JP2001085980A - 回路装置 - Google Patents

回路装置

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JP2001085980A
JP2001085980A JP2000216877A JP2000216877A JP2001085980A JP 2001085980 A JP2001085980 A JP 2001085980A JP 2000216877 A JP2000216877 A JP 2000216877A JP 2000216877 A JP2000216877 A JP 2000216877A JP 2001085980 A JP2001085980 A JP 2001085980A
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Felix Dr Franck
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Abstract

(57)【要約】 【課題】主スイッチのターンオフ過程時に発生する損失
ができるだけ小さくなるようにする。 【解決手段】主スイッチ（Ｔ１）に補助スイッチ（Ｔ１
１）が付設され、その動作電極は主スイッチ（Ｔ１）の
制御電極（Ｂ）に、その基準電極は主スイッチ（Ｔ１）
の基準電極（Ｅ）に接続され、補助スイッチ（Ｔ１１）
の制御電極と主スイッチ（Ｔ１）の動作電極（Ｃ）との
間に少なくとも１つのコンデンサ（Ｃ１１）が配置さ
れ、補助スイッチ（Ｔ１１）の制御電極と基準電極との
間に放電ユニット（Ｄ１１）が、主スイッチ（Ｔ１）の
オフ状態からオン状態への移行中に少なくとも１つのコ
ンデンサ（Ｃ１１）が放電するように配置される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、基準電極、制御電
極及び動作電極を有する少なくとも１つの主スイッチ
と、各主スイッチの主電流流れ方向に逆並列に接続され
たフリーホィーリングダイオードとを備えた回路装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】一般的にエレクトロニクス分野、特にパ
ワーエレクトロニクス分野においては、できるだけ僅か
なスペースでできるだけ大きな電力を処理できるように
するという欲求がある。これは発生する損失電力を最小
にするという要求を生ずる。というのは、損失電力は熱
に変換され、従って（大形の）放熱体、それゆえ大形の
ハウジングを必要とするからである。例えば、外部制御
形及び自己制御形のトランジスタインバータの場合、ト
ランジスタのスイッチング過程がシャープにかつ迅速に
経過すればする程、発生する損失熱は少なくなる。特に
バイポーラ形スイッチングトランジスタを使用する場
合、短いスイッチング過程を得ることは特別に困難であ
る。本発明が電界効果トランジスタを有する回路に適用
される場合にも、以下において問題点及び本発明による
解決策はバイポーラトランジスタを例として説明されて
いる。
【０００３】最初に図１（ａ）を参照して本発明の基礎
をなす問題点を説明する。図１（ａ）は従来の技術から
知られているパワースイッチングトランジスタ（この場
合バイポーラトランジスタ）Ｔ１の標準形態を示し、こ
れにフリーホィーリングダイオードＤ１が逆並列に接続
されている。トランジスタの３つの端子はコレクタ（動
作電極）がＣで、ベース（制御電極）がＢで、エミッタ
（基準電極）がＥで表されている。コレクタ−エミッタ
間に降下する電圧はＵCEで、ベース−エミッタ間に降下
する電圧はＵBEで、コレクタに流れる電流はＩCで、ベ
ースに流れる電流はＩBで表されている。コレクタ−ベ
ース間には寄生容量いわゆるミラー容量ＣCBが存在す
る。これは同様に電界効果トランジスタにも当てはま
る。スイッチング過程中に生ずる標準的な損失電力は積
ＩC×ＵCEによって決定される。図１（ｂ）にはこれら
の両パラメータの経過と共にベース−エミッタ電圧ＵBE
及びベース電流ＩBの経過が時間に関して示されてい
る。比較的損失の少ない、従って良好なスイッチング過
程は、ＵCEが増加し始めるや否やコレクタ電流ＩCが大
きく低下することである。図１（ａ），（ｂ）の回路用
として示されたパラメータＩC，ＵCEの時間的経過は次
の理由からこの条件を満たしていない。先ず以下におけ
る検討のために、トランジスタＴ１のエミッタがアース
電位にあるということを仮定する。従って、コレクタ電
圧が上方へ向かって行く、すなわちＵCEが増大すると、
ミラー容量ＣCBを通る充電電流とベース端子の電圧に関
係する“ソフト性”とに基づいてベース電圧ＵBEが“追
従する”、すなわちＵBEは減少するのではなく同様に増
大する（図1（ｂ）の円内を参照）。ベース駆動がいわ
ゆる電流源特性を有するので、ミラー容量ＣCBを充電す
る電流はトランジスタＴ１のベース電極に負帰還的に作
用する。ターンオフ過程はそれによって強く遅らされ
る。すなわち、ＵCEが既に増大しているのに、ＩCはま
だほぼ完全な高さにない。このことはターンオフ過程中
における電流ＩCの凸状特性線によっても明らかであ
る。Ａを付されているハッチング部分の面積はトランジ
スタが既に“ターンオフ”されているにも拘わらずまだ
このトランジスタを通って流れる電荷に一致している。
主スイッチの動作電極に接続されているオーム誘導性負
荷を通る電流Ｉ Lの経過が鎖線によって示されている。
従って、面積Ｂによって示されている充電交換過程用の
電荷がトランジスタ容量（図示されていない）によって
供給される。面積Ｂに対する面積Ａの比すなわち充電交
換電流に対するターンオフ電流の比は切り換え過程の損
失に対する尺度と見なすことができる。Ａ対Ｂが小さけ
れば小さい程、切り換え過程時に発生する損失は小さく
なる。
【０００４】この種のターンオフ過程を速めるための従
来の解決策は、一方では１００Ω以下の大きさの抵抗を
ベース−エミッタ区間に並列に接続することであり、他
方では１０ｎＦ以下の容量のコンデンサと１００Ω以下
の抵抗との直列接続をベース−エミッタ区間に並列に接
続することである。しかしながら、この解決策の成果は
ターンオフ損失が相変わらず大きいので不満足である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】それゆえ、本発明の課
題は、主スイッチのターンオフ過程時に発生する損失が
できるだけ小さくなるように冒頭で述べた種類の回路装
置を構成することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に、本発明によれば、各主スイッチに補助スイッチが付
設され、その動作電極は主スイッチの制御電極に、その
基準電極は主スイッチの基準電極に接続され、補助スイ
ッチの制御電極と主スイッチの動作電極との間に少なく
とも１つのコンデンサが配置され、補助スイッチの制御
電極と基準電極との間に放電ユニットが、主スイッチの
オフ状態からオン状態への移行中にコンデンサが放電す
るように配置されている。
【０００７】本発明による解決策は、主スイッチの動作
電極での電圧上昇がコンデンサを介して補助スイッチの
制御電極へ伝送されるという知識を利用している。補助
スイッチを適切に選定することによって、コンデンサの
充電過程が補助スイッチをオン状態へ移行させる。補助
スイッチの動作電極は主スイッチの制御電極に接続され
ているので、これによって電荷キャリヤが主スイッチの
制御電極から積極的に取り除かれる。こうして、主スイ
ッチのターンオフ過程を遅らせるミラー容量Ｃ CBの影響
を妨げることができる。これによってターンオフ過程が
明らかに速められ、従って損失が従来技術の解決策の場
合よりも明らかに少なくなる。放電ユニットはコンデン
サを今回のターンオフ過程と次回のターンオフ過程との
間に放電させ、これによってそのコンデンサを次回のタ
ーンオフ過程のために再び使用するすなわち再び充電で
きるようにする。
【０００８】放電ユニットは最も簡単な構成の場合単一
の抵抗から構成される。放電ユニットは別の構成の場合
放電ダイオードを含む、特にショットキーダイオード、
ツェナーダイオード又はｐｎダイオードとして実現され
ると好ましく、その場合放電ダイオードに少なくとも１
つの抵抗を直列及び／又は並列に接続することができ
る。放電ユニットは、補助スイッチをオン状態に切り換
える信号を与えるシャットダウン入力端子を備えること
ができる。シャットダウン入力端子と補助スイッチの制
御電極との接続部が補助スイッチの制御電極に対して放
電ダイオードと同じように向けられたシャットダウンダ
イオードを有していると好ましい。このシャットダウン
ダイオードはｐｎダイオード又はショットキーダイオー
ドとして実現することができる。
【０００９】放電ユニットが補助スイッチの制御電極に
接続されているセンス出力端子を有し、このセンス出力
端子を介して主スイッチ及び／又は補助スイッチのスイ
ッチング状態を知ることができる。センス出力端子と補
助スイッチの制御電極との間に電位シフトを行うために
少なくとも１つのコンデンサが配置されている。
【００１０】本発明による回路装置はさらに補助スイッ
チの動作電極と制御電極との間に配置され補助スイッチ
の制御電極の飽和を防止する飽和防止ユニットを有する
ことができる。飽和防止ユニットは、最も簡単な実施態
様では、補助スイッチの制御電極の飽和の場合に電荷キ
ャリヤが補助スイッチの動作電極へ流出するように配置
された単一の抵抗によって実現することができる。飽和
防止ユニットは、特に優れた別の実施態様においては、
補助スイッチの制御電極の飽和の場合に電荷キャリヤが
補助スイッチの動作電極へ流出するように配置された飽
和防止ダイオードを有することができる。飽和防止ダイ
オードはこの場合ｐｎダイオード又はショットキーダイ
オードとして実現される。飽和防止ダイオードに少なく
とも１つの抵抗が直列及び／又は並列に接続される。
【００１１】主スイッチはバイポーラトランジスタとし
て実現することができるが、しかし主スイッチはフリー
ホィーリングダイオードと共にＭＯＳＦＥＴによって実
現することもできる。補助スイッチはバイポーラトラン
ジスタ、コレクタに直列ダイオードを有するバイポーラ
トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、又はドレインに直列ダイ
オードを有するＭＯＳＦＥＴであり、直列ダイオードを
使用する場合その向きは補助スイッチの主電流流れ方向
の電流流れが可能であるように向けられる。直列ダイオ
ードがショットキーダイオードによって実現されている
と好ましい。
【００１２】本発明は、本発明による少なくとも１つの
第１および第２の回路装置を備え、第２（“上側”）の
回路装置の主スイッチの基準電極が第１（“下側”）の
回路装置の主スイッチの動作電極に（必要に応じて他の
デバイスから成る中間回路を介して）接続されることに
よって第１および第２の回路装置によりブリッジが形成
されたブリッジ回路装置も含んでいる。この種のブリッ
ジ回路装置は負荷を作動する自由振動形発振器回路装置
の一部分であり、その場合負荷電流を第１および第２の
回路装置の主スイッチの制御電極へ帰還するためのスイ
ッチング制御装置が設けられ、各主スイッチの制御電極
がそれぞれ１つの接続線によってスイッチング制御装置
に接続され、両接続線が少なくとも１つのいわゆるベー
ス橋絡コンデンサを介して相互に接続される。スイッチ
ング制御装置は制御変圧器として構成される。ベース橋
絡コンデンサは各主スイッチの制御電極にそれぞれ直接
に及び／又は各主スイッチの制御電極側にあるスイッチ
ング制御装置の出力端子にそれぞれ直接に接続される。
【００１３】本発明の他の実施態様は従属請求項に記載
されている。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下において本発明の実施例を図
面に基づいて詳細に説明する。
【００１５】図２（ａ）は図１（ａ）の回路装置を本発
明に基づいて拡大して示し、以下における検討のために
トランジスタＴ１に関してはそのコレクタを動作電極、
そのベースを制御電極、そのエミッタを基準電極とし、
トランジスタＴ１１に関してはそのコレクタを動作電
極、そのベースを制御電極、そのエミッタを基準電極と
する。トランジスタＴ１には補助スイッチとしてトラン
ジスタＴ１１が付設され、その動作電極はトランジスタ
Ｔ１の制御電極に接続されている。トランジスタＴ１１
のエミッタはトランジスタＴ１の基準電極に接続されて
いる。トランジスタＴ１１の制御電極は一方ではコンデ
ンサＣ１１を介してトランジスタＴ１の動作電極に接続
され、他方では放電ダイオードＤ１１を介して両トラン
ジスタの基準電極に接続されている。
【００１６】図２（ａ）に示された回路装置の機能は以
下の通りである。ＵCEが増大し始めるや否や、補助トラ
ンジスタＴ１１のベースに正帰還コンデンサＣ１１を充
電する電流が流れる。これによって補助トランジスタＴ
１１がターンオンされ、それにより主トランジスタＴ１
のベースが低抵抗で補助トランジスタＴ１１のエミッタ
に接続される。これによって電荷キャリヤが主トランジ
スタＴ１のコレクタ−ベース接合から補助トランジスタ
Ｔ１１を介して流出する。
【００１７】図２（ｂ）によれば、この回路装置は図１
（ａ）による回路装置よりも明らかに損失の少ないター
ンオフ過程を有することが明らかになる。主トランジス
タＴ１のコレクタ−ベース接合からの電荷キャリヤの流
出は、図２（ｂ）において、ＵCEが増大し始める場合
に、ベース電流ＩBの経過における負のピークのところ
に示されている。同じ時点でベース−エミッタ電圧はほ
ぼ０ボルトになる（図２（ｂ）の円参照）。主トランジ
スタＴ１のベースからの電荷キャリヤ流出と、主トラン
ジスタＴ１のベース−エミッタ電圧ＵBEをほぼ０ボルト
に抑え込むこととによって、ターンオフ過程が明らかに
速められる。図１（ｂ）のターンオフ過程に比較して、
コレクタ電流ＩCの特性線は今や凹状になっている。電
流ＩCはコレクタ−エミッタ電圧ＵCEがまだ低い間は受
け入れ可能な値に戻されている。面積Ａ′対面積Ｂ′の
比は著しく小さくなり、このことはターンオフ過程中の
損失が明らかに少なくなることを示す。
【００１８】図３は本発明による回路装置１０の原理回
路図を示す。この図において右側に示されている端子の
内、端子１は主スイッチＴ１の動作電極、端子２は主ス
イッチＴ１の制御電極ないしは補助スイッチＴ１１の動
作電極、端子３は補助スイッチＴ１１の制御電極、端子
４は放電ユニットＥ１１のシャットダウン入力端子、端
子５は放電ユニットＥ１１のセンス出力端子、端子６は
主スイッチＴ１ならびに補助スイッチＴ１１の基準電極
をそれぞれ表している。主スイッチＴ１に逆並列にフリ
ーホィーリングダイオードＤ１が接続されている。正帰
還コンデンサＣ１１は既に述べたように主スイッチＴ１
の動作電極と補助スイッチＴ１１の制御電極との間に配
置されている。放電ユニットＥ１１は補助スイッチＴ１
１の制御電極と両スイッチの基準電極との間に配置され
ている。主スイッチの制御電極ないしは補助スイッチの
動作電極と補助スイッチの制御電極との間には、以下に
おいてさらに詳細に説明する飽和防止回路Ａ１１が設け
られている。
【００１９】主スイッチＴ１はバイポーラトランジスタ
によって実現することができ、主スイッチＴ１とフリー
ホィーリングダイオードＤ１との組み合わせはＭＯＳＦ
ＥＴによって実現することもでき、その場合ＭＯＳＦＥ
Ｔのボディーダイオードがフリーホィーリングダイオー
ドＤ１の機能を果たす。
【００２０】補助スイッチＴ１１はバイポーラトランジ
スタ、コレクタに直列ダイオードを有するバイポーラト
ランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、又はドレインに直列ダイオ
ードを有するＭＯＳＦＥＴから構成することができる。
直列ダイオードを使用する際、その向きは、補助スイッ
チＴ１１の主電流流れ方向の電流流れが可能であるよう
に向けられる。この直列ダイオードはｐｎダイオード又
は好ましくはショットキーダイオードである。放電ユニ
ットＥ１１の簡単な実施例は既に図２（ａ）に関連して
紹介された。放電ユニットはショットキーダイオード、
ツェナーダイオード又はｐｎダイオードとして実現する
ことができる。その機能は、主スイッチＴ１が次回のタ
ーンオフをされる前にコンデンサＣ１１の放電を可能に
することである。
【００２１】図４は放電ユニットＥ１１の他の実施例を
示す。この実施例において、シャットダウン入力端子Ｓ
ＤはダイオードＤSDを介して、補助スイッチＴ１１の制
御電極に接続される放電ユニットの出力端子に接続され
ている。シャットダウンダイオードＤSDはｐｎダイオー
ド又はショットキーダイオードとして実現することがで
きる。補助スイッチＴ１１はシャットダウン入力端子Ｓ
Ｄを介して外部からターンオンされる。これによって主
スイッチＴ１の駆動部が短絡される。このことによっ
て、シャットダウン入力端子を、例えば回路のデバイス
が飽和になる場合又は回路が高温度になりすぎる場合に
安全遮断のために使用することが可能になる。ダイオー
ドＤSDは、電荷キャリヤが意図されたように補助スイッ
チＴ１１の制御電極に向かうのではなくシャットダウン
入力端子から流出してしまう場合のように正帰還コンデ
ンサＣ１１の正帰還機能がシャットダウン入力端子ＳＤ
によって弱められるのを防止する。
【００２２】図４に示された放電ユニットＥ１１はセン
ス出力端子ＳＥＮＳＥを備え、この端子を用いて放電ユ
ニットの状況、従って主スイッチ及び／又は補助スイッ
チのスイッチング状況を知ることができる。コンデンサ
ＣS11は、センス出力端子ＳＥＮＳＥの電位を所望のレ
ベルにシフトするために設けられている。センス出力端
子ＳＥＮＳＥは特にソフトスイッチングの際および外部
制御形ハーフブリッジの場合に使用すると有利である。
【００２３】本発明による回路装置は多数の回路、例え
ば降圧回路、昇圧回路、リアクトル形逆変換器、力率補
正回路、キューク（′Ｃｕｋ）形変換回路等において、
特にランプの点灯装置において使用可能である。図５に
は低電圧形ハロゲンランプを点灯するための自己制御形
すなわち自由振動形インバータにおいて２つの本発明に
よる回路装置を使用する例が示されている。インバータ
は第１の本発明による回路装置１０ａと第２の本発明に
よる回路装置１０ｂとを含んでいる。これらの各回路装
置は主スイッチＴ１，Ｔ２と、補助スイッチＴ１１，Ｔ
２２と、フリーホィーリングダイオードＤ１，Ｄ２と、
放電ダイオードＤ１１，Ｄ２２と、正帰還コンデンサＣ
１１，Ｃ２２とを含んでいる。両主スイッチＴ１，Ｔ２
の制御電極間にはいわゆるベース橋絡コンデンサＣ
BB（破線で示されている。オプション）が接続されてい
る。このベース橋絡コンデンサＣBBはベース駆動ないし
はトランジスタのターンオンのためにできるだけ早期に
使用される電流をいわゆる“吸い取る”のに使われる。
ベース橋絡コンデンサの詳細な説明はドイツ連邦共和国
特許出願公開第１９７２８２９５号明細書（発明者は本
発明の発明者と同一）に記載されているので、その公開
明細書を参照されたい。両補助スイッチＴ１１，Ｔ２２
は、ベース橋絡コンデンサの原理に起因するターンオフ
遅延作用を取り除くという別の利点を有している。両主
スイッチを駆動するために制御変圧器ＳＴＲが使われ
る。この制御変圧器ＳＴＲの一次巻線には電流ＩMPが流
れ、その二次巻線は両主スイッチＴ１１，Ｔ２２の制御
入力端子に接続されている。負荷はこの例では伝送器Ｌ
Ｕによって接続されたランプにより形成され、電流ＩMP
が流れる伝送器ＬＵの巻線は一端が制御変圧器ＳＴＲの
一次巻線に接続され、他端が結合コンデンサＣK1，ＣK2
に接続されている。結合コンデンサＣK2はトランジスタ
Ｔ２の動作電極に接続され、結合コンデンサＣK1はトラ
ンジスタＴ１の基準電極に接続されている。棒状鉄心形
チョークＬの機能は本発明を理解するためには重要では
ないが、これの詳細な説明はドイツ連邦共和国特許出願
公開第４４３６４６５号明細書を参照されたい。
【００２４】本発明の機能を図６を参照して詳細に説明
するために、以下のパラメータが導入される。ＵHBMPは
ハーフブリッジの中間点における電圧を表す。放電ダイ
オードＤ１１での電圧降下が僅かであるためにＵHBMPは
正帰還コンデンサＣ１１が充電される電圧ＵC11とほぼ
同じ大きさである。回路の正極には２３０ＶDCの電圧が
印加されている。この実施例においては２３０ＶがＵ
HBMPにとって最高値であること、及び交互にターンオン
される主スイッチのトランジスタＴ１，Ｔ２が低抵抗で
あることのために、ＵHBMPは以下での検討に対する第１
の指令量になる。
【００２５】第２の指令量は電力伝送器ＬＵの一次巻線
を流れる電流ＩMPである。このパラメータＩMPはその大
きな振幅及びＷ＝（Ｌ／２）×Ｉ2に基づいて図５の回
路装置内に最大の交流エネルギ量を有する。ＩL1以外の
この装置内の全ての他の電流は直接的に又は間接的にＩ
MPに関係する。ＣK1，ＣK2の電圧は和で２３０Ｖであ
り、ＩMPが純粋な交流電流であるように設定されてい
る。主スイッチＴ１が正方向に導通すると、ＩCT1＝Ｉ
MPが成立する。
【００２６】制御変圧器ＳＴＲの磁化インダクタンスが
現在のスイッチング周波数の際には有効ではないという
仮定の下に、制御変圧器ＳＴＲの巻数比によって決めら
れる主電流ＩMPの一部分は、主スイッチＴ１が導通して
いる限り、“下側の二次巻線”に電流ＩStr1として伝送
される。制御変圧器ＳＴＲにおける巻回方向によって、
第１に電流正帰還が生じ、第２にプッシュプル作動が生
じる、すなわち主スイッチＴ１，Ｔ２のターンオンが交
互に生じる。このことから、主スイッチＴ２がターンオ
ンされるべき場合に、電流ＩMPの同一部分が今述べたよ
うにＩStr2として“上側の二次巻線”に伝送される。
【００２７】電流ＩStr1が主スイッチＴ１を駆動するた
めに供給する駆動電流ＩBT1は電流ＩStr1からコイルＬ
１に流れる電流ＩL1の値だけ減らされる。ＩCT11＝０で
ありＵHBMPが断片的に一定である限り、次の式（１）が
成立する。 ＩBT1＝ＩStr1−ＩL1 （１）
【００２８】他の期間において、すなわち切り換え過程
中に、つまりＵHBMPが時間的に変化している最中に、主
スイッチＴ１の駆動電流ＩBT1が補助スイッチのコレク
タ電流ＩCT11だけ減らされ、ベース橋絡コンデンサ電流
ＩCBBだけ高められる。その場合、次の式（２）が成立
する。 ＩBT1＝ＩStr1−ＩL1＋ＩCBB−ＩCT11 （２）
【００２９】コイルＬ１は主スイッチＴ１のベース−エ
ミッタ区間に直接に並列接続されているので、第３の独
立したパラメータＩL1は単独でコイルＬ１のインダクタ
ンスと主スイッチの制御電圧ＵBT1とによって決定され
る。主スイッチＴ１が駆動されている、すなわち主スイ
ッチの制御電圧ＵBT1が正である限り、電流ＩL1はラン
プ状に増大する。主スイッチＴ２が駆動されている限
り、制御変圧器ＳＴＲの巻回方向によって上側の主スイ
ッチの制御電圧は下側では逆になり、制御電圧Ｕ BT1は
負であり、電流ＩL1はランプ状に減少する。このことか
ら電流ＩL1の三角波状の経過が生ずる。
【００３０】ドイツ連邦共和国特許出願公開第４４３６
４６５号明細書とは異なり、コイルＬ１はここではアー
スに直接に接続されている。このデバイスの主要な機能
はこれによって影響を受けない。
【００３１】ＵHBMPが時間的に変化すると、ＵC11も相
応して変化する。その場合コンデンサＣ１１のために充
電電流ＩC11が生じ、この充電電流ＩC11は計数方向によ
り正の値の場合にＩBT11として補助スイッチＴ１１のベ
ースを通って流れ、これをターンオンさせる。この充電
電流ＩC11は負の値の場合ＩD11として放電ダイオードＤ
１１を通って流れる。
【００３２】基準電位に対する補助スイッチＴ１１のベ
ースの電圧、すなわち補助スイッチＴ１１に対する駆動
電圧はＵBT11である。今導入したパラメータの時間的経
過を、図６を参照して以下において説明する。
【００３３】図６の第１段目の波形は先ずアース電位と
印加された直流電圧との間で連続的に変化する電圧Ｕ
HBMPを示す。電圧ＵHBMPの電圧経過の立ち上がり縁及び
立下り縁が０とは異なった有限の立ち上がり時間もしく
は立下り時間を有することに注目するべきである。
【００３４】図６の第２段目の波形はゼロ点を中心にし
て変動してあるときは正またあるときは負になる電流Ｉ
MPの経過を示す。制御変圧器ＳＴＲ内でそれが纏められ
ることによって、電流ＩStr1が電流ＩMPの経過と一致す
る。電流ＩL1はほぼ三角波状に経過する。 ＩST1＝ＩStr1−ＩL1 でもって、ＩL1＞ＩStr1が成立するや否や、ＩST1が負
になる。この時刻においてトランジスタＴ１のベースが
積極的に電荷キャリヤを空にされ、従ってトランジスタ
Ｔ１の迅速なターンオフ過程が準備される。
【００３５】図６の第４段目の波形に示されたコンデン
サＣ１１を通る電流ＩC11の経過は正パルスと負パルス
とから構成されている。正パルスは電圧ＵHBMPの立ち上
がり縁中に発生し、電流ＩBT11として補助トランジスタ
Ｔ１１のベースへ導かれる。このような正パルスの後、
正帰還コンデンサＣ１１は充電状態にある。負パルスは
トランジスタＴ１のオフ状態からオン状態への移行中に
減少する電圧ＵHBMPによって生じる。トランジスタＴ１
のオフ状態からオン状態への移行によって、ダイオード
Ｄ１１を通ってコンデンサＣ１１へ流れる放電電流が生
じる。これによってコンデンサＣ１１は放電し、トラン
ジスタＴ１の次回のターンオン過程中の正帰還のために
再び使われる。
【００３６】図６の第７段目の波形はトランジスタＴ１
１のベース−エミッタ電圧に一致する電圧ＵBT11の経過
を示す。正パルスはオン状態にあるトランジスタＴ１１
のベース−エミッタ電圧に一致し、一方負パルスは導通
状態にあるダイオードＤ１１に降下する電圧に一致して
いる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は出力形態としての幾つかのパラメータ
を定義するためにフリーホィーリングダイオードを備え
たパワートランジスタを示す従来の回路図、（ｂ）は
（ａ）に示されたパワートランジスタのターンオフ過程
に対するコレクタ電流ＩC，コレクタ−エミッタ電圧Ｕ
CE，ベース−エミッタ電圧ＵBEならびにベース電流ＩB
の時間的経過を示す特性図
【図２】（ａ）は本発明による回路装置の極めて簡単な
実施例を示す回路図、（ｂ）は（ａ）に示された回路装
置のターンオフ過程に対するコレクタ電流ＩC，コレク
タ−エミッタ電圧ＵCE，ベース−エミッタ電圧ＵBEなら
びにベース電流ＩBの時間的経過を示す特性図
【図３】本発明による回路装置の原理回路図
【図４】放電ユニットの回路例を示す回路図
【図５】２つの本発明による回路装置を備え、インバー
タに適用された回路例を示す回路図
【図６】図５に示された回路例の種々のパラメータの時
間経過を示す特性図
【符号の説明】
Ｔ１ 主スイッチ Ｔ１１ 補助スイッチ Ｄ１ フリーホィーリングダイオード Ｃ 動作電極 Ｂ 制御電極 Ｅ 基準電極 Ｃ１１ コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 391045794 パテント−トロイハント−ゲゼルシヤフト フユア エレクトリツシエ グリユーラ ンペン ミツト ベシユレンクテル ハフ ツング ＰＡＴＥＮＴ−ＴＲＥＵＨＡＮＤ−ＧＥＳ ＥＬＬＳＣＨＡＦＴ ＦＵＲ ＥＬＥＫＴ ＲＩＳＣＨＥ ＧＬＵＨＬＡＭＰＥＮ Ｍ ＩＴ ＢＥＳＣＨＲＡＮＫＴＥＲ ＨＡＦ ＴＵＮＧ ドイツ連邦共和国ミユンヘン （番地な し) (72)発明者 フェリックス フランク ドイツ連邦共和国 80333 ミュンヘン ガーベルスベルガーシュトラーセ 48エー

Claims (23)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 基準電極（Ｅ）、制御電極（Ｂ）及び動
    作電極（Ｃ）を有する少なくとも１つの主スイッチ（Ｔ
    １；Ｔ２）と、各主スイッチ（Ｔ１；Ｔ２）の主電流流
    れ方向に逆並列に接続されたフリーホィーリングダイオ
    ード（Ｄ１；Ｄ２）とを備えた回路装置において、各主
    スイッチ（Ｔ１；Ｔ２）に補助スイッチ（Ｔ１１；Ｔ２
    ２）が付設され、その動作電極は主スイッチ（Ｔ１；Ｔ
    ２）の制御電極（Ｂ）に、その基準電極は主スイッチ
    （Ｔ１；Ｔ２）の基準電極（Ｅ）に接続され、補助スイ
    ッチ（Ｔ１１；Ｔ２２）の制御電極と主スイッチ（Ｔ
    １；Ｔ２）の動作電極（Ｃ）との間に少なくとも１つの
    コンデンサ（Ｃ１１；Ｃ２２）が配置され、補助スイッ
    チ（Ｔ１１；Ｔ２２）の制御電極と基準電極との間に放
    電ユニット（Ｅ１１；Ｄ１１；Ｄ２２）が、主スイッチ
    （Ｔ１；Ｔ２）のオフ状態からオン状態への移行中に少
    なくとも１つのコンデンサ（Ｃ１１；Ｃ２２）が放電す
    るように配置されていることを特徴とする回路装置。
  2. 【請求項２】 放電ユニットが、補助スイッチ（Ｔ１
    １）をオン状態に切り換える信号を与えるシャットダウ
    ン入力端子（ＳＤ）を有していることを特徴とする請求
    項１記載の回路装置。
  3. 【請求項３】 放電ユニット（Ｅ１１）が抵抗を含んで
    いることを特徴とする請求項１又は２記載の回路装置。
  4. 【請求項４】 放電ユニット（Ｅ１１）が放電ダイオー
    ド（Ｄ１１；Ｄ２２）を含んでいることを特徴とする請
    求項１又は２記載の回路装置。
  5. 【請求項５】 放電ダイオード（Ｄ１１；Ｄ２２）に少
    なくとも１つの抵抗が直列及び／又は並列に接続されて
    いることを特徴とする請求項４記載の回路装置。
  6. 【請求項６】 放電ダイオード（Ｄ１１；Ｄ２２）がシ
    ョットキーダイオード、ツェナーダイオード又はｐｎダ
    イオードであることを特徴とする請求項４又は５記載の
    回路装置。
  7. 【請求項７】 シャットダウン入力端子（ＳＤ）が補助
    スイッチ（Ｔ１１）の制御電極に接続され、その場合シ
    ャットダウン入力端子（ＳＤ）と補助スイッチ（Ｔ１
    １）の制御電極との間にシャットダウンダイオード（Ｄ
    SD）が配置され、そのカソードが補助スイッチの制御電
    極の端子に接続されていることを特徴とする請求項２乃
    至６の１つに記載の回路装置。
  8. 【請求項８】 シャットダウンダイオード（ＤSD）がｐ
    ｎダイオード又はショットキーダイオードであることを
    特徴とする請求項７記載の回路装置。
  9. 【請求項９】 放電ユニット（Ｅ１１）が補助スイッチ
    （Ｔ１１）の制御電極に接続されているセンス出力端子
    （ＳＥＮＳＥ）を有し、このセンス出力端子を介して主
    スイッチ及び／又は補助スイッチのスイッチング状態を
    知ることができることを特徴とする請求項１記載の回路
    装置。
  10. 【請求項１０】 センス出力端子（ＳＥＮＳＥ）と補助
    スイッチ（Ｔ１１）の制御電極との間に少なくとも１つ
    のコンデンサ（ＣS11）が配置されていることを特徴と
    する請求項９記載の回路装置。
  11. 【請求項１１】 補助スイッチ（Ｔ１１）の動作電極と
    制御電極との間に配置され補助スイッチ（Ｔ１１）の制
    御電極の飽和を防止する飽和防止ユニット（Ａ１１）が
    設けられていることを特徴とする請求項１乃至１０の１
    つに記載の回路装置。
  12. 【請求項１２】 飽和防止ユニット（Ａ１１）が、補助
    スイッチ（Ｔ１１）の制御電極の飽和の場合に電荷キャ
    リヤが補助スイッチの動作電極へ流出するように配置さ
    れた飽和防止抵抗を有していることを特徴とする請求項
    １１記載の回路装置。
  13. 【請求項１３】 飽和防止ユニット（Ａ１１）が、補助
    スイッチ（Ｔ１１）の制御電極の飽和の場合に電荷キャ
    リヤが補助スイッチの動作電極へ流出するように配置さ
    れた飽和防止ダイオードを有していることを特徴とする
    請求項１１記載の回路装置。
  14. 【請求項１４】 飽和防止ダイオードがｐｎダイオード
    又はショットキーダイオードであることを特徴とする請
    求項１３記載の回路装置。
  15. 【請求項１５】 飽和防止ダイオードに直列及び／又は
    並列に少なくとも１つの抵抗が接続されていることを特
    徴とする請求項１３又は１４記載の回路装置。
  16. 【請求項１６】 主スイッチ（Ｔ１；Ｔ２）がバイポー
    ラトランジスタであることを特徴とする請求項１乃至１
    ５の１つに記載の回路装置。
  17. 【請求項１７】 主スイッチ（Ｔ１；Ｔ２）がフリーホ
    ィーリングダイオード（Ｄ１；Ｄ２）と共にＭＯＳＦＥ
    Ｔによって構成されていることを特徴とする請求項１乃
    至１６記載の回路装置。
  18. 【請求項１８】 補助スイッチ（Ｔ１１；Ｔ２２）がバ
    イポーラトランジスタ、コレクタに直列ダイオードを有
    するバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、又はドレ
    インに直列ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴであり、直
    列ダイオードを使用する場合その向きは補助スイッチ
    （Ｔ１１；Ｔ２２）の主電流流れ方向の電流流れが可能
    であるように向けられていることを特徴とする請求項１
    乃至１７に記載の回路装置。
  19. 【請求項１９】 補助スイッチ（Ｔ１１；Ｔ２２）の直
    列ダイオードがｐｎダイオード又はショットキーダイオ
    ードであることを特徴とする請求項１８記載の回路装
    置。
  20. 【請求項２０】 請求項１乃至１９の１つに記載された
    少なくとも１つの第１および第２の回路装置（１０ａ，
    １０ｂ）を備え、第２の回路装置（１０ｂ）の主スイッ
    チ（Ｔ２）の基準電極が第１の回路装置（１０ａ）の主
    スイッチ（Ｔ１）の動作電極に接続されることによって
    第１および第２の回路装置（１０ａ，１０ｂ）によりブ
    リッジが形成されることを特徴とするブリッジ回路装
    置。
  21. 【請求項２１】 請求項２０に記載のブリッジ回路装置
    を用いて負荷を作動する自由振動形発振器回路装置であ
    って、負荷電流（ＩMP）を第１および第２の回路装置
    （１０ａ，１０ｂ）の主スイッチ（Ｔ１；Ｔ２）の制御
    電極へ帰還伝送するためのスイッチング制御装置（ＳＴ
    Ｒ）が設けられ、各主スイッチ（Ｔ１；Ｔ２）の制御電
    極がそれぞれ１つの接続線によってスイッチング制御装
    置（ＳＴＲ）に接続され、両接続線が少なくとも１つの
    ベース橋絡コンデンサ（ＣBB）を介して相互に接続され
    ていることを特徴とする自由振動形発振器回路装置。
  22. 【請求項２２】 スイッチング制御装置が制御変圧器
    （ＳＴＲ）であることを特徴とする請求項２１記載の回
    路装置。
  23. 【請求項２３】 ベース橋絡コンデンサ（ＣBB）が各主
    スイッチ（Ｔ１；Ｔ２）の制御電極にそれぞれ直接に及
    び／又は各主スイッチ（Ｔ１；Ｔ２）の制御電極側にあ
    るスイッチング制御装置（ＳＴＲ）の出力端子にそれぞ
    れ直接に接続されていることを特徴とする請求項２１又
    は２２記載の回路装置。
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