JP2001284984A - 電力増幅器モジュール - Google Patents
電力増幅器モジュールInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高効率、高線形性を有すると共に集積化が容
易で低コストな電力増幅モジュールを提供する。 【解決手段】 複数増幅器によって構成される電力増幅
モジュールの各段毎において、増幅器の動作を模擬する
基準増幅器を設け、この基準増幅器の核となるバイポー
ラトランジスタのベースに入力電力レベルに応じて流れ
る電流を検出、増幅して、上記増幅器の核となるトラン
ジスタのベース電流として供給する。 【効果】高効率かつ低歪みの電力増幅器モジュールが再
現性良く実現できる。
易で低コストな電力増幅モジュールを提供する。 【解決手段】 複数増幅器によって構成される電力増幅
モジュールの各段毎において、増幅器の動作を模擬する
基準増幅器を設け、この基準増幅器の核となるバイポー
ラトランジスタのベースに入力電力レベルに応じて流れ
る電流を検出、増幅して、上記増幅器の核となるトラン
ジスタのベース電流として供給する。 【効果】高効率かつ低歪みの電力増幅器モジュールが再
現性良く実現できる。
Description
【発明の属する技術分野】本発明は移動体通信システム
で使われる携帯端末機用電力増幅器モジュールに関し、
特に、高い効率や線形性が求められるセルラ電話システ
ム用電力増幅器モジュールに関する。
で使われる携帯端末機用電力増幅器モジュールに関し、
特に、高い効率や線形性が求められるセルラ電話システ
ム用電力増幅器モジュールに関する。
【従来の技術】電力増幅器モジュールに関する従来技術
としては、特開平７−１５４１６９号公報および米国特
許第５，６２９，６４８号がある。
としては、特開平７−１５４１６９号公報および米国特
許第５，６２９，６４８号がある。
【発明が解決しようとする課題】近年，セルラ電話シス
テムに代表される移動体通信市場の伸びは著しく，広帯
域ＣＤＭＡ方式やＥＤＧＥ方式などの新しいシステムが
導入されようとしている。この様なシステムでは、携帯
端末機の高効率化や高線形性が要求されるが、特に、端
末機の主要部品の一つである電力増幅器モジュールには
これらの相反する性能要求を同時に実現することが大き
な課題となっている。従来、この課題を解決しようとす
る多くの試みがなされている。その代表的な例として
は、電力増幅器モジュールの入力電力レベルを検出し、
この信号によって電力増幅器モジュールを構成する後段
増幅器の動作状態を制御する方式が一般に考えられてい
る。例えば、図３に示す先行検討技術例では後段増幅器
１０１を構成するトランジスタ１１１のゲート電圧を、
方向性結合器１０６、検波ダイオード１０７、ローパス
フィルタ１０８で構成される直流電圧発生回路１０３に
て前段増幅器１０２の出力信号を包絡線検波および平滑
化して得た直流電圧により制御している。この直流電圧
は端子１０４に入力される電力レベルに対応して増減す
る、即ち、後段増幅器１０１のゲート電圧は入力電力レ
ベルに応じて制御されることになる。また、図４に示す
先行検討技術例では第１の増幅器２０１の電源電流を電
源電圧制御回路２０３で検出すると共にその電流値に対
応した電源電圧を発生させ、第２の増幅器２０２の電源
電圧を制御している。第１の増幅器２０１の電源電流は
端子２０４に入力される電力レベルに対応して変化する
ので、結局、第２の増幅器２０２の電源電圧は入力電力
レベルに応じて制御されることになる。上述した図３の
先行検討技術例では前段増幅器１０２の出力電力レベル
を包絡線検波および平滑化するための直流電圧発生回路
１０３が必要となる。しかし、この直流電圧発生回路１
０３は増幅器１０１、１０２とは別に設ける必要があ
り、製造偏差や周囲温度、電源電圧等の環境条件変動に
対して無調整で常に安定した特性を保証することが困難
であるという問題点がある。さらに、方向性結合器１０
６、検波ダイオード１０７、ローパスフィルタ１０８な
ど性質の異なる部品で直流電圧発生回路１０３が構成さ
れるので増幅器１０１、１０２との集積化が難しいとい
う問題点がある。図４の先行検討技術例では、第２の増
幅器２０２を制御する電源電圧制御回路２０３としてＤ
Ｃ−ＤＣ変換器を用いる必要がある。しかし、ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換器の使用は増幅器との集積化を阻害する要因とな
る上、モジュールの大型化やコスト上昇をもたらすとい
う問題点がある。また、従来技術である上記米国特許第
５，６２９，６４８号に開示された回路方式も考えられ
るが、この方式では、基準トランジスタの出力、すなわ
ち本体トランジスタのベース入力であるバイアス点電圧
が入力振幅の変化に伴ってほとんど変化しないため、本
体トランジスタの動作点上下にはほとんど有効に作用し
ないという問題点がある。本発明の目的は上記従来技術
および先行検討技術の問題点を解決し、高効率、高線形
性を有すると共に集積化が容易で、且つ、低コストな電
力増幅器モジュールを提供することにある。
テムに代表される移動体通信市場の伸びは著しく，広帯
域ＣＤＭＡ方式やＥＤＧＥ方式などの新しいシステムが
導入されようとしている。この様なシステムでは、携帯
端末機の高効率化や高線形性が要求されるが、特に、端
末機の主要部品の一つである電力増幅器モジュールには
これらの相反する性能要求を同時に実現することが大き
な課題となっている。従来、この課題を解決しようとす
る多くの試みがなされている。その代表的な例として
は、電力増幅器モジュールの入力電力レベルを検出し、
この信号によって電力増幅器モジュールを構成する後段
増幅器の動作状態を制御する方式が一般に考えられてい
る。例えば、図３に示す先行検討技術例では後段増幅器
１０１を構成するトランジスタ１１１のゲート電圧を、
方向性結合器１０６、検波ダイオード１０７、ローパス
フィルタ１０８で構成される直流電圧発生回路１０３に
て前段増幅器１０２の出力信号を包絡線検波および平滑
化して得た直流電圧により制御している。この直流電圧
は端子１０４に入力される電力レベルに対応して増減す
る、即ち、後段増幅器１０１のゲート電圧は入力電力レ
ベルに応じて制御されることになる。また、図４に示す
先行検討技術例では第１の増幅器２０１の電源電流を電
源電圧制御回路２０３で検出すると共にその電流値に対
応した電源電圧を発生させ、第２の増幅器２０２の電源
電圧を制御している。第１の増幅器２０１の電源電流は
端子２０４に入力される電力レベルに対応して変化する
ので、結局、第２の増幅器２０２の電源電圧は入力電力
レベルに応じて制御されることになる。上述した図３の
先行検討技術例では前段増幅器１０２の出力電力レベル
を包絡線検波および平滑化するための直流電圧発生回路
１０３が必要となる。しかし、この直流電圧発生回路１
０３は増幅器１０１、１０２とは別に設ける必要があ
り、製造偏差や周囲温度、電源電圧等の環境条件変動に
対して無調整で常に安定した特性を保証することが困難
であるという問題点がある。さらに、方向性結合器１０
６、検波ダイオード１０７、ローパスフィルタ１０８な
ど性質の異なる部品で直流電圧発生回路１０３が構成さ
れるので増幅器１０１、１０２との集積化が難しいとい
う問題点がある。図４の先行検討技術例では、第２の増
幅器２０２を制御する電源電圧制御回路２０３としてＤ
Ｃ−ＤＣ変換器を用いる必要がある。しかし、ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換器の使用は増幅器との集積化を阻害する要因とな
る上、モジュールの大型化やコスト上昇をもたらすとい
う問題点がある。また、従来技術である上記米国特許第
５，６２９，６４８号に開示された回路方式も考えられ
るが、この方式では、基準トランジスタの出力、すなわ
ち本体トランジスタのベース入力であるバイアス点電圧
が入力振幅の変化に伴ってほとんど変化しないため、本
体トランジスタの動作点上下にはほとんど有効に作用し
ないという問題点がある。本発明の目的は上記従来技術
および先行検討技術の問題点を解決し、高効率、高線形
性を有すると共に集積化が容易で、且つ、低コストな電
力増幅器モジュールを提供することにある。
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、電力増幅器モジュールを構成する各段の増
幅器の動作を模擬する基準増幅器を新たに設け、入力電
力レベルに応じてこの基準増幅器の入力端に流れる電流
を検出、増幅し、上記増幅器の入力電流として供給でき
るように電力増幅器モジュールを構成したことが特徴と
している。本発明では、入力信号は基準増幅器と各段増
幅器に個別の容量を介して供給される。この時、基準増
幅器の入力端には入力電力レベルに応じた電流が流れる
が、各段増幅器の入力端には電流が流れない。それ故、
基準増幅器の入力電流の直流分を検出、増幅して各段増
幅器の入力に電流を供給すれば各段増幅器が高周波動作
を始める。入力電力レベルが上がると基準増幅器の入力
電流が増加するので、各段増幅器に供給される入力電流
も増加する。反対に、入力電力レベルが下がった場合に
は基準増幅器の入力電流が減少し、各段増幅器に供給さ
れる入力電流も減少する。即ち、入力電力に対応した動
作点が設定できるため、小さな入力電力時にも比較的高
い効率を得ることができる。
するために、電力増幅器モジュールを構成する各段の増
幅器の動作を模擬する基準増幅器を新たに設け、入力電
力レベルに応じてこの基準増幅器の入力端に流れる電流
を検出、増幅し、上記増幅器の入力電流として供給でき
るように電力増幅器モジュールを構成したことが特徴と
している。本発明では、入力信号は基準増幅器と各段増
幅器に個別の容量を介して供給される。この時、基準増
幅器の入力端には入力電力レベルに応じた電流が流れる
が、各段増幅器の入力端には電流が流れない。それ故、
基準増幅器の入力電流の直流分を検出、増幅して各段増
幅器の入力に電流を供給すれば各段増幅器が高周波動作
を始める。入力電力レベルが上がると基準増幅器の入力
電流が増加するので、各段増幅器に供給される入力電流
も増加する。反対に、入力電力レベルが下がった場合に
は基準増幅器の入力電流が減少し、各段増幅器に供給さ
れる入力電流も減少する。即ち、入力電力に対応した動
作点が設定できるため、小さな入力電力時にも比較的高
い効率を得ることができる。
【発明の実施の形態】電力増幅器モジュールは一般に２
段或いは３段の単位増幅器で構成される。図１は本発明
における電力増幅器モジュールを構成する単位増幅器の
一実施例を示したものである。本実施例の単位増幅器
は、入力信号を電力増幅する増幅器１と入力電力レベル
に対応した入力電流の直流分を発生する基準増幅器２と
この直流分を電流増幅し、その電流を増幅器１に供給す
る直流電流増幅器３および入出力整合回路８、９と結合
容量６、７とで構成される。ここで、増幅器１および基
準増幅器２を構成するトランジスタ１１と１２との寸法
比がn:1の場合、直流電流増幅器３の電流増幅率はｎ倍
以上に設定される。この電流増幅率が大きいほど大出力
時の歪み低減効果が大きくなるので、設計段階で歪み低
減の目標値に合わせて電流増幅率を設定する。本実施例
では、基準増幅器２と増幅器１とで入出力整合回路８、
９を共用するように構成されており、増幅器１と基準増
幅器２の動作状態をほぼ同一にして高線形性が得られる
ようにしている。また、増幅器１および基準増幅器２を
構成するトランジスタ１１、１２を同一チップ上に形成
することにより、製造偏差や環境条件の変動があった場
合でも線形性を保つことを可能としている。なお、トラ
ンジスタ１１、１２にはSiバイポーラトンジスタやGaAs
-HBT、SiGe-HBT等を用いることができる。次に、上記実
施例の動作について説明する。端子４より入力された信
号は結合容量６、７を介して夫々増幅器１および基準増
幅器２に伝達される。入力信号は基準増幅器２によって
増幅されるが、この時、基準増幅器２を構成するトラン
ジスタ１２の非線形動作によって、基準増幅器２の入力
電流に直流分が発生する。この直流分は入力電力レベル
と１対１に対応して変化するので、この直流分を検出す
れば、増幅器１に供給すべき入力電流値を知ることがで
きる。トランジスタ１１の寸法はトランジスタ１２のそ
れより大きいので、基準増幅器２で検出された直流電流
は直流電流増幅器３で増幅された後に増幅器１の入力電
流として供給される。直流電流増幅器３から電流が供給
されると増幅器１が動作し始める。実際には、増幅器１
と基準増幅器２はほぼ同時に動作を開始する。増幅器１
の入力電流は以上の動作機構により入力電力レベルに応
じてダイナミックに変化する。この入力電流は入力電力
レベルが大きい場合には増加し、増幅器１のトランジス
タ１１の動作点が自動的に高く設定されるので、歪みの
小さい電力増幅を行うことができる。また、逆に入力電
力レベルが低い場合には入力電流が減少し、トランジス
タ１１の動作点が下がるため無駄な消費電力を削減で
き、入力電力レベルが低い領域での電力効率低下を軽減
できる。図２(a)および(b)は、図１に示す単位増幅器を
用いて構成した２段および３段電力増幅器モジュールの
実施例を夫々示したものである。２段電力増幅器モジュ
ールはＣＤＭＡやＰＤＣシステム等に、また、３段電力
増幅器モジュールはＧＳＭシステム等に多く適用されて
いる。端子０６、０８から入力された信号は単位増幅器
０１、０２或いは０３、０４、０５によって上記図１の
説明で述べた動作に従って順次電力増幅され、端子０
７、０９から夫々出力される。それ故、図２(a)、(b)で
は単位増幅器０１＜０２および０３＜０４＜０５の順に
動作時の電力は大きなものになるから、単位増幅器０
１、０２および０３、０４、０５を構成するトランジス
タの寸法はシステム仕様から割当てられる電力配分によ
って変える必要がある。例えば、後段、特に、最終段増
幅器では電力レベルが前段増幅器に比べて高くなるので
最も寸法の大きなトランジスタが使われる。なお、各単
位増幅器間の入力、出力整合回路は簡単な設計変更によ
り共用することも可能である。この場合は小型化できる
メリットがある。なお、今迄は増幅器１の入力電流を基
準増幅器２の入力電流を供給、増幅して供給する場合で
あるが、基準増幅器２の入力電流の代わりに電源電流を
検出、増幅した電流を増幅器１のベースに供給してもよ
い。この場合は、トランジスタ１２のベース電流の代わ
りににコレクタ電流を利用することになる。図５は本実
施例に基づき試作した電力増幅器モジュールの製造偏差
を示したものである。出力電力は28dBmである。同図で
は、横軸が歪みの指標である隣接チャネル漏洩電力、縦
軸が電力付加効率を表し、電力増幅器モジュールの製造
偏差は実線で囲った領域で示されている。また、同図に
は比較のために先行検討技術の製造偏差も併せて示して
ある。斜線を施した領域は要求仕様の範囲を示す。先行
検討技術では要求仕様を満たす電力増幅器モジュールの
良品取得率は10%以下あったが、本実施例によるモジュ
ールでは90%まで向上している。図６は上記本発明にお
ける単位増幅器の構成を具体化した一実施例を示したも
のである。最初に無信号時における動作を説明する。こ
の場合には、トランジスタ１２に流れるコレクタ電流は
トランジスタ１２とトランジスタ２３がカレントミラー
回路となっているため、定電流源１４よりトランジスタ
２３に供給される電流によって決まる。例えば、トラン
ジスタ１２とトランジスタ２３の寸法比をｍ:1とすれば
トランジスタ１２のコレクタ電流は定電流源１４から供
給される電流のｍ倍となる。トランジスタ１２にコレク
タ電流が流れると該トランジスタには電流増幅率分の１
の電流がベースに流れる。この電流はトランジスタ２４
を介してトランジスタ２５に流れ、トランジスタ２５と
カレントミラー回路を構成しているトランジスタ２６に
伝達される。結局、トランジスタ２６に流れるこの電流
がトランジスタ１１のベース電流として供給され、トラ
ンジスタ１１の無信号状態における動作点を決定する。
ここで、トランジスタ２７、２８はカレントミラー回路
あるが、トランジスタ１１が例えば単位トランジスタを
１００〜２００本並列接続して構成される場合に要求さ
れる大きなベース電流を供給するための電流増幅機能を
持つ。一般に、ＰＮＰトランジスタは電流供給能力が小
さく、大きな電流を供給するにはトランジスタ寸法が非
常に大きくなる。従って、トランジスタ２７、２８の電
流増幅機能を利用すればトランジスタ２６の寸法を小さ
くできる。次に、信号が入力されている状態の動作につ
いて説明する。この場合は、先ず、結合容量６、７を介
してトランジスタ１１、１２に信号が供給される。トラ
ンジスタ１２はその非線形性によってベース電流に直流
分が発生する。この直流分の電流は高周波遮断用のイン
ダクタ２９を介してトランジスタ２４に流れる。この
時、トランジスタ１１には入力信号に対応したベース電
流は供給されておらず、トランジスタ２４を流れる電流
が前述した無信号時と同様な動作によりトランジスタ２
５、２６、２７、２８を介して供給されてから動作が始
まる。トランジスタ１２のベース電流値は入力電力レベ
ルに応じて変化するので、それに追随してトランジスタ
１１のベース電流値も変化し、信号入力時の動作点が自
動的に設定される。本実施例特有の効果として熱暴走抑
制効果が挙げられる。例えば、ＧＳＭシステム向け電力
増幅器モジュールのように36dBm(4W)の出力電力が要求
される場合には、トランジスタ１１として単位トランジ
スタを100-200本並列接続した大規模トランジスタが用
いられる。このような大規模なトラジスタを高密度でチ
ップ内に配置すると熱抵抗が増大する。通常の場合はバ
イポーラトランジスタの熱抵抗が増大すると熱暴走が起
こりやすくなり、チップ面積の縮小に限界が有った。熱
暴走の起こり易さは熱抵抗以外にベースバイアス回路の
電流供給能力にも依存するが、通常の電力増幅器モジュ
ールでは定電圧バイアス回路のような電流供給能力の大
きいバイアス回路を用いるので熱暴走を起こしやすい。
熱暴走は大電力出力時に生じ易いが、本実施例ではトラ
ンジスタ１１に供給される電流は入力電力レベルで制限
されるので熱暴走を起こし難い構成になっている。従っ
て、本実施例ではチップ面積縮小とそれによるモジュー
ルの小型化が可能となる。なお、図６の実施例において
トランジスタ１１、１２、２３、２４をＧａＡｓＨＢ
Ｔ、トランジスタ２５、２６、２７、２８をＳｉバイポ
ーラトランジスタ、或いは、ＭＯＳトランジスタで構成
しても良い。更に、インダクタ２９を抵抗、或いは、抵
抗とインダクタを直列接続したものに置き換えても良
い。図７は本実施例の単位増幅器の部品配置をに示した
ものである。同図は、図６に示す増幅器１、基準増幅器
２をＧａＡｓチップ１６上に、また、直流電流増幅器３
をＳｉチップ１７上に集積化する例を示す。これらのチ
ップとモジュール基板上に実装した入出力整合回路８、
９とで単位増幅器を構成している。このように本発明は
単位増幅器の主要部分を集積化して部品点数を削減で
き、モジュールの小型化に好適である。また、トランジ
スタ１１とトランジスタ１２は同一チップ上に作製する
のでペア性に優れており、製造偏差や環境変動の影響を
受けずに安定した動作が可能である。なお、上記熱暴走
抑止効果を有効に働かせるためには、図７に示したよう
にトランジスタ１１とトランジスタ１２をチップ上で離
して作製し、トランジスタ１２がトランジスタ１１の発
熱の影響を受け難くすることが望ましい。本発明の別の
実施例を図８に示す。本実施例は出力終端回路１８を設
け、基準増幅器２の出力をモジュール内部で終端してい
る点が図１と異なる。基準増幅器２の出力を出力端子５
から切り離すことにより、基準増幅器２の動作は負荷の
影響を受けにくくなる。増幅器１の動作電流は基準増幅
器で制御されるので、増幅器１の動作も負荷の影響を受
けにくくなる。その直接の効果として負荷変動耐性が向
上する。携帯端末機では、その使用時に電力増幅器モジ
ュールの負荷となるアンテナの破損や金属への接触等が
応々にして起こるが、この際に電力増幅器モジュールと
アンテナ間の整合条件が破られるため、電力反射による
大きな定在波が立つので電力増幅器モジュールが破損し
やすくなる。本実施例ではアンテナからの反射電力が増
大しても増幅器１の動作電流は殆ど変化しないので、増
幅器１の破壊を免れることができる。本発明の別の実施
例を図９に示す。本実施例は段間整合回路１９を設け、
基準増幅器２の出力を増幅器１の入力に接続している点
が図１と異なる。２段増幅器の構成になっており前段増
幅器が基準増幅器を兼ねているので、別に基準増幅器を
設ける必要がなくモジュールの構成を簡略化できる。基
準増幅器２と出力端子５の間は増幅器１で隔てられてい
るので、図８と同様に負荷変動に強いという利点もあ
る。図１０は３段電力増幅器モジュールに関する本発明
の別の実施例を示したものである。図９の実施例とは、
段間増幅器として増幅器５１と段間整合回路５２が追加
されたことが異なる。この実施例では、図９と同様初段
増幅器を基準増幅器２として兼用させ、そのベース電流
によって２段目増幅器５１および３段目増幅器１を制御
する構成となっている。この場合は各段の基準増幅器を
省略できるため、構成を簡略化できる利点がある。本発
明の別の実施例を図１１に示した。本実施例は電界効果
トランジスタへの応用例である。増幅器の基本構成は図
９の実施例と同じであり、バイポーラトランジスタ１
１、１２に代わり電界効果トランジスタ２１、２２を用
いた点のみが異なる。本実施例では電界効果トランジス
タ２２のドレイン電流の直流分を検出する。直流電流増
幅器３の出力はトランジスタ３４で電圧に変換して、電
界効果トランジスタ２１のゲートに印可する。入力電力
に応じて動作点が自動的に設定され、再現性良く低歪み
高効率動作を実現できる点は、前述の実施例と同様であ
る。
段或いは３段の単位増幅器で構成される。図１は本発明
における電力増幅器モジュールを構成する単位増幅器の
一実施例を示したものである。本実施例の単位増幅器
は、入力信号を電力増幅する増幅器１と入力電力レベル
に対応した入力電流の直流分を発生する基準増幅器２と
この直流分を電流増幅し、その電流を増幅器１に供給す
る直流電流増幅器３および入出力整合回路８、９と結合
容量６、７とで構成される。ここで、増幅器１および基
準増幅器２を構成するトランジスタ１１と１２との寸法
比がn:1の場合、直流電流増幅器３の電流増幅率はｎ倍
以上に設定される。この電流増幅率が大きいほど大出力
時の歪み低減効果が大きくなるので、設計段階で歪み低
減の目標値に合わせて電流増幅率を設定する。本実施例
では、基準増幅器２と増幅器１とで入出力整合回路８、
９を共用するように構成されており、増幅器１と基準増
幅器２の動作状態をほぼ同一にして高線形性が得られる
ようにしている。また、増幅器１および基準増幅器２を
構成するトランジスタ１１、１２を同一チップ上に形成
することにより、製造偏差や環境条件の変動があった場
合でも線形性を保つことを可能としている。なお、トラ
ンジスタ１１、１２にはSiバイポーラトンジスタやGaAs
-HBT、SiGe-HBT等を用いることができる。次に、上記実
施例の動作について説明する。端子４より入力された信
号は結合容量６、７を介して夫々増幅器１および基準増
幅器２に伝達される。入力信号は基準増幅器２によって
増幅されるが、この時、基準増幅器２を構成するトラン
ジスタ１２の非線形動作によって、基準増幅器２の入力
電流に直流分が発生する。この直流分は入力電力レベル
と１対１に対応して変化するので、この直流分を検出す
れば、増幅器１に供給すべき入力電流値を知ることがで
きる。トランジスタ１１の寸法はトランジスタ１２のそ
れより大きいので、基準増幅器２で検出された直流電流
は直流電流増幅器３で増幅された後に増幅器１の入力電
流として供給される。直流電流増幅器３から電流が供給
されると増幅器１が動作し始める。実際には、増幅器１
と基準増幅器２はほぼ同時に動作を開始する。増幅器１
の入力電流は以上の動作機構により入力電力レベルに応
じてダイナミックに変化する。この入力電流は入力電力
レベルが大きい場合には増加し、増幅器１のトランジス
タ１１の動作点が自動的に高く設定されるので、歪みの
小さい電力増幅を行うことができる。また、逆に入力電
力レベルが低い場合には入力電流が減少し、トランジス
タ１１の動作点が下がるため無駄な消費電力を削減で
き、入力電力レベルが低い領域での電力効率低下を軽減
できる。図２(a)および(b)は、図１に示す単位増幅器を
用いて構成した２段および３段電力増幅器モジュールの
実施例を夫々示したものである。２段電力増幅器モジュ
ールはＣＤＭＡやＰＤＣシステム等に、また、３段電力
増幅器モジュールはＧＳＭシステム等に多く適用されて
いる。端子０６、０８から入力された信号は単位増幅器
０１、０２或いは０３、０４、０５によって上記図１の
説明で述べた動作に従って順次電力増幅され、端子０
７、０９から夫々出力される。それ故、図２(a)、(b)で
は単位増幅器０１＜０２および０３＜０４＜０５の順に
動作時の電力は大きなものになるから、単位増幅器０
１、０２および０３、０４、０５を構成するトランジス
タの寸法はシステム仕様から割当てられる電力配分によ
って変える必要がある。例えば、後段、特に、最終段増
幅器では電力レベルが前段増幅器に比べて高くなるので
最も寸法の大きなトランジスタが使われる。なお、各単
位増幅器間の入力、出力整合回路は簡単な設計変更によ
り共用することも可能である。この場合は小型化できる
メリットがある。なお、今迄は増幅器１の入力電流を基
準増幅器２の入力電流を供給、増幅して供給する場合で
あるが、基準増幅器２の入力電流の代わりに電源電流を
検出、増幅した電流を増幅器１のベースに供給してもよ
い。この場合は、トランジスタ１２のベース電流の代わ
りににコレクタ電流を利用することになる。図５は本実
施例に基づき試作した電力増幅器モジュールの製造偏差
を示したものである。出力電力は28dBmである。同図で
は、横軸が歪みの指標である隣接チャネル漏洩電力、縦
軸が電力付加効率を表し、電力増幅器モジュールの製造
偏差は実線で囲った領域で示されている。また、同図に
は比較のために先行検討技術の製造偏差も併せて示して
ある。斜線を施した領域は要求仕様の範囲を示す。先行
検討技術では要求仕様を満たす電力増幅器モジュールの
良品取得率は10%以下あったが、本実施例によるモジュ
ールでは90%まで向上している。図６は上記本発明にお
ける単位増幅器の構成を具体化した一実施例を示したも
のである。最初に無信号時における動作を説明する。こ
の場合には、トランジスタ１２に流れるコレクタ電流は
トランジスタ１２とトランジスタ２３がカレントミラー
回路となっているため、定電流源１４よりトランジスタ
２３に供給される電流によって決まる。例えば、トラン
ジスタ１２とトランジスタ２３の寸法比をｍ:1とすれば
トランジスタ１２のコレクタ電流は定電流源１４から供
給される電流のｍ倍となる。トランジスタ１２にコレク
タ電流が流れると該トランジスタには電流増幅率分の１
の電流がベースに流れる。この電流はトランジスタ２４
を介してトランジスタ２５に流れ、トランジスタ２５と
カレントミラー回路を構成しているトランジスタ２６に
伝達される。結局、トランジスタ２６に流れるこの電流
がトランジスタ１１のベース電流として供給され、トラ
ンジスタ１１の無信号状態における動作点を決定する。
ここで、トランジスタ２７、２８はカレントミラー回路
あるが、トランジスタ１１が例えば単位トランジスタを
１００〜２００本並列接続して構成される場合に要求さ
れる大きなベース電流を供給するための電流増幅機能を
持つ。一般に、ＰＮＰトランジスタは電流供給能力が小
さく、大きな電流を供給するにはトランジスタ寸法が非
常に大きくなる。従って、トランジスタ２７、２８の電
流増幅機能を利用すればトランジスタ２６の寸法を小さ
くできる。次に、信号が入力されている状態の動作につ
いて説明する。この場合は、先ず、結合容量６、７を介
してトランジスタ１１、１２に信号が供給される。トラ
ンジスタ１２はその非線形性によってベース電流に直流
分が発生する。この直流分の電流は高周波遮断用のイン
ダクタ２９を介してトランジスタ２４に流れる。この
時、トランジスタ１１には入力信号に対応したベース電
流は供給されておらず、トランジスタ２４を流れる電流
が前述した無信号時と同様な動作によりトランジスタ２
５、２６、２７、２８を介して供給されてから動作が始
まる。トランジスタ１２のベース電流値は入力電力レベ
ルに応じて変化するので、それに追随してトランジスタ
１１のベース電流値も変化し、信号入力時の動作点が自
動的に設定される。本実施例特有の効果として熱暴走抑
制効果が挙げられる。例えば、ＧＳＭシステム向け電力
増幅器モジュールのように36dBm(4W)の出力電力が要求
される場合には、トランジスタ１１として単位トランジ
スタを100-200本並列接続した大規模トランジスタが用
いられる。このような大規模なトラジスタを高密度でチ
ップ内に配置すると熱抵抗が増大する。通常の場合はバ
イポーラトランジスタの熱抵抗が増大すると熱暴走が起
こりやすくなり、チップ面積の縮小に限界が有った。熱
暴走の起こり易さは熱抵抗以外にベースバイアス回路の
電流供給能力にも依存するが、通常の電力増幅器モジュ
ールでは定電圧バイアス回路のような電流供給能力の大
きいバイアス回路を用いるので熱暴走を起こしやすい。
熱暴走は大電力出力時に生じ易いが、本実施例ではトラ
ンジスタ１１に供給される電流は入力電力レベルで制限
されるので熱暴走を起こし難い構成になっている。従っ
て、本実施例ではチップ面積縮小とそれによるモジュー
ルの小型化が可能となる。なお、図６の実施例において
トランジスタ１１、１２、２３、２４をＧａＡｓＨＢ
Ｔ、トランジスタ２５、２６、２７、２８をＳｉバイポ
ーラトランジスタ、或いは、ＭＯＳトランジスタで構成
しても良い。更に、インダクタ２９を抵抗、或いは、抵
抗とインダクタを直列接続したものに置き換えても良
い。図７は本実施例の単位増幅器の部品配置をに示した
ものである。同図は、図６に示す増幅器１、基準増幅器
２をＧａＡｓチップ１６上に、また、直流電流増幅器３
をＳｉチップ１７上に集積化する例を示す。これらのチ
ップとモジュール基板上に実装した入出力整合回路８、
９とで単位増幅器を構成している。このように本発明は
単位増幅器の主要部分を集積化して部品点数を削減で
き、モジュールの小型化に好適である。また、トランジ
スタ１１とトランジスタ１２は同一チップ上に作製する
のでペア性に優れており、製造偏差や環境変動の影響を
受けずに安定した動作が可能である。なお、上記熱暴走
抑止効果を有効に働かせるためには、図７に示したよう
にトランジスタ１１とトランジスタ１２をチップ上で離
して作製し、トランジスタ１２がトランジスタ１１の発
熱の影響を受け難くすることが望ましい。本発明の別の
実施例を図８に示す。本実施例は出力終端回路１８を設
け、基準増幅器２の出力をモジュール内部で終端してい
る点が図１と異なる。基準増幅器２の出力を出力端子５
から切り離すことにより、基準増幅器２の動作は負荷の
影響を受けにくくなる。増幅器１の動作電流は基準増幅
器で制御されるので、増幅器１の動作も負荷の影響を受
けにくくなる。その直接の効果として負荷変動耐性が向
上する。携帯端末機では、その使用時に電力増幅器モジ
ュールの負荷となるアンテナの破損や金属への接触等が
応々にして起こるが、この際に電力増幅器モジュールと
アンテナ間の整合条件が破られるため、電力反射による
大きな定在波が立つので電力増幅器モジュールが破損し
やすくなる。本実施例ではアンテナからの反射電力が増
大しても増幅器１の動作電流は殆ど変化しないので、増
幅器１の破壊を免れることができる。本発明の別の実施
例を図９に示す。本実施例は段間整合回路１９を設け、
基準増幅器２の出力を増幅器１の入力に接続している点
が図１と異なる。２段増幅器の構成になっており前段増
幅器が基準増幅器を兼ねているので、別に基準増幅器を
設ける必要がなくモジュールの構成を簡略化できる。基
準増幅器２と出力端子５の間は増幅器１で隔てられてい
るので、図８と同様に負荷変動に強いという利点もあ
る。図１０は３段電力増幅器モジュールに関する本発明
の別の実施例を示したものである。図９の実施例とは、
段間増幅器として増幅器５１と段間整合回路５２が追加
されたことが異なる。この実施例では、図９と同様初段
増幅器を基準増幅器２として兼用させ、そのベース電流
によって２段目増幅器５１および３段目増幅器１を制御
する構成となっている。この場合は各段の基準増幅器を
省略できるため、構成を簡略化できる利点がある。本発
明の別の実施例を図１１に示した。本実施例は電界効果
トランジスタへの応用例である。増幅器の基本構成は図
９の実施例と同じであり、バイポーラトランジスタ１
１、１２に代わり電界効果トランジスタ２１、２２を用
いた点のみが異なる。本実施例では電界効果トランジス
タ２２のドレイン電流の直流分を検出する。直流電流増
幅器３の出力はトランジスタ３４で電圧に変換して、電
界効果トランジスタ２１のゲートに印可する。入力電力
に応じて動作点が自動的に設定され、再現性良く低歪み
高効率動作を実現できる点は、前述の実施例と同様であ
る。
【発明の効果】本発明の構成によれば、基準増幅器と各
段増幅器を構成するトランジスタは同種のものを用いる
ことが出来るので集積化が容易であり、外部に特別な回
路が必要なくなる。また、同一チップ上に各段増幅器と
基準増幅器を集積化することにより、基準増幅器は高周
波的にも、直流的にも各段増幅器とほぼ同じ動作をする
ため、トランジスタの製造偏差や環境条件の変動があっ
ても、無調整で常に安定した特性を得ることができる。
さらに、両増幅器で整合回路を共用できるので、部品点
数を削減して小型化と併せて低コスト化が可能となる。
段増幅器を構成するトランジスタは同種のものを用いる
ことが出来るので集積化が容易であり、外部に特別な回
路が必要なくなる。また、同一チップ上に各段増幅器と
基準増幅器を集積化することにより、基準増幅器は高周
波的にも、直流的にも各段増幅器とほぼ同じ動作をする
ため、トランジスタの製造偏差や環境条件の変動があっ
ても、無調整で常に安定した特性を得ることができる。
さらに、両増幅器で整合回路を共用できるので、部品点
数を削減して小型化と併せて低コスト化が可能となる。
【図１】本発明の一実施例を示す図である。
【図２】本発明の一実施例を示す図である。
【図３】先行検討技術の例を示す図である。
【図４】先行検討技術の例を示す図である。
【図５】本発明の一実施例の製造偏差を示す図である。
【図６】本発明の一実施例の回路構成を示す図である。
【図７】本発明の一実施例の実装状態を示す図である。
【図８】本発明の一実施例を示す図である。
【図９】本発明の一実施例を示す図である。
【図１０】本発明の一実施例を示す図である。
【図１１】本発明の一実施例の回路構成を示す図であ
る。
る。
１ 増幅器 ２ 基準増幅器 ３ 直流電流増幅器 ４ 入力端子 ５ 出力端子 ６・７ キャパシタ ８ 入力整合回路 ９ 出力整合回路 １１・１２ トランジスタ １４ 電流源 １５ 電源端子 １６ GaAsチップ １７ Siチップ １８ 出力終端回路 １９ 段間整合回路 ２０ 電圧源 ２１・２２ 電界効果トランジスタ ２３〜２８ トランジスタ ２９ インダクタ ３２〜３４ 電界効果トランジスタ ３５〜３７ インダクタ ０１〜０５ 単位増幅器 ０６・０８ 入力端子 ０７・０９ 出力端子 ５１ 増幅器 ５２ 段間整合回路 ５３ トランジスタ １０１ 後段増幅器 １０２ 前段増幅器 １０３ 直流電圧発生回路 １０４ 入力端子 １０５ 出力端子 １０６ 方向性結合器 １０７ 検波ダイオード １０８ ローパスフィルタ １１１・１１２ 電界効果トランジスタ ２０１ 第１の増幅器 ２０２ 第２の増幅器 ２０３ 電源電圧制御回路 ２０４ 入力端子 ２０５ 出力端子。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田中 聡 東京都国分寺市東恋ケ窪一丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 山下 喜市 東京都国分寺市東恋ケ窪一丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 Ｆターム(参考） 5J069 AA01 AA41 CA15 CA21 CA36 CA87 CA91 CA92 FA15 HA06 HA08 HA09 HA17 HA19 HA24 HA29 HA33 KA05 KA09 KA28 KA29 KA42 KA55 KA68 KC07 MA08 QA04 SA13 TA01 TA02 5J090 AA01 AA41 CA15 CA21 CA36 CA87 CA91 CA92 FA15 GN01 HA06 HA08 HA09 HA17 HA19 HA24 HA29 HA33 KA00 KA05 KA09 KA28 KA29 KA42 KA55 KA68 MA08 QA04 SA13 TA01 TA02 5J091 AA01 AA41 CA15 CA21 CA36 CA87 CA91 CA92 FA15 HA06 HA08 HA09 HA17 HA19 HA24 HA29 HA33 KA00 KA05 KA09 KA28 KA29 KA42 KA55 KA68 MA08 QA04 SA13 TA01 TA02 5J092 AA01 AA41 CA15 CA21 CA36 CA87 CA91 CA92 FA15 HA06 HA08 HA09 HA17 HA19 HA24 HA29 HA33 KA00 KA05 KA09 KA28 KA29 KA42 KA55 KA68 MA08 QA04 SA13 TA01 TA02
Claims (12)
- 【請求項１】入力電力レベルに応じて入力電流が変化す
る第二の増幅器と該第二増幅器の入力電流の直流分を検
出および増幅する直流電流増幅器と該直流電流増幅器で
増幅された電流を入力電流として供給される第一の増幅
器とで構成されたことを特徴とする電力増幅器モジュー
ル。 - 【請求項２】請求項１の電力増幅器モジュールにおい
て、第二の増幅器の電源電流を直流電流増幅器で検出お
よび増幅し、該電流を第一の増幅器の入力端子に供給す
るように構成したことを特徴とする電力増幅器モジュー
ル。 - 【請求項３】請求項１または請求項２の電力増幅器モジ
ュールを単位増幅器として具備し、該単位増幅器を複数
段接続して構成することを特徴とする電力増幅器モジュ
ール。 - 【請求項４】請求項１または２の電力増幅器モジュール
において、第一の増幅器の入力端子と第二の増幅器の入
力端子が交流的に接続され、前記第一の増幅器の出力端
子と前記第二の増幅器の出力端子が交流的に接続されて
いることを特徴とする電力増幅器モジュール。 - 【請求項５】請求項１または２の電力増幅器モジュール
において、前記第一の増幅器の入力端子と前記第二の増
幅器の入力端子が交流的に接続され、該第二の増幅器の
出力端子のみが内部終端されていることを特徴とする電
力増幅器モジュール。 - 【請求項６】請求項１または２の電力増幅器モジュール
において、前記第一の増幅器の入力端子と前記第二の増
幅器の出力端子が交流的に接続されていることを特徴と
する電力増幅器モジュール。 - 【請求項７】請求項１または２の電力増幅器モジュール
において、前記第二の増幅器の出力端子と第三の増幅器
の入力端子および該第三の増幅器の出力端子と前記第一
の増幅器の入力端子とがぞれぞれ交流的に接続され、且
つ、前記直流電流増幅器から前記第一および第三の増幅
器の入力端子に電流を供給するように構成されたことを
特徴とする電力増幅器モジュール。 - 【請求項８】請求項１または２の電力増幅器モジュール
において、第一の増幅器と第二の増幅器と直流電流増幅
器とをバイポーラトランジスタにより構成したことを特
徴とする電力増幅器モジュール。 - 【請求項９】請求項８の電力増幅器モジュールにおい
て、前記第一の増幅器と前記第二の増幅器をぞれぞれ構
成するバイポーラトランジスタが同一チップ上に集積化
されていることを特徴とする電力増幅器モジュール。 - 【請求項１０】請求項８の電力増幅器モジュールにおい
て、前記第一の増幅器と前記第二の増幅器をぞれぞれ構
成するバイポーラトランジスタをＧａＡｓ-ＨＢＴまた
はＧａＡｓ電界効果トランジスタで、また、前記直流電
流増幅器をＳｉバイポーラトランジスタ或いはＳｉ電界
効果トランジスタで構成したことを特徴とする電力増幅
器モジュール。 - 【請求項１１】第一の電界効果トランジスタを用いた第
一の増幅器と、第二の電界効果トランジスタを用いた第
二の増幅器と、直流電流増幅器とを有し、該直流電流増
幅器が該第二の電界効果トランジスタのドレイン電流直
流分を検出および増幅し、該直流電流増幅器の出力電流
で該第一の電界効果トランジスタのゲート電圧を制御す
ることを特徴とする電力増幅器モジュール。 - 【請求項１２】請求項１１の電力増幅器モジュールにお
いて、前記第一の電界効果トランジスタと前記第二の電
界効果トランジスタとが同一チップ上に集積化されてい
ることを特徴とする電力増幅器モジュール。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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| TW090107764A TW503613B (en) | 2000-03-31 | 2001-03-30 | Power amplifier module |
| CN01807552.5A CN1252913C (zh) | 2000-03-31 | 2001-03-30 | 功率放大器电路 |
| PCT/JP2001/002739 WO2001076060A1 (fr) | 2000-03-31 | 2001-03-30 | Module d'amplification de la puissance |
| US10/239,157 US6710649B2 (en) | 2000-03-31 | 2001-03-30 | Power amplifier module |
| US10/753,484 US6822517B2 (en) | 2000-03-31 | 2004-01-09 | Power amplifier module |
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Applications Claiming Priority (1)
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