JP6036564B2 - 可変インダクタ回路及び高周波回路 - Google Patents

Description

本発明は、可変インダクタ回路及び高周波回路に関する。

無線通信などに用いられる高周波回路では、動作させる周波数において利得が高くなるように整合回路が設けられている。整合回路を付加することにより、トランジスタと負荷の間でインピーダンス整合を取ることができるため、両者の間で電力の反射がなく、結果的に良好な特性（増幅器の場合は利得が高い）が得られる。

整合回路は、コンデンサや抵抗の他にインダクタンス成分を実現する伝送線路を有する。しかし、伝送線路を用いた場合には、容易にインダクタンス値を調整することができないため（設計及び試作のし直しなどの工程が発生するため）、動作周波数が変わると性能が劣化してしまう。

そのため、電気的にインダクタンス値を調整できる可変インダクタ回路（アクティブインダクタと呼ばれる場合もある）が用いられている。

特開２０１２−１６５４３５号公報 特開平８−１８１５７１号公報

Y. Yu et.al, "A Compact Wideband CMOS Low Noise Amplifier With Gain Flatness Enhancement", JSSCC, Vol, 45, No. 3, pp. 502-509, 2010

しかしながら、従来の可変インダクタ回路は、周波数が高くなると共振してしまい、高周波数ではインダクタンス値を調整することは困難であった。たとえば、従来の可変インダクタ回路では、１０ＧＨｚ以上の周波数で共振が起こり、３０ＧＨｚ以上のミリ波のような比較的高い周波数でも動作する可変インダクタ回路を実現することは困難であった。

発明の一観点によれば、縦続接続された第１トランジスタ及び第２トランジスタと、前記第１トランジスタのドレインと前記第２トランジスタのゲートとを結ぶ配線と、前記縦続接続された前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタの間に一方の端子を接続し、他方の端子を接地したコンデンサと、前記コンデンサの容量値または、前記第１トランジスタまたは前記第２トランジスタのゲート電圧を制御することでインダクタンス値を調整する制御回路と、を有する可変インダクタ回路が提供される。

また、発明の一観点によれば、信号を受信する第１トランジスタと、前記第１トランジスタに接続され、インピーダンス整合を行う整合回路と、を有し、前記整合回路は、縦続接続された第２トランジスタ及び第３トランジスタと、前記第２トランジスタのドレインと前記第３トランジスタのゲートとを結ぶ配線と、前記縦続接続された前記第２トランジスタ及び前記第３トランジスタの間に一方の端子を接続し、他方の端子を接地したコンデンサと、前記コンデンサの容量値または、前記第２トランジスタまたは前記第３トランジスタのゲート電圧を制御することでインダクタンス値を調整する制御回路と、を有する可変インダクタ回路を備えている高周波回路が提供される。

開示の可変インダクタ回路及び高周波回路によれば、比較的高い周波数でもインダクタンス値を調整できる。

可変インダクタ回路の一例を示す図である。 図１に示されている可変インダクタ回路の等価回路例を示す図である。 周波数とインダクタンス値の関係を示す回路シミュレーション結果の例を示す図である。 高周波回路の一例を示す図である。 可変インダクタ回路の１つ目の例を示す図である。 制御電圧とコンデンサＣ１（バラクタダイオード）の容量値の関係の一例を示す図である。 可変インダクタ回路の２つ目の例を示す図である。 ゲート電圧とトランジスタの相互コンダクタンスとの関係の一例を示す図である。 ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いた可変インダクタ回路の一例を示す図である。

以下、発明を実施するための形態を、図面を参照しつつ説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、可変インダクタ回路の一例を示す図である。

可変インダクタ回路１は、たとえば、無線通信のための高周波回路の整合回路の一部として用いられる。高周波回路としては、たとえば、増幅回路、周波数ミキサ回路などがある。なお、本明細書において、高周波とは主に周波数が３０ＧＨｚ以上の比較的高い周波数を想定して説明するが、特にこの値に限定されるものではない。

可変インダクタ回路１は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２、コンデンサＣ１，Ｃ２、制御回路２、信号伝搬抑制部３を有している。以下、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）として説明する。ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いた可変インダクタ回路の例については後述する。

トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、縦続（カスコード）接続されている。すなわち、トランジスタＴｒ１のソースがＴｒ２のドレインに接続されている。トランジスタＴｒ１のドレインには、信号伝搬抑制部３を介して、電源電圧ＶＤＤが印加されている。また、トランジスタＴｒ１のドレインには、端子（またはノード）Ｐが接続されており、端子Ｐが、たとえば、後述する高周波回路内のノードに接続される。トランジスタＴｒ１のゲートには直流バイアス電圧Ｖｉａｓが印加されている。

高周波の信号が入出力されるトランジスタＴｒ１のドレインと電源との間に、高周波の信号の伝搬を抑制する信号伝搬抑制部３を設けることで、高周波の信号が電源に与える影響を抑制できる。信号伝搬抑制部３としては、高周波の信号の１／４波長の伝送線路を用いてもよいが、異なる周波数の信号に対応できるように、たとえば、図１に示されているように、ＲＦ（Radio Frequency）チョークＬ１を用いることが望ましい。ＲＦチョークＬ１は、ある周波数よりも高い周波数の信号の伝搬を抑制する。

また、可変インダクタ回路１は、トランジスタＴｒ１のドレインとトランジスタＴｒ２のゲートとを結ぶ配線ｌｎ１を有している。図１の例では、トランジスタＴｒ１のドレインとトランジスタＴｒ２のゲートとは、直流電圧カット用のコンデンサＣ２を介して配線ｌｎ１により接続されているが、コンデンサＣ２はなくてもよい。

コンデンサＣ１は、カスコード接続されたトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の間に一方の端子を接続し、他方の端子を接地している。
制御回路２は、コンデンサＣ１の容量値または、トランジスタＴｒ１またはトランジスタＴｒ２のゲート電圧を制御する。

以上のようにトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２、コンデンサＣ１を接続することにより、インダクタ回路としての機能を持たせることができるとともに、コンデンサＣ１の容量値またはトランジスタＴｒ２のゲート電圧を制御することでインダクタンス値を可変できる。以下にその理由を説明する。

図２は、図１に示されている可変インダクタ回路の等価回路例を示す図である。
図２には、図１のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２、コンデンサＣ１による等価回路の例が示されている。トランジスタＴｒ１は、電源流１０に置き換えられており、トランジスタＴｒ２は、電流源１１に置き換えられている。ｇ_m1，ｇ_m2は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の相互コンダクタンスであり、増幅度を示すパラメータである。Ｖ_gs1，Ｖ_gs2は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のゲート−ソース間電圧であり、ゲート−ソース間の寄生容量の影響を受ける。

端子Ｐから流れ込む電流Ｉは、
Ｉ＝ｇ_m1Ｖ_gs1 （１）
と表せる。

また、図２の等価回路において、以下の関係が成り立つ。
ｇ_m1Ｖ_gs1＝ｇ_m2Ｖ_gs2＋ｊωＣ（−Ｖ_gs1） （２）
ここで、Ｃは、コンデンサＣ１の容量値であり、ωは電流Ｉの角速度である。

式（２）は以下のように変形できる。
（ｇ_m1＋ｊωＣ）Ｖ_gs1＝ｇ_m2Ｖ_gs2 （３）
式（１）と式（３）から、電流Ｉは以下のように表せる。

Ｉ＝ｇ_m1（ｇ_m2Ｖ_gs2／ｇ_m1＋ｊωＣ） （４）
ところで、端子Ｐから見た等価回路のインピーダンスＺは、以下のように表せる。
Ｚ＝Ｖ_gs2／Ｉ （５）
式（５）に式（４）を代入すると、
Ｚ＝（１／ｇ_m2）＋（ｊωＣ／ｇ_m1ｇ_m2） （６）
となる。

インピーダンスの虚数部分がインダクタンス値Ｌであるため、インダクタンス値Ｌは、
Ｌ＝Ｃ／ｇ_m1ｇ_m2 （７）
と等価的に表せる。

したがって、コンデンサＣ１の容量値Ｃまたは、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の相互コンダクタンスｇ_m1，ｇ_m2を調整することで、インダクタンス値Ｌを可変することができる。

容量値Ｃを調整してインダクタンス値Ｌを可変する場合には、コンデンサＣ１を、可変容量素子として、制御回路２が、可変容量素子に印加するバイアス電圧（制御電圧）を調整する。また、制御回路２は、トランジスタＴｒ１または、トランジスタＴｒ２のゲート電圧を調整することで、相互コンダクタンスｇ_m1，ｇ_m2を調整してインダクタンス値Ｌを可変するようにしてもよい。

また、上記のように、２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２による少ないトランジスタ数で、インダクタ回路として機能させることができるため、寄生容量（ゲート−ソース間容量）を小さくできる。寄生容量が大きいと、周波数が高くなった場合、インダクタンス値Ｌが高くなり、共振してしまうが、本実施の形態の可変インダクタ回路１では、寄生容量が小さいため、共振の発生を抑制できる。そのため、比較的高周波数でもインダクタ回路として機能させることができる。

図３は、周波数とインダクタンス値の関係を示す回路シミュレーション結果の例を示す図である。横軸が周波数（ＧＨｚ）、縦軸がインダクタンス値［ｐＨ］である。
回路シミュレーションでは、図１に示したような可変インダクタ回路１において、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２として、相互コンダクタンスｇ_m1，ｇ_m2の値が５８ｍＳ、ゲートソース間の容量（寄生容量）が２０ｆＦであるものを用いた。また、コンデンサＣ１の容量値Ｃは１５０ｆＦとした。

図３に示されているように、周波数が１００ＧＨｚでも、インダクタ回路として機能していることが分かる。
以上のように、本実施の形態の可変インダクタ回路１は、３０ＧＨｚ以上のミリ波のような高周波でも可変インダクタとして動作可能となる。

（第２の実施の形態）
図４は、高周波回路の一例を示す図である。
高周波回路２０は、高周波の信号を受信するトランジスタＴｒ３に接続され、インピーダンス整合を行う整合回路２１を有している。トランジスタＴｒ３は、たとえば、ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。トランジスタＴｒ３のゲートには、入力端子ＩＮを介して高周波（たとえば、ミリ波）の信号が入力される。トランジスタＴｒ３のソースは接地されており、ドレインと出力端子ＯＵＴの間には整合回路２１が接続されている。なお、トランジスタＴｒ３は、ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであってもよい。

整合回路２１は、可変インダクタ回路２２とコンデンサ２３を有している。コンデンサ２３は、トランジスタＴｒ３と出力端子ＯＵＴの間に接続されており、可変インダクタ回路２２は、トランジスタＴｒ３とコンデンサ２３との間のノードＮｄに接続されている。

以下、可変インダクタ回路２２の例を２つ説明する。なお、以下では可変インダクタ回路２２の１つ目の例を可変インダクタ回路２２ａ、２つ目の例を可変インダクタ回路２２ｂと表記する。

（可変インダクタ回路の例１）
図５は、可変インダクタ回路の１つ目の例を示す図である。図１に示した可変インダクタ回路１と同じ要素については、同一符号を付している。

可変インダクタ回路２２ａは、可変インダクタ回路１とほぼ同様の回路であるが、制御回路３０は、コンデンサＣ１の容量値を制御する。コンデンサＣ１は、可変容量素子であり、たとえば、バラクタダイオード（可変容量ダイオード）である。また、コンデンサＣ１は、直流電圧カット用のコンデンサＣ３を介して、トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２の間に接続されている。また、端子Ｐは、図４に示した整合回路２１のノードＮｄに接続される。コンデンサＣ１には、直流電圧が印加されるので、コンデンサＣ３を設けることで、この直流電圧が、トランジスタＴｒ２のドレイン電圧に与える影響を抑制できる。

制御回路３０は、抵抗３１と電源３２を有しており、電源３２が発生した制御電圧が抵抗３１を介して、コンデンサＣ１に印加される。コンデンサＣ３の容量値は、コンデンサＣ１の容量値と比べて十分小さいため、コンデンサＣ１，Ｃ３による直列容量の値は、コンデンサＣ１の容量値が支配的である。したがって、コンデンサＣ１の容量値により、式（７）に示した容量値Ｃが決定される。

図６は、制御電圧とコンデンサＣ１（バラクタダイオード）の容量値の関係の一例を示す図である。横軸がコンデンサＣ１に印加される制御電圧［Ｖ］、縦軸がコンデンサＣ１の容量値［ｐＦ］を示している。

図６に示されているように、制御電圧が大きくなると容量値が減少し、制御電圧が小さくなると容量値が大きくなる。式（７）から、インダクタンス値を小さくしたい場合には、容量値を小さくすればよいから、電源３２は制御電圧を大きくする。逆に、インダクタンス値を大きくしたい場合には、容量値を大きくすればよいから、電源３２は制御電圧を小さくする。

このように、図５に示したような可変インダクタ回路２２ａでは、インダクタンス値を調整できる。これにより、図４に示したような整合回路２１に可変インダクタ回路２２ａを適用した場合、整合周波数を調整することができるようになる。そのため、周波数の異なるアプリケーションにも同じ回路で対応できるようになる。

また、前述したように、２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２による少ないトランジスタ数で、インダクタ回路として機能させることができるため、寄生容量を小さくでき、共振の発生を抑制できる。そのため、図３に示したように、高周波でもインダクタ回路として機能させることができる。

さらに、可変インダクタ回路２２ａは、端子Ｐに接続されているトランジスタＴｒ１のドレインに、ＲＦチョークＬ１を介して電源が接続され、電源電圧ＶＤＤが印加されている。ドレインは、端子Ｐを介して高周波回路２０のトランジスタＴｒ３に接続されているため、トランジスタＴｒ３にバイアス電圧を供給できる。これにより、トランジスタＴｒ３のために別途バイアス供給回路を設けなくてもよくなり、回路面積の増大を抑えられる。

（可変インダクタ回路の例２）
図７は、可変インダクタ回路の２つ目の例を示す図である。図１に示した可変インダクタ回路１と同じ要素については、同一符号を付している。

可変インダクタ回路２２ｂは、可変インダクタ回路１とほぼ同様の回路であるが、制御回路４０は、トランジスタＴｒ２のゲート電圧を制御する。また、端子Ｐは、図４に示した整合回路２１のノードＮｄに接続される。

制御回路４０は、抵抗４１と電源４２を有しており、電源４２が発生した制御電圧が抵抗４１を介して、トランジスタＴｒ２のゲートに印加される。トランジスタＴｒ２のゲート電圧を調整することで、トランジスタＴｒ２の相互コンダクタンスｇ_m2を変化させることができ、式（７）の関係から、インダクタンス値Ｌを調整することができる。

図８は、ゲート電圧とトランジスタの相互コンダクタンスとの関係の一例を示す図である。横軸がゲート電圧Ｖ_g［Ｖ］、縦軸がトランジスタＴｒ２の相互コンダクタンスｇ_m2［Ｓ／ｍｍ］を示している。なお、図８では、トランジスタＴｒ２のゲート幅を８０μｍとして計算を行った例が示されている。

図８に示されているように、ゲート電圧Ｖ_gが大きくなると相互コンダクタンスｇ_m2が増加し、ゲート電圧Ｖ_gが小さくなると相互コンダクタンスｇ_m2が減少する。式（７）から、インダクタンス値Ｌを小さくしたい場合には、相互コンダクタンスｇ_m2を大きくすればよいから、電源４２はゲート電圧Ｖ_gを大きくする。逆に、インダクタンス値Ｌを大きくしたい場合には、相互コンダクタンスｇ_m2を小さくすればよいから、電源４２はゲート電圧Ｖ_gを小さくする。

このように、図７に示したような可変インダクタ回路２２ｂでも、インダクタンス値Ｌを調整でき、図５に示した可変インダクタ回路２２ａを用いた場合と同様の効果が得られる。

なお、上記では、トランジスタＴｒ２のゲート電圧を変化させて、インダクタンス値Ｌを調整する例を示したが、トランジスタＴｒ１のゲート電圧を変化させるようにしてもよい。トランジスタＴｒ１のゲート電圧を変化させても、トランジスタＴｒの相互コンダクタンスｇ_m1は、図８の相互コンダクタンスｇ_m2と同様に変化するから、式（７）に示した関係で、インダクタンス値Ｌを調整することができる。

ところで上記の説明では、ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を用いた可変インダクタ回路２２ａ，２２ｂの例を説明してきたが、ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いても同様の回路で、可変インダクタ回路を実現できる。以下、ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いた可変インダクタ回路を変形例として説明する。

（変形例）
図９は、ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いた可変インダクタ回路の一例を示す図である。図１に示した可変インダクタ回路１と同じ要素については、同一符号を付している。

可変インダクタ回路１ａは、ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５、信号伝搬抑制部３ａ（ＲＦチョークＬ２）、コンデンサＣ１，Ｃ２、制御回路２ａを有している。

トランジスタＴｒ４，Ｔｒ５は、カスコード接続されている。すなわち、トランジスタＴｒ４のドレインがＴｒ５のソースに接続されている。トランジスタＴｒ４のソースには、電源電圧ＶＤＤが印加されている。トランジスタＴｒ５のドレインには、信号伝搬抑制部３ａと、端子（またはノード）Ｐが接続されており、端子Ｐが、たとえば、前述した高周波回路２０の整合回路２１のノードＮｄに接続される。トランジスタＴｒ５のゲートは接地されている。信号伝搬抑制部３ａは接地されており、トランジスタＴｒ５のドレインで入出力される高周波の信号が、接地電位に与える影響を抑制している。

また、可変インダクタ回路１ａは、トランジスタＴｒ５のドレインとトランジスタＴｒ４のゲートとを結ぶ配線ｌｎ２を有している。図９の例では、トランジスタＴｒ５のドレインとトランジスタＴｒ４のゲートとは、直流電圧カット用のコンデンサＣ２を介して配線ｌｎ２により接続されているが、コンデンサＣ２はなくてもよい。

コンデンサＣ１は、カスコード接続されたトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５の間に一方の端子を接続し、他方の端子を接地している。
制御回路２ａは、コンデンサＣ１の容量値または、トランジスタＴｒ４またはトランジスタＴｒ５のゲート電圧を制御する。

以上のようにｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いた場合でも、図９に示すようにトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５、コンデンサＣ１を接続することにより、式（７）と同様に、インダクタンス値Ｌ＝Ｃ／ｇ_m4ｇ_m5と表せる。ここで、Ｃは、コンデンサＣ１の容量値であり、ｇ_m4，ｇ_m5は、トランジスタＴｒ４，Ｔｒ５の相互コンダクタンスである。このように、ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いても、インダクタ回路としての機能を持たせることができる。

また、制御回路２ａにより、コンデンサＣ１の容量値を変化させることで、インダクタンス値Ｌを調整できる。また、制御回路２ａにより、トランジスタＴｒ４またはトランジスタＴｒ５のゲート電圧を変化させることでも、トランジスタＴｒ４，Ｔｒ５の相互コンダクタンスｇ_m4，ｇ_m5が変化し、インダクタンス値Ｌを調整できる。

また、２つのトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５による少ないトランジスタ数で、インダクタ回路として機能させることができるため、寄生容量を小さくでき、共振の発生を抑制できる。そのため、高周波数でもインダクタ回路として機能させることができる。

なお、制御回路２ａとしては、たとえば、図５に示した制御回路３０や、図７に示した制御回路４０と同様の回路を適用できる。
以上、実施の形態に基づき、本発明の可変インダクタ回路及び高周波回路の一観点について説明してきたが、これらは一例にすぎず、上記の記載に限定されるものではない。

たとえば、上記の説明では、トランジスタのゲート電圧を制御して、インダクタンス値を調整する場合と、コンデンサＣ１の容量値を制御して、インダクタンス値を調整する場合とを別々に説明したが、両方同時に制御して、インダクタンス値を調整してもよい。

１ 可変インダクタ回路
２ 制御回路
３ 信号伝搬抑制部
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
ｌｎ１ 配線
Ｌ１ ＲＦチョーク
Ｔｒ１，Ｔｒ２ トランジスタ
Ｐ 端子（ノード）
ＶＤＤ 電源電圧
Ｖｉａｓ 直流バイアス電圧

Claims (7)

1. 縦続接続された第１トランジスタ及び第２トランジスタと、
   前記第１トランジスタのドレインと前記第２トランジスタのゲートとを結ぶ配線と、
   前記縦続接続された前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタの間に一方の端子を接続し、他方の端子を接地したコンデンサと、
   前記コンデンサの容量値または、前記第１トランジスタまたは前記第２トランジスタのゲート電圧を制御することでインダクタンス値を調整する制御回路と、
   を有することを特徴とする可変インダクタ回路。
2. 前記制御回路は、前記第１トランジスタまたは前記第２トランジスタのゲート電圧を制御することで、前記第１トランジスタまたは前記第２トランジスタの相互コンダクタンスを変化させることで、前記インダクタンス値を調整することを特徴とする請求項１に記載の可変インダクタ回路。
3. 前記コンデンサは、可変容量素子であり、直流電圧を抑制する他のコンデンサを介して、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタの間に接続されていることを特徴とする請求項１または２に記載の可変インダクタ回路。
4. 信号が入出力される前記第１トランジスタの前記ドレインは、前記信号の伝搬を抑制する信号伝搬抑制部を介して、電源に接続または接地されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載の可変インダクタ回路。
5. 前記信号伝搬抑制部は、ＲＦチョークであることを特徴とする請求項４に記載の可変インダクタ回路。
6. 信号を受信する第１トランジスタと、
   前記第１トランジスタに接続され、インピーダンス整合を行う整合回路と、を有し、
   前記整合回路は、
   縦続接続された第２トランジスタ及び第３トランジスタと、
   前記第２トランジスタのドレインと前記第３トランジスタのゲートとを結ぶ配線と、
   前記縦続接続された前記第２トランジスタ及び前記第３トランジスタの間に一方の端子を接続し、他方の端子を接地したコンデンサと、
   前記コンデンサの容量値または、前記第２トランジスタまたは前記第３トランジスタのゲート電圧を制御することでインダクタンス値を調整する制御回路と、
   を有する可変インダクタ回路を備えていることを特徴とする高周波回路。
7. 前記第２トランジスタの前記ドレインは、前記信号の伝搬を抑制する信号伝搬抑制部を介して、電源に接続されているとともに、前記第１トランジスタに接続されており、
   前記電源により、前記第１トランジスタにバイアス電圧が供給されることを特徴とする請求項６に記載の高周波回路。

Images