JP2001237672A - 能動インダクタ - Google Patents
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Abstract
れ、小型化が可能な能動インダクタを提供する。 【解決手段】 相互コンダクタンスgm1を有しソース
が接地されたMOSFETと、一端が接地され他端がM
OSFETのゲート及び相互コンダクタンスgmを有す
る電圧制御型定電流源に共通接続されたキャパシタンス
Cを有するキャパシタとを備え、前記MOSFETのド
レインを出力端子とし、出力端子と接地間の小信号出力
インピーダンスZoの値が共振周波数ωに関してjω
{C/(gm1・gm)}、インダクタンスLeqの値が
{C/(gm1・gm)}として動作するよう構成され
る。
Description
し、詳しくは、RF(無線周波数)集積回路、高周波V
CO等に適用され、MOSFETと1個のキャパシタと
で構成され、インダクタンスの値を電気的に制御できる
能動インダクタに関する。
造、ボンディングワイヤー等を用いた受動素子として構
成され、フィルタ、発振器、RF調整回路等に使用され
る。
できる能動インダクタとして、特開昭63−21915
0号公報(文献1)には、カスケード接続の2個のFE
T(電界効果トランジスタ)とフィードバック抵抗を用
いて、インダクタンスの減少を抑制し、小型化が可能な
能動インダクタが記載されている。(この能動インダク
タは、IEEE Transactions on Microwave Theory and Te
chniques, Vol.37, no12, Dec. 1989 pp.1979〜1984に
も記載されている。)
しない)の出力インピーダンスZoは、次式で表され
る。 Zo≒(1+jω・Cgs・R)/gm ここで、CgsはFETのゲート-ソース間キャパシタン
ス、gmはFETの相互コンダクタンス、Rはフィード
バック抵抗、ωは共振周波数を示す。この能動インダク
タは、FETのゲート-ソース間キャパシタンスCgs
が、インダクタンスを構成するために用いられている。
献2)に記載の能動インダクタは、上記文献1の能動イ
ンダクタの変形例として、フィードバック抵抗Rの代わ
りにFETを用いて構成されている。この場合、R=1
/gmfであり、gmfはフィードバックトランジスタ
の相互コンダクタンスである。
献3)に記載の能動インダクタは、3個のFETと4個
のキャパシタCを用いて構成されている。このキャパシ
タはFETを直流的に分離するためのものである。
献4)に記載の能動インダクタは、ソース接地のFE
T、カスケード接続の2個のFET、3個のキャパシタ
C、抵抗Rを用いて構成されている。
クタの高周波動作の範囲は、等価インダクタと浮遊容量
の共振によって制限される。図7は能動インダクタの高
周波等価回路と出力インピーダンス特性を示す図であ
る。図7(a)は能動インダクタの高周波等価回路を示
し、図7(b)は能動インダクタの周波数に対する出力
インピーダンス特性を示す。
ンス特性におけるピークZoは、共振周波数ωoに対応
し、次式で示される。 ωo=1/(Leq・Cp)1/2 ここで、Leqはインダクタンス、上記文献1の回路の浮
遊容量Cpは、次式で表される。 Cp=Cgs・(ω・Cgs/gm)1/2+Cm ここで、Cmは設計に依存する寄生容量である。これら
の寄生容量はインダクタの周波数範囲を拡大するため
に、最小に抑える必要がある。
動インダクタは、インダクタンスの値がFETのゲート
-ソース間容量Cgsによって決められてしまうという問
題がある。また、文献3〜4に述べた回路構成の能動イ
ンダクタは、FETを直流的に分離するためのキャパシ
タンスCを追加する必要が生じる。このことは、能動イ
ンダクタを構成する回路を複雑にし、回路そのものが大
きくなってしまうという問題がある。
のであり、MOSFETと1個のキャパシタを用いて、
従来の能動インダクタより周波数応答が優れ、小型化が
可能な能動インダクタを提供する。
タンスgm1を有しソースが接地されたMOSFET
と、一端が接地され他端がMOSFETのゲート及び相
互コンダクタンスgmを有する電圧制御型定電流源に共
通接続されたキャパシタンスCを有するキャパシタとを
備え、前記MOSFETのドレインを出力端子とし、出
力端子と接地間の小信号出力インピーダンスZoの値が
共振周波数ωに関してjω{C/(gm1・gm)}、
インダクタンスLeqの値が{C/(gm1・gm)}と
して動作することを特徴とする能動インダクタである。
本発明によれば、従来の能動インダクタより周波数応答
が優れ、小型化が可能な能動インダクタを提供すること
ができる。
ンスgmの値を調整することにより前記インダクタンス
Leqの値を電気的に変化させる構成にしてもよい。
m1の値を調整することにより前記インダクタンスLeq
の値を電気的に変化させる構成にしてもよい。
されたNMOSFETとPMOSFETとから構成さ
れ、前記NMOSFETのドレインは一定電位に固定さ
れ、そのゲートは前記MOSFETのドレインに接続さ
れ、そのソースはPMOSFETのソースに接続され、
前記PMOSFETのゲートは可変電位に接続され、そ
のドレインは前記MOSFETのゲートに接続された構
成にしてもよい。
から構成され、前記PMOSFETのソースは前記MO
SFETのドレインに接続され、そのゲートは可変電位
に接続され、そのドレインは前記MOSFETのゲート
に接続された構成にしてもよい。
個のNMOSFETと、DC電位が与えられるゲートを
共有する2個のPMOSFETと、両端が前記NMOS
FETの各ゲートに接続された1個のキャパシタとを備
え、前記2個のPMOSFETの各ソースが前記2個の
NMOSFETの各ドレインに接続され、前記2個のN
MOSFETの各ドレインを各出力端子としたことを特
徴とする能動インダクタが提供される。
タンスの値を調整することによりインダクタンスの値を
電気的に変化させる構成にしてもよい。
るDC電圧を調整することによりインダクタンスの値を
電気的に変化させる構成にしてもよい。
本発明を詳述する。なお、本発明はこれによって限定さ
れるものではない。主として、従来の能動インダクタよ
り周波数応答が優れた特性を有する幾つかの能動インダ
クタの回路構成について説明する。ここで説明する回路
構成は、1個のキャパシタとMOSFETの相互コンダ
クタンスにより能動インダクタのインダクタンスの値を
決めるものである。
構成を示す図である。この能動インダクタは、M1のM
OSFET、Cのキャパシタ、及び出力電圧Voに比例
して電流を発生させる電圧制御型定電流源(I=gm・
Vo)から構成される。電圧制御型定電流源より電流Io
がCのキャパシタに供給されるとともに、MOSFET
のゲート電圧Vを決める。結果的に、M1のドレインと
接地間の小信号出力インピーダンスZoは、次式で表さ
れる。 Zo=Vo/Io=jω{C/(gm1・gm)} ここで、gm1はMOSFETの相互コンダクタンス、
gmは電圧制御型定電流源の相互コンダクタンス、Cは
キャパシタのキャパシタンス、ωは共振周波数を示す。
クタの回路構成を示す図である。この能動インダクタ
は、M1のMOSFET、M2のPMOSFET、M3
のNMOSFETの3個のトランジスタ、及び飽和状態
にバイアスされる1個のキャパシタCから構成される。
ここで、M1のドレインと接地間の小信号出力インピー
ダンスZは、次式で表される。 Z=Vo/Io≒jω{C/(gm1・gm)} ここで、gm=gm2・gm3/(gm2+gm3) gm1はM1の相互コンダクタンス、gm2はM2の相
互コンダクタンス、gm3はM3の相互コンダクタンス
を示す。また、この回路の最大動作範囲を制限する寄生
容量は、出力ノードでのキャパシタンスにより影響され
る。RFのような高周波回路への応用に対し、主要な一
因は、M3のゲートキャパシタンスである。
クタの回路構成を示す図である。この能動インダクタ
は、M1のMOSFET、M2のPMOSFETの2個
のトランジスタ、及び1個のキャパシタから構成され
る。ここで、M1のドレインと接地間の小信号出力イン
ピーダンスZは次式で与えられる。 Z=Vo/Io≒jω{C/(gm1・gm)} この回路構成において、出力キャパシタンスはM2のソ
ースキャパシタンスによって決定され、図2のM3のゲ
ートキャパシタンスよりはるかに小さい。
クタの回路構成を示す図である。この能動インダクタ
は、M1、M3のMOSFET、M2、M4のPMOS
FETの4個のトランジスタ、及び1個のキャパシタか
ら構成される。つまり、図3の回路構成を2個結合し、
Cの浮遊キャパシタによる微分型能動インダクタを構成
したものである。この微分型能動インダクタのインダク
タンスの値はMOSFETの相互コンダクタンスの変化
によって電気的に制御可能である。
導体集積回路のプロセスを用いても達成されるが、能動
インダクタとしてこれらの回路の最大動作周波数は、M
OSFETの最大動作周波数と寄生キャパシタにより制
限される。それゆえに、高周波回路への応用(例えばR
F〜2GHz)に対して、高周波トランジスタ(カット
オフ周波数ft:20GHz)のCMOSプロセスが必
要とされる。また、SOI(シリコン-オン-インシュレ
ータ)基板上にCMOSを形成することは、ソース-ド
レイン接合容量を減少させるので非常に有利である。
クタの回路構成を示す図である。また、図5は図2の回
路構成の応用例を示し、DCバイアス回路を含んでい
る。この能動インダクタは、M1、M2、M4、M5、
M6、M8、M10、M11のNMOSFETとM3、
M7、M9、M12、M13のPMOSFETの13個
のトランジスタ、及び1個のキャパシタから構成され
る。M1,M2、M3はインダクタンスを決めるコアト
ランジスタ(図2に示す3個のMOSFET)である。
M1のNMOSFETに直列にカスケード接続されたト
ランジスタである。また、M4は、M2,M3のDCバ
イアス点を決定するために用いられている。M12、M
13のPMOSFETは、カレントミラー回路を形成
し、M4,M6に対してはM5により、M1に対しては
M9によりバイアス電流を決定するように構成されてい
る。ここで、Ioは外部バイアス電流である。
ス間抵抗rds4は、出力インピーダンスを制限する。こ
の回路の出力抵抗roは次式で表される。 ro≒1/(gm1・gm2,3・rds4) ここで、gm2,3はM2,M3の組み合わせた相互コン
ダクタンスを示す。
に示した回路構成では、CMOSプロセスを用いて比較
的低周波を取り扱う場合に適用した一実施例であり、当
然、すべてのバイアストランジスタの回路網が含まれて
いる。また、回路を単純にするために、バイアス回路を
受動部品(例えば抵抗)を用いて構成することも可能で
ある。
に対する出力インピーダンス特性を示す図である。ま
た、周波数の関数として、ノードVoでの出力インピー
ダンスZo(測定値)を示したものである。また、図6
に示す出力インピーダンス特性の能動インダクタは、図
5の回路構成で、インダクタンスL=10μHの能動イ
ンダクタとして設計されている。さらに、キャパシタン
スC=10pFのキャパシタを用いて構成されている。
その結果、共振周波数のピークはωo〜20MHzが観
測される。また、この回路の出力インピーダンスZoは
略25Ωである。
は、トランジスタの相互コンダクタンス、バイアス電
流、キャパシタCの値で決定される。また、キャパシタ
Cの形成方法としては、Duble-Polysilicon capacitor
プロセスを用いて実現できる。周波数応答とインダクタ
ンスの値は、バイアス電流Ioを変化させることにより
調整される。
つ以上のMOSFETと1個のキャパシタCを用いた回
路構成で実現される。これは、従来の回路構成やインダ
クタの受動部品と比較して、以下のような効果がある。 (1)回路構成の面積は受動部品と比較して縮小するこ
とが可能である。 (2)より大きなインダクタンスの値を実現することが
できる。 (3)電気的に可変なインダクタを実現することが可能
である。このことは、チューニングに対して重要であ
り、またプロセスバラツキに対し補正することができ
る。 (4)より少ない部品で済ませることができる。 (5)動作周波数範囲は、高周波MOSトランジスタや
寄生キャパシタを減少させるためにSOI基板を用いる
ことにより拡大することが可能となる。
キャパシタCを用いて、従来の能動インダクタより周波
数応答が優れ、小型化が可能な能動インダクタを提供す
ることができる。
図である。
構成を示す図である。
構成を示す図である。
構成を示す図である。
構成を示す図である。
力インピーダンス特性を示す図である。
ーダンス特性を示す図である。
Claims (8)
- 【請求項1】 相互コンダクタンスgm1を有しソース
が接地されたMOSFETと、一端が接地され他端がM
OSFETのゲート及び相互コンダクタンスgmを有す
る電圧制御型定電流源に共通接続されたキャパシタンス
Cを有するキャパシタとを備え、前記MOSFETのド
レインを出力端子とし、出力端子と接地間の小信号出力
インピーダンスZoの値が共振周波数ωに関してjω
{C/(gm1・gm)}、インダクタンスLeqの値が
{C/(gm1・gm)}として動作することを特徴と
する能動インダクタ。 - 【請求項2】 前記電圧制御型定電流源の相互コンダク
タンスgmの値を調整することにより前記インダクタン
スLeqの値を電気的に変化させることを特徴とする請求
項1記載の能動インダクタ。 - 【請求項3】 前記MOSFETの相互コンダクタンス
gm1の値を調整することにより前記インダクタンスL
eqの値を電気的に変化させることを特徴とする請求項1
記載の能動インダクタ。 - 【請求項4】 前記電圧制御型定電流源はカスケード接
続されたNMOSFETとPMOSFETとから構成さ
れ、前記NMOSFETのドレインは一定電位に固定さ
れ、そのゲートは前記MOSFETのドレインに接続さ
れ、そのソースはPMOSFETのソースに接続され、
前記PMOSFETのゲートは可変電位に接続され、そ
のドレインは前記MOSFETのゲートに接続されたこ
とを特徴とする請求項1記載の能動インダクタ。 - 【請求項5】 前記電圧制御型定電流源はPMOSFE
Tから構成され、前記PMOSFETのソースは前記M
OSFETのドレインに接続され、そのゲートは可変電
位に接続され、そのドレインは前記MOSFETのゲー
トに接続されたことを特徴とする請求項1記載の能動イ
ンダクタ。 - 【請求項6】 各ソースが接地された2個のNMOSF
ETと、DC電位が与えられるゲートを共有する2個の
PMOSFETと、両端が前記NMOSFETの各ゲー
トに接続された1個のキャパシタとを備え、前記2個の
PMOSFETの各ソースが前記2個のNMOSFET
の各ドレインに接続され、前記2個のNMOSFETの
各ドレインを各出力端子としたことを特徴とする能動イ
ンダクタ。 - 【請求項7】 前記2個のPMOSFETの相互コンダ
クタンスの値を調整することによりインダクタンスの値
を電気的に変化させることを特徴とする請求項6記載の
能動インダクタ回路。 - 【請求項8】 前記2個のPMOSFETのゲートに与
えるDC電圧を調整することによりインダクタンスの値
を電気的に変化させることを特徴とする請求項6記載の
能動インダクタ回路。
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