２０６ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２０７ 位相比較器
２０８ 掛け算器
２０９ 周波数分周器
２１０ 掛け算器
２１１ 特性測定タイミング制御部
２ａ ＦＭ変調器
２０２ａ 制御回路
２０４ａ ＶＣＯゲイン補正回路
２１１ａ 特性測定タイミング制御部

Claims (7)

1. 基準信号を発生する基準信号発生器と、
   印加される制御電圧に応じた周波数の信号を出力する電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器からの前記信号を出力とする位相同期ループを前記電圧制御発振器とともに構成し、
   前記基準信号を用いて前記位相同期ループから出力される前記信号の前記周波数を所望の搬送波周波数に収束させる過程において前記電圧制御発振器のｆ―Ｖ特性を測定し、
   前記搬送波周波数に対するＦＭ変調時に変調成分を含む信号を入力し、測定された前記ｆ−Ｖ特性により前記電圧制御発振器が線形なｆ―Ｖ特性を持った場合と等価な周波数を出力するように前記電圧制御発振器へ補正された制御電圧を印加する、制御回路と、
   を含むＦＭ変調器。
2. 前記制御回路に、前記測定のタイミングを通知する特性測定タイミング制御部をさらに備える、請求項１に記載のＦＭ変調器。
3. 前記制御回路は、デジタル処理によって前記周波数を前記搬送波周波数に収束させる、請求項１に記載のＦＭ変調器。
4. 前記制御回路は、アナログ処理によって前記周波数を前記搬送波周波数に収束させる、請求項１に記載のＦＭ変調器。
5. 前記周波数を所望の搬送波周波数に収束させる過程は、他の搬送波周波数から前記搬送波周波数を用いるチャンネルにチャンネルが切り替えられた後の過程である、請求項１記載のＦＭ変調器。
6. 前記周波数を所望の搬送波周波数に収束させる過程は、前記ＦＭ変調器に電源が投入された後の過程である、請求項１記載のＦＭ変調器。
7. ＦＭ変調された無線信号を送信する無線装置であって、
   前記無線装置は前記無線信号を出力するＦＭ変調器を含み、
   前記ＦＭ変調器は、
   基準信号を発生する基準信号発生器と、
   印加される制御電圧に応じた周波数の信号を出力する電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器からの前記信号を出力とする位相同期ループを前記電圧制御発振器とともに構成し、
   前記基準信号を用いて前記位相同期ループから出力される前記信号の前記周波数を所望の搬送波周波数に収束させる過程において前記電圧制御発振器のｆ―Ｖ特性を測定し、
   前記搬送波周波数に対するＦＭ変調時に変調成分を含む信号を入力し、測定された前記ｆ−Ｖ特性により前記電圧制御発振器が線形なｆ―Ｖ特性を持った場合と等価な周波数を出力するように前記電圧制御発振器へ補正された制御電圧を印加する、制御回路と、
   を含む無線装置。

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