JPS61295874A - インバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 この発明は、スイッチング素子のオン／オフ駆動によっ
て直流入力を高周波出力に変換する１石式のインバータ
装置に関するものである。

〔背景技術〕

第７図は、従来例の１石式のインバータ装置の構成を示
す回路図である。商用電源ＡＣ１整流器ＤＢおよび平滑
コンデンサＣから成る直流を源３１に対して、トランス
３２の１次巻線と共振用コンデンサ３３の並列回路およ
びトランジスタ３４が直列に接続されている。トランジ
スタ３４には、逆並列にダンパ用ダイオード３５が接続
されている。トランス３２の２次巻線には、負荷Ｚと直
列に接続されるチョークコイル３６が接続されている。

トランジスタ３４が駆動回路ＴＤの矩形波出力によって
オン／オフ駆動され、負荷Ｚに高周波電力が供給される
。

第８図は、この従来例の動作を説明するための波形図で
ある。第８図（１）は駆動回路ＴＤの出力波形であり、
トランジスタ３４に与えられるベース電流ＩＢを示し、
第８図（２）はトランジスタ３４のコレクタ電圧ＶｃＦ
、およびコレクタ電流ｉｃとダンパ用ダイオードに流れ
る電流ｉＤを示す、ベース電流ｔＢが与えられてトラン
ジスタ３４がオンすると、トランス３２の１次巻線に電
源電圧が印加され、コレクタ電２ｉｔｉＤが直線的に増
加する。

ベース電流ｌＢが低下するとトランジスタ３４がオフと
なるが、トランス３２０１次巻線に電流が流れ続け、共
振用コンデンサ３３が充電される。

共振用コンデンサ３３の充電が終了し、コレクタ電圧Ｖ
。８が最大となると、共振用コンデンサ３３の放電が行
なわれる。コレクタ電圧Ｖ。、が零になった後はダンパ
用ダイオード３５がオンし電流ＩＤが流れる。そして再
びトランジスタ３４がオンとなり、同様の動作が繰り返
され、負荷Ｚに高周波電力が供給される。

−Ｓに２石式に比べ１石式のインバータ装置は、回路構
成が簡単で小形化が容易である反面、出力効率が低いと
いう欠点がある。上述した従来例は、トランジスタ３４
を他動式とすることによって最適なベース電流ＩＢを得
たり、共振用コンデンサ３３を備えてコレクタ電圧Ｖ。

６を正弦波状にして、トランジスタ３４のスイッチング
損失を減少して出力効率を向上させている。ただし、そ
の出力効率の改善のためには、トランジスタ３４の駆動
周波数と、コンデンサ３３のキャパシタンスおよびトラ
ンス３２とチョークコイル３６のインダクタンスで定ま
る共振周波数を一致させる必要がある。

負荷Ｚが正常に駆動されている状態で前記駆動周波数と
共振周波数と一致させると第８図（２）に示すような波
形となるが、負荷Ｚが取りはずされたリネ良になると、
共振周波数が低下して、その条件がくずれる。そうする
と第８図（３）に示すように、コレクタ電圧■。Ｅが零
になる前にトランジスタ３２が導通し、その瞬間にコン
デンサ３３に逆充電電荷を補充するパルス状の突入電流
がコレクタ電流１ｃとして流れる。その結果、トランジ
スタ３２のスイッチング損失が大きくなるとともに時に
はトランジスタ３２が破壊されたりする。

この欠点を改善した一例として、第９図に示す従来例が
ある。ここでは負荷Ｚが放電ランプであり、その予熱回
路としてＳＳＳ　（双方向性２端子サイリスク）などの
半導体スイッチ素子３８とダイオード３９が直列に接続
されている。このインバータ装置では、負荷Ｚである放
電ランプとチョークコイル３６とトランジスタ３４が直
列に接続され、トランジスタ３４は並列に共振用コンデ
ンサ３３が接続されている。このインバータ装置では、
放電ランプＺが取りはずされた場合は直流電源３１から
電力が供給されなくなり、高周波出力が停止され前述の
問題が生じない。しかし、放電ランプＺが不点灯になっ
たり、点灯状態が不安定になったりした場合には、前述
の実施例と同様にトランジスタ３４の駆動周波数と共振
周波数が不一致となり、前述の問題が生じる。

〔発明の目的〕

この発明の目的は、従来例の問題点の解消を図り、スイ
ッチング素子の駆動周波数と回路の共振周波数がずれて
もスイッチング素子への突入電流が生じないようにした
インバータ装置を提供することである。

〔発明の開示〕

この発明のインバータ装置は、直流電源に接続され矩形
波駆動出力でオン／オフ駆動するスイッチング素子と、
このスイッチング素子に逆並列に接続したダイオードと
、前記直流電源の正極側と前記スイッチング素子との間
に負荷と直列に接続したインダクタンス素子と、前記ス
イッチング素子と負荷の直列回路に並列に接続した共振
用コンデンサとを備えたものである。

この発明によれば、つぎの作用がある。スイッチング素
子にダイオードを逆並列に接続し、直流電源の正極側と
スイッチング素子との間に負荷と直列にインダクタンス
素子を接続し、スイッチング素子と負荷の直列回路と並
列に共振用コンデンサを接続した構成にしたことによっ
て、回路の共振周波数がスイッチング素子の駆動周波数
より低下したとき生じる共振用コンデンサの残留電荷に
よる放電電流が負荷またはインダクタンス素子を介して
スイッチング素子に流れるため、従来例のようにスイッ
チング素子にパルス状の突入電源が流れ込むことがなく
なる。

実施例 第１図はこの発明の第１実施例を示す回路図である。商
用電源ＡＣ１整流器ＤＢおよび平滑コンデンサＣから成
る直流電源１に対して、トランス２を介して接続された
インダクタンス素子であるチョークコイル３と負荷Ｚの
直列回路と、スイッチング素子であるトランジスタ４と
が直列に接続されている。負荷Ｚとトランジスタ４の直
列回路には、共振用コンデンサ５が並列に接続され、ト
ランジスタ４にはダイオード６が逆並列に接続されてい
る。またトランス２の１次巻線には、コンデンサ７が並
列に接続されている。ここでコンデンサ７のキャパシタ
ンス（静電容量）を共振用コンデンサ５のキャパシタン
スより小さくし、回路の共振周波数はほとんど共振用コ
ンデンサ５のキャパシタンスに左右されるようにする。

従って、コンデンサ７は特に接続されなくてもよいが、
トランジスタ４のコレクタ電圧Ｖ。Ｅを正弦波状にする
のに有効で、スイッチング損失を減らすことができる。

トランジスタ４は、直流電源１に入力端子ａ、ｂが接続
された駆動回路ＴＤの出力端子Ｃから出力される矩形波
電流でオン／オフ駆動される。

駆動回路ＴＤは、例えば第２図に示されるような無安定
マルチバイブレータ回路である。この駆動回路７は無安
定マルチバイブレータ８．トランジスタ９゜１０、抵抗
１１〜１５およびコンデンサ１６．１７から成る。直流
電源１から入力端子ａ、ｂ間に電圧が印加されると、抵
抗１１を介してコンデンサ１６が充電され、無安定マル
チバイブレータ８が動作する。無安定マルチバイブレー
ク８の出力レベルが高いときは、トランジスタ１２がオ
フ、トランジスタ１３がオンとなる。無安定マルチバイ
ブレーク８の出力レベルが低いときは、逆にトランジス
タ１２がオン、トランジスタ１３がオフとなる。トラン
ジスタ１２，１３、コンデンサ１７および抵抗１．２．
１３によって波形整形された出力が、出力端子Ｃからト
ランジスタ４に与えられる。

駆動回路ＴＤの出力であるトランジスタ４のベース電流
１８の波形は、第３図（１）に示されている。

ベース電流ｉＢは、トランジスタ７のスイッチング損失
を少なくするために、立ち上がりおよび立ち下がりの急
峻な矩形波となっている。

さて前述したように回路の共振周波数は、コンデンサ７
のキャパシタンスにあまり影響を受けず、共振用コンデ
ンサ５のキャパシタンスとトランス２およびチョークコ
イル３の合成インダクタンスで定まる。負荷Ｚの正常駆
動時におけるトランジスタ４の駆動周波数とこの共振周
波数をほぼ一致さすと、トランジスタ４のコレクタ電圧
■。６およびコレクタ電圧ｆ（とダイオード６に流れる
電流ＩＩ）の関係は、第３図（２）に示すようになる。

この図から明らかなように負荷Ｚが正常駆動されるとき
は、コレクタ電圧■。Ｅとコレクタ電流ｉｃの重なり部
が極わずかであり、トランジスタ４のスイッチング素子
失は非常に小さい。

次に回路の共振周波数がトランジスタ４の駆動周波数よ
り低くなった場合の動作について説明する。例えば出力
制御を行なうためにトランジスタ４の駆動周波数を上昇
するとか、負荷Ｚの状態変化によって、負荷インピーダ
ンスが増加すると、回路の共振周波数が低下する。そう
すると、従来例で説明したようにトランジスタ４のコレ
クタ電圧■。Ｅが零にならないうちにトランジスタ４が
導通するため、共振用コンデンサ７の残留負荷が放電さ
れる。この放電電流は、コンデンサ７からトランジスタ
４のコレクタに向って流れる。しかし、この実施例では
、途中に負荷Ｚが介在されるためにその放電流が負荷イ
ンピーダンスによって低減され、第３図（３）に示すよ
うにトランジスタ４のコレクタ電流ｉ。は、従来例のよ
うなパルス状の突入電流とはならない。負荷Ｚが取りは
ずされた場合には、その放電電流がインダクタ３および
トランス２の２次巻線を介して流れるため限流されて、
同様にパルス状の突入電流は生じない。したがって、こ
の実施例ではトランジスタ４のコレクタ電流ｉ。が急激
に大きくなることがなく、従来例のようにトランジスタ
４が破壊されるといった問題が生じないため、信転性が
確保される。ここでコンデンサ７は、負荷Ｚが取りはず
されたと□き、共振回路を維持してトランジスタ４に過
電圧が印加されるのを防止する役目を担う。

第４図は、この発明の第２実施例を示す回路図である。

この第２実施例は、前述の第１実施例と高周波的に等価
の構成を有する。つまり共振用コンデンサ５が直流電源
１の正極側と、チョークコイル３と負荷Ｚの接続点との
間に接続され、高周波的にみれば直流電源１の平滑コン
デンサＣが短絡されるので、共振用コンデンサはトラン
ジスタ４とトランス２に並列に接続されていると考えら
れる。この実施例においても、第１実施例と同様に回路
の共振周波数がトランジスタ４の駆動周波数より小さく
なったとき、共振用コンデンサ５の放電電流が負荷Ｚま
たはチョークコイル３およびトランス２の２次巻線を介
してトランジスタ４に流れるため、パルス状の突入電流
は生じない。

第５図はこの発明の第３実施例を示す回路図である。こ
の実施例では、直流２を源１に対してチョークコイル３
、負荷Ｚおよびトランジスタ４が直列に接続され、負荷
Ｚとトランジスタ４の直列回路に共振用コンデンサ５が
並列に接続され、トランジスタ４にダイオード６が逆並
列に接続されている。トランジスタ４に並列に接続され
た２点鎖線で示すコンデンサ７は、小容量の共振用でト
ランジスタ４のサージ保護を兼ねて備えられているが、
除外することもできる。この実施例においても、回路の
共振用周波数がトランジスタ４の駆動周波数より小さく
なったときに生じる共振用コンデンサ５の残留電荷の放
電は負荷Ｚを介して行なわれるので、トランジスタ４に
対してパルス状の突入電流は流れない。したがってトラ
ンジスタ４のコレクタ電圧■。、およびコレクタを流ｉ
Ｃは第３図（３）に示すようになる。

第６図はこの発明の第４実施例を示す回路図である。こ
の第４実施例は、前述の第３実施例と高周波的に等価の
構成を存する。共振用コンデンサ５がチョークコイル３
に並列に接続され、高周波的にみれば直流電源１の平滑
コンデンサＣが短絡されるため、共振用コンデンサ５は
負ｉＺとトランジスタ４の直列回路に並列に接続された
ものとみなすことができる。この第４実施例の動作は、
第３の実施例と同様である。

〔発明の効果〕

この発明によれば、回路の共振周波数がスイッチング素
子の駆動周波数より低下したとき生じる共振用コンデン
サの残留電荷による放電電流が負荷またはインダクタン
ス素子を介してスイッチング素子に流れるため、従来例
のようにスイッチング素子にパルス状の突入電源が流れ
込むことがなくなり、その突入電流によるスイッチング
素子の破壊などの悪影響が生じなくなるので、信転性を
向上することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１実施例の構成を示す回路図、第
２図はスイッチング素子の駆動回路を一例を示す回路図
、第３図は第１実施例の動作を説明するための波形図、
第４図は第２実施例の構成を示す回路図、第５図は第３
実施例の構成を示す回路図、第６図は第４実施例の構成
を示す回路図、第７図は従来例の構成を示す回路図、第
８図は従来例の動作を説明するための波形図、第９図は
他の従来例の構成を示す回路図である。 Ｉ・・・直流電源、２・・・トランス、３・・・チョー
クコイル、４・・・トランジスタ、５・・・共振用コン
デン→Ｊ′、６・・・ダイオード、Ｚ・・・負荷 Ｅ千′ビ・（１尋＝ １−Ｊ気電光 ２−ｈランス 第３図 第２図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源に接続され矩形波駆動出力でオン／オフ
   駆動するスイッチング素子と、このスイッチング素子に
   逆並列に接続したダイオードと、前記直流電源の正極側
   と前記スイッチング素子との間に負荷と直列に接続した
   インダクタンス素子と、前記スイッチング素子と負荷の
   直列回路に並列に接続した共振用コンデンサとを備えた
   インバータ装置。
2. （２）前記インダクタンス素子と負荷の直列回路を前記
   直流電源の正極側と前記スイッチング素子の間に介在さ
   れるトランスの２次側に接続した特許請求の範囲第（１
   ）項記載のインバータ装置。
3. （３）前記共振用コンデンサの静電容量より小さい静電
   容量のコンデンサを前記スイッチング素子に並列に接続
   した特許請求の範囲第（１）項記載のインバータ装置。