CN1238071A - 开关型电源的故障控制电路 - Google Patents

Abstract

将电压源(RAW B⁺)、变压器(T1)以及开关控制器(U1)连接用于稳定的输出电源电压的开关型操作。响应通/断信号(+23V－RUN)的开关电路(R5，R6，R7，Q3，Q4，Z3，U3)通过在导通路径中建立导通状态来接通或断开电源。故障检测器(42)在响应过载状态的部分导通路径中建立非导通状态。延迟电路(40)在电源接通后的一段时间内在辅助导通路径中建立导通状态。当故障检测器在部分导通路径中建立导通状态时，辅助导通路径变成非导通的。部分导通路径在缺少过载状态的情况下保持导通。包括延迟电路的闩锁装置在辅助导通路径中保持非导通状态直到电源被断开。

Description

开关型电源的故障控制电路

本发明涉及用于诸如电视接收机这样的具有运行工作模式和备用工作模式的设备的开关型电源领域。本发明尤其涉及控制开关型电源的领域，在这种设备中，当在运行工作模式和备用工作模式之间变换时，在电流过载期间通过利用另外存在的控制电路将电源例如辅助电源接通或断开。

在典型的运行/备用电源中，例如在用于电视接收机的这种电源中，只要电源连接到民用电力网，桥式整流器和滤波电容器就提供RAWDC电压(所说的B⁺电压，或RAW B⁺)。备用模式负载可以直接由B⁺电压供电或者由始终存在的另一电压供电。但是很多运行模式负载通过仅在运行模式下工作的调压电源供电，例如开关型电源。用于特定负载，例如用于偏转电路和高压屏蔽负载的运行模式电源通常使用为射束偏转供电的回扫变压器。单独或辅助电源也能作为开关型电源运行并且可以为回扫变压器和其他备用电源电压提供稳定B⁺电压。

例如，投影电视由于有三个大功率阴极射线管(CRT)而具有特别苛刻的电源需求。辅助电源可以向用于电子管的会聚信号放大器供电，每个CRT通常需要两个这样的放大器。这些放大器需要阳极电压和阴极电压并且会耗散相当大的功率。

在开关型电源中，输入DC电压(例如电视中的B⁺电压)连接到变压器初级绕组的一端，初级绕组的另一端连接开关器件，使得当开关器件导通时将电流连接到变压器。在运行工作模式期间，开关器件交替地接通或断开，在变压器的次级绕组中提供交流电流，对交流电流进行整流和滤波以提供运行模式电源电压。

通过反馈控制实现对输出电压的调节，反馈控制例如可以通过变压器的反馈绕组来提供。各个次级绕组紧密耦合，在任一个初级绕组上的负载变化都反映在反馈绕组上。反馈控制将反馈绕组上的电压与标准或阈值电压电平相比较，并调制开关电路接通或断开的频率和/或脉冲宽度，阈值电平可以由开关器件提供。对开关器件进行补偿以使其对RAW B⁺输入电压的变化不敏感，同时当电流负载变化超过功耗的额定范围时保持精确的输出电压电平。

所述用于电源的开关型器件可以是Sanyo STK730系列的集成电路(IC)电源控制器。该控制器包括FET功率开关晶体管，误差放大器和驱动器，以及在单片组件中的过流保护电路。当被接入开关型电源且首次接通时，来自B⁺电压的电流通过变压器初级线圈、FET以及测流电阻器流到地。电流增加直到控制器IC中的过流保护电路被触发，于是IC控制器断开其FET功率晶体管。能量传送到变压器的次级绕组，在次级绕组处对感应电流进行整流并对滤波电容器充电。在几个周期的起动间隔之后，输出电压达到其稳定电平。IC控制器所提供的阈值比较电路连接到变压器的反馈绕组并且通过控制器IC控制开关的定时以保持稳定的输出电压电平。振荡稳定在适应于连接到次级绕组的负载的频率和占空比。很多其他电源控制器也以类似的方式运行，可以用它们来代替Sanyo STK730系列。

只要RAW B⁺电压存在，这种IC控制器就试图起动。其他开关电路控制备用模式和运行模式之间的变换。如果在运行工作模式期间电源输出上的负载增加，电源将试图提供更多的电流以保持反馈绕组电压等于控制阈值。如果出现例如电流过载这样的故障状态，通常在起动期间限制电流的IC控制器的过流故障保护电路则开始起作用以限制通过电源耦合的能量。限流电路在反馈控制检测到反馈绕组电压处于控制阈值之前关闭开关晶体管。结果，输出电压降到额定值以下，随着电流负载的增加，输出电压将愈加降到更低电平。

假设在输出端出现完全短路故障状态，IC控制器过载电路迅速关断导通，所以实际上几乎没有能量通过电源被耦合进来。但是，如果存在电流过载但不是完全短路，即使输出电压下降，相当大的能量仍会通过电源耦合进来。这是一种不期望的工作状态，甚至是具有潜在危险的工作状态。

当输出过载时完全切断辅助电源是有利的，辅助电源例如在备用工作模式下被切断，而不是允许控制器IC在过载和/或其他故障状态下运行辅助电源。但是必须作出一些规定以允许IC控制器中限流电路工作来使电源起动。否则，在电源起动期间出现的低压输出状态可能被故障检测电路错误地识别成由电流过载故障状态所造成的低压状态。辅助电源将永远不起动。

这个问题可以通过巧妙的办法来解决，即当设备在备用工作模式和运行工作模式之间变换时，向辅助电源提供另外的开关控制使辅助电源接通或断开。

根据本发明的装置，对这种开关控制进行修改，以便也对低压和/或过流检测器这样的故障状态检测器作出响应，每个检测器状态表示一种故障状态，例如短路。故障状态检测器利用电平移动机构将负输出电压与正参考电压相比较。

根据本发明装置的再一实施例，在故障状态检测器和开关控制之间插入延迟电路，它在辅助电源接通后才是有效的。从而，在辅助电源已经接通后的一段时间内故障状态检测器不能禁动辅助电源，从而为辅助电源提供机会在不误指示故障状态的情况下来建立工作输出电压。

用于在利用相同极性偏压的开关型电源上检测过载状态的装置，其中导通路径的导通状态决定电源的通/断状态，包括：输出电压源；用于移动输出电压电平的电路；以及响应所述电路的开关设备，用于在导通路径中建立非导通状态从而切断开关型电源。

偏置电压可以具有正极性。输出电压可以具有负极性。

电路可以包括齐纳二极管，开关器件可以包括晶体管。齐纳二极管的阳极接输出电压源，齐纳二极管的阴极接晶体管的基极。晶体管导通以在导通路径中建立非导通状态。

利用相同极性偏置电压的开关型电源，其中导通路径的导通状态决定电源的通/断状态，包括：分别提供第一和第二输出电压的第一和第二电压源；连接在第一和第二电压源之间的齐纳二极管，用于提供跟踪第一和第二输出电压其中之一的偏置电压；以及将偏置电压与参考电压相比较的装置；从而当偏置电压超过参考电压时在导通路径中建立非导通状态。

第一和第二输出电压可以具有相反极性。参考电压可以具有正极性。参考电压可以具有与第一和第二输出电压其中之一的极性相反的极性。

比较装置可以包括晶体管。晶体管可以是双极型结型晶体管，参考电压可以包括晶体管发射结的导通电压。

图1是根据本发明装置的具有控制电路的辅助电源的方框图。

图2是根据本发明装置的具有控制电路的辅助电源的原理图且更详细地示出了通/断控制。

图3是根据本发明装置的具有控制电路的辅助电源的原理图且更详细地示出了起动及故障检测电路。

图4是根据本发明装置的具有电流过载检测电路的辅助电源的原理图。

图5是根据本发明装置的具有快速复位电路的辅助电源的原理图。

图1概述地示出了本发明具有开关控制器U1的开关型电源10，开关控制器U1可周期性操作以将电压输入端例如RAW B⁺电压输入端的电流应用于变压器T1的初级绕组W1，从而变化地向变压器T1的一个或多个次级绕组W2、W3、W4和W5耦合供电。开关控制器U1例如可以包括Sanyo STK730系列控制器。当驱动电压例如RAW B⁺电压施加于其插脚4的控制输入CNTL时，开关控制器U1导通。

RAW B⁺输入电源电压是从经电容器C1滤波的桥式整流器CR1的输出得到的直流电压。只要电源10连接到民用电力网22(即被接入电源)，就存在RAW B⁺电压。但是电源10仅在运行模式下工作，在静止或备用模式下是无法使用的。

当电源10被接入电网并且也处于运行模式时，RAW B⁺电压出现在开关控制器U1的控制输入CNTL，这样使开关控制器U1导通使电流流过变压器T1的初级绕组W1。流过绕组W1的电流在变压器T1的绕组W2的两端感应出电压，该电压通过电阻R13和电容器C5用于控制输入CNTL。绕组W2的极性使得在绕组W2两端感应出的电压保持开关控制器U1导通。

当通过开关控制器U1导通的电流达到由电阻R14和电容器C6的组合所设定的电流极限阈值时，开关控制器U1中止流过初级绕组W1的导通电流，或者说断开电流。当开关控制器U1中止导通时，初级绕组W1的磁场消失，其极性反转且初级绕组W1中所含能量转移到绕组W4和W5，它们分别以+15和-15V输出电源。

由于绕组W4和W5的能量逐渐耗尽，它们的磁场消失并且极性发生变换。根据绕组W2、W4和W5的极性，绕组W2向开关控制器U1的插脚4提供正电压，从而使开关控制器U1再次使流过初级绕组W1的电流导通直到达到开关控制器U1的电流极限阈值，然后开关控制器U1中止导通电流。然后能量再次从初级绕组W1转移到绕组W4和W5。这一过程重复几个周期，直到电源10的运行已经稳定。

在电源10的运行已经稳定后，反馈绕组W3控制开关控制器U1的占空比。将反馈绕组W3两端形成的电压和内部参考电压相比较，内部参考电压是由开关控制器U1形成的，大致等于-40.5V。对开关控制器U1的占空比进行调制使得反馈绕组W3两端所形成的电压保持大致等于-40.5V。反馈绕组W3与次级绕组W4和W5耦合，目的是可以通过反馈绕组W3两端所形成的电压来反映负载变化。这样，反馈绕组W3也用于调节绕组W4和W5所形成的输出电压。

通常，从备用模式到运行模式或者从运行模式到备用模式的这种转换是在用户的控制下通过红外线接收机、面板开关或类似的控制输入(未示出)来完成的。根据本发明的一个方面，提供辅助的运行/备用开关电路36以使电源10在工作的运行模式和非工作的备用模式之间进行变换。开关控制器U1需要大起动电流。为了可靠起动并协助形成该驱动电流，运行/备用开关电路36包括连接在RAW B⁺电压输入和控制输入CNTL之间的第一电路38，用以提供偏压使得只要RAW B⁺电压输入存在就由开关控制器起动导通。

根据本发明的装置，可以旁路第一电路38所提供的偏置驱动电流来减小有效驱动电流以禁用开关控制器U1。可以将驱动电流旁路到参考电势源，例如地。

运行/备用开关电路36还包括故障状态检测电路42，该电路与变压器次级绕组W4和W5中的至少一个绕组相连接。电路42检测例如辅助电源电流过载这样的故障状态，例如通过在连接到相同或另一个次级绕组W4和W5的输出端检测低压阈值。作为关断辅助电源的一种方式，通过将开关控制器U1的控制输入CNTL拉为地电势，电路42产生表示故障状态的输出41来禁止开关控制器U1的导通，好象设备已经被变换为备用工作模式。为了确定由于初始低压输出电平所造成的故障状态的故障检测没有阻止辅助电源的起动阶段，延迟电路40由于有充分的时间周期来建立辅助电源的额定输出电压电平而抑制了故障状态检测电路42的输出的干扰。

图2-5详细示出了在图1中概括示出的本发明装置的区别特征。附图中相同的附图标记表示相同或类似的元件。参考图2，开关控制器U1与变压器T1的初级绕组W1串联。开关控制器U1交替地导通或断开，用于将能量转移到次级绕组W4和W5，并且在次级绕组W4和W5处，分别通过二极管D2和D3对得到的AC信号进行整流以及分别通过电容器C2和C3对其进行滤波。对绕组W4和W5所提供的滤波电压进一步分别由扼流器L2和L3滤波，以分别提供+15V和-15V的工作电源电压，用于在运行模式下向负载供电。

如图2所示，次级绕组W4和W5的极性与初级绕组W1的极性是相反的，目的是当开关控制器U1断开时对电容器C2和C3充电以及将存储在变压器T1初级绕组W1中的能量转移到绕组W4和W5中。

根据本发明的特征，所示电源10的装置是为了进一步控制在开关控制器U1的控制输入CNTL的电压以控制运行和备用模式之间的转换。当设备处于备用模式且开关控制器U1不是周期性地导通时，进入电源10的唯一能量是RAW B⁺电压，由于设备与民用电力网22连接，所以存在RAW B⁺电压。在控制运行/备用工作的过程中利用继电器或由辅助的小功率电源(未示出)供电的其他开关器件将RAW B⁺电压耦合或去耦到电源10的开关元件上是可能的。但是根据本发明，通过利用部分来源于RAW B⁺电压和部分来源于运行模式电压的信号来获得成本更为低廉的解决方法，以减小开关控制器U1的控制输入CNTL上的偏置，即令控制输入上的电压接近地电位以保持开关控制器U1断开直到额定偏置被恢复。

这样，包括电阻R1、R2、R3和R4的分压器连接在原B⁺电压和地之间，并且分压器的接合点J1连接开关晶体管Q2的基极，晶体管Q2的集电极连接控制输入，发射极接地。当存在RAW B⁺电压时，通过晶体管Q2的导通将控制输入CNTL拉入接近地电位。当电源10首次连接到电力网时，它保持在备用模式。

本发明非常适用于辅助电源，例如适用于电视机的辅助电源，用于为会聚放大器这样的运行模式负载供电。为了转换为运行模式，本发明的电源检测由源电压而非变压器T1的次级绕组所形成的运行模式电源电压的出现。该运行模式电源电压与阈值电平相比较，当超过阈值电平时，晶体管Q2截止，允许开关控制器U1的控制输入CNTL上的偏置返回常态并允许辅助电源在运行模式下工作，即处于变压器T1的反馈绕组W3的反馈控制之下。例如，通过电视机中的偏转电路或其他电路的运行模式工作所形成的+23V电源可以用于此目的。

参考图2，差动PNP晶体管Q3和Q4将它们的发射极通过电阻R5连接到运行模式电源电压，通过晶体管Q3基极上的电阻R6和R7组成的分压器将运行模式电源电压电平与晶体管Q4基极上的齐纳二极管Z3所提供的+8.2V的参考电压进行差动比较。当运行模式电源超过由分压器中电阻比值所确定的电平时，晶体管Q4导通并接通光耦合器U3。光耦合器U3的光敏晶体管将晶体管Q2的基极接地，这使得导通中止，从而允许开关控制器U1的控制输入DNTL上的额定偏置。则电源10响应变压器T1的次级绕组W2和W3上的电压开始在运行模式下工作。

图3所示为本发明的另一实施例，包括具有检测电流过载状态这种附加功能的闩锁电路，当电流过载状态发生在运行模式下时，用于将电源10转换为备用状态。电流过载导致输出电压电平降到额定值以下，因为在过流状态下开关控制器U1的过流保护电路在通过电源10耦合足够的能量之前将开关控制器U1断开以保持额定输出电压电平。这种限流方法对于向投影电视机的数字会聚放大器这样的负载供电并不是最理想的。对于这种负载来说，如果电源10在过流状态出现时断开而不是试图以降低后的电压向负载提供电流是有利的。根据本发明，获得此项功能所采用的方式是：与图2所示的控制运行和备用模式之间转换的电路相连接。

在图3中，从备用模式到运行模式转换的控制部分由运行模式电源电压提供，例如+23V运行电源，超过了由差动晶体管对Q3和Q4所确定的预定电压，该晶体管对向光耦合器U3的LED提供电流。然后光耦合器U3的光敏晶体管使晶体管Q2截止并允许开关控制器U1工作。电阻R1、R2、R3和R4在接合点J1从RAW B⁺电源电压向晶体管Q2提供偏压。与图2的实施例相比较，其中光耦合器U3中LED的阴极是接地的，根据图3，流过LED的电流通过PNP晶体管Q5的基极向电容器C4充电。

电容器C4在首次从备用模式转换为运行模式时提供延迟，其间电源10可以起动。当电源10运行时且稳定电压(在该例中额定为+15V)超过大约+10V时，齐纳二极管Z4通过电阻R8和R9导通，并接通晶体管Q6。从光耦合器U3流出的电流则通过晶体管Q6旁路到地，电容器C4停止充电。晶体管Q5则截止并且电容器C4不能通过晶体管Q5或二极管D6放电，二极管D6连接+23V运行模式电源并被反向偏置。

在+15V输出电压降到齐纳二极管Z4导通所需电平以下的情况中，特别是在次级绕组W4上电流过载的情况下，由于没有充分的基极驱动，晶体管Q6截止。由于晶体管Q6截止，电容器C4可以从通过光耦合器U3的电流充电。当电容器C4充电到大约+10V时，晶体管Q5截止，没有通过光耦合器U3的电流路径。在那种情况下，尽管差动晶体管Q3和Q4仍然检测+23V运行电源的出现，但是光耦合器U3的光敏三极管没有使电流导通。由于电阻R1、R2、R3和R4在接合点J1所形成的分压器，RAW B⁺电压使晶体管Q2导通。开关控制器U1的控制输入C NTL被拉低。电源10断开，保护连接到输出端的负载。这样，与能量限制方法不同，本发明所述电路在过流状态下切断电源10，而在能量限制方法中，开关控制器的限流电路将输出电压降低到额定值以下但继续提供能量。这是利用RAW B⁺电源所驱动的运行/备用电路来完成的，用最少的元件和最低的复杂性来提供电流过载保护功能。

如图1和3所示，故障状态检测电路42用于检测电源10的+15V输出上的电流过载状态。由于在电源10中只使用了正极性偏置电压，例如RAW B⁺的原因，在-15V输出上过载电流的检测很复杂。

如图4所示，本发明的另一装置有利地提供了在没有负极性偏置电压的情况下在-15V输出上对电流过载状态的检测。当处于运行模式时，在-15V输出上对电流过载状态的检测导致电源10转换到备用模式。在图4中，在电源10的+15V和-15V输出之间连接负电源电压过载检测电路43。齐纳二极管Z6在电源10的+15V和-15V输出之间被偏置，使得当-15V输出连接额定负载时，晶体管Q8基极的偏置电压大约等于-2V。这样齐纳二极管Z6提供电平移动机构或者直流偏移，使-15V输出可与正参考电压比较，在本实施例中，该参考电压是晶体管Q8发射结的导通电压，用于检测电流过载状态。

如果在响应电流过载状态时，-15V输出开始向地电势降落，晶体管Q8的基极电压也向地电势移动。最终，如果电流过载状态持续且-15V输出因此达到预定的阈值电压电平，那么晶体管Q8基极电压就变为正的并将最终变得足够高，例如最终可以达到0.7V，使晶体管Q8导通，从而发出电流过载状态信号。与故障状态检测电路42不同，当晶体管Q8发出电流过载状态信号时齐纳二极管Z6保持导通状态，而在故障状态检测电路42中，电流过载状态是由于齐纳二极管Z4导通状态中的变化而发出信号的。通过适当选择齐纳二极管Z6的击穿电压来选择期望的阈值电平。

当晶体管Q8导通时，从晶体管Q6的基极拉出电流，从而使晶体管Q6截止。这样，类似于在+15V输出上的过流状态的检测，随着晶体管Q6的截止，电容器C4从通过光耦合器U3的电流充电。当电容器C4充电到大约+10V时，晶体管Q5截止，没有了通过光耦合器U3的电流路径。在那种情况下，尽管差动晶体管Q3和Q4仍检测+23V运行电源的出现，光耦合器U3的光敏晶体管也没有电流流过。RAW B⁺电源通过电阻R1、R2、R3和R4在接合点J1所形成的分压器使晶体管Q2导通。开关控制器U1的控制输入CNTL被拉低。电源10切断，保护连接到输出的负载。

当+23V运行电源电压下降时，电容器C4通过二极管D6放电，否则二极管D6会由于+23V运行电源的出现被反向偏置。一旦电容器C4已经放电，电源10可以被重新起动，除非在输出端仍有过载状态在延迟时间内阻止形成充分的输出电压使晶体管Q6导通，在延迟时间内，电容器C4可以充电到足够高的电压以使晶体管Q5截止。

如果电容器C4没有足够的时间实现充分放电，例如如果开关型电源10以快速演替的方式从运行模式转换到备用模式然后再回到运行模式，晶体管Q5将保持截止。这样就可以阻止运行模式输出电压升高和达到其额定输出电压电平。

图5是示出了本发明的再一实施例，提供了当+23V运行电源电压下降时对电容器C4快速放电的快速复位电路50。根据本发明，获得此项功能所采用的方式是：与图2所示的控制运行和备用模式之间转换的电路相连接。

在图5中，延迟电路40包括与电容器C4并联的齐纳二极管Z5。当+23V电源电压出现时，电容器C4通过电阻R10充电以提供延迟时间用于使运行模式输出电压大约稳定在它们的额定输出电压电平。齐纳二极管Z5将电容器C4两端的电压钳位至大约+10V以免破坏以达林顿晶体管结构排布的晶体管Q8和Q9的发射结。

一旦电源10处于运行模式，晶体管Q4和光耦合器U3的二极管导通电流，方式与图3所示实施例类似。但是与图3中的实施例不同，该电流不用于向电容器C4充电。以达林顿晶体管结构排布的晶体管Q8和Q9导致在晶体管Q9的基极中仅有最小的电流流动。这样，电容器C4的充电速率以及由此而造成的延迟时间由电阻R10和电容器C4所形成的时间常数唯一确定。由于图3中晶体管Q5或者图5中晶体管Q8和Q9的达林顿晶体管排布的电流放大系数或β，这有利地减小了电容器C4充电速率的任何变化。

参考图5，当电源10转换为备用模式时，+23V运行电源电压开始下降。当运行电源电压下降到由电阻R6和R7所组成的分压器的电阻比值所确定的电平以下时，电流流动的方向从晶体管Q4变为晶体管Q3。流过晶体管Q3的电流在电阻R11两端形成电压，该电压偏置使晶体管Q7重新导通。从而电容器C4通过电阻R12快速对地放电并在+23V运行电压完全衰减之前将晶体管Q7复位。

Claims (14)

1．用于在利用相同极性偏置电压的开关型电源上检测过载状态的装置，其中导通路径的导通条件决定所述电源的通/断状态，所述装置包括：

输出电压源；

用于移动所述输出电压电平的电路(Z6)；以及，

响应所述电路的开关(Q8)，用于在所述导通路径中建立非导通状态从而切断所述开关型电源。

2．根据权利要求1所述的装置，其中所述偏置电压具有正极性。

3．根据权利要求2所述的装置，其中所述输出电压具有负极性。

4．根据权利要求1所述的装置，其中所述电路包括齐纳二极管(Z6)。

5．根据权利要求4所述的装置，其中所述开关包括晶体管(Q8)。

6．根据权利要求5所述的装置，其中所述齐纳二极管(Z6)的阳极连接到所述电压源。

7．根据权利要求6所述的装置，其中所述齐纳二极管(Z6)的阴极连接到所述晶体管(Q8)的基极。

8．根据权利要求7所述的装置，其中所述晶体管(Q8)导通以在所述导通路径中建立所述非导通状态。

9．利用相同极性偏置电压的开关型电源，其中导通路径的导通状态决定电源的通/断状态，所述电源包括：

分别提供第一和第二输出电压的第一和第二电压源；

齐纳二极管(Z6)连接在第一和第二电压源之间并提供跟踪所述第一和第二输出电压其中之一的偏置电压；以及，

将所述偏置电压与参考电压相比较的装置(Q8)，当所述偏置电压超过所述参考电压时在所述导通路径中建立非导通状态。

10．根据权利要求9所述的电源，其中所述第一和第二输出电压极性相反。

11．根据权利要求9所述的电源，其中所述参考电压具有正极性。

12．根据权利要求9所述的电源，其中所述参考电压的极性与所述第一和第二输出电压其中之一的极性相反。

13．根据权利要求9所述的电源，其中所述比较装置包括晶体管(Q8)。

14．根据权利要求13所述的电源，其中所述晶体管(Q8)是双极型结型晶体管，所述参考电压包括所述晶体管发射结的导通电压。

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