JP2002511230A - コレクタ初期電圧ピークのないハーフブリッジ駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ベースブリッジキャパシタ（Ｃ６，Ｃ６’）をバイポーラトランジスタブリッジ発振器、とりわけ低圧ガス放電ランプ用の電子的前置装置のベース端子間に追加接続することによって、コレクタ初期電流ピークが回避され、スイッチングトランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）が無電圧で、正しい時間にスイッチオンすることが保証される。

Description

【発明の詳細な説明】 コレクタ初期電圧ピークのないハーフブリッジ駆動回路 本発明は、負荷、とりわけ低圧放電ランプの駆動回路に関する。 ここで本発明は、負荷を高周波駆動するための発振回路を基礎として、この場 合回路には直流成分の優勢な電圧が供給される。具体的には自励式発振回路が取 り扱われる。この回路ではバイポーラトランジスタブリッジがスイッチング制御 装置によって駆動され、バイポーラトランジスタのオン・オフスイッチング過程 によりブリッジタップの電位が駆動周波数で発振される。このために自励式発振 回路では負荷電流がスイッチング制御装置によってバイポーラトランジスタのス イッチングおよび制御のためにフィードバックされる。 このような回路の構成、および製造と公差の点で重大な問題となるのは、同時 に３つの機能基準を考慮しなければならないことである。すなわち、不要輻射抑 圧、トランジスタのスイッチング軽減ないしは損失低減、そして負荷に入力結合 される電力である。これら３つの基準の組み合わせは従来の回路では非常に複雑 である。３つの観点すべてを同時に考慮すると、回路 構成が非常に複雑になり、種々の電気量および動作パラメータの点で公差が相応 に非常に厳しくなる。あるいはほとんど満足のいく結果が得られない。 本発明の技術的課題は、前記の回路をさらに改善し、前記の基準の点で回路構 成が簡単であり、しかも電気量および動作パラメータの点での公差が拡大される ようにすることである。 この課題は本発明により、負荷を駆動するための自励式発振器回路であって、 バイポーラトランジスタブリッジと、負荷電流をバイポーラトランジスタのベー スに帰還結合するためのスイッチング制御措置とを有する発振器回路において、 バイポーラトランジスタのベース端子線路はそれぞれ、スイッチング制御装置 とバイポーラトランジスタとの間で、少なくとも１つのベースブリッジキャパシ タにより相互に接続されていることにより解決される。 本発明の回路の解決手段は、とりわけコレクタ初期電圧ピークに注目する。こ れは不所望のコレクタエミッタ電流である。このコレクタエミッタ電流は、関与 するスイッチングトランジスタのベースが過度に早く制御され、従ってトランジ スタが過度に早期に導通状態へ切り換えられるときに、時間的には短時間である が比較的大きな強度で流れる。ここで過度に早期とは、コレクタエミッタ電圧の 最後の発振ハーフサイクル での電位が完全に消失しておらず、従ってトランジスタが過度に早期にスイッチ オンされると、短い電流サージが生じることを意味する。時間的に正確に、すな わちコレクタエミッタ電圧が消失して初めてトランジスタのスイッチングが行わ れれば、正のコレクタエミッタ電流は全く流れず、非常に小さなベースコレクタ 電流が流れるだけである。 このコレクタ初期電流ピークはとりわけ損失の低減されたベース駆動により発 生することがある。このベース駆動では、目標スイッチオン時点がコレクタエミ ッタ電圧の消失の直後にあり、従って小さな電気量または動作パラメータの変動 さえその発生原因として十分である。 本発明により追加されたいわゆる“ベースブリッジキャパシタ”はバイポーラ トランジスタのベース端子線路間に配置され、ベース制御ないしはトランジスタ スイッチオンに至る過度に早期の電流をいわば“吸い込む”。ベースブリッジキ ャパシタは、スイッチオン電流が過度に早期に開始した場合、十分に放電ないし は充電されていないことによりこの吸い込みを行う。 たとえスイッチング制御回路がやや早期にスイッチオン電流を送出しても、関 与するトランジスタは無電流（コレクタエミッタ電圧を基準にして）であり、従 って理想的な損失で切り換えられる。 コレクタ初期電流ピークのパルス状の電流サージを 回避することによって、通常は改善されたＥＭＣが得られる。 上述の機能により明らかに基準設定が緩和され、この緩和された基準により全 体回路の設計において、別の２つの基準、すなわち不要輻射抑圧と負荷の電力構 成が容易になり改善される。言い替えれば、本発明のベースブリッジキャパシタ の前記の保護メカニズムにより、とりわけ負荷の電力が別の２つの基準から分離 され、これを関連部材の相応の構成によって調整することができるようになる。 別の有利な実施例では、バイポーラトランジスタブリッジは２つのバイポーラ トランジスタからなるハーフブリッジである。スイッチング制御装置は有利には 制御変換器であり、その二次巻線電流はトランジスタベースを制御する。 ベースブリッジキャパシタの接続点はそれぞれのトランジスタベースに直接配 置するか、またはスイッチング制御装置のベース側出力端に直接配置することが できる。これは例えば変成器二次巻線である。第２の解決手段は、スイッチング 制御装置とトランジスタベースとの間に相対的に高抵抗の制御素子が中間接続さ れている場合に有利である。なぜならそれ以外の場合は、ベースブリッジキャパ シタにより過度に大きな交流短絡作用が駆動スイッチング周波数において直接、 ベース端子間に生じ得るからである。２つの回路のそ れぞれ一方に配置された２つのキャパシタも考えられる。一般的に本発明は、と りわけフルブリッジ回路の場合、ただ１つのベースブリッジキャパシタに限定さ れるものではない。 ベースブリッジキャパシタの全体キャパシタンスは全体回路の従来の台形キャ パシタの全体キャパシタンスに最適に整合されることが判明した。ここで台形キ ャパシタとは、スイッチングトランジスタのコレクタエミッタ区間に（効果的に ）並列に接続されたキャパシタであり、ブリッジタップの（電位時間線図におけ る）電位跳躍を相応の充放電過程によって低減する。ベースブリッジキャパシタ のキャパシタンスに対する有利な領域はここでは台形キャパシタのキャパシタン スの１０％から１００％、特に有利にはこのキャパシタンスの１０％から５０％ である。 前記台形キャパシタンスの（全体）キャパシタとベースブリッジキャパシタン スの（全体）キャパシタンスとの和は６８０ｐＦから２．２ｎＦの間である。こ のことは数Ｗから数ｋＷの負荷電力の広い領域に当てはまる。 本発明を以下さらに、有利な実施例に基づいて説明する。ここで開示される個 々の特徴はそれ自体でも、または別の特徴との組み合わせでも本発明にとって重 要である。 図１は、本発明の発振器回路の概略的回路図である 。左側では直流成分の優勢な供給電圧Ｕ１が例えば整流器から給電される。ここ で回路図の下側の線はアース電位、上側の線はこれに対する正電位と理解された い。供給電圧Ｕ１は２つのバイポーラトランジスタＴ１とＴ２からなるハーフブ リッジに供給され、その中間タップは右側へ向かってランプ出力チョークＬ１か ら負荷ＬＡに導かれている。 ２つのトランジスタＴ１とＴ２が交互に導通することにより、中間タップの電 位は正の供給電位とアースとの間で発振し、これにより負荷ＬＡの高周波電力供 給が行われる。ここで負荷ＬＡの他方の側は通常はアースと接続されている。し かしいくつかの場合には正の供給分岐と接続される。 ハーフブリッジ回路の発振駆動は、高周波負荷電流を図示の制御変換器ＴＲ１ （ＴＲ１Ａ、ＴＲ１Ｂ、ＴＲ１Ｃ）を介して正帰還結合することにより得られる 。制御変成器ＴＲ１の二次巻線ＴＲ１ＢとＴＲ１Ｃの出力端はハーフブリッジバ イポーラトランジスタＴ１，Ｔ２のベース端子と接続されている。制御変成器の 二次巻線は逆相であるので、２つのバイポーラトランジスタが交互に制御される 。二次巻線出力端とそれぞれのバイポーラトランジスタＴ１ないしはＴ２のベー ス入力端との間には、ボックスとして示された制御回路Ａ１ないしＡ２が配置さ れており、これらは抵抗、インダクタンス、ダイオードおよびキャパシタを含む ことができる。この制御回路の詳細な実施は本発明にとってそれほど重要ではな く、従来技術に相当する。 さらにバイポーラトランジスタは通常のように接続される。まず各トランジス タのエミッタコレクタ区間にフリーホイールダイオードＤ１ないしＤ２が逆並列 に接続される。このフリーホイールダイオードの機能は周知であり、ここでは説 明しない。 さらに２つのバイポーラトランジスタＴ１とＴ２のそれぞれのエミッタにエミ ッタ回路Ｅ１ないしＥ２が前置接続される。このエミッタ回路の詳細な構造はこ こでは重要でない。これは例えば簡単なオーム性エミッタ抵抗とすることができ る。しかし整流性のショットキーダイオードまたはバイポーラダイオードおよび ／またはキャパシタを含むことができる。 ２つのバイポーラトランジスタＴ１とＴ２のそれぞれのベースエミッタ区間に 並列にエミッタベース保護回路Ｓ１ないしＳ２が接続されている。この回路も抵 抗、ダイオードおよび／またはツェナーダイオードからなることができる。ここ でもその詳細な構造は本発明にとって重要ではない。 Ｃ１により台形キャパシタが示されている。この台形キャパシタは本実施例で はトランジスタＴ２のエミッタコレクタ区間に対して並列に接続されている。こ の台形キャパシタも従来技術から公知である。このキャパシタはトランジスタＴ １のエミッタコレクタ区間 に対して並列に接続することもでき、またはそれぞれ１つの並列台形キャパシタ を設けることもできる。この台形キャパシタＣ１の機能は、２つのバイポーラト ランジスタＴ１とＴ２の一方がスイッチオフされた後に、中間タップの電位上昇 が跳躍的にならないようにすることである。このことは電位時間線図中の相応の エッジをキャパシタの有限充電時間によってなだらかにすることにより行う。 ここに示した実施例では、２つのベースブリッジキャパシタＣ６とＣ６’が設 けられている。ここでキャパシタＣ６は２つのブリッジバイポーラトランジスタ Ｔ１，Ｔ２のベース端子に直接接続され、キャパシタＣ６’は制御変成器ＴＲ１ の二次巻線ＴＲ１ＢとＴＲ１Ｃのベース端子側出力端に接続されている。基本的 にベースブリッジキャパシタＣ６はバイポーラトランジスタＴ１，Ｔ２のベース 端子に直接接続することができ、従って図中、ベース端子はベースブリッジキャ パシタの左側の位置にある。 しかしベースブリッジキャパシタがＣ６の位置に配置される場合において、と りわけボックスとして示した制御回路Ａ１とＡ２のインピーダンスが比較的高い と、トランジスタＴ１とＴ２のベース端子間でのキャパシタＣ６による高周波短 絡機能が妨害されることがある。なぜならＣ６がトランジスタＴ１とＴ２のスイ ッチオフを緩慢にするからである。例えばトランジス タＴ２がスイッチオフすると、そのベース電位はそのエミッタ電位の下まで引き 下げられる。しかしその直後は半導体ブリッジ中間点の電位によって、二次巻線 ＴＲ１Ｂ、制御回路Ａ１およびキャパシタＣ６を介してベース電位は再び上方へ 移動する。 しかしトランジスタのスイッチオン時点の時間制御は、回路点Ｃ６の方が回路 点Ｃ６’の位置で行うよりも正確である。また回路設訃における回路の重点がト ランジスタのスイッチオフ速度の側にあるならば、Ｃ６’の位置が有利である。 これに対して回路の重点がスイッチオン制御にあるならば、Ｃ６の位置がより有 利である。 図示のようにそれぞれの１つのキャパシタを前記２つの場合の各々で設けるこ とも可能である。この場合、そのキャパシタンスをベースブリッジキャパシタの 全体有効キャパシタンスに加えなければならない。 制御回路Ａ１と二次巻線ＴＲ１Ｂの直列回路ないしは制御回路Ａ２と二次巻線 ＴＲ１ｃとの直列回路はそれぞれ比較的低抵抗である（全体で例えば約３０Ω） 。このことによりベースブリッジキャパシタは中間タップと下側給電分岐、すな わちアースとの間に効率的に接続され、ベースブリッジキャパシタＣ６’に対し て制御回路Ａ１とＡ２のインピーダンスは無視できる。相応して中間タップの電 位変化、すなわちダイオードＤ１とＤ２の間の点および下側バイポーラトランジ スタＴ２のコレクタにおける電位変化はベースブリッジキャパシタＣ６および／ またはＣ６’の充電ないし放電に作用する。ここで電流は中間タップの電位変化 が終了すると、発振駆動時にまず最初にスイッチオンすべきトランジスタが最初 に制御されるような方向で流れる。ここでベースブリッジキャパシタの充放電過 程は、当該のトランジスタが（コレクタとエミッタの間で）まだ無電圧でない限 り、早期に生ずるベース制御電流を吸い込むことが理解される。 ベースブリッジキャパシタの別の有利な作用は、とりわけ制御回路Ａ１とＡ２ のインピーダンスが低い場合に、トランジスタの過大なスイッチオフ損失の原因 となる過剰のベース涸渇電流、並びに上に述べたような早期のベース制御電流を “吸い取る”ことである。基本的にこのことは、上記のコレクタ初期電流ピーク の阻止と類似の機能であるが、しかしベースの電流符号は反対であり、スイッチ オン時点に対するものではなく、スイッチオフ時点に対するものである。 このことにより、とりわけ制御変成器ＴＲ１の飽和についての回路設計を、容 易に早まってしまうベース制御を意識して設計することできるようになる。これ により、ベースブリッジキャパシタを用いることによって公差に不感であり、時 間が正確なバイポーラトランジスタＴ１，Ｔ２が得られ、ここでバイポーラトラ ンジスタＴ１，Ｔ２は無電圧でスイッチオンされるよ うになる。とりわけ冒頭に述べたコレクタ初期電流ピークが効率的に回避される 。 さらにベースブリッジキャパシタＣ６ないしはＣ６’と制御変成器ＴＲ１との 接続により、電位変化の間に後者がハーフブリッジの中間タップにおいて飽和状 態に保持される。ベースブリッジキャパシタＣ６ないしはＣ６’（および台形キ ャパシタＣ１）の充放電電流は、ランプチョーク１を通って強制的に流される。 ここでこの電流のうち、ベースブリッジキャパシタＣ６ないしはＣ６’を充放電 する電流成分は、制御変成器ＴＲ１の３つすべての巻線も通って流れる。この電 流成分は従って、制御変成器ＴＲ１のメインインダクタンスの磁化に３回寄与す る。 ベースブリッジキャパシタＣ６ないしはＣ６’の２つの極をすでに述べたよう に比較的低抵抗に結合することにより、ハーフブリッジ中間タップないしは供給 電圧のアース分岐における従来の台形キャパシタＣ１の機能が本発明のベースブ リッジキャパシタＣ６ないしはＣ６’のそれぞれまたは全体により引き継がれる 。相応にしてキャパシタＣ１は、ベースブリッジキャパシタＣ６ないしはＣ６’ が追加されている場合には、（全体）ベースブリッジキャパシタのキャパシタン ス分だけ低減しなければならない。基本的に、従来の台形キャパシタＣ１はまた 完全に省略することもできる。しかしこの場合、上に述べたキャパシタンスの大 きさの有利な比から、本発明のベースブリッジキャパシタのキャパシタンスは一 般的に従来の台形キャパシタの最適キャパシタンスよりも小さくなる。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】平成１１年７月１６日（１９９９．７．１６） 【補正内容】 請求の範囲 1. 負荷（ＬＡ）を駆動するための自励式発振器回路であって、バイポーラト ランジスタハーフブリッジ（Ｔ１，Ｔ２）と、負荷電流をバイポーラトランジス タ（Ｔ１，Ｔ２）のベースに帰還結合するためのスイッチング制御措置（ＴＲ１ ）とを有する発振器回路において、 バイポーラトランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）のベース端子線路はそれぞれ、スイッ チング制御装置（ＴＲ１）とバイポーラトランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）との間で、 少なくとも１つのベースブリッジキャパシタ（Ｃ６，Ｃ６’）により相互に接続 されている、 ことを特徴とする回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 1. 負荷（ＬＡ）を駆動するための自励式発振器回路であって、バイポーラト ランジスタブリッジ（Ｔ１，Ｔ２）と、負荷電流をバイポーラトランジスタ（Ｔ １，Ｔ２）のベースに帰還結合するためのスイッチング制御措置（ＴＲ１）とを 有する発振器回路において、 バイポーラトランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）のベース端子線路はそれぞれ、スイッ チング制御装置（ＴＲ１）とバイポーラトランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）との間で、 少なくとも１つのベースブリッジキャパシタ（Ｃ６，Ｃ６’）により相互に接続 されている、 ことを特徴とする回路。 2. バイポーラトランジスタブリッジはハーフブリッジ（Ｔ１，Ｔ２）である 、請求項１記載の回路。 3. スイッチング制御装置は制御変成器（ＴＲ１）である、請求項１記載の回 路。 4. ベースブリッジキャパシタ（Ｃ６）はそれぞれ、バイポーラトランジスタ （Ｔ１，Ｔ２）のベースに直接接続されている、請求項１記載の回路。 5. ベースブリッジキャパシタ（Ｃ６’）はそれぞれ、スイッチング制御装置 （ＴＲ１）のベース側出力端子に直接接続されている、請求項１記載の回路。 6. ベースブリッジキャパシタ（Ｃ６，Ｃ６’）の キャパシタンスは、１つまたは複数の台形キャパシタ（Ｃ１）のキャパシタンス の１０％から１００％である、請求項１記載の回路。 7. ベースブリッジキャパシタ（Ｃ６，Ｃ６’）のキャパシタンスは、１つま たは複数の台形キャパシタ（Ｃ１）のキャパシタンスの１０％から５０％である 、請求項１記載の回路。 8. ベースブリッジキャパシタ（Ｃ６，Ｃ６’）のキャパシタンスと、１つま たは複数の台形キャパシタ（Ｃ１）のキャパシタンスの和は６８０ｐＦから２． ２ｎＦである、請求項１記載の回路。 9. 負荷（ＬＡ）は低圧放電ランプである、請求項１記載の回路。