JP2000513920A - 減磁信号に基づくｓｍｐｓ用の過電圧保護回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 変圧器（２１）及び該変圧器の一次巻線（５６）に直列に結合されるスイッチングトランジスタ（６４）を有しているタイプのスイッチト−モード電源用の過電圧保護回路を提供する。この過電圧保護回路は、電圧検出巻線（２０）に直接接続される第１入力端子を有して、検出巻線（２０）間の電圧に比例する電流を発生する検出抵抗（７４）を含み、この抵抗の第２端子は電流ミラー（７８）の入力端子に結合される。電流ミラー（７８）の反射電流と、過電圧の基準電流源（８８）によって発生される過電圧基準電流とを電流比較器（９２）によって比較する。反射電流が過電圧基準電流以上になると、スイッチングトランジスタ（６４）をターン・オフさせる信号を発生する回路（３８）も設ける。このような過電圧保護回路はスイッチト−モードの電源に対して、高速、有効且つ正確に過電圧保護する。

Description

【発明の詳細な説明】 減磁信号に基づくＳＭＰＳ用の過電圧保護回路 発明の背景 本発明は電源保護回路の分野にあり、特に、変圧器および該変圧器の巻線と直 列に結合されるスイッチングトランジスタを有するタイプのスイッチト−モード 電源用の過電圧保護回路に関するものである。 斯種の過電圧保護回路は米国特許第５，３１３，３８１号から既知である。 スイッチト−モードの電源は当業者に周知であり、こうした電源は一般に、良 好な調整をしたり（切換えフィードバックによる）、スイッチト−モード電源の 動作周波数は一般に高いために、値が小さいフィルタリング部品を用いることが できるから、フィルタリング処理を能率的で、しかも経済的に行ったりするのに 用いられる。 スイッチト−モード電源では、過電圧保護をすることにより、電源の出力が予 定最大値以上にならないようにして、回路の故障及びスイッチト−モード電源に よって附勢される回路へのダメージをなくすのが望ましい。 モトローラ社のＭＣ４４６０３電源コントローラＩＣに組み込まれ、且つこの デバイスに対する“Ｔｈｅ Ｍｏｔｏｒｏｌａ Ｔｅｃｈｎｌｃａｌ Ｄａｔａ Ｓｈｅｅｔ”の第２２頁における図４４に示されている過電圧保護回路の如き 、従来の過電圧保護回路では、ろ波したＤＣ電圧（Ｖ_CC）を抵抗分圧器によって 検出し、次いでこの電圧を電圧比較器によって或る電圧基準レベルと比較し、こ の比較器の出力を、スイッチト−モード電源内のスイッチングトランジスタをタ ーン・オフさせる信号を発生する回路に供給して、出力電圧を過電圧保護レベル 以下に降下させている。同様な回路が米国特許第５，３１３，３８１号の図１に 示されている。 このような一般的なタイプの従来の過電圧保護回路を図１に単純化した形で示 してある。この図１の過電圧保護回路１０は、電源変圧器２１における補助巻線 ２０から取り出されるＡＣ電圧から得られる補助電源電圧Ｖ_CCを検出するのであ って、図示の単純化した例では、補助巻線２０から取り出されるＡＣ電圧をダイ オード２２により整流し、且つフィルタコンデンサ２４によりろ波して端子２６ に電圧Ｖ_ccを発生させる。この電圧Ｖ_CCは、抵抗２８及び３０から成る抵抗分圧 器により検出され、Ｖ_CCに比例してスケールダウンされた電圧が電圧比較器３２ の非反転（＋）入力端子に結合される。電圧比較器３２の反転（−）入力端子に は端子３４にて基準電圧信号Ｖ_REFが供給される。ライン３６における電圧比較 器３２の出力端子は、ここに示したラッチ回路３８のような回路のセット入力端 子（Ｓ）に接続され、この回路はその出力端子（Ｑ）に現われる過電圧指示信号 Ｖ_OVPを端子４２に供給する。電源回路をその正規の動作状態に復帰させるため には、ラッチ回路３８のリセット（Ｒ）端子４０にリセット信号Ｖ_RESETを供給 する。 図１の従来の回路は、整流し、ろ波した電圧Ｖ_CCを検出し、この電圧を抵抗２ ８と３０とから成る抵抗分圧器を用いてステップ−ダウンしてから、このステッ プ−ダウンした電圧を比較器３２の非反転入力端子に供給することにより作動す る。比較器の反転入力端子３４には基準電圧信号Ｖ_REFを供給し、抵抗分圧器の 減衰比及びＶ_REFの値を適当に選択することにより、Ｖ_CCの公称値を或る選択量 だけ越える電圧にて比較器の出力３６がトリップするようにしている。比較器３ ２がトリップすると、ラッチ回路３８がセットされて、端子４２に過電圧保護信 号Ｖ_ovpが発生する。この信号は、スイッチト−モード電源変圧器の一次巻線と 直列に結合させる（米国特許第５，３１３，３８１号の図１におけるトランジス タ４０のような）スイッチングトランジスタに供給されて、トランジスタのスイ ッチングを禁止して、これにより電源の出力電圧を低減させる。電源の出力が許 容レベルに戻ると、ラッチ回路３８がリセット端子４０の信号Ｖ_RESETによって リセットされ、回路は、その正規の動作モードに戻る。 図１の回路は十分な過電圧保護をするも、これには幾つかの欠点がある。この 過電圧保護回路はコンデンサ２４間の電圧を検出するのであり、このコンデンサ は一般に、比較的ゆっくり充電したり、放電したりする大形のコンデンサである ため、この過電圧保護回路は本来、変圧器電圧の増加による過電圧状態を認識す るのに時間がかかる。さらに、Ｖ_CCは変圧器の巻回比の公差によるような要因に よってＶ_CCの公称値から３０％も変化し得るから、電圧比較器３２の非反転入力 端子に供給されるＶ_CCのスケール−ダウンした電圧も同様な割合で変化するため 、過電圧保護回路を比較的不正確なものにしている。 従って、既存の過電圧保護回路よりも動作が速くて、しかも正確であるスイッ チト−モードの電源用の過電圧保護回路が所望される。 発明の概要 従って、本発明の目的は従来の回路よりも速く作動し得ると共に従来の回路に 比べて正確さも向上するスイッチト−モード電源用の過電圧保護回路を提供する ことにある。 本発明によるスイッチト−モード電源用の新規の過電圧保護回路は、変圧器及 び該変圧器の巻線に直列に結合されるスイッチングトランジスタを有しているタ イプのスイッチト−モード電源用の過電圧保護回路において、該過電圧保護回路 が、前記変圧器の検出巻線に直接接続される第１端子及び第２端子を有し、前記 検出巻線間の電圧に比例する検出電流を発生する検出抵抗と、該検出抵抗の前記 第２端子に入力端子が結合される電流ミラーと、該電流ミラーの出力端子に結合 される過電圧基準電流源と、前記検出抵抗における前記検出電流に比例する前記 電流ミラーからの反射電流を前記過電圧基準電流源によって発生される過電圧基 準電流と比較する電流比較器と、前記反射電流が前記過電圧基準電流以上になる と、前記スイッチングトランジスタをターン・オフさせる信号を発生する回路手 段とを具えていることを特徴とする。 本発明の好適例では、検出抵抗を可変抵抗として、この抵抗に発生する電流を 調整して、変圧器巻線の巻回比の公差によるような要因による電圧変動を補償す ることができるようにする。 本発明のさらに他の好適例では、電流ミラーに遅延回路を設けて、過電圧保護 回路が高めの過渡過電圧状態に過度に感応しないようにする。 さらに本発明の他の好適例では、過電圧基準電流源が発生する過電圧基準電流 が、前記検出抵抗における公称電流よりも、前記スイッチト−モード電源の公称 電圧を越えて前記スイッチングトランジスタをターン・オフさせる割合にほぼ等 しい或る選択した割合だけ高くなるようにする。 本発明による過電圧保護回路によれば、このような過電圧保護回路を設けるス イッチト−モードの電源に対して過電圧保護を高速、有効且つ正確に行なうこと ができるので、かなりの改善が得られる。 本発明のこうした要点及び他の要点を以下実施例につき説明して明らかにする 。 図面の簡単な説明 図１は従来の過電圧保護回路を単純化した概要図を示し、 図２は本発明により改善した過電圧保護回路を内蔵するスイッチト−モード電 源の単純化した概要図を示す。 好適実施例の説明 図１は上述したような、従来の代表的な過電圧保護回路の単純化した概要図を 示す。この回路は整流して、ろ波したコンデンサ２４の電圧を検出することによ り作動するから、この回路は本来動作が遅く、従って最適な過電圧保護をせず、 回路に故障を来したり、或いは検出回路部品を永久的に破損したりすることがあ る。さらに、上述したように、コンデンサ２４間の電圧はその公称値からかなり 変化し得るから、従来の過電圧保護回路は、固定比率でスケール・ダウンしたコ ンデンサ電圧とは隔たった電圧で作動し、比較的不正確な過電圧トリガレベルを 有することになる。 こうした欠点は、図２に単純化したスイッチト−モードの電源５０にて示して ある本発明による過電圧保護回路によって克服される。図２の回路では、ＡＣ入 力電圧Ｖ_ACを慣例のダイオードブリッジ整流器５２に供給し、このブリッジ整流 器の出力を第１コンデンサ５４及び変圧器２１の一次巻線５６に結合させる。一 次巻線５６はスイッチングトランジスタ６４及び随意抵抗６６を経て接地する。 変圧器２１の二次巻線５８の出力はダイオード６０を経てフィルタコンデンサ６ ２に結合させ、このコンデンサの両端からこの回路のＤＣ出力電圧Ｖ_DCを取り出 す。変圧器２１の検出又は補助巻線２０は端子２６にＤＣ電圧Ｖ_CCを発生させる ためにダイオード２２及びフィルタコンデンサ２４に接続し、このＤＣ電圧Ｖ_CC は電源の制御回路を附勢するのに用いることができる。これまでに述べた回路の 部分は構成及び動作の両面において、米国特許第５，３１３，３８１号の図１の ものと本来似ているので、さらなる詳細な説明は省略する。 前述した従来の過電圧保護回路とは異なり、本発明による過電圧保護回路７０ では、図２に示すように、保護回路の入力を変圧器２１の補助巻線２０から接続 点７２にて直接取り出すのであって、補助巻線の出力を整流して、ろ波した端子 ２６から取り出すのではない。過電圧保護回路へのこの入力は検出抵抗７４、こ こでは可変抵抗を経て電流ミラー７８の入力端子７６に結合させて、接続点７２ における電圧に比例する入力電圧Ｉ_SENSEを電流ミラー７８の入力端子７６に供 給する。電流ミラー７８は２個のＭＯＳＦＥＴトランジスタ８０及び８２を通常 の電流ミラー構成で具えている。電流ミラー７８にはさらに、抵抗８４とコンデ ンサ８６とから成るＲＣフィルタ形態の遅延回路を含めることができ、この遅延 回路は、持続時間が短い過渡的な雑音信号により過電圧保護回路が誤ってトリガ 状態となるのを避けるために随意含めることができる。実際上、抵抗８４および コンデンサ８６の値は約５００ナノ秒の遅延を提供すべく既知の方法にて選択す ることができる。 電流ミラー７８の出力端子は電流源８８に接続し、この電流源は電力ライン９ ０に結合されており、しかもｎ・Ｉ_REFの電流を供給する。電流比較器９２が電 流源８８と電流ミラー７８のトランジスタ８２との接続点９４に結合された入力 端子を有するため、この電流比較器は、電流ミラーのトランジスタ８２における 電流が電流源８８の電流値ｎ・Ｉ_REF以上になると、状態が変わり、セット（Ｓ ）入力をライン３６でラッチ３８に供給する。これにより今度はラッチ３８が、 そのＱ出力端子から端子４２に過電圧保護回路の出力電圧Ｖ_OVPを発生して、ス イッチングトランジスタ６４を不作動状態にして、過電圧状態を低減させる。こ の過電圧状態がなくなったら、図１の従来回路と同じ方法で、ラッチ３８をその リセット入力端子４０の信号Ｖ_RESEFによってリセットする。 電流源８８はｎ・Ｉ_REFの電流を供給し、ここに、Ｉ_REFは或る選択した基準電 流値とし、抵抗７４は、接続点７２における電圧が、その公称動作電圧値に等し い場合に、電流Ｉ_SENSEがＩ_REFに等しくなるように設定する。電流ミラー７８は １：１の電流比となるように選択するから、ＭＯＳＦＥＴ８２における電流はＩ_SENSE に等しく、これは公称状態ではＩ_REFに等しい。従って、パラメータ ｎの値を、過電圧の検出及び保護を行なうべき値に等しく選択することにより、 所望な過電圧保護レベルを達成することができる。このようなことからして、例 えば、ｎを１．２６に設定すれば、過電圧保護回路は、接続点７２における電圧 レベル（これは出力Ｖ_DCに比例する）が、その公称値よりも２５パーセント以上 に上昇するとトリガすることになる。図２に電流源の記号によって図式的に示し てある電流源８８は、基準電流Ｉ_REFの電流源に接続される入力端子を有すると 共に１：ｎの電流ミラー比を有している電流ミラーの如き、慣例の手段によって 作成することができる。 動作中に可変抵抗７４の抵抗値は、Ｉ_SENSEが公称動作状態のもとではＩ_REFに 等しくなるように設定する。この初期調整は回路の公称動作状態を設定するだけ でなく、変圧器の巻回比の公差の如き、回路部品の公差による或る特定回路の電 圧変動（これは３０％ほども変化し、従って、名目上同一の回路構成の回路間に も同様な電圧変動を来たす）を補償する働きもする。このようにして、図１に示 したような従来回路の欠点である所の、部品の公差による電圧変動が過電圧保護 回路をトリガする過電圧のレベルにかなりの変動を来たし得ると云うことがなく なる。さらに、本発明による過電圧保護回路への入力は、従来のようにコンデン サ２４間からではなくて、接続点７２にて変圧器巻線から直接取り出すため、コ ンデンサ２４を充電するのに必要なかなの時間遅れがなくなるから、過電圧状態 をかなり迅速に検出することができる。従って、本発明による過電圧保護回路は 従来の回路よりも動作が速く、しかももっと正確である。 過電圧保護回路用の入力を別個の補助巻線から取り出す代わりに、変圧器の二 次巻線又は一次巻線を保護回路の入力供給用の検出巻線として用いることもでき る。 本発明は上述した例のみに限定されるものでなく、本発明の範囲を逸脱するこ となく、幾多の変更を加え得ることは当業者に明らかである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．変圧器（２１）及び該変圧器の巻線に直列に結合されるスイッチングトラン ジスタ（６４）を有しているタイプのスイッチト−モード電源用の過電圧保護 回路において、該過電圧保護回路が、前記変圧器（２１）の検出巻線（２０） に直接接続される第１端子及び第２端子を有し、前記検出巻線（２０）間の電 圧に比例する検出電流を発生する検出抵抗（７４）と、該検出抵抗の前記第２ 端子に入力端子（７６）が結合される電流ミラー（７８）と、該電流ミラーの 出力端子（９４）に結合される過電圧基準電流源（８８）と、前記検出抵抗（ ７４）における前記検出電流に比例する前記電流ミラー（７８）からの反射電 流を前記過電圧基準電流源（８８）によって発生される過電圧基準電流と比較 する電流比較器（９２）と、前記反射電流が前記過電圧基準電流以上になると 、前記スイッチングトランジスタ（６４）をターン・オフさせる信号を発生す る回路手段（３８）とを具えていることを特徴とする過電圧保護回路。 ２．前記検出抵抗（７４）が可変抵抗を具えていることを特徴とする請求の範囲 １に記載の過電圧保護回路。 ３．前記電流ミラーが遅延回路（８４，８６）を具えていることを特徴とする請 求の範囲１に記載の過電圧保護回路。 ４．前記スイッチングトランジスタ（６４）をターン・オフさせる信号を発生す る前記回路手段（３８）がラッチ回路を具えていることを特徴とする請求の範 囲１に記載の過電圧保護回路。 ５．前記過電圧基準電流源（８８）が発生する過電圧基準電流が、前記検出抵抗 （７４）における公称電流よりも、前記スイッチト−モード電源の公称電圧を 越えて前記スイッチングトランジスタ（６４）をターン・オフさせる割合にほ ぼ等しい或る選択した割合だけ高くなるようにしたことを特徴とする請求の範 囲１に記載の過電圧保護回路。