JP2001503958A

JP2001503958A - スイッチ電源用の故障制御回路

Info

Publication number: JP2001503958A
Application number: JP52290298A
Authority: JP
Inventors: マイケルウイリアムズ，ケビン; バレツトジヨージ，ジヨン
Original assignee: Thomson Consumer Electronics Inc
Current assignee: Technicolor USA Inc
Priority date: 1996-11-15
Filing date: 1997-11-12
Publication date: 2001-03-21
Also published as: EP0938770B1; MY116170A; DE69725751T2; EP0938770A1; DE69725751D1; TW361045B; CN1238071A; AU5261198A; KR20000053263A; KR100522017B1; US5777862A; CN1076536C; ES2208957T3; WO1998021811A1

Abstract

(57)【要約】電圧源（未調整Ｂ⁺）とトランス（Ｔ１）とスイッチング・コントローラ（Ｕ１）が、調整された出力供給電圧をスイッチ・モードで発生させるために結合される。オン／オフ信号（＋２３Ｖ‐実行）に応答するスイッチング回路（Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｑ３、Ｑ４、Ｚ３、Ｕ３）が、導通路に導通状態を確立することにより電源をオン／オフする。故障検出器（４２）が、過負荷状態に応答して導通路の一部に非導通状態を確立する。遅延回路（４０）は、電源がオンにされてから一定期間の間、補助導通路に導通状態を確立する。故障検出器が導通路の一部に導通状態を確立すると、補助導通路は非導通状態となる。導通路の一部は、過負荷状態が存在しなければ、導通状態のままである。遅延回路を含むラッチ構成は、電源がオフにされるまで、補助導通路の前記非導通状態を維持する。

Description

【発明の詳細な説明】スイッチ電源用の故障制御回路産業上の利用分野本発明は、ラン（ｒｕｎ：実行）動作モードと待機動作モードを有する装置（例えば、テレビジョン受像機）のためのスイッチ・モード（ｓｗｉｔｃｈｅｄｍｏｄｅ）電源の分野に関する。特に、本発明は、このような装置において、実行動作モードと待機動作モードを変更する際に電源（例えば、補助電源）をオンとオフにスイッチング（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）するために制御回路を使用して電流過負荷状態の間にスイッチ電源を制御する分野に関する。発明の背景例えば、テレビジョン受像機に使用される典型的な実行／待機電源において、電源が家庭のメイン（ｍａｉｎ：主電源）に結合されると、ブリッジ整流器とフィルタ・コンデンサが生の（ｒａｗ：未調整の）ＤＣ電圧（Ｂ⁺電圧または未調整Ｂ⁺電圧と呼ばれる）を供給する。待機モードの負荷は、直接Ｂ⁺電圧から、または常に存在している別の電圧から、起動することができる。しかしながら、多くの実行モードの負荷は、実行モードでのみ動作する電圧調整用の電源（例えば、スイッチ・モードの電源）を通して起動される。ある種の負荷（例えば、偏向回路、高圧スクリーン負荷）のための実行モードの電源は、典型的に、ビーム偏向を生じさせるフライバックトランスを使用する。別個のまたは補助の電源も、スイッチ・モードの電源として使用することができ、フライバックトランス用の調整されたＢ⁺電圧、および他の補助電源電圧を供給する。例えば、投射型テレビジョンは高電力陰極線管（ＣＲＴ）を３個備えているので、電力の必要性が特に厳しい。一般に、これらのＣＲＴ用のコンバーゼンス増幅器（各ＣＲＴについて、このような増幅器が２個必要とされる）を起動するために補助電源が役に立つ。これらの増幅器は正極性と負極性の電圧を必要とし、相当な量の電力を消費する。スイッチ・モードの電源において、入力ＤＣ電圧（例えば、テレビジョン受像機におけるＢ⁺電圧）は、トランスの１次巻線の一方の端子に結合され、１次巻線の他方の端子はスイッチング・デバイスに結合され、スイッチング・デバイスが導通すると、電流はトランスに結合される。スイッチング・デバイスは実行動作モードの間、交互にオンとオフにされ、トランスの２次巻線に交流電流を供給し、交流電流は整流され瀘波されて実行モードの電源電圧を供給する。出力電圧の調整は、例えば、トランスの帰還（ｆｅｅｄｂａｃｋ）巻線より供給される帰還制御によって行なわれる。それぞれの２次巻線は密接に結合され、２次巻線にかかわる負荷の変動は帰還巻線に反映される。帰還制御は、スイッチング・デバイスより供給される標準電圧または閾値電圧レベルと帰還巻線にかかる電圧を比較し、スイッチング回路がオン／オフされるときの周波数および／またはパルス幅を変調する。スイッチング・デバイスは、未調整Ｂ⁺入力電圧の変動を感じなくなるように補正され、通常の電力消費の範囲で電流負荷が変動するにつれて正確な出力電圧レベルを維持する。上述のような電源用のスイッチング・デバイスとして、三洋電機（株）のＳＴＫ７３０シリーズの集積回路（ＩＣ）電源コントローラが使用できる。このコントローラは、単一のパッケージの中に、ＦＥＴパワー・スイッチング・トランジスタ、エラー増幅器／ドライバ、および過電流保護回路を含んでいる。スイッチ・モードの電源に結合され最初にオンにされると、Ｂ⁺電圧からの電流は、トランスの１次巻線、ＦＥＴおよび電流検出抵抗を通って大地へ流れる。電流はコントローラＩＣ内の過電流保護回路が始動されるまで増加し続け、それからＩＣコントローラはそのＦＥＴパワー・トランジスタをオフにする。エネルギーはトランスの２次巻線に移され、ここで、誘起された電流は整流され、フィルタ・コンデンサを充電する。幾つかのサイクルから成る始動期間後に、出力電圧はその調整されたレベルに達する。ＩＣコントローラより提供される閾値比較回路はトランスの帰還巻線に結合され、制御ＩＣによりスイッチングのタイミングを制御して、調整された出力電圧レベルを維持する。発振は２次巻線に結合される負荷に順応する周波数とデューティ・サイクルにおいて安定する。他の多くの電源コントローラも同様に動作し、三洋電機（株）のＳＴＫ７３０シリーズの代りに使用できる。このようなＩＣコントローラは、未調整Ｂ⁺電圧が存在するときはいつも、始動しようとする。他のスイッチ回路は、待機モードと実行モードの切替えを制御する。もし、実行動作モードの間に電源出力にかかる負荷が増大すると、電源は、帰還巻線の電圧を制御閾値と等しく保つために、より多くの電流を供給しようとする。もし故障状態（例えば、過負荷電流）が起こると、通常は始動の間に電流を制限するＩＣコントローラの過電流保護回路が動作して、電源を通して結合される電力を制限する。この電流制限回路は、帰還巻線電圧が制御閾値にあることを帰還コントロールが検出する以前に、スイッチング・トランジスタを遮断する。その結果、出力電圧は通常以下に下がり、電流負荷が増大するにつれてますます低いレベルになる。出力について完全な短絡状態があると仮定すると、ＩＣコントローラの過負荷回路は直ちに導通を遮断し、電源を通して実際に結合される電力はほとんどなくなる。しかしながら、もし過負荷電流はあるが完全な短絡でなければ、出力電圧は低下しても、依然として相当な量の電力が電源を通して結合される。これは望ましくない動作状態であり、潜在的に危険な動作状態ですらある。出力に過負荷がかかっているときに、例えば、コントローラＩＣによって補助電源を過負荷状態および／または他の故障状態で動作させる代りに、補助電源を完全に遮断すれば、補助電源は待機動作モードで遮断されるので、有利である。しかしながら、ＩＣコントローラにおける電流制限回路を動作させて電源が始動できるようにしなければならない。さもなければ、電源の始動の間に起こる低電圧出力状態が、故障検出回路によって、過負荷電流状態から生じる低電圧状態と間違えられる可能性がある。この問題は、装置（テレビジョン受像機）が待機動作モードと実行動作モードに変更されるにつれて補助電源をオン／オフするスイッチ制御装置を補助電源に備えると、うまく解決することができる。発明の概要発明的な構成によれば、このようなスイッチ制御装置は、低電圧／過電流検出器のような故障状態検出器（その状態はそれぞれ、短絡のような故障状態を表す）にも応答するように変更される。故障状態検出器はレベル変更機構を利用して、負の出力電圧と正の基準電圧を比較する。更に別の構成によれば、遅延回路が故障状態検出器とスイッチ制御装置（補助電源がオンにされた後に有効となる）との間に配置される。それにより、故障状態検出器は、補助電源がオンにされてから一定期間の間、補助電源を不能にしないようにされ、故障状態と間違えずに、補助電源が動作出力電圧を確立する機会が与えられる。一定の極性のバイアス電圧を利用するスイッチ電源にかかる過負荷状態を検出し、導通路の導通状態が電源のオン／オフ状態を決定する構成は、以下のものから成る：出力電圧源；出力電圧のレベルを変える回路；前記回路に応答し、導通路に非導通状態を確立することにより、スイッチ電源をオフにするスイッチ・デバイス。このバイアス電圧は正の極性を持ち、出力電圧は負の極性を持つ。この回路はツェナダイオードを含み、スイッチ・デバイスはトランジスタを含む。ツェナダイオードのアノードは電圧源に結合され、ツェナダイオードのカソードはトランジスタのベースに結合される。トランジスタはオンになり、導通路に非導通状態を確立する。一定の極性のバイアス電圧を利用し、導通路の導通状態が電源のオン／オフ状態を決定する、スイッチ電源は、以下のものから成る：第１および第２の出力電圧をそれぞれ供給する第１および第２の電圧源；第１と第２の電圧源の間に結合され、第１および第２の出力電圧のうちの１つを追跡するバイアス電圧を供給するツェナダイオード；およびバイアス電圧と基準電圧を比較する手段：それによって、バイアス電圧が基準電圧を超えると、非導通状態が導通路に確立される。第１と第２の出力電圧は反対の極性を持つ。基準電圧は正の極性を持つ。基準電圧は、第１と第２の出力電圧のうちの１つの極性と反対の極性を持つ。比較手段はトランジスタを含む。トランジスタはバイポーラ接合型で、基準電圧は、トランジスタのベース・エミッタ接合部のターン・オン電圧を含む。図面の簡単な説明第１図は、発明的構成による制御回路を有する補助電源のブロック図である。第２図は、発明的構成による制御回路を有する補助電源の慨略図であり、且つオン／オフ制御を詳細に示す。第３図は、発明的構成による制御回路を有する補助電源の慨略図であり、且つ始動および故障検出回路を詳細に示す。第４図は、発明的構成による電流過負荷検出回路を有する補助電源の慨略図である。第５図は、発明的構成による高速リセット回路を有する補助電源の慨略図である。発明の詳細な説明第１図は全体として、発明的なスイッチ・モード電源１０を示す。スイッチ・モード電源は、入力電圧（例えば、未調整Ｂ⁺電圧）からトランスＴ１の１次巻線Ｗ１に電流を供給してトランスＴ１の１つ以上の２次巻線Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４、Ｗ５に電力を可変的に結合させるために周期的に動作できるスイッチング・コントローラＵ１を備えている。スイッチング・コントローラＵ１は、例えば、三洋電機（株）のＳＴＫ７３０シリーズのコントローラで構成できる。スイッチング・コントローラＵ１は、ピン４におけるその制御入力ＣＮＴＬでドライブ電圧（例えば、未調整Ｂ⁺電圧）が得られると導通する。未調整Ｂ⁺入力供給電圧は、コンデンサＣ１で瀘波されるブリッジ整流器ＣＲ１の出力から得られる直流電圧である。未調整Ｂ⁺電圧は、スイッチ・モード電源１０が家庭用のメイン（主電源）２２に結合される（プラグを差し込まれる）といつでも存在する。しかしながら、電源１０は実行モードでのみ動作し、静止モードすなわち待機モードでは動作不能とされる。電源１０がプラグを差し込まれ且つ実行モードにあるとき、未調整Ｂ⁺電圧はスイッチング・コントローラＵ１の制御入力ＣＮＴＬに在るので、スイッチング・コントローラＵ１はトランスＴ１の１次巻線Ｗ１に電流を導通させることができる。巻線Ｗ１を流れる電流はトランスＴ１の巻線Ｗ２に電圧を誘起し、この電圧は抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ５を通って制御入力ＣＮＴＬに印加される。巻線Ｗ２の極性は、巻線Ｗ２に誘起された電圧がスイッチング・コントローラＵ１を導通状態に保つような極性である。スイッチング・コントローラＵ１で導かれる電流が抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ６の組合わせにより設定される制限閾値電流に達すると、スイッチング・コントローラＵ１は１次巻線を通って導通しなくなり、すなわち、オフになる。スイッチング・コントローラＵ１が導通しなくなると、１次巻線Ｗ１の磁界が崩壊し、その極性が逆転し、１次巻線Ｗ１の中にあるエネルギーは巻線Ｗ４とＷ５に移され、巻線Ｗ４とＷ５はそれぞれ、＋１５Ｖと−１５Ｖの出力へ電力を供給する。巻線Ｗ４とＷ５からのエネルギーが尽きると、これらの巻線の磁界が崩壊し、巻線の極性は逆転する。巻線Ｗ２とＷ４とＷ５の極性により、巻線Ｗ２はスイッチング・コントローラＵ１のピン４に正の電圧を供給し、それにより、スイッチング・コントローラＵ１は再び１次巻線Ｗ１に電流を導き、そして遂に、スイッチング・コントローラＵ１の電流制限閾値に達し、スイッチング・コントローラＵ１は電流を導かなくなる。それから再びエネルギーは１次巻線Ｗ１から巻線Ｗ４とＷ５に移される。このプロセスは、電源１０の動作が安定するまで、数サイクル繰り返される。電源１０の動作が安定した後、帰還巻線Ｗ３はスイッチング・コントローラＵ１のデューティ・サイクルを制御する。帰還巻線Ｗ３に発生される電圧は、スイッチング・コントローラＵ１より発生される約−４０．５Ｖの内部基準電圧と比較される。スイッチング・コントローラＵ１のデューティ・サイクルは、帰還巻線Ｗ３に発生される電圧がほぼ−４０．５Ｖに維持されるように調整される。帰還巻線Ｗ３は２次巻線Ｗ４とＷ５に結合されるので、負荷の変動は帰還巻線Ｗ３に発生される電圧に反映される。従って帰還巻線Ｗ３は、巻線Ｗ４とＷ５で発生される出力電圧を調節するためにも使用される。通常、待機モードから実行モードへまたは実行モードから待機モードへの切替えは、ユーザの制御下で、赤外線受信器、パネルスイッチなどのような制御入力（図示せず）を介して行なわれる。発明的特徴により、付加的な実行／待機スイッチング回路３６が備えられ、電源１０を、動作的な実行モードまたは非動作的な待機モードに切り替える。スイッチング・コントローラＵ１は大きな始動電流を必要とする。信頼できる始動を行ない且つこのドライブ電流の発生を助けるために、実行／待機スイッチング回路３６は、未調整Ｂ⁺入力電圧と制御入力ＣＮＴＬ間に結合される第１の回路３８を備え、未調整Ｂ⁺入力電圧が存在するときはいつも、スイッチング・コントローラによる導通を可能にするバイアス電圧を供給する。発明的構成によれば、第１の回路３８より供給されるこのドライブ・バイアス電流を分路にそらして、得られるドライブ電流を減らして、スイッチング・コントローラＵ１を動作不能にすることができる。ドライブ電流は基準電位源（例えば、大地）に分路することができる。実行／待機スイッチング回路３６は更に、トランスの２次巻線Ｗ４とＷ５のうち少なくとも１つに結合される故障状態検出回路４２を含んでいる。検出回路４２は、同じまたは別の２次巻線Ｗ４またはＷ５に結合される出力における低い閾値電圧を検出することにより、故障状態（例えば、補助電源にかかる過負荷電流）を検出する。故障状態検出回路４２は故障状態を表示する出力４１を発生してスイッチング・コントローラＵ１の導通を不能にするために、補助電源をオフにする手段として、あたかも装置（例えば、テレビジョン受像機）が待機動作モードに変更されたかのように、スイッチング・コントローラＵ１の制御入力ＣＮＴＬを大地電位に引き込む。補助電源のセットアップ段階が、初期の低い電圧出力レベルのために、故障状態の誤った検出により妨げられないようにするために、遅延回路４０は故障状態検出回路４２の出力の効果を、補助電源の通常出力電圧レベルが確立されるのに十分な期間の間、阻止する。第２図〜第５図は、第１図に全体を示す発明的な構成についての異なる特徴を詳細に示す。すべての図面で、同一または同等の要素に関しては同じ参照番号が使用されている。第２図に関して述べると、スイッチング・コントローラＵ１はトランスＴ１の１次巻線Ｗ１と直列に結合される。スイッチング・コントローラＵ１は交互に導通しオフになり、電力を２次巻線に移送し、ここで生じるＡＣ信号は、ダイオードＤ２とＤ３で整流され、コンデンサＣ２とＣ３でそれぞれ瀘波される。巻線Ｗ４とＷ５に発生される瀘波済みの電圧はそれぞれチョークＬ２とＬ３で更に瀘波され、動作電源電圧＋１５Ｖと−１５Ｖをそれぞれ供給し、実行モードで負荷を起動する。２次巻線Ｗ４とＷ５の極性は、第２図に示すように、１次巻線Ｗ１の極性と反対であるので、スイッチング・コントローラＵ１がオフになり、トランスＴ１の１次巻線Ｗ１に貯えられたエネルギーが巻線Ｗ４とＷ５に移されるとコンデンサＣ２とＣ３は充電される。発明的な特徴によれば、図に示す電源１０は、スイッチング・コントローラＵ１の制御入力ＣＮＴＬにおける電圧を更に制御して、実行モードと待機モードの切替えを制御するように構成される。装置が待機モードにあり且つスイッチング・コントローラＵ１が周期的に導通していないとき、電源１０に入る唯一の電力は未調整Ｂ⁺電圧であり、装置が家庭のメイン２２に結合されているので、未調整Ｂ⁺は存在している。実行／待機動作を制御する際、補足的な低電源（図示せず）から起動されるリレーまたは他のスイッチング・デバイスを使用して、未調整Ｂ⁺電圧を電源１０のスイッチング要素へ結合させまたは減結合させることが可能である。しかしながら、本発明によれば、より一層費用効率の高い解決法を得るために、一部、未調整Ｂ⁺電圧から、そして一部、実行モード電圧から得られる信号を使用して、スイッチング・コントローラＵ１の制御入力ＣＮＴＬにかかるバイアスを減らして、すなわち、制御入力にかかる電圧を大地電位に近づけて、通常のバイアスに回復するまでスイッチング・コントローラＵ１をオフに保つ。従って、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４から成る分圧器が、未調整Ｂ⁺電圧と大地間に結合され、分圧器の接合部Ｊ１は、コレクタが制御入力に結合されエミッタが接地されているスイッチング・トランジスタＱ２のベースに結合される。未調整Ｂ⁺電圧が存在しているとき、制御入力ＣＮＴＬはトランジスタＱ２の導通により大地電位近くに引かれる。電源１０は、メインに最初に結合されたとき、待機モードの状態に保持されている。本発明は、コンバーゼンス増幅器のような実行モードの負荷を起動するために、補助電源（例えば、テレビジョンの補助電源）に有利に応用される。実行モードに切り替えるために、この発明的な電源はトランスＴ１の２次巻線以外の他のソースから発生される実行モードの電源電圧の存在を検出する。この実行モードの電源電圧は閾値レベルと比較され、閾値レベルを過ぎると、トランジスタＱ２はオフにされ、スイッチング・コントローラＵ１の制御入力ＣＮＴＬのバイアスを正常に戻し、且つ実行モードで、すなわち、トランスＴ１の帰還巻線Ｗ３による帰還制御下で、補助電源の動作を可能にする。例えば、テレビジョンの偏向回路その他の回路の実行モードの動作により発生される＋２３Ｖの電源電圧はこの目的に使用できる。第２図で、ペアの差動ＰＮＰトランジスタＱ３とＱ４は、エミッタが抵抗Ｒ５によって実行モード電源電圧に結合され、トランジスタＱ３のベースにある分圧器の抵抗Ｒ６とＲ７を介して、実行モードの電源電圧のレベルを、トランジスタＱ４のベースのツェナダイオードＺ３より供給される＋８．２Ｖの基準電圧と比較する。実行モードの電源が分圧器内の抵抗の比率により定められるレベルを超えると、トランジスタＱ４は導通し、オプトカプラＵ３をオンにスイッチする。オプトカプラＵ３のフォトトランジスタはトランジスタＱ２のベースを接地させ、Ｑ２は導通しなくなり、それによって、スイッチング・コントローラＵ１の制御入力ＣＮＴＬに通常のバイアスがかけられる。次にトランスＴ１の２次巻線Ｗ２とＷ３にかかる電圧に応答し電源１０の動作が実行モードで始まる。別の発明的な実施例を第３図に示す。この中に含まれているラッチ回路は付加的な機能を有し、実行モードにあるとき、過負荷電流の状態を検出し、電源１０を待機モードに切り替える。過負荷電流は出力電圧のレベルを通常値以下に低下させる。なぜなら、過電流の状態では、スイッチング・コントローラＵ１の過電流保護回路は、通常の出力電圧レベルを維持するのに十分な電力が電源１０を通って結合されないうちに、スイッチング・コントローラＵ１をオフにしてまうからである。この電流制限方法は、投射型テレビジョンのディジタル・コンバーゼンス増幅器のような負荷を起動するのに決して最適とは言えない。このような負荷の場合、過電流の状態が生じたときに、低下した電圧で負荷に電流を供給しようとせずに、電源１０をオフにすることができれば有利である。本発明によれば、この機能は、第２図のように、実行モードと待機モードの切替えを制御する回路とインタフェース（ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）する方法で達成される。第３図で、待機モードから実行モードへ切り替えるための制御は、一部、＋２３Ｖの実行電源のような実行モードの電源電圧によって行なわれ、オプトカプラＵ３のＬＥＤへ電流を供給する差動トランジスタ・ペアＱ３とＱ４によって決定される所定の電圧を通過させる。次に、オプトカプラＵ３のフォトトランジスタはトランジスタＱ２をオフにし、スイッチング・コントローラＵ１の動作を可能にする。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４は、未調整Ｂ⁺電源電圧から接続点Ｊ１においてトランジスタＱ２にバイアスを供給する。第２図の実施例と比較すると、第２図では、オプトカプラＵ３内のＬＥＤのカソードが接地されているが、第３図では、ＬＥＤを通る電流はＰＮＰトランジスタＱ５のベースを通ってコンデンサＣ４を充電する。待機モードから実行モードへ最初に切り替えられるとコンデンサＣ４は遅延を与え、電源１０は実行モードで始動することができる。電源１０が作動しており、且つ調整された電圧（この場合、公称＋１５Ｖ）が＋１０Ｖを超えると、ツェナダイオードＺ４は抵抗Ｒ８とＲ９を介して導通し、トランジスタＱ６をオンにする。次に、オプトカプラＵ３からの電流はトランジスタＱ６を通って大地に分路され、コンデンサＣ４は充電されなくなる。それで、トランジスタＱ５はオフになり、コンデンサＣ４はトランジスタＱ５を通って放電できず、またダイオードＤ６（＋２３Ｖの実行モード電源に結合され且つ逆バイアスされている）を通っても放電できない。ツェナダイオードＺ４を導通させるのに必要なレベル以下に＋１５Ｖの出力電圧が下がると、特に、２次巻線Ｗ４にかかる過負荷電流の場合、トランジスタＱ６は、ベース・ドライブが不十分なために、オフになる。トランジスタＱ６がオフになると、コンデンサＣ４はオプトカプラＵ３を通る電流から充電することができる。コンデンサＣ４の充電が約＋１０Ｖに達すると、トランジスタＱ５はオフになり、オプトカプラＵ３を通る電流の通路はなくなる。その場合、差動トランジスタＱ３とＱ４は依然として＋２３Ｖの実行電源の存在を検出するが、オプトカプラＵ３のフオトトランジスタで導かれる電流はない。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４により接合点Ｊ１に形成される分圧器のために、未調整Ｂ⁺電圧はトランジスタＱ２をオンにする。スイッチング・コントローラＵ１の制御入力ＣＮＴＬは低い状態（ｌｏｗ）に引かれる。電源１０は停止し、出力に結合される負荷を保護する。従って、電流を制限する方法では、スイッチング・コントローラの電流制限回路が出力電圧を通常値または公称値よりも低く下げて電力を供給し続けるのに対し、ここに述べる発明的な回路では、過電流の状態にある電源１０をオフにスイッチする。これは、未調整Ｂ⁺電源から駆動される実行／待機回路を使用して行なわれ、最少限度の部品と複雑さで、過負荷電流保護機能が得られる。第１図と第３図に示すように、故障状態検出回路４２を使用して、電源１０の＋１５Ｖ出力の電流過負荷状態が検出される。−１５Ｖ出力の過負荷状態の検出は、正極性のみのバイアス電圧（例えば、未調整Ｂ⁺）が電源１０に使用されるという事実によって難しくなる。第４図に示す付加的な発明的構成では、負極性のバイアス電圧の不在の場合、 −１５Ｖ出力の電流過負荷状態の検出が有利に且つうまく行なわれる。実行モードにあるとき、−１５Ｖ出力の電流過負荷状態が検出されると、電源１０は待機モードに切り替えられる。第４図で、負の電源電圧過負荷検出回路４３は、電源１０の＋１５Ｖ出力と−１５Ｖ出力との間に結合される。ツェナダイオードＺ６は電源１０の＋１５Ｖ出力と−１５Ｖ出力との間でバイアスされ、−１５Ｖ出力が正常に（ｎｏｒｍａｌｌｙ）負荷されているとき、トランジスタＱ３のベースは約−２Ｖのバイアス電圧を有する。従って、ツェナダイオードＺ６は、レベルを変える機構（すなわち、ｄｃオフセット）を提供し、−１５Ｖの出力は正の基準電圧（この実施例では、トランジスタＱ８のベース／エミッタ接合部のターン・オン電圧）と比較され、電流の過負荷状態を検出する。もし、電流の過負荷状態に反応して、−１５Ｖの出力が大地電位の方向へ下がり始めるならば、トランジスタＱ８のベースにおける電圧も大地電位の方向へ移動する傾向がある。結局、もし電流過負荷状態が持続し、その結果、−１５Ｖの出力が所定の閾値電圧レベルに達すると、トランジスタＱ８のベースにおける電圧は正になり、結局、十分に高く（例えば、約０．７Ｖに）なり、トランジスタＱ８をオンにし、電流過負荷状態を知らせる。故障状態検出回路４２では電流過負荷状態はツェナダイオードＺ４の導通状態の変化で知らされる。故障検出回路４２とは異なり、電流過負荷状態がトランジスタＱ８で知らされてもツェナダイオードＺ６は導通状態のままになっている。ツェナダイオードＺ６の破壊電圧を適正に選択することにより望ましい閾値レベルを選択することができる。トランジスタＱ８がオンになると、電流はトランジスタＱ６のベースから引き出され、トランジスタＱ６をオフにする。従って、＋１５Ｖ出力の過電流状態の検出と同様に、トランジスタＱ６がオフになると、コンデンサＣ４はオプトカプラＵ３を通る電流から充電できる。コンデンサＣ４の充電が約＋１０Ｖに達すると、トランジスタＱ５はオフになり、オプトカプラＵ３を通る電流路はなくなる。その場合、差動トランジスタＱ３とＱ４は依然として＋２３Ｖの実行電源の存在を検出するが、オプトカプラＵ３のフォトトランジスタで導かれる電流はない。接合点Ｊ１で抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４によって形成される分圧器のために、未調整Ｂ⁺電圧はトランジスタＱ２をオンにする。スイッチング・コントローラＵ１の制御入力ＣＮＴＬは低い状態に引かれる。電源１０は停止し、出力に結合される負荷を保護する。＋２３Ｖ実行電源電圧が下がると、コンデンサＣ４はダイオードＤ６（Ｄ６は＋２３Ｖ実行電源が存在すると逆バイアスされる）を通って放電する。コンデンサＣ４が放電を完了すると電源１０は再始動できが、コンデンサＣ４の電荷がトランジスタＱ５をオフにするのに十分な電圧にまで上昇できる遅延時間の間にトランジスタＱ６をオンにするのに十分な出力電圧の発生を妨げる出力の過負荷状態がまだ存在する場合には再始動できない。もしコンデンサＣ４が完全に放電するのに十分な時間を与えられなければ、例えば、もしスイッチ・モードの電源１０が実行モードから待機モードへそして次に実行モードへと矢継ぎ早に切り替えられると、トランジスタＱ６はオフのままである。従って、実行モードの出力電圧が現れて通常の出力電圧レベルに達するのを妨げられる。第５図に示す更に別の発明的実施例は、＋２３Ｖの実行電源電圧が低下したときにコンデンサＣ４を素早く放電させるために高速リセット回路５０を提供する。本発明によれば、この機能は、第２図のように、実行モードと待機モードの切替えを制御する回路とインタフェースする方法で達成される。第５図で、遅延回路４０はコンデンサＣ４と並列のツェナダイオードＺ５を備える。＋２３Ｖの実行電源電圧が現れると、コンデンサＣ４は抵抗Ｒ１０を介して充電され、実行モードの出力電圧がその通常の出力電圧レベルで安定するための遅延時間を与える。ツェナダイオードＺ５はコンデンサＣ４の電圧を約＋１０Ｖにクランプし、ダーリントン構成に配列されるトランジスタＱ８とＱ９のベース・エミッタ接合部の損傷を防ぐ。電源１０が実行モードにあると、トランジスタＱ４とオプトカプラＵ３のダイオードは、第３図の実施例と同様にして、電流を導く。しかしながら、この電流は、第３図の実施例と異なり、コンデンサＣ４を充電するのに使用されない。ダーリントン構成のトランジスタＱ８とＱ９は、トランジスタＱ９のベースに最小限度のみの電流を生じる。従って、コンデンサＣ４の充電率およびそれによって生じる遅延時間はもっぱら、抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ４で形成される時定数で決定される。これによって、第３図のトランジスタＱ５の電流増幅率（ベータ）あるいは第５図のトランジスタＱ８と９のダーリントン構成によるコンデンサＣ４の充電率の変動が除去され有利である。第５図に関して述べると、電源１０が待機モードに切り替えられると、＋２３Ｖの実行電源電圧が低下し始める。実行電源電圧が、抵抗Ｒ６とＲ７から成る分圧器における抵抗比により定められるレベル以下に低下すると、電流の流れは再びトランジスタＱ４からトランジスタＱ３に向けられる。トランジスタＱ３を通って流れる電流はある一定の電圧を抵抗Ｒ１１に確立し、この電圧はリセット・トランジスタＱ７をオンにバイアスする。そのためコンデンサＣ４は、＋２３Ｖの実行電圧が完全に衰退する以前に、抵抗Ｒ１２とリセット・トランジスタＱ７を介して素早く大地に放電する。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】平成１０年１２月７日（１９９８．１２．７）【補正内容】する。もし、実行動作モードの間に電源出力にかかる負荷が増大すると、電源は、帰還巻線の電圧を制御閾値と等しく保つために、より多くの電流を供給しようとする。もし故障状態（例えば、過負荷電流）が起こると、通常は始動の間に電流を制限するＩＣコントローラの過電流保護回路が動作して、電源を通して結合される電力を制限する。この電流制限回路は、帰還巻線電圧が制御閾値にあることを帰還コントロールが検出する以前に、スイッチング・トランジスタを遮断する。その結果、出力電圧は通常以下に下がり、電流負荷が増大するにつれてますます低いレベルになる。出力について完全な短絡状態があると仮定すると、ＩＣコントローラの過負荷回路は直ちに導通を遮断し、電源を通して実際に結合される電力はほとんどなくなる。しかしながら、もし過負荷電流はあるが完全な短絡でなければ、出力電圧は低下しても、依然として相当な量の電力が電源を通して結合される。これは望ましくない動作状態であり、潜在的に危険な動作状態ですらある。米国特許第４９１４５６０号では、過電圧および過負荷状態を検出するために電源の出力が監視される、スイッチング電源が開示されている。もしも電源の出力に過電圧または過負荷状態が検出されると、電源のスイッチング・トランジスタのスイッチング作用が遮断される。米国特許第３７３３４９８号では、望ましい範囲からの電圧の変動を検出するために正の電圧と負の電圧を同時に監視する構成が開示されている。出力に過負荷がかかっているときに、例えば、コントローラＩＣによって補助電源を過負荷状態および／または他の故障状態で動作させる代りに、補助電源を完全に遮断すれば、補助電源は待機動作モードで遮断されるので、有利である。しかしながら、ＩＣコントローラにおける電流制限回路を動作させて電源が始動できるようにしなければならない。さもなければ、電源の始動の間に起こる低電圧出力状態が、故障検出回路によって、過負荷電流状態から生じる低電圧状態と間違えられる可能性がある。この問題は、装置（テレビジョン受像機）が待機動作モードと実行動作モードに変更されるにつれて補助電源をオン／オフするスイッチ制御装置を補助電源に備えると、うまく解決することができる。発明の概要発明的な構成によれば、このようなスイッチ制御装置は、低電圧／過電流検出器のような故障状態検出器（その状態はそれぞれ、短絡のような故障状態を表す）にも応答するように変更される。故障状態検出器はレベル変更機構を利用して、負の出力電圧と正の基準電圧を比較する。更に別の構成によれば、遅延回路が故障状態検出器とスイッチ制御装置（補助請求の範囲１．電源の故障状態を検出する構成であって、導通動作状態と非導通動作状態を有し、前記電源の制御端子と基準電圧源との間に導通路を提供する第１のスイッチ・デバイス（Ｑ２）と、制御信号（＋２３Ｖ‐実行）に応答して前記第１のスイッチ・デバイスの動作状態を変更し、前記故障状態が存在しなければ、前記電源が動作状態と非動作状態に切り替えられるようにする、スイッチ制御回路（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｕ３、Ｚ３、Ｑ３、Ｑ４）と、出力電圧（−１５Ｖ）源と、前記出力電圧のレベルを変える変更手段（Ｚ６）と、前記変更手段に応答し、前記スイッチ制御回路に結合され、前記第１のスイッチ・デバイスの前記動作状態を変える第２のスイッチ・デバイス（Ｑ８）とから成る、前記構成。２．前記電源が一定の極性のバイアス電圧を利用する、請求項１記載の構成。３．前記出力電圧（−１５Ｖ）が前記バイアス電圧の極性と反対の極性を有する、請求項２記載の構成。４．前記変更手段がツェナダイオード（Ｚ６）を含む、請求項１記載の構成。５．前記第２のスイッチ・デバイスがトランジスタ（Ｑ８）から成る、請求項４記載の構成。６．前記ツェナダイオード（Ｚ６）が前記電圧源に結合されるアノードを有する、請求項５記載の構成。７．前記ツェナダイオード（Ｚ６）が前記トランジスタ（Ｑ８）のベースに結合されるカソードを有する、請求項６記載の構成。８．前記トランジスタ（Ｑ８）がオンになり、前記導通路に前記非導通状態を確立する、請求項７記載の構成。９．９．故障状態が存在しないと電源を動作状態と非動作状態に切り替え、制御信号（＋２３Ｖ‐実行）に応答するスイッチ制御回路（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｕ３、Ｚ３、Ｑ３、Ｑ４）と、反対の極性を有する第１（＋１５Ｖ）と第２（−１５Ｖ）の出力電圧を供給する第１と第２の電圧源と、前記第１の電圧源と第２の電圧源の間に結合され、前記第１と第２の出力電圧のうちの１つを追跡するバイアス電圧を供給するツェナダイオードと、基準電圧と前記バイアス電圧を比較し、前記スイッチ制御回路に結合されて、前記電源の前記動作状態を変える手段（Ｑ８）とから成る、前記電源。１０．前記第１および第２の出力電圧が反対の極性を持つ、請求項９記載の電源。１１．前記基準電圧が正の極性を持つ、請求項９記載の電源。１２．前記基準電圧が前記第１と第２の出力電圧のうちの１つの極性と反対の極性を持つ、請求項９記載の電源。１３．前記比較手段がトランジスタ（Ｑ８）を含む、請求項９記載の電源。１４．前記トランジスタ（Ｑ８）がバイポーラ接合型であり、前記基準電圧が前記トランジスタのベース‐エミッタ接合部のターン・オン電圧を含む、請求項１３記載の電源。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者ジヨージ，ジヨンバレツトアメリカ合衆国インデイアナ州カーメルレイクシヨア・ドライブ・イースト 11408

Claims

【特許請求の範囲】１．一定の極性のバイアス電圧を利用するスイッチ電源にかかる過負荷状態を検出し、導通路の導通状態が前記電源のオン／オフ状態を決定する構成であって、出力電圧源と、前記出力電圧のレベルを変える回路（Ｚ６）と、前記回路に応答し、前記導通路に非導通状態を確立することにより、前記スイッチ電源をオフにするスイッチ（Ｑ８）とから成る、前記構成。２．前記バイアス電圧が正の極性を持つ、請求項１記載の構成。３．前記出力電圧が負の極性を持つ、請求項２記載の構成。４．前記回路がツェナダイオード（Ｚ６）を含む、請求項１記載の構成。５．前記スイッチがトランジスタ（Ｑ８）を含む、請求項４記載の構成。６．前記ツェナダイオード（Ｚ６）が前記電圧源に結合されるアノードを有する、請求項５記載の構成。７．前記ツェナダイオード（Ｚ６）が前記トランジスタ（Ｑ８）のベースに結合されるカソードを有する、請求項６記載の構成。８．前記トランジスタ（Ｑ８）がオンになり、前記導通路に前記非導通状態を確立する、請求項７記載の構成。９．一定の極性のバイアス電圧を利用し、導通路の導通状態が前記電源のオン／オフ状態を決定する、スイッチ電源であって、第１および第２の出力電圧をそれぞれ供給する第１および第２の電圧源と、前記第１と第２の電圧源の間に結合され、前記第１および第２の出力電圧のうちの１つを追跡するバイアス電圧を供給するツェナダイオード（Ｚ６）と、基準電圧と前記バイアス電圧を比較する比較手段とから成り、前記バイアス電圧が前記基準電圧を超えると、前記導通路に非導通状態が確立される、前記スイッチ電源。１０．前記第１および第２の出力電圧が反対の極性を持つ、請求項９記載の電源。１１．前記基準電圧が正の極性を持つ、請求項９記載の電源。１２．前記基準電圧が前記第１と第２の出力電圧のうちの１つの極性と反対の極性を持つ、請求項９記載の電源。１３．前記比較手段がトランジスタ（Ｑ８）を含む、請求項９記載の電源。１４．前記トランジスタ（Ｑ８）がバイポーラ接合型であり、前記基準電圧が前記トランジスタのベース‐エミッタ接合部のターン・オン電圧を含む、請求項１３記載の電源。