JP4160365B2 - 高周波電力増幅用電子部品および無線通信システム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話機等の無線通信システムに使用され高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路および高周波電力増幅回路を組み込んだ電子部品に適用して有効な技術に関し、特に高周波電力増幅回路の入力電力を変化させて出力電力を制御する無線通信システムにおいて温度変化に対して高周波電力増幅回路の利得を一定に保ちつつ出力電力を制御する場合に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）の方式の一つに８８０〜９１５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式は、変調方式として搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）と呼ばれる位相変調方式が用いられている。また、近年においては、音声通信はＧＭＳＫ変調で行ないデータ通信はＧＭＳＫ変調の位相シフトにさらに振幅シフトを加えたＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）変調方式で行なう２以上のモードで動作可能な携帯電話機が提案されている。
【０００３】
ところで、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信出力部には、変調後の信号を増幅する高周波電力増幅回路（以下、パワーアンプと称する）が組み込まれており、従来の無線通信装置には、ベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路からの送信要求レベルに応じてパワーアンプの増幅率を制御するため、パワーアンプもしくはアンテナの出力レベルを検知して帰還をかけ、パワーアンプのバイアス電圧もしくはバイアス電流を変化させて利得を変化させることが行なわれている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００−１５１３１０号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ＧＭＳＫ変調モードで動作する通信システムでは、上記のようなパワーアンプの利得制御が一般的であるが、上記ＥＤＧＥモードを有する通信システムでは、パワーアンプの利得を固定し入力電力を変化させて出力電力を制御する方式が採用されることがある。
【０００６】
かかる制御方式においては、温度変化によってパワーアンプの利得が変化すると温度が高い領域でノイズが大きくなるおそれがある。また、かかるノイズを抑えるため利得を下げると温度が低い領域での利得が低くなりすぎてパワー不足を招くおそれがある。そのため、特にパワーアンプの入力電力を変化させて出力電力を制御する方式では、温度変化に対してパワーアンプの利得を一定に保つための温度補償回路が必要とされる。
【０００７】
温度補償回路の具体的な例としては、例えば図１１に示すようなパワーアンプの等価回路において、温度が高くなっても同一入力Ｐｉｎに対して電力増幅用トランジスタＴＲのドレイン電流Ｉｄが不変であるとパワーアンプＰＡの利得が低下するので、図１２のように温度が高くなるにつれてドレイン電流Ｉｄが直線的に増加するようにゲートバイアス電圧Ｖggを与える方式が考えられる。
【０００８】
ところで、かかる温度補償を実現するには温度変化を検知する温度検知回路が必要である。従来の温度検知回路としては、例えばダイオードの順方向電圧が温度によって変化する特性を利用した回路がある。しかしながら、ダイオードの温度特性を利用した温度検知回路は、ダイオードの製造ばらつきによって検知出力が変化するため温度補償回路による利得制御の度合いも変化し、安定かつ精度の高い温度補償を達成することができないという課題がある。
【０００９】
この発明の目的は、入力電力の変化に応じて出力電力が制御されるパワーアンプに対してバイアスを与えるバイアス制御回路であって、素子の製造ばらつきの影響を受けずしかも温度変化に対してパワーアンプの利得を一定に保つことができる温度補償機能を有するバイアス制御回路を備えた高周波電力増幅回路用電子部品およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。
【００１０】
この発明の他の目的は、温度補償機能機能を有し低電圧動作が可能なバイアス制御回路を備えた高周波電力増幅回路用電子部品およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。
【００１１】
この発明のさらに他の目的は、温度補償機能機能を有し多段構成されたパワーアンプや多バンド用のパワーアンプの各増幅段に適した複数のバイアス電流もしくはバイアス電圧を生成可能なバイアス制御回路を備えた高周波電力増幅回路用電子部品およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。
【００１２】
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
【００１４】
すなわち、バイアスにより利得が固定された状態で入力電力が変化されることに応じて出力電力が制御されるパワーアンプに対するバイアス電流もしくはバイアス電圧を生成するバイアス制御回路において、２以上のダイオード特性素子にそれぞれ所定の電流を流して互いに異なる一次関数（ｙ＝ａｘ＋ｂ）で表わされるような温度特性を示す２つの電圧を発生させ、これらの電圧を用いて温度に対して各々所望の変化率ないしは傾き（上記一次関数の係数ａ）を有するバイアス電流もしくはバイアス電圧を生成してパワーアンプのそれぞれの増幅段に与えるように構成したものである。また、望ましくは、温度依存性のない基準となる電圧を用いて、上記バイアス電流もしくはバイアス電圧の上記一次関数の定数ｂに相当する電圧もしくは電流を調整するようにする。
【００１５】
上記した手段によれば、パワーアンプを構成する各増幅段の電力増幅用トランジスタの特性に応じてそれぞれ所望の温度特性を有するバイアス電流もしくはバイアス電圧を生成して与えることができ、これにより温度が変化してもパワーアンプの利得を一定に保つことができるようになる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
【００１７】
図１は、本発明を適用して好適な無線通信システムの高周波電力増幅部の概略構成を示す。特に制限されるものでないが、この実施例はＧＳＭとＤＣＳのデュアルバンド通信システムとして構成されており、図１にはシステムを構成する２つのパワーアンプとそれらのパワーアンプにバイアスを与えるバイアス制御回路が示されている。
【００１８】
図１において、符号２１０ａはＧＳＭの周波数帯である９００ＭＨｚの送信信号を増幅するパワーアンプ、２１０ｂはＤＣＳの周波数帯である１８００ＭＨｚの送信信号を増幅するパワーアンプ、２４０はこれらのパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂに対するバイアス電流を生成するバイアス制御回路である。
【００１９】
パワーアンプ２１０ａと２１０ｂは、それぞれＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などからなる３つの増幅段ＰＡ１１〜ＰＡ１３，ＰＡ２１〜ＰＡ２３が縦続接続された３段構成のアンプが使用されている。バイアス制御回路２４０は温度検知回路２４１とバイアス生成回路２４２とからなり各増幅段ＰＡ１１〜ＰＡ３，ＰＡ２１〜ＰＡ２３に対して温度補償されたバイアス電流を生成するように構成されている。
【００２０】
図２には、上記温度検知回路２４１の具体的な回路の一例が示されている。この実施例の温度検知回路２４１は、温度検知部ＴＤＴと、バッファ部ＢＦＦと、誤差増幅回路ＥＲＡとから構成されている。温度検知部ＴＤＴは、ゲート共通接続された一対のＭＯＳＦＥＴ Ｑc1，Ｑc2からなり定電流源ＣＣＳから供給される基準電流Ｉrefを転写する第１のカレントミラー回路ＣＭＲ１と、該第１カレントミラー回路ＣＭＲ１により転写された電流をさらに転写する第２のカレントミラー回路ＣＭＲ２と、第２のカレントミラー回路を構成する転写先のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２と直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2とからなる。バッファ部ＢＦＦは、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2のドレイン電圧Ｖf1，Ｖf2をインピーダンス変換して伝達するバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２からなり、バッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２の出力電圧は誤差増幅回路ＥＲＡに入力され、誤差増幅回路ＥＲＡは前記ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2のドレイン電圧Ｖf1，Ｖf2の電位差に比例した電圧を出力する。
【００２１】
第２のカレントミラー回路ＣＭＲ２を構成する転写元のＭＯＳＦＥＴ Ｑ０と転写先のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とはゲート幅が例えば１：Ｎ（Ｎ＞１）に、またＱ０とＱ２とはゲート幅が１：１のような比に設定される。ただし、Ｑ０〜Ｑ２のゲート長は同一である。これにより、Ｑ１にはＱ２の電流Ｉd2のＮ倍の電流Ｉd1が流されるように形成されている。また、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1とＱd2は、それぞれ同一サイズ、同一特性とされるとともにダイオードとして動作するようにゲートとドレインが結合されている。
【００２２】
これによって、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2にドレイン電流が流れるような電源電圧Ｖddが供給されると、ＭＯＳＦＥＴの飽和領域でのドレイン電流特性から、Ｑd1，Ｑd2に流れる電流Ｉｄとドレイン・ソース間に発生する電圧Ｖｆ（＝ゲート・ソース間電圧）との間には、次式（１）
Ｉｄ＝(β／２)・(Ｖｆ−Ｖth)2 ……（１）
で表わされるような関係が成り立つ。
【００２３】
なお、上式においてβは負の温度特性を有する係数、ＶthはＭＯＳＦＥＴのしきい値電圧であり負の温度特性を有する。従って、温度Ｔ１，Ｔ２（Ｔ２＞Ｔ１）におけるＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧Ｖｆと電流Ｉｄとの関係をグラフで表わすと、図３のようになる。また、図４には、温度Ｔに対するＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2のドレイン・ソース間電圧Ｖf1，Ｖf2の変化の様子が示されている。図４から分かるように、大きな電流Ｉd1が流されるＭＯＳＦＥＴ Ｑd1のドレイン・ソース間電圧Ｖf1の変化の方が、小さな電流Ｉd2が流されるＱd2のドレイン・ソース間電圧Ｖf2の変化よりも大きい。
【００２４】
一方、図２の回路は、温度が変化してもカレントミラー回路ＣＭＲ２によりＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2に流される電流は一定であるため、例えばＱd1に流される電流Ｉd1が２．５ｍＡ、Ｑd2に流される電流Ｉd2が１．５ｍＡである場合を考えると、図３に示すように、温度がＴ１からＴ２に変化するとＱd1のドレイン・ソース間電圧Ｖf1はΔＶf1だけ、またＱd2のドレイン・ソース間電圧Ｖf2はΔＶf2だけ変化する。
【００２５】
ここで、それぞれの電圧の変化量は、図３によりΔＶf1よりもΔＶf2の方が小さいことが分かる。かかるＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2のドレイン・ソース間電圧Ｖf1とＶf2が、バッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２を介して誤差増幅回路ＥＲＡに供給されるため、Ｖf1とＶf2の電位差を増幅した電圧Ｖoutが出力され、その出力電圧Ｖoutは温度が低いほど小さく温度が高いほど大きくなる。
【００２６】
しかも、図２の回路においては、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1とＱd2は互いにその素子サイズと特性が同じであるため、Ｑd1の特性が製造ばらつきでずれるとＱd2の特性も同じようにずれる。例えば、Ｑd1のしきい値電圧がばらついてドレイン・ソース間電圧Ｖf1の温度特性Ａが図４の破線Ａ１のようにΔＶだけずれると、Ｑd2のしきい値電圧も同じだけばらついているため、Ｑd2のドレイン・ソース間電圧Ｖf2の温度特性Ｂが破線Ｂ１のようにＡ１と同じ量ΔＶだけずれる。図２の温度検知回路では、製造ばらつきでずれた電圧が、誤差増幅回路ＥＲＡに同相成分として入力されるため、そのばらつきが相殺されて図５のようにばらつきのない電圧として出力することができる。
【００２７】
このことは、式によって説明することができる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2のドレイン・ソース間電圧Ｖf1，Ｖf2は、前記式（１）より、次式のようになる。
Ｖf1＝√(２・Ｉd1／β)＋Ｖth
Ｖf2＝√(２・Ｉd2／β)＋Ｖth
【００２８】
これより、Ｖf1−Ｖf2＝√２・(Ｉd1−Ｉd2)／βとなり、Ｖf1−Ｖf2はしきい値電圧Ｖthに依存しないことが分かる。また、Ｉd1，Ｉd2はカレントミラー回路ＣＭＲ２から供給される温度依存性のない電流であり、βは負の温度特性を有する。よって、Ｖf1−Ｖf2は図５のように右上がりの直線となる。
【００２９】
また、図２の温度検知回路は、電源電圧端子Ｖddと接地点ＧＮＤとの間にカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２とダイオード接続のＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2とが直列に接続されたＭＯＳＦＥＴの２段積みの回路であるため、３段積みの回路に比べて低電圧動作が可能である。携帯電話機のような無線通信システムは、低消費電力化に対する要求が非常に高いため、システムを構成する回路の電源電圧も低電圧化が進められている。そのため、実施例のような低電圧動作が可能な温度検知回路はかかるシステムにとって極めて有効である。
【００３０】
なお、温度が変化しても電流が一定である定電流源ＣＣＳとしては、正の温度特性を有する素子と負の温度特性を有する素子を組み合わせることで温度補償をした公知の定電流回路があるので、そのような温度依存性のない定電流回路を利用することで容易に実施例の温度検知回路２４１に適した基準電流Ｉrefを生成して与えることができる。また、このような温度依存性のない定電流回路を実施例の温度検知回路と同一半導体チップ上に形成するようにしても良い。
【００３１】
さらに、この実施例は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2として同一サイズ、同一特性の素子を使用し、後段のアンプでばらつきを相殺する方式である。よって、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2の代わりにＰＮ接合ダイオードあるいはベースとコレクタが結合されたバイポーラ・トランジスタを用いるようにしても同様の効果が得られる。本明細書では、ＰＮ接合ダイオード並びにゲートとドレインが結合されたＭＯＳＦＥＴおよびベースとコレクタが結合されたバイポーラ・トランジスタをダイオード特性素子と称する。
【００３２】
次に、図１のパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂのうちＧＳＭ用のパワーアンプ２１０ａとバイアス生成回路２４２の具体的な回路の例を、図６を用いて説明する。
【００３３】
図６に示されているパワーアンプ２１０ａは、インピーダンス整合回路ＭＮ１および直流遮断用の容量素子ＣDC１を介して入力される高周波信号Ｐｉｎを増幅するＭＯＳＦＥＴなどからなる１段目の電力増幅用トランジスタＴＲ１と、インピーダンス整合回路ＭＮ２および容量素子ＣDC２を介してトランジスタＴＲ１の出力を受けて増幅する２段目の電力増幅用トランジスタＴＲ２と、インピーダンス整合回路ＭＮ３および容量素子ＣDC３を介してトランジスタＴＲ２の出力を受けて増幅する３段目の電力増幅用トランジスタＴＲ３と、該トランジスタＴＲ３のドレイン端子と出力端子ＯＵＴとの間に接続されたインピーダンス整合回路ＭＮ４と、各電力増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３のゲート端子と接地点との間に直列に接続された抵抗Ｒ１ｉ（ｉ＝１，２，３）およびバイアス用トランジスタＴＲ１ｉなどからなる。
【００３４】
そとて、このバイアス用トランジスタＴＲ１ｉ（ｉ＝１，２，３）はゲートとドレインが結合され、ドレイン端子にバイアス生成回路２４２からのバイアス電流Ｉbias1，Ｉbias2とチップ外部からのバイアス電流Ｉcont2が供給される。図示しないが、パワーアンプ２１０ｂも同様の構成である。
【００３５】
なお、電力増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３は、図２の実施例ではＭＯＳＦＥＴが使用されているが、バイポーラ・トランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いることもある。
【００３６】
バイアス生成回路２４２は、温度検知回路２４１の出力電圧を受けてそれに比例した電流を出力する電圧−電流変換用アンプＡＭＰ１と、基準電圧Ｖrefを受けてそれに比例した電流を出力する電圧−電流変換用アンプＡＭＰ２と、上記アンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラー接続されるＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４と、上記アンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラー接続されるＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４と、上記アンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４のゲート端子との間に設けられた切替えスイッチＳＷ１と、上記アンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４のゲート端子との間に設けられた切替えスイッチＳＷ２などから構成されている。そして、カレントミラーを構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１はＱ２１と、またＱ１２はＱ２２と、Ｑ１３はＱ２３と、さらにＱ１４はＱ２４と、それぞれ直列に接続されている。
【００３７】
切替えスイッチＳＷ１とＳＷ２は図外の回路から供給されるバンド選択信号ＢＳＣにより、ＧＳＭ送信モードの際にはアンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴのゲート入力をカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１，Ｑ１２のゲート端子に、またアンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴのゲート入力をカレントミラーＭＯＳＦＥＴＱ２１，Ｑ２２のゲート端子に伝え、ＤＣＳ送信モードの際にはアンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴのゲート入力をカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１３，Ｑ１４のゲート端子に、またアンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴのゲート入力をカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ２３，Ｑ２４のゲート端子に伝えるように、切替えが行なわれる。
【００３８】
これにより、ＧＳＭ送信モードでは、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１，Ｑ１２のドレイン電流からＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１，Ｑ２２のドレイン電流を差し引いた電流が、バイアス電流Ｉbias1，Ｉbias2としてパワーアンプ２１０ａのバイアス用トランジスタＴＲ１１，ＴＲ１２に供給されて、電力増幅用トランジスタＴＲ１，ＴＲ２のゲートに所定のバイアスが与えられるようにされる。また、ＤＣＳ送信モードではＭＯＳＦＥＴ Ｑ１３，Ｑ１４のドレイン電流からＭＯＳＦＥＴ Ｑ２３，Ｑ２４のドレイン電流を差し引いた電流が、バイアス電流Ｉbias3，Ｉbias4としてパワーアンプ２１０ｂに供給されて所定のバイアスが与えられるようにされる。
【００３９】
パワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの各増幅段のトランジスタＴＲ１〜ＴＲ３のドレイン端子に印加される電圧Ｖdd1〜Ｖdd3は、バイアス制御回路２４０で生成して与えるように構成することも可能であるが、本実施例では、バッテリ電圧が直接各電力増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３のドレイン端子に印加されるように構成されている。
【００４０】
図６のバイアス生成回路２４２は、電圧−電流変換用アンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴと直列に接続された抵抗Ｒ１の抵抗値および該アンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４とのサイズ比（ゲート幅の比、以下同様）を、パワーアンプ２１０ａ，２１０ｂに応じて適宜設定することにより、図７に示すようにバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4の温度特性の傾きΔＩ／ΔＴ（一次関数ｙ＝ａｘ＋ｂの係数ａに相当）をそれぞれ変えることができる。より具体的には、抵抗Ｒ１の抵抗値を変えることによりバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4のすべての温度特性の傾きΔＩ／ΔＴを同じように変化させ、アンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４とのサイズ比をそれぞれ異ならせることで、各バイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4の温度特性の傾きΔＩ／ΔＴを互いに相違させることができる。
【００４１】
また、基準電圧Ｖrefを電流に変換するアンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴと直列に接続された抵抗Ｒ２の抵抗値および該アンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４とのサイズ比を、パワーアンプ２１０ａ，２１０ｂに応じて適宜設定することにより、図７に示すバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4の基準温度Ｔ０での電流値（この明細書ではこれをオフセット電流と称する）Ｉofs1〜Ｉofs4を任意に設定することができる。より具体的には、抵抗Ｒ２の抵抗値を変えることによりバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4のすべてのオフセット電流Ｉofs1〜Ｉofs4を同じだけ変化させ、アンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４とのサイズ比をそれぞれ異ならせることで、各バイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4のオフセット電流Ｉofs1〜Ｉofs4を互いに相違させることができる。
【００４２】
これにより、図７に示すように、互いに温度特性の傾きΔＩ／ΔＴとオフセット電流の異なる４つのバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4を生成することが可能であり、パワーアンプ２１０ａと２１０ｂのバイアス条件、さらにそれぞれのパワーアンプにおける１段目と２段目の増幅用トランジスタＴＲ１，ＴＲ２の利得の温度特性が異なる場合にも、各段の増幅用トランジスタＴＲ１，ＴＲ２に最適なバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4を生成して供給することができる。そして、このように所望の温度特性に設定したバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4を１段目と２段目のバイアス用トランジスタＴＲ１１，ＴＲ１２に流してドレインに発生した電圧を増幅用トランジスタＴＲ１，ＴＲ２のゲート端子に供給することにより、入力電力を変化させて出力電力を制御する無線通信システムにおいて温度変化に対してパワーアンプ２１０ａと２１０ｂの利得を一定に保ちつつ出力電力を制御することが可能となる。
【００４３】
しかも、図６の実施例のバイアス生成回路２４２は、アンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラー接続されるＭＯＳＦＥＴの数を増やすだけで生成されるバイアス電流の数を増加させることができるため、実施例のような多段構成のパワーアンプやマルチバンドのシステムに必要な複数種類のバイアス電流を生成することができ、必要なバイアス電流の数が多くなってもシステム全体としての回路規模の増大を小規模に抑えることが可能である。
【００４４】
なお、図６の実施例においては、パワーアンプ２１０ａと２１０ｂの最終段の増幅用トランジスタＴＲ３のゲートバイアス電圧は、ベースバンド回路など他の回路から供給される温度補償していない電流Ｉcont2に基づいてバイアス用トランジスタＴＲ１３と抵抗Ｒ１３で生成されるようにされている。
【００４５】
これは、この実施例のパワーアンプ２１０ａと２１０ｂは、必要な利得の大部分を１段目と２段目の増幅用トランジスタＴＲ１，ＴＲ２で達成し、最終段のトランジスタＴＲ３は利得がほぼ「１」の状態で大きな電流を流して所望の出力電力となるように動作するように設計されており、このように低い利得のトランジスタはゲート電圧に多少温度依存性があっても出力電力にはほとんど影響が出ないためである。また、最終段のトランジスタＴＲ３は入力電圧の振幅が大きいため、ゲート端子に温度補償したバイアス電圧を供給しても効果が小さいので、わざわざ温度補償する必要がないことも理由の一つである。
【００４６】
一方、本実施例のような入力電力を変化させて出力電力を制御するシステムでは、パワーアンプのバイアスを一定にして入力電力を変化させるので、仮に３段目のトランジスタＴＲ３にもバイアス生成回路２４２からバイアス電流を供給するように構成すると、出力電力が小さい時に最終段のトランジスタＴＲ３に無駄なドレイン電流が比較的多く流されてしまう。これに対し、上記実施例のように最終段のトランジスタＴＲ３のゲートバイアス電圧は他の回路から供給するように構成しておけば、出力電力が小さい時に最終段のトランジスタＴＲ３のドレイン電流を減らしてシステム全体の消費電流を減らすことができる。
【００４７】
ただし、本発明は、パワーアンプ２１０ａと２１０ｂの最終段のトランジスタＴＲ３のゲートバイアス電流を、図６の実施例のようなバイアス生成回路２４２で生成しないで他の回路から与えるのを強要するものではない。つまり、図６のカレントミラー用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４と並列に、またＱ２１〜Ｑ２４と並列に、さらに２つずつアンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴとゲートが共通に接続されたＭＯＳＦＥＴを設けて、最終段のトランジスタＴＲ３のゲートバイアス電流を生成して与えるように構成しても良い。
【００４８】
また、図６の実施例においては、バイアス生成回路２４２でゲートバイアス電流を生成してパワーアンプ２１０ａと２１０ｂに与えるようにしているが、トランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１３と抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３を省略し、電流−電圧変換用の抵抗をバイアス制御回路２４０側に設けて、この抵抗にバイアス生成回路２４２で生成されたゲートバイアス電流を流して電圧に変換し、電流の代わりに電圧として各増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３のゲートに与えるようにしても良い。ただし、バイアス生成回路２４２とパワーアンプ２１０ａと２１０ｂを構成する増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３が別個の半導体チップ上に形成される場合には、各増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３と同一チップ上にＴＲ１〜ＴＲ３とカレントミラー接続されたバイアス用トランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１３を形成して、別チップ上のバイアス生成回路２４２からゲートバイアス電流を与えて抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３でバイアス電圧に変換して増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３のゲートをバイアスするように構成する方が精度の高い制御が可能となる。
【００４９】
これは、増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３とバイアス用トランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１３を同一チップ上に形成すれば、製造工程で増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３がばらついた場合、バイアス用トランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１３も同じようにばらついて互いに特性が同じ方向にずれるため、増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３とバイアス用トランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１３がカレントミラー回路を構成するように接続されていると、これらのトランジスタの特性がばらついても、増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３のゲートバイアス電圧のばらつきを小さくすることができるからである。
【００５０】
図８には、上記温度検知回路２４１の他の実施例が示されている。この実施例では、図２の実施例の温度検知回路のカレントミラー回路ＣＲＭ２を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２がそれぞれ定電流源ＣＣＳ１，ＣＣＳ２で表わされている。この定電流源ＣＣＳ１，ＣＣＳ２は、図６と同様に、基準電流Ｉrefを流す定電流源ＣＣＳと、ＭＯＳＦＥＴ Ｑc1，Ｑc2からなる第１カレントミラー回路ＣＲＭ１と、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ０，Ｑ１，Ｑ２からなる第２カレントミラー回路ＣＲＭ２とにより構成することができる。
【００５１】
この実施例の温度検知回路は、定電流源ＣＣＳ１，ＣＣＳ２が流す電流Ｉref1，Ｉref2が同一の大きさつまりＩref1＝Ｉref2となるように設定されるとともに、図２の実施例の温度検知回路のＭＯＳＦＥＴ Ｑd2の代わりに、ＭＯＳＦＥＴＱd1と同一サイズ、同一特性のＭＯＳＦＥＴが２個（Ｑd21，Ｑd22）接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd21とＱd22は、各々ゲートとドレインが結合されたダイオード接続とされるとともに、互いのドレイン端子が結合されて共通の定電流源ＣＣＳ２に接続されている。この実施例では、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd21，Ｑd22のそれぞれに流れる電流は、定電流源ＣＣＳ２が流す電流Ｉref2の１／２となる。これは、図２の実施例の温度検知回路において、カレントミラー回路ＣＲＭ２を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート幅をＱ２のゲート幅の２倍にしてＩd1＝２・Ｉd2としたのと同じことである。
【００５２】
しかも、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd21，Ｑd22とＱd1は同一サイズ、同一特性のＭＯＳＦＥＴであり、製造ばらつきでＱd1のしきい値電圧等の特性がずれるとＱd21，Ｑd22の特性も同じようにずれるため、製造ばらつきによるＱd21，Ｑd22のドレイン電圧Ｖf1とＱd1のドレイン電圧Ｖf2のずれは同一となる。従って、定電流Ｉref1，Ｉref2が温度にかかわらず一定であれば、図２の実施例の温度検知回路で説明したのと同じ理由から、誤差増幅回路ＥＲＡからは図５に示すような所望の温度特性を有する電圧Ｖoutが出力される。
【００５３】
なお、図８の実施例においては、図２のＭＯＳＦＥＴ Ｑd2の代わりに、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1と同一サイズ、同一特性のＭＯＳＦＥＴを２個接続した例を示したが、並列ＭＯＳＦＥＴの数は２個に限定されるものでなく、３個以上とすることも可能である。この個数が多いほど図５に示す直線の傾きが大きくなる。また、定電流源ＣＣＳ１からの電流Ｉref1が流されるＭＯＳＦＥＴ Ｑd1も１個でなく、２個以上の並列ＭＯＳＦＥＴとしても良い。ただし、Ｑd1の数をｎ、Ｑd2の数をｍとおくとｎ≠ｍである。これにより、Ｑd1とＱd2の電流の比はｍ：ｎとなる。
【００５４】
また、図８の実施例においては、図２に示されているバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２がなく、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1のドレイン電圧Ｖf1とＱd21，Ｑd22のドレイン電圧Ｖf2が直接誤差増幅回路ＥＲＡに入力されているが、図２と同様にバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２を介して入力させるようにしても良い。バッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２を設けることにより、定電流源ＣＣＳ１，ＣＣＳ２が流す電流Ｉref1，Ｉref2の一部が誤差増幅回路ＥＲＡの入力端子に流れ込んでドレイン電圧Ｖf1，Ｖf2が所望の値からずれるのを防止して、より精度の高いバイアス電流を生成してパワーアンプに供給することができる。
【００５５】
図９には、上記バイアス生成回路２４２の他の実施例が示されている。
【００５６】
この実施例のバイアス生成回路２４２は、図６の基準電圧Ｖrefを電流に変換するアンプＡＭＰ２を省略し、代わりに温度検知回路２４１内のカレントミラー回路ＣＭＲ２を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ０とゲート共通接続されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ３と、該Ｑ３と直列接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ４とからなるバイアス回路を設け、該ＭＯＳＦＥＴ Ｑ４と電流減算側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４とをカレントミラー接続して電流を引き込むようにしたものである。つまり、基準電圧Ｖrefを内部で発生するようにした実施例である。
【００５７】
なお、基準電圧のレベルが異なるので、図６の実施例では電流減算側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４はＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されているのに対し、この実施例では電流減算側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４はＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成される。
【００５８】
この実施例においても、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ４とＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４のサイズを適宜設定することにより出力バイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4に任意のオフセットを与えることができる。しかも、基準電圧Ｖrefを電流に変換するアンプＡＭＰ２が不用になるため、チップサイズを小さくすることができるという利点がある。ただし、図６の実施例では、アンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴと直列に接続される抵抗Ｒ２をＩＣの外付け素子とすることにより、適用システムや製品に応じてバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4に所望のオフセットを与えることができるため、図６の実施例の方が調整を行ない易いとともに精度も高くすることができるという利点がある。
【００５９】
図１０は、本発明を適用して有効な無線通信システムの一例として、ＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示す。
【００６０】
図１０において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はＧＳＭやＤＣＳのシステムにおけるＧＭＳＫ変調や復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理する回路を有する高周波信号処理回路（ベースバンド回路）１１０や受信信号を増幅するロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２が１つの半導体チップ上に形成されてなる高周波信号処理用半導体集積回路（ベースバンドＩＣ）と送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ３，ＢＰＦ４などが１つのパッケージに実装されてなる電子デバイス（以下、ＲＦデバイスと称する）である。Tx‐MIX１，Tx-MIX２は送信信号をアップンコンバートするミキサ、Rx‐MIX１，Rx-MIX２は受信信号をダウンコンバートするミキサである。
【００６１】
また、図１０において、２００はベースバンドＩＣ１００から供給される高周波信号を増幅する前記実施例の高周波電力増幅回路（パワーアンプ）２１０ａ，２１０ｂとバイアス制御回路２４０などが１つのセラミック基板上に実装されてなる高周波電力増幅用モジュール（以下、パワーモジュールと称する）、３００はパワーモジュール２００から出力される送信信号の出力レベルを検出するカプラなどからなる出力検出回路ＰＤＴ１，ＰＤＴ２や該検出回路の検出信号とベースバンドＩＣ１１０からのパワー制御信号ＰＣＳとに基づいてベースバンドＩＣ１１０内の利得制御アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２に対する出力制御信号Ｖapcを生成する自動パワー制御回路ＡＰＣ、送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２、ＧＳＭの信号とＤＣＳの信号を合成したり分離したりする分波器ＤＰＸ１，ＤＰＸ２、送受信の切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷなどを含むフロントエンド・モジュールである。
【００６２】
図１０に示されているように、この実施例では、パワーモジュール２００内のＧＳＭ用パワーアンプ２１０ａとＤＣＳ用パワーアンプ２１０ｂの最終段のバイアス電流Ｉcont2H，Ｉcont2LはＲＦデバイス１００のベースバンドＩＣ１１０から供給される。また、図２に示されているバイアス制御回路２４０の温度検出回路２４１に入力される基準電流Ｉrefに相当する定電流もＲＦデバイス１００のベースバンドＩＣ１１０からＩcont1H，Ｉcont1Lとして供給される。このうちＩcont1HはＧＳＭ送信モードの際に供給される電流、Ｉcont1LはＤＣＳ送信モードの際に供給される電流である。ベースバンドＩＣ１１０から供給される電流Ｉcont1H，Ｉcont1Lによって、パワーアンプ２１０ａと２１０ｂの利得が決定される。電流Ｉcont1H，Ｉcont1Lはどちらか一方がパワーモジュールに供給され、同時に供給されることはない。
【００６３】
図２には示されていないが、この実施例のバイアス制御回路２４０には、ＲＦデバイス１００からいずれの電流Ｉcont1H，Ｉcont1Lが供給されているか判定し、それに応じて図６に示されているバイアス制御回路２４０内の切替えスイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御する切替え制御信号ＢＳＣを生成する回路が設けられている。ただし、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス制御回路２４０に供給されるモード選択信号Ｖmodeに基づいて切替え制御信号ＢＳＣを生成するようにしても良い。また、切替えスイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御する切替え制御信号ＢＳＣは、ベースバンドＩＣ１１０等で生成して与えるようにしても良い。
【００６４】
図１０から分かるように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０から供給される電流Ｉcont1H，Ｉcont1Lによってパワーアンプ２１０ａと２１０ｂの利得が一定に保持された状態で、自動パワー制御回路１２０から出力される出力制御信号ＶapcがベースバンドＩＣ１１０内の利得制御アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２に供給され、利得制御アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２のゲインが出力制御信号Ｖapcによって制御されることにより、パワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの入力電力が変化され、これに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの出力電力が変化するように制御される。そして、パワーアンプ２１０ａ，２１０ｂにバイアスを与えるバイアス制御回路２４０が前述したような温度補償機能を有するため、素子の製造ばらつきの影響を受けずしかも温度変化に対してパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの利得を一定に保つことができる。
【００６５】
なお、この実施例では、バンドパスフィルタＢＰＦ１〜ＢＰＦ４はベースバンドＩＣに対して外付けされた容量素子や抵抗素子で構成されているが、バンドパスフィルタＢＰＦ１〜ＢＰＦ４を構成する素子をベースバンド回路１１０と同一の半導体チップ上に形成することも可能である。また、図１０には示されていないが、上記デバイスやモジュール以外に、ＲＦデバイス１００に対する制御信号やパワー制御信号ＰＣＳの基になる出力レベル指示信号を生成してシステム全体を制御するマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）を設けるようにしても良い。
【００６６】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、図６の実施例のバイアス生成回路２４２では、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４がアンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２の出力トランジスタとカレントミラーを構成するように接続がなされた回路が示されているが、通常の差動アンプおよびその出力を受けるＭＯＳＦＥＴと該ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続された抵抗とを設け、このＭＯＳＦＥＴと上記ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４がカレントミラーを構成するように接続がなされた回路としても良い。
【００６７】
また、前記実施例の高周波電力増幅回路では、電力増幅ＦＥＴを３段接続しているが、２段構成としたり、４段以上の構成としても良い。また、２段目や３段目のＦＥＴを、それぞれ並列形態の２個のＦＥＴで構成するようにしてもよい。さらに、前記実施例では、高周波電力増幅部とフロントエンド部をそれぞれ別個のモジュール２００と３００として構成したが、これらを１つのモジュールとして構成するようにしても良い。
【００６８】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式による送受信が可能なデュアルモードの無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、ＧＳＭＫ変調とＥＤＧＥ変調が可能なＧＳＭまたはＤＣＳ方式のいずれか一方の方式の携帯電話機や、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式の携帯電話機、ＧＭＳとＤＣＳとＰＣＳ（Personal Communications System）など３以上の通信方式による送受信が可能なマルチモードの携帯電話機や移動電話機などの無線通信システムを構成するパワーモジュールに利用することができる。
【００６９】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００７０】
すなわち、本発明に従うと、バイアスにより利得が固定された状態で入力電力が変化されることに応じて出力電力が制御されるパワーアンプに対するバイアス電流もしくはバイアス電圧を生成するバイアス制御回路において、パワーアンプを構成する各増幅段の電力増幅用トランジスタの特性に応じてそれぞれ所望の温度特性を有するバイアス電流もしくはバイアス電圧を生成して与えることができ、これにより温度が変化してもパワーアンプの利得を一定に保つことができる。その結果、温度が高い領域でパワーアンプから出るノイズが大きくなったり、温度が低い領域でパワーアンプの利得が低くなりすぎてパワー不足を招いたりする不具合が解消されるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用して好適な無線通信システムの高周波電力増幅部の概略構成を示すブロック図である。
【図２】温度検知回路の具体的な回路例を示す回路構成図である。
【図３】実施例の温度検知回路におけるダイオード接続のＭＯＳＦＥＴの電圧−電流特性を示すグラフである。
【図４】実施例の温度検知回路の出力電圧の温度特性を示すグラフである。
【図５】実施例の誤差増幅回路から出力される電圧の温度特性を示すグラフである。
【図６】パワーアンプとバイアス生成回路の具体的な回路例を示す回路構成図である。
【図７】実施例のバイアス生成回路から出力されるバイアス電流の温度特性を示すグラフである。
【図８】温度検知回路の他の回路例を示す回路構成図である。
【図９】バイアス生成回路の他の回路例を示す回路構成図である。
【図１０】本発明を適用した無線通信システムの一例としてのＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明を適用して好適なパワーアンプの等価回路を示す等価回路図である。
【図１２】図１１のパワーアンプの電流Ｉｄに要求される温度特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１１０ ベースバンド回路
２００ 高周波電力増幅用モジュール（パワーモジュール）
２１０ａ，２１０ 高周波電力増幅回路（パワーアンプ）
２４０ バイアス制御回路
２４１ 温度検出回路
２４２ バイアス生成回路
ＴＲ１〜ＴＲ３ 電力増幅用ＦＥＴ
ＴＤＴ 温度検知部
ＥＲＡ 誤差増幅回路
ＢＦＦ バッファ回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話機等の無線通信システムに使用され高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路および高周波電力増幅回路を組み込んだ電子部品に適用して有効な技術に関し、特に高周波電力増幅回路の入力電力を変化させて出力電力を制御する無線通信システムにおいて温度変化に対して高周波電力増幅回路の利得を一定に保ちつつ出力電力を制御する場合に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）の方式の一つに８８０〜９１５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式は、変調方式として搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）と呼ばれる位相変調方式が用いられている。また、近年においては、音声通信はＧＭＳＫ変調で行ないデータ通信はＧＭＳＫ変調の位相シフトにさらに振幅シフトを加えたＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）変調方式で行なう２以上のモードで動作可能な携帯電話機が提案されている。
【０００３】
ところで、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信出力部には、変調後の信号を増幅する高周波電力増幅回路（以下、パワーアンプと称する）が組み込まれており、従来の無線通信装置には、ベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路からの送信要求レベルに応じてパワーアンプの増幅率を制御するため、パワーアンプもしくはアンテナの出力レベルを検知して帰還をかけ、パワーアンプのバイアス電圧もしくはバイアス電流を変化させて利得を変化させることが行なわれている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００−１５１３１０号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ＧＭＳＫ変調モードで動作する通信システムでは、上記のようなパワーアンプの利得制御が一般的であるが、上記ＥＤＧＥモードを有する通信システムでは、パワーアンプの利得を固定し入力電力を変化させて出力電力を制御する方式が採用されることがある。
【０００６】
かかる制御方式においては、温度変化によってパワーアンプの利得が変化すると温度が高い領域でノイズが大きくなるおそれがある。また、かかるノイズを抑えるため利得を下げると温度が低い領域での利得が低くなりすぎてパワー不足を招くおそれがある。そのため、特にパワーアンプの入力電力を変化させて出力電力を制御する方式では、温度変化に対してパワーアンプの利得を一定に保つための温度補償回路が必要とされる。
【０００７】
温度補償回路の具体的な例としては、例えば図１１に示すようなパワーアンプの等価回路において、温度が高くなっても同一入力Ｐｉｎに対して電力増幅用トランジスタＴＲのドレイン電流Ｉｄが不変であるとパワーアンプＰＡの利得が低下するので、図１２のように温度が高くなるにつれてドレイン電流Ｉｄが直線的に増加するようにゲートバイアス電圧Ｖggを与える方式が考えられる。
【０００８】
ところで、かかる温度補償を実現するには温度変化を検知する温度検知回路が必要である。従来の温度検知回路としては、例えばダイオードの順方向電圧が温度によって変化する特性を利用した回路がある。しかしながら、ダイオードの温度特性を利用した温度検知回路は、ダイオードの製造ばらつきによって検知出力が変化するため温度補償回路による利得制御の度合いも変化し、安定かつ精度の高い温度補償を達成することができないという課題がある。
【０００９】
この発明の目的は、入力電力の変化に応じて出力電力が制御されるパワーアンプに対してバイアスを与えるバイアス制御回路であって、素子の製造ばらつきの影響を受けずしかも温度変化に対してパワーアンプの利得を一定に保つことができる温度補償機能を有するバイアス制御回路を備えた高周波電力増幅回路用電子部品およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。
【００１０】
この発明の他の目的は、温度補償機能機能を有し低電圧動作が可能なバイアス制御回路を備えた高周波電力増幅回路用電子部品およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。
【００１１】
この発明のさらに他の目的は、温度補償機能機能を有し多段構成されたパワーアンプや多バンド用のパワーアンプの各増幅段に適した複数のバイアス電流もしくはバイアス電圧を生成可能なバイアス制御回路を備えた高周波電力増幅回路用電子部品およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。
【００１２】
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
【００１４】
すなわち、バイアスにより利得が固定された状態で入力電力が変化されることに応じて出力電力が制御されるパワーアンプに対するバイアス電流もしくはバイアス電圧を生成するバイアス制御回路において、２以上のダイオード特性素子にそれぞれ所定の電流を流して互いに異なる一次関数（ｙ＝ａｘ＋ｂ）で表わされるような温度特性を示す２つの電圧を発生させ、これらの電圧を用いて温度に対して各々所望の変化率ないしは傾き（上記一次関数の係数ａ）を有するバイアス電流もしくはバイアス電圧を生成してパワーアンプのそれぞれの増幅段に与えるように構成したものである。また、望ましくは、温度依存性のない基準となる電圧を用いて、上記バイアス電流もしくはバイアス電圧の上記一次関数の定数ｂに相当する電圧もしくは電流を調整するようにする。
【００１５】
上記した手段によれば、パワーアンプを構成する各増幅段の電力増幅用トランジスタの特性に応じてそれぞれ所望の温度特性を有するバイアス電流もしくはバイアス電圧を生成して与えることができ、これにより温度が変化してもパワーアンプの利得を一定に保つことができるようになる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
【００１７】
図１は、本発明を適用して好適な無線通信システムの高周波電力増幅部の概略構成を示す。特に制限されるものでないが、この実施例はＧＳＭとＤＣＳのデュアルバンド通信システムとして構成されており、図１にはシステムを構成する２つのパワーアンプとそれらのパワーアンプにバイアスを与えるバイアス制御回路が示されている。
【００１８】
図１において、符号２１０ａはＧＳＭの周波数帯である９００ＭＨｚの送信信号を増幅するパワーアンプ、２１０ｂはＤＣＳの周波数帯である１８００ＭＨｚの送信信号を増幅するパワーアンプ、２４０はこれらのパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂに対するバイアス電流を生成するバイアス制御回路である。
【００１９】
パワーアンプ２１０ａと２１０ｂは、それぞれＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などからなる３つの増幅段ＰＡ１１〜ＰＡ１３，ＰＡ２１〜ＰＡ２３が縦続接続された３段構成のアンプが使用されている。バイアス制御回路２４０は温度検知回路２４１とバイアス生成回路２４２とからなり各増幅段ＰＡ１１〜ＰＡ３，ＰＡ２１〜ＰＡ２３に対して温度補償されたバイアス電流を生成するように構成されている。
【００２０】
図２には、上記温度検知回路２４１の具体的な回路の一例が示されている。この実施例の温度検知回路２４１は、温度検知部ＴＤＴと、バッファ部ＢＦＦと、誤差増幅回路ＥＲＡとから構成されている。温度検知部ＴＤＴは、ゲート共通接続された一対のＭＯＳＦＥＴ Ｑc1，Ｑc2からなり定電流源ＣＣＳから供給される基準電流Ｉrefを転写する第１のカレントミラー回路ＣＭＲ１と、該第１カレントミラー回路ＣＭＲ１により転写された電流をさらに転写する第２のカレントミラー回路ＣＭＲ２と、第２のカレントミラー回路を構成する転写先のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２と直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2とからなる。バッファ部ＢＦＦは、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2のドレイン電圧Ｖf1，Ｖf2をインピーダンス変換して伝達するバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２からなり、バッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２の出力電圧は誤差増幅回路ＥＲＡに入力され、誤差増幅回路ＥＲＡは前記ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2のドレイン電圧Ｖf1，Ｖf2の電位差に比例した電圧を出力する。
【００２１】
第２のカレントミラー回路ＣＭＲ２を構成する転写元のＭＯＳＦＥＴ Ｑ０と転写先のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とはゲート幅が例えば１：Ｎ（Ｎ＞１）に、またＱ０とＱ２とはゲート幅が１：１のような比に設定される。ただし、Ｑ０〜Ｑ２のゲート長は同一である。これにより、Ｑ１にはＱ２の電流Ｉd2のＮ倍の電流Ｉd1が流されるように形成されている。また、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1とＱd2は、それぞれ同一サイズ、同一特性とされるとともにダイオードとして動作するようにゲートとドレインが結合されている。
【００２２】
これによって、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2にドレイン電流が流れるような電源電圧Ｖddが供給されると、ＭＯＳＦＥＴの飽和領域でのドレイン電流特性から、Ｑd1，Ｑd2に流れる電流Ｉｄとドレイン・ソース間に発生する電圧Ｖｆ（＝ゲート・ソース間電圧）との間には、次式（１）
Ｉｄ＝(β／２)・(Ｖｆ−Ｖth)2 ……（１）
で表わされるような関係が成り立つ。
【００２３】
なお、上式においてβは負の温度特性を有する係数、ＶthはＭＯＳＦＥＴのしきい値電圧であり負の温度特性を有する。従って、温度Ｔ１，Ｔ２（Ｔ２＞Ｔ１）におけるＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧Ｖｆと電流Ｉｄとの関係をグラフで表わすと、図３のようになる。また、図４には、温度Ｔに対するＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2のドレイン・ソース間電圧Ｖf1，Ｖf2の変化の様子が示されている。図４から分かるように、大きな電流Ｉd1が流されるＭＯＳＦＥＴ Ｑd1のドレイン・ソース間電圧Ｖf1の変化の方が、小さな電流Ｉd2が流されるＱd2のドレイン・ソース間電圧Ｖf2の変化よりも大きい。
【００２４】
一方、図２の回路は、温度が変化してもカレントミラー回路ＣＭＲ２によりＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2に流される電流は一定であるため、例えばＱd1に流される電流Ｉd1が２．５ｍＡ、Ｑd2に流される電流Ｉd2が１．５ｍＡである場合を考えると、図３に示すように、温度がＴ１からＴ２に変化するとＱd1のドレイン・ソース間電圧Ｖf1はΔＶf1だけ、またＱd2のドレイン・ソース間電圧Ｖf2はΔＶf2だけ変化する。
【００２５】
ここで、それぞれの電圧の変化量は、図３によりΔＶf1よりもΔＶf2の方が小さいことが分かる。かかるＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2のドレイン・ソース間電圧Ｖf1とＶf2が、バッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２を介して誤差増幅回路ＥＲＡに供給されるため、Ｖf1とＶf2の電位差を増幅した電圧Ｖoutが出力され、その出力電圧Ｖoutは温度が低いほど小さく温度が高いほど大きくなる。
【００２６】
しかも、図２の回路においては、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1とＱd2は互いにその素子サイズと特性が同じであるため、Ｑd1の特性が製造ばらつきでずれるとＱd2の特性も同じようにずれる。例えば、Ｑd1のしきい値電圧がばらついてドレイン・ソース間電圧Ｖf1の温度特性Ａが図４の破線Ａ１のようにΔＶだけずれると、Ｑd2のしきい値電圧も同じだけばらついているため、Ｑd2のドレイン・ソース間電圧Ｖf2の温度特性Ｂが破線Ｂ１のようにＡ１と同じ量ΔＶだけずれる。図２の温度検知回路では、製造ばらつきでずれた電圧が、誤差増幅回路ＥＲＡに同相成分として入力されるため、そのばらつきが相殺されて図５のようにばらつきのない電圧として出力することができる。
【００２７】
このことは、式によって説明することができる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2のドレイン・ソース間電圧Ｖf1，Ｖf2は、前記式（１）より、次式のようになる。
Ｖf1＝√(２・Ｉd1／β)＋Ｖth
Ｖf2＝√(２・Ｉd2／β)＋Ｖth
【００２８】
これより、Ｖf1−Ｖf2＝√２・(Ｉd1−Ｉd2)／βとなり、Ｖf1−Ｖf2はしきい値電圧Ｖthに依存しないことが分かる。また、Ｉd1，Ｉd2はカレントミラー回路ＣＭＲ２から供給される温度依存性のない電流であり、βは負の温度特性を有する。よって、Ｖf1−Ｖf2は図５のように右上がりの直線となる。
【００２９】
また、図２の温度検知回路は、電源電圧端子Ｖddと接地点ＧＮＤとの間にカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２とダイオード接続のＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2とが直列に接続されたＭＯＳＦＥＴの２段積みの回路であるため、３段積みの回路に比べて低電圧動作が可能である。携帯電話機のような無線通信システムは、低消費電力化に対する要求が非常に高いため、システムを構成する回路の電源電圧も低電圧化が進められている。そのため、実施例のような低電圧動作が可能な温度検知回路はかかるシステムにとって極めて有効である。
【００３０】
なお、温度が変化しても電流が一定である定電流源ＣＣＳとしては、正の温度特性を有する素子と負の温度特性を有する素子を組み合わせることで温度補償をした公知の定電流回路があるので、そのような温度依存性のない定電流回路を利用することで容易に実施例の温度検知回路２４１に適した基準電流Ｉrefを生成して与えることができる。また、このような温度依存性のない定電流回路を実施例の温度検知回路と同一半導体チップ上に形成するようにしても良い。
【００３１】
さらに、この実施例は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2として同一サイズ、同一特性の素子を使用し、後段のアンプでばらつきを相殺する方式である。よって、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1，Ｑd2の代わりにＰＮ接合ダイオードあるいはベースとコレクタが結合されたバイポーラ・トランジスタを用いるようにしても同様の効果が得られる。本明細書では、ＰＮ接合ダイオード並びにゲートとドレインが結合されたＭＯＳＦＥＴおよびベースとコレクタが結合されたバイポーラ・トランジスタをダイオード特性素子と称する。
【００３２】
次に、図１のパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂのうちＧＳＭ用のパワーアンプ２１０ａとバイアス生成回路２４２の具体的な回路の例を、図６を用いて説明する。
【００３３】
図６に示されているパワーアンプ２１０ａは、インピーダンス整合回路ＭＮ１および直流遮断用の容量素子ＣDC１を介して入力される高周波信号Ｐｉｎを増幅するＭＯＳＦＥＴなどからなる１段目の電力増幅用トランジスタＴＲ１と、インピーダンス整合回路ＭＮ２および容量素子ＣDC２を介してトランジスタＴＲ１の出力を受けて増幅する２段目の電力増幅用トランジスタＴＲ２と、インピーダンス整合回路ＭＮ３および容量素子ＣDC３を介してトランジスタＴＲ２の出力を受けて増幅する３段目の電力増幅用トランジスタＴＲ３と、該トランジスタＴＲ３のドレイン端子と出力端子ＯＵＴとの間に接続されたインピーダンス整合回路ＭＮ４と、各電力増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３のゲート端子と接地点との間に直列に接続された抵抗Ｒ１ｉ（ｉ＝１，２，３）およびバイアス用トランジスタＴＲ１ｉなどからなる。
【００３４】
そとて、このバイアス用トランジスタＴＲ１ｉ（ｉ＝１，２，３）はゲートとドレインが結合され、ドレイン端子にバイアス生成回路２４２からのバイアス電流Ｉbias1，Ｉbias2とチップ外部からのバイアス電流Ｉcont2が供給される。図示しないが、パワーアンプ２１０ｂも同様の構成である。
【００３５】
なお、電力増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３は、図２の実施例ではＭＯＳＦＥＴが使用されているが、バイポーラ・トランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いることもある。
【００３６】
バイアス生成回路２４２は、温度検知回路２４１の出力電圧を受けてそれに比例した電流を出力する電圧−電流変換用アンプＡＭＰ１と、基準電圧Ｖrefを受けてそれに比例した電流を出力する電圧−電流変換用アンプＡＭＰ２と、上記アンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラー接続されるＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４と、上記アンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラー接続されるＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４と、上記アンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４のゲート端子との間に設けられた切替えスイッチＳＷ１と、上記アンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４のゲート端子との間に設けられた切替えスイッチＳＷ２などから構成されている。そして、カレントミラーを構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１はＱ２１と、またＱ１２はＱ２２と、Ｑ１３はＱ２３と、さらにＱ１４はＱ２４と、それぞれ直列に接続されている。
【００３７】
切替えスイッチＳＷ１とＳＷ２は図外の回路から供給されるバンド選択信号ＢＳＣにより、ＧＳＭ送信モードの際にはアンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴのゲート入力をカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１，Ｑ１２のゲート端子に、またアンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴのゲート入力をカレントミラーＭＯＳＦＥＴＱ２１，Ｑ２２のゲート端子に伝え、ＤＣＳ送信モードの際にはアンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴのゲート入力をカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１３，Ｑ１４のゲート端子に、またアンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴのゲート入力をカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ２３，Ｑ２４のゲート端子に伝えるように、切替えが行なわれる。
【００３８】
これにより、ＧＳＭ送信モードでは、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１，Ｑ１２のドレイン電流からＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１，Ｑ２２のドレイン電流を差し引いた電流が、バイアス電流Ｉbias1，Ｉbias2としてパワーアンプ２１０ａのバイアス用トランジスタＴＲ１１，ＴＲ１２に供給されて、電力増幅用トランジスタＴＲ１，ＴＲ２のゲートに所定のバイアスが与えられるようにされる。また、ＤＣＳ送信モードではＭＯＳＦＥＴ Ｑ１３，Ｑ１４のドレイン電流からＭＯＳＦＥＴ Ｑ２３，Ｑ２４のドレイン電流を差し引いた電流が、バイアス電流Ｉbias3，Ｉbias4としてパワーアンプ２１０ｂに供給されて所定のバイアスが与えられるようにされる。
【００３９】
パワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの各増幅段のトランジスタＴＲ１〜ＴＲ３のドレイン端子に印加される電圧Ｖdd1〜Ｖdd3は、バイアス制御回路２４０で生成して与えるように構成することも可能であるが、本実施例では、バッテリ電圧が直接各電力増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３のドレイン端子に印加されるように構成されている。
【００４０】
図６のバイアス生成回路２４２は、電圧−電流変換用アンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴと直列に接続された抵抗Ｒ１の抵抗値および該アンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４とのサイズ比（ゲート幅の比、以下同様）を、パワーアンプ２１０ａ，２１０ｂに応じて適宜設定することにより、図７に示すようにバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4の温度特性の傾きΔＩ／ΔＴ（一次関数ｙ＝ａｘ＋ｂの係数ａに相当）をそれぞれ変えることができる。より具体的には、抵抗Ｒ１の抵抗値を変えることによりバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4のすべての温度特性の傾きΔＩ／ΔＴを同じように変化させ、アンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４とのサイズ比をそれぞれ異ならせることで、各バイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4の温度特性の傾きΔＩ／ΔＴを互いに相違させることができる。
【００４１】
また、基準電圧Ｖrefを電流に変換するアンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴと直列に接続された抵抗Ｒ２の抵抗値および該アンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４とのサイズ比を、パワーアンプ２１０ａ，２１０ｂに応じて適宜設定することにより、図７に示すバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4の基準温度Ｔ０での電流値（この明細書ではこれをオフセット電流と称する）Ｉofs1〜Ｉofs4を任意に設定することができる。より具体的には、抵抗Ｒ２の抵抗値を変えることによりバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4のすべてのオフセット電流Ｉofs1〜Ｉofs4を同じだけ変化させ、アンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４とのサイズ比をそれぞれ異ならせることで、各バイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4のオフセット電流Ｉofs1〜Ｉofs4を互いに相違させることができる。
【００４２】
これにより、図７に示すように、互いに温度特性の傾きΔＩ／ΔＴとオフセット電流の異なる４つのバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4を生成することが可能であり、パワーアンプ２１０ａと２１０ｂのバイアス条件、さらにそれぞれのパワーアンプにおける１段目と２段目の増幅用トランジスタＴＲ１，ＴＲ２の利得の温度特性が異なる場合にも、各段の増幅用トランジスタＴＲ１，ＴＲ２に最適なバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4を生成して供給することができる。そして、このように所望の温度特性に設定したバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4を１段目と２段目のバイアス用トランジスタＴＲ１１，ＴＲ１２に流してドレインに発生した電圧を増幅用トランジスタＴＲ１，ＴＲ２のゲート端子に供給することにより、入力電力を変化させて出力電力を制御する無線通信システムにおいて温度変化に対してパワーアンプ２１０ａと２１０ｂの利得を一定に保ちつつ出力電力を制御することが可能となる。
【００４３】
しかも、図６の実施例のバイアス生成回路２４２は、アンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴとカレントミラー接続されるＭＯＳＦＥＴの数を増やすだけで生成されるバイアス電流の数を増加させることができるため、実施例のような多段構成のパワーアンプやマルチバンドのシステムに必要な複数種類のバイアス電流を生成することができ、必要なバイアス電流の数が多くなってもシステム全体としての回路規模の増大を小規模に抑えることが可能である。
【００４４】
なお、図６の実施例においては、パワーアンプ２１０ａと２１０ｂの最終段の増幅用トランジスタＴＲ３のゲートバイアス電圧は、ベースバンド回路など他の回路から供給される温度補償していない電流Ｉcont2に基づいてバイアス用トランジスタＴＲ１３と抵抗Ｒ１３で生成されるようにされている。
【００４５】
これは、この実施例のパワーアンプ２１０ａと２１０ｂは、必要な利得の大部分を１段目と２段目の増幅用トランジスタＴＲ１，ＴＲ２で達成し、最終段のトランジスタＴＲ３は利得がほぼ「１」の状態で大きな電流を流して所望の出力電力となるように動作するように設計されており、このように低い利得のトランジスタはゲート電圧に多少温度依存性があっても出力電力にはほとんど影響が出ないためである。また、最終段のトランジスタＴＲ３は入力電圧の振幅が大きいため、ゲート端子に温度補償したバイアス電圧を供給しても効果が小さいので、わざわざ温度補償する必要がないことも理由の一つである。
【００４６】
一方、本実施例のような入力電力を変化させて出力電力を制御するシステムでは、パワーアンプのバイアスを一定にして入力電力を変化させるので、仮に３段目のトランジスタＴＲ３にもバイアス生成回路２４２からバイアス電流を供給するように構成すると、出力電力が小さい時に最終段のトランジスタＴＲ３に無駄なドレイン電流が比較的多く流されてしまう。これに対し、上記実施例のように最終段のトランジスタＴＲ３のゲートバイアス電圧は他の回路から供給するように構成しておけば、出力電力が小さい時に最終段のトランジスタＴＲ３のドレイン電流を減らしてシステム全体の消費電流を減らすことができる。
【００４７】
ただし、本発明は、パワーアンプ２１０ａと２１０ｂの最終段のトランジスタＴＲ３のゲートバイアス電流を、図６の実施例のようなバイアス生成回路２４２で生成しないで他の回路から与えるのを強要するものではない。つまり、図６のカレントミラー用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４と並列に、またＱ２１〜Ｑ２４と並列に、さらに２つずつアンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴとゲートが共通に接続されたＭＯＳＦＥＴを設けて、最終段のトランジスタＴＲ３のゲートバイアス電流を生成して与えるように構成しても良い。
【００４８】
また、図６の実施例においては、バイアス生成回路２４２でゲートバイアス電流を生成してパワーアンプ２１０ａと２１０ｂに与えるようにしているが、トランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１３と抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３を省略し、電流−電圧変換用の抵抗をバイアス制御回路２４０側に設けて、この抵抗にバイアス生成回路２４２で生成されたゲートバイアス電流を流して電圧に変換し、電流の代わりに電圧として各増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３のゲートに与えるようにしても良い。ただし、バイアス生成回路２４２とパワーアンプ２１０ａと２１０ｂを構成する増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３が別個の半導体チップ上に形成される場合には、各増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３と同一チップ上にＴＲ１〜ＴＲ３とカレントミラー接続されたバイアス用トランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１３を形成して、別チップ上のバイアス生成回路２４２からゲートバイアス電流を与えて抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３でバイアス電圧に変換して増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３のゲートをバイアスするように構成する方が精度の高い制御が可能となる。
【００４９】
これは、増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３とバイアス用トランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１３を同一チップ上に形成すれば、製造工程で増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３がばらついた場合、バイアス用トランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１３も同じようにばらついて互いに特性が同じ方向にずれるため、増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３とバイアス用トランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１３がカレントミラー回路を構成するように接続されていると、これらのトランジスタの特性がばらついても、増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３のゲートバイアス電圧のばらつきを小さくすることができるからである。
【００５０】
図８には、上記温度検知回路２４１の他の実施例が示されている。この実施例では、図２の実施例の温度検知回路のカレントミラー回路ＣＲＭ２を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２がそれぞれ定電流源ＣＣＳ１，ＣＣＳ２で表わされている。この定電流源ＣＣＳ１，ＣＣＳ２は、図６と同様に、基準電流Ｉrefを流す定電流源ＣＣＳと、ＭＯＳＦＥＴ Ｑc1，Ｑc2からなる第１カレントミラー回路ＣＲＭ１と、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ０，Ｑ１，Ｑ２からなる第２カレントミラー回路ＣＲＭ２とにより構成することができる。
【００５１】
この実施例の温度検知回路は、定電流源ＣＣＳ１，ＣＣＳ２が流す電流Ｉref1，Ｉref2が同一の大きさつまりＩref1＝Ｉref2となるように設定されるとともに、図２の実施例の温度検知回路のＭＯＳＦＥＴ Ｑd2の代わりに、ＭＯＳＦＥＴＱd1と同一サイズ、同一特性のＭＯＳＦＥＴが２個（Ｑd21，Ｑd22）接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd21とＱd22は、各々ゲートとドレインが結合されたダイオード接続とされるとともに、互いのドレイン端子が結合されて共通の定電流源ＣＣＳ２に接続されている。この実施例では、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd21，Ｑd22のそれぞれに流れる電流は、定電流源ＣＣＳ２が流す電流Ｉref2の１／２となる。これは、図２の実施例の温度検知回路において、カレントミラー回路ＣＲＭ２を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート幅をＱ２のゲート幅の２倍にしてＩd1＝２・Ｉd2としたのと同じことである。
【００５２】
しかも、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd21，Ｑd22とＱd1は同一サイズ、同一特性のＭＯＳＦＥＴであり、製造ばらつきでＱd1のしきい値電圧等の特性がずれるとＱd21，Ｑd22の特性も同じようにずれるため、製造ばらつきによるＱd21，Ｑd22のドレイン電圧Ｖf1とＱd1のドレイン電圧Ｖf2のずれは同一となる。従って、定電流Ｉref1，Ｉref2が温度にかかわらず一定であれば、図２の実施例の温度検知回路で説明したのと同じ理由から、誤差増幅回路ＥＲＡからは図５に示すような所望の温度特性を有する電圧Ｖoutが出力される。
【００５３】
なお、図８の実施例においては、図２のＭＯＳＦＥＴ Ｑd2の代わりに、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1と同一サイズ、同一特性のＭＯＳＦＥＴを２個接続した例を示したが、並列ＭＯＳＦＥＴの数は２個に限定されるものでなく、３個以上とすることも可能である。この個数が多いほど図５に示す直線の傾きが大きくなる。また、定電流源ＣＣＳ１からの電流Ｉref1が流されるＭＯＳＦＥＴ Ｑd1も１個でなく、２個以上の並列ＭＯＳＦＥＴとしても良い。ただし、Ｑd1の数をｎ、Ｑd2の数をｍとおくとｎ≠ｍである。これにより、Ｑd1とＱd2の電流の比はｍ：ｎとなる。
【００５４】
また、図８の実施例においては、図２に示されているバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２がなく、ＭＯＳＦＥＴ Ｑd1のドレイン電圧Ｖf1とＱd21，Ｑd22のドレイン電圧Ｖf2が直接誤差増幅回路ＥＲＡに入力されているが、図２と同様にバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２を介して入力させるようにしても良い。バッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２を設けることにより、定電流源ＣＣＳ１，ＣＣＳ２が流す電流Ｉref1，Ｉref2の一部が誤差増幅回路ＥＲＡの入力端子に流れ込んでドレイン電圧Ｖf1，Ｖf2が所望の値からずれるのを防止して、より精度の高いバイアス電流を生成してパワーアンプに供給することができる。
【００５５】
図９には、上記バイアス生成回路２４２の他の実施例が示されている。
【００５６】
この実施例のバイアス生成回路２４２は、図６の基準電圧Ｖrefを電流に変換するアンプＡＭＰ２を省略し、代わりに温度検知回路２４１内のカレントミラー回路ＣＭＲ２を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ０とゲート共通接続されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ３と、該Ｑ３と直列接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ４とからなるバイアス回路を設け、該ＭＯＳＦＥＴ Ｑ４と電流減算側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４とをカレントミラー接続して電流を引き込むようにしたものである。つまり、基準電圧Ｖrefを内部で発生するようにした実施例である。
【００５７】
なお、基準電圧のレベルが異なるので、図６の実施例では電流減算側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４はＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されているのに対し、この実施例では電流減算側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４はＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成される。
【００５８】
この実施例においても、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ４とＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１〜Ｑ２４のサイズを適宜設定することにより出力バイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4に任意のオフセットを与えることができる。しかも、基準電圧Ｖrefを電流に変換するアンプＡＭＰ２が不用になるため、チップサイズを小さくすることができるという利点がある。ただし、図６の実施例では、アンプＡＭＰ２の出力ＭＯＳＦＥＴと直列に接続される抵抗Ｒ２をＩＣの外付け素子とすることにより、適用システムや製品に応じてバイアス電流Ｉbias1〜Ｉbias4に所望のオフセットを与えることができるため、図６の実施例の方が調整を行ない易いとともに精度も高くすることができるという利点がある。
【００５９】
図１０は、本発明を適用して有効な無線通信システムの一例として、ＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示す。
【００６０】
図１０において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はＧＳＭやＤＣＳのシステムにおけるＧＭＳＫ変調や復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理する回路を有する高周波信号処理回路（ベースバンド回路）１１０や受信信号を増幅するロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２が１つの半導体チップ上に形成されてなる高周波信号処理用半導体集積回路（ベースバンドＩＣ）と送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ３，ＢＰＦ４などが１つのパッケージに実装されてなる電子デバイス（以下、ＲＦデバイスと称する）である。Tx‐MIX１，Tx-MIX２は送信信号をアップンコンバートするミキサ、Rx‐MIX１，Rx-MIX２は受信信号をダウンコンバートするミキサである。
【００６１】
また、図１０において、２００はベースバンドＩＣ１００から供給される高周波信号を増幅する前記実施例の高周波電力増幅回路（パワーアンプ）２１０ａ，２１０ｂとバイアス制御回路２４０などが１つのセラミック基板上に実装されてなる高周波電力増幅用モジュール（以下、パワーモジュールと称する）、３００はパワーモジュール２００から出力される送信信号の出力レベルを検出するカプラなどからなる出力検出回路ＰＤＴ１，ＰＤＴ２や該検出回路の検出信号とベースバンドＩＣ１１０からのパワー制御信号ＰＣＳとに基づいてベースバンドＩＣ１１０内の利得制御アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２に対する出力制御信号Ｖapcを生成する自動パワー制御回路ＡＰＣ、送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２、ＧＳＭの信号とＤＣＳの信号を合成したり分離したりする分波器ＤＰＸ１，ＤＰＸ２、送受信の切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷなどを含むフロントエンド・モジュールである。
【００６２】
図１０に示されているように、この実施例では、パワーモジュール２００内のＧＳＭ用パワーアンプ２１０ａとＤＣＳ用パワーアンプ２１０ｂの最終段のバイアス電流Ｉcont2H，Ｉcont2LはＲＦデバイス１００のベースバンドＩＣ１１０から供給される。また、図２に示されているバイアス制御回路２４０の温度検出回路２４１に入力される基準電流Ｉrefに相当する定電流もＲＦデバイス１００のベースバンドＩＣ１１０からＩcont1H，Ｉcont1Lとして供給される。このうちＩcont1HはＧＳＭ送信モードの際に供給される電流、Ｉcont1LはＤＣＳ送信モードの際に供給される電流である。ベースバンドＩＣ１１０から供給される電流Ｉcont1H，Ｉcont1Lによって、パワーアンプ２１０ａと２１０ｂの利得が決定される。電流Ｉcont1H，Ｉcont1Lはどちらか一方がパワーモジュールに供給され、同時に供給されることはない。
【００６３】
図２には示されていないが、この実施例のバイアス制御回路２４０には、ＲＦデバイス１００からいずれの電流Ｉcont1H，Ｉcont1Lが供給されているか判定し、それに応じて図６に示されているバイアス制御回路２４０内の切替えスイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御する切替え制御信号ＢＳＣを生成する回路が設けられている。ただし、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス制御回路２４０に供給されるモード選択信号Ｖmodeに基づいて切替え制御信号ＢＳＣを生成するようにしても良い。また、切替えスイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御する切替え制御信号ＢＳＣは、ベースバンドＩＣ１１０等で生成して与えるようにしても良い。
【００６４】
図１０から分かるように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０から供給される電流Ｉcont1H，Ｉcont1Lによってパワーアンプ２１０ａと２１０ｂの利得が一定に保持された状態で、自動パワー制御回路１２０から出力される出力制御信号ＶapcがベースバンドＩＣ１１０内の利得制御アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２に供給され、利得制御アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２のゲインが出力制御信号Ｖapcによって制御されることにより、パワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの入力電力が変化され、これに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの出力電力が変化するように制御される。そして、パワーアンプ２１０ａ，２１０ｂにバイアスを与えるバイアス制御回路２４０が前述したような温度補償機能を有するため、素子の製造ばらつきの影響を受けずしかも温度変化に対してパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの利得を一定に保つことができる。
【００６５】
なお、この実施例では、バンドパスフィルタＢＰＦ１〜ＢＰＦ４はベースバンドＩＣに対して外付けされた容量素子や抵抗素子で構成されているが、バンドパスフィルタＢＰＦ１〜ＢＰＦ４を構成する素子をベースバンド回路１１０と同一の半導体チップ上に形成することも可能である。また、図１０には示されていないが、上記デバイスやモジュール以外に、ＲＦデバイス１００に対する制御信号やパワー制御信号ＰＣＳの基になる出力レベル指示信号を生成してシステム全体を制御するマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）を設けるようにしても良い。
【００６６】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、図６の実施例のバイアス生成回路２４２では、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４がアンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２の出力トランジスタとカレントミラーを構成するように接続がなされた回路が示されているが、通常の差動アンプおよびその出力を受けるＭＯＳＦＥＴと該ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続された抵抗とを設け、このＭＯＳＦＥＴと上記ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４がカレントミラーを構成するように接続がなされた回路としても良い。
【００６７】
また、前記実施例の高周波電力増幅回路では、電力増幅ＦＥＴを３段接続しているが、２段構成としたり、４段以上の構成としても良い。また、２段目や３段目のＦＥＴを、それぞれ並列形態の２個のＦＥＴで構成するようにしてもよい。さらに、前記実施例では、高周波電力増幅部とフロントエンド部をそれぞれ別個のモジュール２００と３００として構成したが、これらを１つのモジュールとして構成するようにしても良い。
【００６８】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式による送受信が可能なデュアルモードの無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、ＧＳＭＫ変調とＥＤＧＥ変調が可能なＧＳＭまたはＤＣＳ方式のいずれか一方の方式の携帯電話機や、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式の携帯電話機、ＧＭＳとＤＣＳとＰＣＳ（Personal Communications System）など３以上の通信方式による送受信が可能なマルチモードの携帯電話機や移動電話機などの無線通信システムを構成するパワーモジュールに利用することができる。
【００６９】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００７０】
すなわち、本発明に従うと、バイアスにより利得が固定された状態で入力電力が変化されることに応じて出力電力が制御されるパワーアンプに対するバイアス電流もしくはバイアス電圧を生成するバイアス制御回路において、パワーアンプを構成する各増幅段の電力増幅用トランジスタの特性に応じてそれぞれ所望の温度特性を有するバイアス電流もしくはバイアス電圧を生成して与えることができ、これにより温度が変化してもパワーアンプの利得を一定に保つことができる。その結果、温度が高い領域でパワーアンプから出るノイズが大きくなったり、温度が低い領域でパワーアンプの利得が低くなりすぎてパワー不足を招いたりする不具合が解消されるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用して好適な無線通信システムの高周波電力増幅部の概略構成を示すブロック図である。
【図２】温度検知回路の具体的な回路例を示す回路構成図である。
【図３】実施例の温度検知回路におけるダイオード接続のＭＯＳＦＥＴの電圧−電流特性を示すグラフである。
【図４】実施例の温度検知回路の出力電圧の温度特性を示すグラフである。
【図５】実施例の誤差増幅回路から出力される電圧の温度特性を示すグラフである。
【図６】パワーアンプとバイアス生成回路の具体的な回路例を示す回路構成図である。
【図７】実施例のバイアス生成回路から出力されるバイアス電流の温度特性を示すグラフである。
【図８】温度検知回路の他の回路例を示す回路構成図である。
【図９】バイアス生成回路の他の回路例を示す回路構成図である。
【図１０】本発明を適用した無線通信システムの一例としてのＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明を適用して好適なパワーアンプの等価回路を示す等価回路図である。
【図１２】図１１のパワーアンプの電流Ｉｄに要求される温度特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１１０ ベースバンド回路
２００ 高周波電力増幅用モジュール（パワーモジュール）
２１０ａ，２１０ 高周波電力増幅回路（パワーアンプ）
２４０ バイアス制御回路
２４１ 温度検出回路
２４２ バイアス生成回路
ＴＲ１〜ＴＲ３ 電力増幅用ＦＥＴ
ＴＤＴ 温度検知部
ＥＲＡ 誤差増幅回路
ＢＦＦ バッファ回路
Claims (6)
- 複数の増幅段を有し入力された高周波信号を増幅する電力増幅回路と、
該電力増幅回路にバイアスを与えるバイアス制御回路とを含み、
前記電力増幅回路は前記バイアス制御回路から供給されるバイアス電流もしくはバイアス電圧により利得が固定された状態で入力電力が変化されることに応じて出力電力が制御される動作が可能に構成された高周波電力増幅用電子部品であって、
前記バイアス制御回路は、２以上のダイオード特性素子にそれぞれ所定の電流を流して互いに異なる温度特性を示す２以上の電圧を発生させ、これらの電圧を用いて温度に対して各々所望の変化率を有する複数のバイアス電流もしくは複数のバイアス電圧を生成して前記電力増幅回路の複数の増幅段のそれぞれに与えるように構成されてなり、
前記２以上のダイオード特性素子は、同一サイズ、同一特性を有するように形成され、流される電流の大きさが異なることで互いに異なる温度特性を示す２つの電圧を発生するように構成され、
前記バイアス制御回路は、前記２以上のダイオード特性素子により発生された前記２つの電圧の電位差を増幅する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力電圧を電流に変換する第１増幅回路と、該第１増幅回路の出力トランジスタまたは該第１増幅回路の出力を受けるトランジスタとカレントミラー接続された複数の第１トランジスタ群と、基準となる電圧を入力として該電圧を電流に変換する第２増幅回路と、該第２増幅回路の出力トランジスタまたは該第２増幅回路の出力を受けるトランジスタとカレントミラー接続された複数の第２トランジスタ群とを備え、
前記複数の第１トランジスタ群の各トランジスタの電流から前記複数の第２トランジスタ群の対応するトランジスタの電流を差し引いた電流、もしくは該電流を変換した電圧が前記複数のバイアス電流もしくは前記複数のバイアス電圧として前記電力増幅回路に供給されるように構成されてなることを特徴とする高周波電力増幅用電子部品。 - 複数の増幅段を有し入力された高周波信号を増幅する電力増幅回路と、
該電力増幅回路にバイアスを与えるバイアス制御回路とを含み、
前記電力増幅回路は前記バイアス制御回路から供給されるバイアス電流もしくはバイアス電圧により利得が固定された状態で入力電力が変化されることに応じて出力電力が制御される動作が可能に構成された高周波電力増幅用電子部品であって、
前記バイアス制御回路は、２以上のダイオード特性素子にそれぞれ所定の電流を流して互いに異なる温度特性を示す２以上の電圧を発生させ、これらの電圧を用いて温度に対して各々所望の変化率を有する複数のバイアス電流もしくは複数のバイアス電圧を生成して前記電力増幅回路の複数の増幅段のそれぞれに与えるように構成されてなり、
前記ダイオード特性素子に流される電流は、外部から供給される基準電流を入力とするカレントミラー回路により生成されるように構成されてなり、
前記バイアス制御回路は、前記２以上のダイオード特性素子により発生された２つの電圧の電位差を増幅する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力電圧を電流に変換する第１増幅回路と、該第１増幅回路の出力トランジスタまたは該第１増幅回路の出力を受けるトランジスタとカレントミラー接続された複数の第１トランジスタ群と、前記カレントミラー回路の転写電流が流されるトランジスタとカレントミラー接続された複数の第２トランジスタ群とを備え、
前記複数の第１トランジスタ群の各トランジスタの電流から前記複数の第２トランジスタ群の対応するトランジスタの電流を差し引いた電流、もしくは該電流を変換した電圧が前記複数のバイアス電流もしくは前記複数のバイアス電圧として前記電力増幅回路に供給されるように構成されてなることを特徴とする高周波電力増幅用電子部品。 - 前記第１増幅回路の出力トランジスタまたは前記第１増幅回路の出力を受けるトランジスタと前記複数の第１トランジスタ群の前記各トランジスタとの間には、前記第１増幅回路の出力トランジスタまたは前記第１増幅回路の出力を受けるトランジスタの入力を伝達または遮断する第１のスイッチ手段が設けられ、
また前記第２増幅回路の出力トランジスタまたは前記第２増幅回路の出力を受けるトランジスタと前記複数の第２トランジスタ群の各トランジスタとの間には、前記第２増幅回路の出力トランジスタまたは前記第２増幅回路の出力を受けるトランジスタの入力を伝達または遮断する第２のスイッチ手段が設けられていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。 - 前記第１増幅回路の出力トランジスタまたは前記第１増幅回路の出力を受けるトランジスタと前記複数の第１トランジスタ群の前記各トランジスタとの間には、前記第１増幅回路の出力トランジスタまたは前記第１増幅回路の出力を受けるトランジスタの入力を伝達または遮断する第１のスイッチ手段が設けられ、
また前記カレントミラー回路の前記転写電流が流される前記トランジスタとカレントミラー接続された前記複数の第２トランジスタ群の各トランジスタとの間には、前記カレントミラー回路の前記転写電流が流される前記トランジスタの入力を伝達または遮断する第２のスイッチ手段が設けられていることを特徴とする請求項２に記載の高周波電力増幅用電子部品。 - 前記誤差増幅回路の前段には、前記２以上のダイオード特性素子により発生された前記２つの電圧をそれぞれインピーダンス変換して前記誤差増幅回路に入力するバッファ回路が設けられている請求項３に記載の高周波電力増幅用電子部品。
- 前記誤差増幅回路の前段には、前記２以上のダイオード特性素子により発生された前記２つの電圧をそれぞれインピーダンス変換して前記誤差増幅回路に入力するバッファ回路が設けられている請求項４に記載の高周波電力増幅用電子部品。
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