JPH0970174A - 高周波インバータ - Google Patents
高周波インバータInfo
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- JPH0970174A JPH0970174A JP7223273A JP22327395A JPH0970174A JP H0970174 A JPH0970174 A JP H0970174A JP 7223273 A JP7223273 A JP 7223273A JP 22327395 A JP22327395 A JP 22327395A JP H0970174 A JPH0970174 A JP H0970174A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング素子内ダイオードの逆回復期間
中に発生する直流短絡現象をなくして素子破壊を防止す
る。 【解決手段】 スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｙからなるイ
ンバータの出力端子Ａ及びＢと直列共振負荷１１の端子
Ｃ及びＤとの間に逆並列Ｄ１，Ｄ２とＬ２及び逆並列Ｄ
３，Ｄ４の直列回路１３，１４を接続し、負荷の端子
Ｃ，Ｄと直流電源Ｐ，Ｎ 間に外付帰還Ｄｕ，Ｄｙを接
続し、出力端子Ａ，Ｂ間にＲ１又はＣ１とＬ１のダミー
遅れ負荷１２を接続する。負荷電流が進みモードとなっ
たとき、帰還ダイオードＤｕ〜Ｄｙを通して進み電流が
環流するか、この電流は逆並列Ｄ１〜Ｄ４が素子Ｓｕ〜
Ｓｙと直列となっているので、素子内Ｄ0へは流れな
い。また、転流の際の外付Ｄｕ，Ｄｙの逆回復による直
流短絡電流は高周波Ｌ３，Ｌ４により抑制されるので、
素子Ｓｕ〜ＳｙがＯＦＦするとき異常サージを発生しな
くなる。
中に発生する直流短絡現象をなくして素子破壊を防止す
る。 【解決手段】 スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｙからなるイ
ンバータの出力端子Ａ及びＢと直列共振負荷１１の端子
Ｃ及びＤとの間に逆並列Ｄ１，Ｄ２とＬ２及び逆並列Ｄ
３，Ｄ４の直列回路１３，１４を接続し、負荷の端子
Ｃ，Ｄと直流電源Ｐ，Ｎ 間に外付帰還Ｄｕ，Ｄｙを接
続し、出力端子Ａ，Ｂ間にＲ１又はＣ１とＬ１のダミー
遅れ負荷１２を接続する。負荷電流が進みモードとなっ
たとき、帰還ダイオードＤｕ〜Ｄｙを通して進み電流が
環流するか、この電流は逆並列Ｄ１〜Ｄ４が素子Ｓｕ〜
Ｓｙと直列となっているので、素子内Ｄ0へは流れな
い。また、転流の際の外付Ｄｕ，Ｄｙの逆回復による直
流短絡電流は高周波Ｌ３，Ｌ４により抑制されるので、
素子Ｓｕ〜ＳｙがＯＦＦするとき異常サージを発生しな
くなる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導加熱用高周波
電源装置の電圧形高周波インバータに関する。
電源装置の電圧形高周波インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧形インバータは図３に示すように直
流電源Ｐ，Ｎ間に半導体スイッチング素子（自己消弧素
子）Ｓｕ〜Ｓｙを接続した構成となっていて、出力電流
Ｉ0が正弦波で出力電圧Ｖ0は方形波となる。このため出
力電流Ｉ0を出力電圧Ｖ0より若干の遅れ位相となるよう
にインバータを動作させると、スナバ回路を使用しなく
ても電圧サージが発生せず素子の電圧責務が低減して装
置を安定に運転することができる。
流電源Ｐ，Ｎ間に半導体スイッチング素子（自己消弧素
子）Ｓｕ〜Ｓｙを接続した構成となっていて、出力電流
Ｉ0が正弦波で出力電圧Ｖ0は方形波となる。このため出
力電流Ｉ0を出力電圧Ｖ0より若干の遅れ位相となるよう
にインバータを動作させると、スナバ回路を使用しなく
ても電圧サージが発生せず素子の電圧責務が低減して装
置を安定に運転することができる。
【０００３】その理由を図４，図５を用いて説明する。
スイッチング素子Ｓｕ及びＳｘに図４のようにゲートＯ
Ｎ期間Ａ及びＣにゲート信号Ｕ及びＸを加える。期間Ａ
では素子ＳｕがＯＮ、デッドタイム期間Ｂでは素子Ｓｕ
がＯＮ→ＯＦＦ、素子ＳｘがＯＦＦする。素子ＳｕがＯ
ＦＦしたことにより出力電流Ｉ0は素子Ｓｘ側の浮遊キ
ャパシタＣ0（図８）から供給される。これにより素子
Ｓｘの浮遊キャパシタの電圧は低下（−△Ｖ）して、素
子Ｓｕ側の浮遊キャパシタの電圧は上昇（＋△Ｖ）す
る。その後素子Ｓｘの浮遊キャパシタが完全に放電する
と、素子Ｓｕ側の浮遊キャパシタ電圧は電源電圧Ｅｄま
で上昇する。
スイッチング素子Ｓｕ及びＳｘに図４のようにゲートＯ
Ｎ期間Ａ及びＣにゲート信号Ｕ及びＸを加える。期間Ａ
では素子ＳｕがＯＮ、デッドタイム期間Ｂでは素子Ｓｕ
がＯＮ→ＯＦＦ、素子ＳｘがＯＦＦする。素子ＳｕがＯ
ＦＦしたことにより出力電流Ｉ0は素子Ｓｘ側の浮遊キ
ャパシタＣ0（図８）から供給される。これにより素子
Ｓｘの浮遊キャパシタの電圧は低下（−△Ｖ）して、素
子Ｓｕ側の浮遊キャパシタの電圧は上昇（＋△Ｖ）す
る。その後素子Ｓｘの浮遊キャパシタが完全に放電する
と、素子Ｓｕ側の浮遊キャパシタ電圧は電源電圧Ｅｄま
で上昇する。
【０００４】期間Ｃでは素子ＳｕがＯＦＦ，素子Ｓｘが
ＯＦＦ→ＯＮし、寄生ダイオードＤ0（図８）を通して
流れる電流が正から負に反転した時点で素子Ｓｘを通し
て電流がスムーズに移行するため、スイッチングによる
異常なサージ電圧は発生しない。
ＯＦＦ→ＯＮし、寄生ダイオードＤ0（図８）を通して
流れる電流が正から負に反転した時点で素子Ｓｘを通し
て電流がスムーズに移行するため、スイッチングによる
異常なサージ電圧は発生しない。
【０００５】特に、数百ＫＨｚの高周波インバータを動
作させる場合は、スイッチング素子に並列にスナバ回路
を使用すると、スイッチングによる電圧は低減できるが
スナバ損失が大きくなるため、負荷同期をとり常にイン
バータを遅れ電流で制御する方式としてスナバ回路を小
形化している。
作させる場合は、スイッチング素子に並列にスナバ回路
を使用すると、スイッチングによる電圧は低減できるが
スナバ損失が大きくなるため、負荷同期をとり常にイン
バータを遅れ電流で制御する方式としてスナバ回路を小
形化している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】前記遅れ電流制御の場
合は電流がスイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦ動作でスム
ーズに転流するが、急激な負荷変動（周波数急変）が発
生する場合は制御遅れ等により進み電流モードでインバ
ータが動作する場合が発生する。進み電流モードでイン
バータが動作すると、スイッチング時に急峻な電圧サー
ジが発生する。
合は電流がスイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦ動作でスム
ーズに転流するが、急激な負荷変動（周波数急変）が発
生する場合は制御遅れ等により進み電流モードでインバ
ータが動作する場合が発生する。進み電流モードでイン
バータが動作すると、スイッチング時に急峻な電圧サー
ジが発生する。
【０００７】その理由を図６，図７を用いて説明する。
期間Ａの後半では素子ＳｕはＯＮしているが電流は進み
のため浮遊ダイオードＤ0に流れている。期間Ｂでは素
子ＳｕがＯＮ→ＯＦＦ，素子ＳｘがＯＦＦとなるが、ダ
イオードＤ0に電流が流れているため素子ＳｕがＯＦＦ
してもモードは変化しない。期間Ｃでは素子ＳｕがＯＦ
Ｆ，素子ＳｘがＯＦＦ→ＯＮとなるが、この状態で素子
ＳｘがＯＮすると素子Ｓｘ側の浮遊キャパシタは急峻に
放電すると同時に、素子Ｓｕ側のダイオードＤ0の逆回
復が発生し、直流短絡現象が発生すると同時に素子Ｓｕ
側の浮遊キャパシタＣ0の急峻な充電現象が起り電圧サ
ージが発生する。
期間Ａの後半では素子ＳｕはＯＮしているが電流は進み
のため浮遊ダイオードＤ0に流れている。期間Ｂでは素
子ＳｕがＯＮ→ＯＦＦ，素子ＳｘがＯＦＦとなるが、ダ
イオードＤ0に電流が流れているため素子ＳｕがＯＦＦ
してもモードは変化しない。期間Ｃでは素子ＳｕがＯＦ
Ｆ，素子ＳｘがＯＦＦ→ＯＮとなるが、この状態で素子
ＳｘがＯＮすると素子Ｓｘ側の浮遊キャパシタは急峻に
放電すると同時に、素子Ｓｕ側のダイオードＤ0の逆回
復が発生し、直流短絡現象が発生すると同時に素子Ｓｕ
側の浮遊キャパシタＣ0の急峻な充電現象が起り電圧サ
ージが発生する。
【０００８】この急峻な電圧サージが発生すると素子の
電圧耐量以上の責務が発生したり、制御回路がノイズで
誤動作する場合がある。この対策として損失を犠牲にし
てスイッチング素子に並列にスナバ回路を入れるか又は
急峻な負荷変動（周波数急変）が発生するシステムには
適用できない欠点があった。
電圧耐量以上の責務が発生したり、制御回路がノイズで
誤動作する場合がある。この対策として損失を犠牲にし
てスイッチング素子に並列にスナバ回路を入れるか又は
急峻な負荷変動（周波数急変）が発生するシステムには
適用できない欠点があった。
【０００９】本発明は、従来のこのような問題点に鑑み
てなされたものであり、その目的とするところは、スイ
ッチング素子内ダイオードの逆回復期間中に発生する直
流短絡現象をなくして素子破損を防止することができる
高周波インバータを提供することにある。
てなされたものであり、その目的とするところは、スイ
ッチング素子内ダイオードの逆回復期間中に発生する直
流短絡現象をなくして素子破損を防止することができる
高周波インバータを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】自己消弧素子を使用した
電圧形インバータにおいて、インバータの出力端子と負
荷の端子との間に逆並列ダイオードと高周波リアクトル
の直列回路を接続し、負荷の端子と直流電源との間の外
付帰還ダイオードを接続し、インバータの出力端子間に
直流抑制用抵抗又はコンデンサと遅れ電流供給用リアク
トルとの直列回路からなるダミー遅れ負荷を接続してな
るものである。
電圧形インバータにおいて、インバータの出力端子と負
荷の端子との間に逆並列ダイオードと高周波リアクトル
の直列回路を接続し、負荷の端子と直流電源との間の外
付帰還ダイオードを接続し、インバータの出力端子間に
直流抑制用抵抗又はコンデンサと遅れ電流供給用リアク
トルとの直列回路からなるダミー遅れ負荷を接続してな
るものである。
【００１１】
実施の形態１ 図１はインバータの主回路を示すもので、Ｓｕ〜Ｓｙは
インバータの各アームを構成するスイッチング素子（自
己消弧素子）、１１はインバータの直列共振負荷、Ｄｕ
〜Ｄｙは負荷１１の端子Ｃ，Ｄとインバータの直流電源
Ｐ，Ｎとの間に接続された外付帰還ダイオード、１２は
インバータの出力端子Ａ，Ｂ間に接続された直流分抑制
抵抗Ｒ1と遅れ電流供給用リアクトルＬ1からなるダミー
遅れ負荷、１３はインバータの出力端子Ａと負荷の端子
Ｃとの間に直列に接続された逆並列ダイオードＤ1，Ｄ2
とフエライトコア入りの高周波リアクトルＬ2からなる
電流抑制回路、１４はインバータの出力端子Ｂと負荷の
端子Ｄとの間に直列に接続された逆並列ダイオード
Ｄ3，Ｄ4をフエライトコア入りの高周波リアクトルＬ4
からなる電流抑制回路である。なお、Ｃ0及びＤ0はスイ
ッチング素子内浮遊コンデンサ及びダイオード（図８）
を示す。
インバータの各アームを構成するスイッチング素子（自
己消弧素子）、１１はインバータの直列共振負荷、Ｄｕ
〜Ｄｙは負荷１１の端子Ｃ，Ｄとインバータの直流電源
Ｐ，Ｎとの間に接続された外付帰還ダイオード、１２は
インバータの出力端子Ａ，Ｂ間に接続された直流分抑制
抵抗Ｒ1と遅れ電流供給用リアクトルＬ1からなるダミー
遅れ負荷、１３はインバータの出力端子Ａと負荷の端子
Ｃとの間に直列に接続された逆並列ダイオードＤ1，Ｄ2
とフエライトコア入りの高周波リアクトルＬ2からなる
電流抑制回路、１４はインバータの出力端子Ｂと負荷の
端子Ｄとの間に直列に接続された逆並列ダイオード
Ｄ3，Ｄ4をフエライトコア入りの高周波リアクトルＬ4
からなる電流抑制回路である。なお、Ｃ0及びＤ0はスイ
ッチング素子内浮遊コンデンサ及びダイオード（図８）
を示す。
【００１２】以上のように、インバータが構成されてい
るので、定常運転時は遅れダミー負荷１２の遅れ電流を
取り込むリアクトルＬ１及び出力電流と出力電圧の関係
を、出力電流遅れモードで同期制御して運転することに
より、スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｙの浮遊キャパシタＣ
0の電荷を放電させるための電流を確保することができ
ると共に、方形波出力電圧に含まれる直流分はダミー遅
れ負荷の抵抗Ｒ１により抑制される。
るので、定常運転時は遅れダミー負荷１２の遅れ電流を
取り込むリアクトルＬ１及び出力電流と出力電圧の関係
を、出力電流遅れモードで同期制御して運転することに
より、スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｙの浮遊キャパシタＣ
0の電荷を放電させるための電流を確保することができ
ると共に、方形波出力電圧に含まれる直流分はダミー遅
れ負荷の抵抗Ｒ１により抑制される。
【００１３】負荷の急峻な変動（周波数急変）が生じ電
流が進みモードとなった時は、外付帰還ダイオードＤｕ
〜Ｄｙを通して進み電流が環流する。この電流は、逆並
列ダイオードＤ１，Ｄ２、Ｄ３，Ｄ４と素子内環流ダイ
オードＤ0が直列となっているので、外付ダイオードＤ
ｕ〜Ｄｙのみに流れ、素子内ダイオードＤ0へは進み電
流は流れない。
流が進みモードとなった時は、外付帰還ダイオードＤｕ
〜Ｄｙを通して進み電流が環流する。この電流は、逆並
列ダイオードＤ１，Ｄ２、Ｄ３，Ｄ４と素子内環流ダイ
オードＤ0が直列となっているので、外付ダイオードＤ
ｕ〜Ｄｙのみに流れ、素子内ダイオードＤ0へは進み電
流は流れない。
【００１４】デッドタイム期間を通して他素子へ転流の
際の外付ダイオードの逆回復による直流短絡電流は、逆
並列ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４に直列に接続し
たフエライトコアを有する高周波リアクトルＬ３，Ｌ４
によりその変化分（ｄｉ／ｄｔ）が抑制されるので、ス
イッチング素子がＯＦＦするとき異常なサージを発生す
ることがない。
際の外付ダイオードの逆回復による直流短絡電流は、逆
並列ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４に直列に接続し
たフエライトコアを有する高周波リアクトルＬ３，Ｌ４
によりその変化分（ｄｉ／ｄｔ）が抑制されるので、ス
イッチング素子がＯＦＦするとき異常なサージを発生す
ることがない。
【００１５】上記ではダミー遅れ負荷として遅れ電流供
給用リアクトルＬ１と直列に方形波出力電圧に含まれる
直流分を抑制する抵抗Ｒ１を接続しているが、抵抗Ｒ１
に代わりにコンデンサＣ１を用いても方形波出力電圧に
含まれる直流分を除去することができる。このコンデン
サ直列接続方式は抵抗直列接続方式に比べて直流分に対
するインピーダンスがコンデンサ容量にかかわらず無限
大となるため回路電流と周波数条件さえ注意すればよ
く、選定が容易となる。
給用リアクトルＬ１と直列に方形波出力電圧に含まれる
直流分を抑制する抵抗Ｒ１を接続しているが、抵抗Ｒ１
に代わりにコンデンサＣ１を用いても方形波出力電圧に
含まれる直流分を除去することができる。このコンデン
サ直列接続方式は抵抗直列接続方式に比べて直流分に対
するインピーダンスがコンデンサ容量にかかわらず無限
大となるため回路電流と周波数条件さえ注意すればよ
く、選定が容易となる。
【００１６】実施の形態２ 図２はハーフブリッジ回路で高周波インバータを構成し
た例を示す。この回路は図１のインバータのスイッチン
グ素子Ｓｕ，帰還ダイオードＤｕ等で構成されるアーム
とスイッチング素子Ｓｘ，帰還ダイオードＤｘ等で構成
されるアームに代えてコンデンサＣｕとＣｘを使用した
もので作用及び動作は上記実施の形態１と変わりがない
ので、説明を省略する。
た例を示す。この回路は図１のインバータのスイッチン
グ素子Ｓｕ，帰還ダイオードＤｕ等で構成されるアーム
とスイッチング素子Ｓｘ，帰還ダイオードＤｘ等で構成
されるアームに代えてコンデンサＣｕとＣｘを使用した
もので作用及び動作は上記実施の形態１と変わりがない
ので、説明を省略する。
【００１７】
【発明の効果】本発明は、上述のとおり構成されている
ので、次に記載する効果を奏する。
ので、次に記載する効果を奏する。
【００１８】（１）スイッチング素子内ダイオードに進
み電流が流れなくなり、素子内ダイオードの逆回復期間
中直流短絡現象が発生しないので、素子破損を防止でき
る。
み電流が流れなくなり、素子内ダイオードの逆回復期間
中直流短絡現象が発生しないので、素子破損を防止でき
る。
【００１９】（２）スイッチング素子の遅れ電流をＬ−
Ｒ又はＬ−Ｃの直列回路からなるダミー遅れ負荷に取込
むことができるので、素子の浮遊キャパシタに充電され
た電荷を放電する電流が確保され、電流がスムーズに移
動するので、異常サージ電圧が発生せず、素子の破損を
防止できる。
Ｒ又はＬ−Ｃの直列回路からなるダミー遅れ負荷に取込
むことができるので、素子の浮遊キャパシタに充電され
た電荷を放電する電流が確保され、電流がスムーズに移
動するので、異常サージ電圧が発生せず、素子の破損を
防止できる。
【００２０】（３）外付けダイオードの逆回復期間中の
直流短絡は逆並列ダイオードと直列のリアクトルにより
その電流の変化が抑制され、スイッチング素子の破損を
防止できる。
直流短絡は逆並列ダイオードと直列のリアクトルにより
その電流の変化が抑制され、スイッチング素子の破損を
防止できる。
【００２１】（４）主回路のみの対策であるため誤動作
することがない。
することがない。
【００２２】（５）スナバ回路が不要となるので、損失
が少なくてすむ。
が少なくてすむ。
【図１】実施の態様１を示すインバータ主回路図。
【図２】実施の態様２を示すインバータ主回路図。
【図３】インバータの基本回路図。
【図４】遅れモード時の動作を説明する波形図。
【図５】遅れモード時の動作説明図。
【図６】進みモード時の動作を説明する波形図。
【図７】進みモード時の動作説明図。
【図８】スイッチング素子の等価回路図。
Ｓｕ〜Ｓｙ…スイッチング素子（自己消弧素子） Ｄｕ〜Ｄｙ…外付（帰還）ダイオード １１…直列共振負荷 １２…ダミー遅れ負荷 １３，１４…電流抑制回路 Ｌ１…遅れ電流供給用リアクトル Ｌ３，Ｌ４…フエライトコアを有する電流変化抑制用リ
アクトル Ｄ１〜Ｄ４…素子内ダイオード通電阻止用ダイオード Ｄ0…素子内（寄生）ダイオード Ｒ１…直流分抑制用抵抗 Ｃ１…直流分抑制用コンデンサ ＣD…平滑用コンデンサ Ｃ0…素子内（浮遊）コンデンサ
アクトル Ｄ１〜Ｄ４…素子内ダイオード通電阻止用ダイオード Ｄ0…素子内（寄生）ダイオード Ｒ１…直流分抑制用抵抗 Ｃ１…直流分抑制用コンデンサ ＣD…平滑用コンデンサ Ｃ0…素子内（浮遊）コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】 自己消弧素子を使用した電圧形インバー
タにおいて、 インバータの出力端子と負荷の端子との間に逆並列ダイ
オードと高周波リアクトルの直列回路を接続し、負荷の
端子と直流電源との間の外付帰還ダイオードを接続し、 インバータの出力端子間に直流抑制用抵抗又はコンデン
サと遅れ電流供給用リアクトルとの直列回路からなるダ
ミー遅れ負荷を接続し、てなることを特徴とした高周波
インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22327395A JP3314590B2 (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | 高周波インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22327395A JP3314590B2 (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | 高周波インバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0970174A true JPH0970174A (ja) | 1997-03-11 |
| JP3314590B2 JP3314590B2 (ja) | 2002-08-12 |
Family
ID=16795546
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22327395A Expired - Fee Related JP3314590B2 (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | 高周波インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3314590B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006018912A1 (ja) * | 2004-08-16 | 2006-02-23 | National University Corporation Tokyo University Of Marine Science And Technology | ゼロボルテージスイッチング高周波インバーター |
| JP2012055101A (ja) * | 2010-09-02 | 2012-03-15 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体スイッチング装置 |
-
1995
- 1995-08-31 JP JP22327395A patent/JP3314590B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006018912A1 (ja) * | 2004-08-16 | 2006-02-23 | National University Corporation Tokyo University Of Marine Science And Technology | ゼロボルテージスイッチング高周波インバーター |
| JPWO2006018912A1 (ja) * | 2004-08-16 | 2008-05-01 | 国立大学法人東京海洋大学 | ゼロボルテージスイッチング高周波インバーター |
| US7826235B2 (en) | 2004-08-16 | 2010-11-02 | National University Corporation Tokyo University Of Marine Science And Technology | Zero voltage switching high-frequency inverter |
| US7944714B2 (en) | 2004-08-16 | 2011-05-17 | National University Corporation Tokyo University Of Marine Science And Technology | Zero voltage switching high-frequency inverter |
| US7948776B2 (en) | 2004-08-16 | 2011-05-24 | National University Corporation Tokyo University Of Marine Science And Technology | Zero voltage switching high-frequency inverter |
| JP4783905B2 (ja) * | 2004-08-16 | 2011-09-28 | 国立大学法人東京海洋大学 | ゼロボルテージスイッチング高周波インバーター |
| JP2012055101A (ja) * | 2010-09-02 | 2012-03-15 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体スイッチング装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3314590B2 (ja) | 2002-08-12 |
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