JP2001503960A - 補助電源用の高速リセット回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 過電流負荷の際の待機モードへの切替えを含む実行／待機モードの切替えが、テレビジョン受像機内の補助電源として役立つスイッチ・モード電源内に備えられている。スイッチング・コントローラＩＣ（Ｕ１）は、整流された未調整Ｂ⁺（未調整Ｂ⁺）入力電圧にかかわるトランスの１次巻線（Ｗ１）と大地間に結合される。スイッチング・トランジスタ（Ｑ２）は、コントローラの制御入力に結合され、未調整Ｂ⁺入力電圧でバイアスされ、制御入力（ＣＮＴＬ）を引き下げる。実行／待機制御回路（Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｑ３、Ｑ４、Ｚ３、Ｕ３）および過電流保護回路は、実行動作モードの間スイッチング・トランジスタを動作不能にするとともに、過電流が生じるとスイッチング・トランジスタを動作可能にする。このスイッチ・モードの電源は更に、高速リセット機能（Ｑ７、Ｒ１１、Ｒ１２）を備え、装置の動作モードが素早く繰返し切り替えられても、通常の出力電圧レベルの範囲内にある出力電圧を、電源が安定的に供給できるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】 補助電源用の高速リセット回路 産業上の利用分野 本発明は、ラン（ｒｕｎ：実行）動作モードと待機（ｓｔａｎｄｂｙ）動作モ ードを有する装置（例えば、テレビジョン受像機）のためのスイッチ・モード（ ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｍｏｄｅ）電源の分野に関する。特に、本発明は、このよう な装置において、実行動作モードと待機動作モードを切り替える際に、スイッチ ・モード電源（例えば、補助電源）をリセットする分野に関する。 発明の背景 例えば、テレビジョン受像機に使用される典型的な実行／待機電源において、 電源が家庭のメイン（ｍａｉｎ：主電源）に結合されると、ブリッジ整流器とフ ィルタ・コンデンサが生の（ｒａｗ：未調整の）ＤＣ電圧（Ｂ⁺電圧または未調 整Ｂ⁺電圧と呼ばれる）を供給する。待機モードの負荷は、直接Ｂ⁺電圧から、ま たは常に存在している別の電圧から、起動することができる。しかしながら、多 くの実行モードの負荷は、実行モードでのみ動作する電圧調整用の電源（例えば 、スイッチ・モードの電源）を通して起動される。ある種の負荷（例えば、偏向 回路、高圧スクリーン負荷）のための実行モードの電源は、典型的に、ビーム偏 向を生じさせるフライバックトランスを使用する。別個のまたは補助の電源も、 スイッチ・モードの電源として使用することができ、フライバックトランス用の 調整されたＢ⁺電圧、および他の補助電源電圧を供給する。 例えば、投射型テレビジョンは高電力陰極線管（ＣＲＴ）を３個備えているの で、電力の必要性が特に厳しい。一般に、これらのＣＲＴ用のコンバーゼンス増 幅器（各ＣＲＴについて、このような増幅器が２個必要とされる）を起動するた めに補助電源が役に立つ。これらの増幅器は正極性と負極性の電圧を必要とし、 相当な量の電力を消費する。 スイッチ・モードの電源において、入力ＤＣ電圧（例えば、テレビジョン受像 機におけるＢ⁺電圧）は、トランスの１次巻線の一方の端子に結合され、１次巻 線の他方の端子はスイッチング・デバイスに結合され、スイッチング・デバイス が導通すると、電流はトランスに結合される。スイッチング・デバイスは実行動 作モードの間、交互にオンとオフにされ、トランスの２次巻線に交流電流を供給 し、交流電流は整流され瀘波されて実行モードの電源電圧を供給する。 出力電圧の調整は、例えば、トランスの帰還（ｆｅｅｄｂａｃｋ）巻線より供 給される帰還制御によって行なわれる。それぞれの２次巻線は密接に結合され、 ２次巻線にかかわる負荷の変動は帰還巻線に反映される。帰還制御は、スイッチ ング・デバイスより供給される標準電圧または閾値電圧レベルと帰還巻線にかか る電圧を比較し、スイッチング回路がオン／オフされるときの周波数および／ま たはパルス幅を変調する。スイッチング・デバイスは、未調整Ｂ⁺入力電圧の変 動を感じなくなるように補正され、通常の電力消費の範囲で電流負荷が変動する につれて正確な出力電圧レベルを維持する。 上述のような電源用のスイッチング・デバイスとして、三洋電機（株）のＳＴ Ｋ７３０シリーズの集積回路（ＩＣ）電源コントローラが使用できる。このコン トローラは、単一のパッケージの中に、ＦＥＴパワー・スイッチング・トランジ スタ、エラー増幅器／ドライバ、および過電流保護回路を含んでいる。スイッチ ・モードの電源に結合され最初にオンにされると、Ｂ⁺電圧からの電流は、トラ ンスの１次巻線、ＦＥＴおよび電流検出抵抗を通って大地へ流れる。電流はコン トローラＩＣ内の過電流保護回路が始動されるまで増加し続け、それからＩＣコ ントローラはそのＦＥＴパワー・トランジスタをオフにする。エネルギーはトラ ンスの２次巻線に移され、ここで、誘起された電流は整流され、フィルタ・コン デンサを充電する。幾つかのサイクルから成る始動期間後に、出力電圧はその調 整されたレベルに達する。ＩＣコントローラより提供される閾値比較回路はトラ ンスの帰還巻線に結合され、制御ＩＣによりスイッチングのタイミングを制御し て、調整された出力電圧レベルを維持する。発振は２次巻線に結合される負荷に 順応する周波数とデューティ・サイクルにおいて安定する。他の多くの電源コン トローラも同様に動作し、三洋電機（株）のＳＴＫ７３０シリーズの代りに使用 できる。 このようなＩＣコントローラは、未調整Ｂ⁺電圧が存在しているときはいつも 始動しようとする。他のスイッチ回路は、待機モードと実行モードの切替えを制 御する。装置（テレビジョン受像機）が実行動作モードと待機動作モードに速や かに且つ繰返し切り替えられる状況では、装置が待機モードから実行モードへ切 り替えられると、補助電源はその出力電圧が通常の出力電圧とほぼ等しくなるよ うに速やかにリセットされる必要がある。例えば、装置が矢継ぎ早に、実行モー ドから待機モードにそれからまた実行モードに切り替えられると、補助電源の実 行モード出力電圧が現れて通常の出力電圧レベルに達するのを妨げられ、それに よって、装置の適正な動作が妨げられる。 装置の動作モードが矢継ぎ早に待機モードから実行モードに移されるときに、 補助電源の始動段階の完了を妨げないようにするために、補助電源が速やかにリ セットできるように装置の待機モードと実行モードの切替えを制御すれば有利と なる。 発明の概要 ここで述べらている発明的構成によるスイッチ電源は、この電源を含んでいる 装置が実行動作モードと待機動作モードに素早く切り替えられるとき、速やかな リセット機能を提供する。この高速リセット機能により、装置の動作モードが素 早く繰返し切り替えられても、スイッチ電源は通常レベルの範囲内にある出力電 圧を安定的に供給することができる。 このようなスイッチ電源においては、オン／オフ・スイッチ・コントロールは 、装置が待機動作モードと実行動作モードに変化するにつれて電源をオン／オフ する。高速リセット回路は、オン／オフ・スイッチ・コントロールに結合される とともに、装置が待機モードから実行モードに切り替えられると充電される始動 遅延コンデンサを含む遅延回路に結合される。高速リセット回路は、実行モード から待機モードへの移行により付勢され、このような移行と同時に始動遅延コン デンサを素早く放電させる。 ここで説明する発明的構成によるスイッチ電源は以下のものから成る：電圧源 ；出力供給電圧をスイッチ・モードで発生させるために結合されるトランスとス イッチング・コントローラ；出力供給電圧にかかる負荷に応答してスイッチ・モ ードの動作を調節するための帰還回路；オン／オフ信号に応答し、導通路の導通 を制御して電源をオン／オフするためのスイッチング回路（電源は導通路の導電 状態でオンにされる）；オン／オフ信号に応答し、電源がオンにされた後、継続 的に電流で付勢される遅延回路；およびスイッチング回路に応答し、遅延回路か らエネルギーを放出させるリセット回路。 オン／オフ信号は、装置内の別の電源から発生される実行モードの電源電圧で ある。電圧源は未調整の、整流されたメインの電圧源である。 遅延回路から供給される電圧は制限される。遅延回路は、コンデンサと；コン デンサと並列に結合されるツェナダイオードと；オン／オフ信号をダイオードの カソードに結合させる抵抗とから成る。遅延回路より得られる遅延時間はコンデ ンサと抵抗で定められる。 リセット回路は、オン／オフ信号が最低レベルに達する前に遅延回路の放電を 完了させる。リセット回路はスイッチング回路に応答する半導体のスイッチから 成り、コンデンサを放電させる。 本発明についての上述の、およびその他の特徴と利点は添付されている図面と 関連して読まれる以下の説明から明らかとなるであるろう。図面において、類似 した参照番号は同じ要素を表している。 図面の簡単な説明 第１図は、発明的構成による制御回路を有する補助電源のブロック図である。 第２図は、発明的構成による制御回路を有する補助電源の慨略図であり、且つ オン／オフ制御を詳細に示す。 第３図は、発明的構成による制御回路を有する補助電源の慨略図であり、且つ 始動および故障検出回路を詳細に示す。 第４図は、発明的構成による電流過負荷検出回路を有する補助電源の慨略図で ある。 第５図は、発明的構成による高速リセット回路を有する補助電源の慨略図であ る。 発明の詳細な説明 第１図は全体として、発明的なスイッチ・モード電源１０を示す。スイッチ・ モード電源は、入力電圧（例えば、未調整Ｂ⁺電圧）からトランスＴ１の１次巻 線Ｗ１に電流を供給してトランスＴ１の１つ以上の２次巻線Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４、 Ｗ５に電力を可変的に結合させるために周期的に動作できるスイッチング・コン トローラＵ１を備えている。スイッチング・コントローラＵ１は、例えば、三洋 電機（株）のＳＴＫ７３０シリーズのコントローラで構成できる。スイッチング ・コントローラＵ１は、ピン４におけるその制御入力ＣＮＴＬでドライブ電圧（ 例えば、未調整Ｂ⁺電圧）が得られると導通する。未調整Ｂ⁺入力供給電圧は、コ ンデンサＣ１で瀘波されるブリッジ整流器ＣＲ１の出力から得られる直流電圧で ある。未調整Ｂ⁺電圧は、スイッチ・モード電源１０が家庭用のメイン（主電源 ）２２に結合される（プラグを差し込まれる）といつでも存在する。しかしなが ら、電源１０は実行モードでのみ動作し、静止モードすなわち待機モードでは動 作不能とされる。 電源１０がプラグを差し込まれ且つ実行モードにあるとき、未調整Ｂ⁺電圧は スイッチング・コントローラＵ１の制御入力ＣＮＴＬに在るので、スイッチング ・コントローラＵ１はトランスＴ１の１次巻線Ｗ１に電流を導通させることがで きる。巻線Ｗ１を流れる電流はトランスＴ１の巻線Ｗ２に電圧を誘起し、この電 圧は抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ５を通って制御入力ＣＮＴＬに印加される。巻線 Ｗ２の極性は、巻線Ｗ２に誘起された電圧がスイッチング・コントローラＵ１を 導通状態に保つような極性である。 スイッチング・コントローラＵ１で導かれる電流が抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ ６の組合わせにより設定される制限閾値電流に達すると、スイッチング・コント ローラＵ１は１次巻線を通って導通しなくなり、すなわち、オフになる。スイッ チング・コントローラＵ１が導通しなくなると、１次巻線Ｗ１の磁界が崩壊し、 その極性が逆転し、１次巻線Ｗ１の中にあるエネルギーは巻線Ｗ４とＷ５に移さ れ、巻線Ｗ４とＷ５はそれぞれ、＋１５Ｖと−１５Ｖの出力へ電力を供給する。 巻線Ｗ４とＷ５からのエネルギーが尽きると、これらの巻線の磁界が崩壊し、 巻線の極性は逆転する。巻線Ｗ２とＷ４とＷ５の極性により、巻線Ｗ２はスイッ チング・コントローラＵ１のピン４に正の電圧を供給し、それにより、スイッチ ング・コントローラＵ１は再び１次巻線Ｗ１に電流を導き、そして遂に、スイッ チング・コントローラＵ１の電流制限閾値に達し、スイッチング・コントローラ Ｕ１は電流を導かなくなる。それから再びエネルギーは１次巻線Ｗ１から巻線Ｗ ４とＷ５に移される。このプロセスは、電源１０の動作が安定するまで、数サイ クル繰り返される。 電源１０の動作が安定した後、帰還巻線Ｗ３はスイッチング・コントローラＵ １のデューティ・サイクルを制御する。帰還巻線Ｗ３に発生される電圧は、スイ ッチング・コントローラＵ１より発生される約−４０．５Ｖの内部基準電圧と比 較される。スイッチング・コントローラＵ１のデューティ・サイクルは、帰還巻 線Ｗ３に発生される電圧がほぼ−４０．５Ｖに維持されるように調整される。帰 還巻線Ｗ３は２次巻線Ｗ４とＷ５に結合されるので、負荷の変動は帰還巻線Ｗ３ に発生される電圧に反映される。従って帰還巻線Ｗ３は、巻線Ｗ４とＷ５で発生 される出力電圧を調節するためにも使用される。 通常、待機モードから実行モードへまたは実行モードから待機モードへの切替 えは、ユーザの制御下で、赤外線受信器、パネルスイッチなどのような制御入力 （図示せず）を介して行なわれる。発明的特徴により、付加的な実行／待機スイ ッチング回路３６が備えられ、電源１０を、動作的な実行モードまたは非動作的 な待機モードに切り替える。スイッチング・コントローラＵ１は大きな始動電流 を必要とする。信頼できる始動を行ない且つこのドライブ電流の発生を助けるた めに、実行／待機スイッチング回路３６は、未調整Ｂ⁺入力電圧と制御入力ＣＮ ＴＬ間に結合される第１の回路３８を備え、未調整Ｂ⁺入力電圧が存在するとき はいつも、スイッチング・コントローラによる導通を可能にするバイアス電圧を 供給する。 発明的構成によれば、第１の回路３８より供給されるこのドライブ・バイアス 電流を分路にそらして、得られるドライブ電流を減らして、スイッチング・コン トローラＵ１を動作不能にすることができる。ドライブ電流は基準電位源（例え ば、大地）に分路することができる。 実行／待機スイッチング回路３６は更に、トランスの２次巻線Ｗ４とＷ５のう ち少なくとも１つに結合される故障状態検出回路４２を含んでいる。検出回路４ ２は、同じまたは別の２次巻線Ｗ４またはＷ５に結合される出力における低い閾 値電圧を検出することにより、故障状態（例えば、補助電源にかかる過負荷電流 ）を検出する。故障状態検出回路４２は故障状態を表示する出力４１を発生して スイッチング・コントローラＵ１の導通を不能にするために、補助電源をオフに する手段として、あたかも装置（例えば、テレビジョン受像機）が待機動作モー ドに変更されたかのように、スイッチング・コントローラＵ１の制御入力ＣＮＴ Ｌを大地電位に引き込む。補助電源のセットアップ段階が、初期の低い電圧出力 レベルのために、故障状態の誤った検出により妨げられないようにするために、 遅延回路４０は故障状態検出回路４２の出力の効果を、補助電源の通常出力電圧 レベルが確立されるのに十分な期間の間、阻止する。 第２図と第３図は、第１図に全体を示す発明的な構成についての異なる特徴を 詳細に示す。すべての図面で、同一または同等の要素に関しては同じ参照番号が 使用されている。第２図に関して述べると、スイッチング・コントローラＵ１は トランスＴ１の１次巻線Ｗ１と直列に結合される。スイッチング・コントローラ Ｕ１は交互に導通しオフになり、電力を２次巻線に移送し、ここで生じるＡＣ信 号は、ダイオードＤ２とＤ３で整流され、コンデンサＣ２とＣ３でそれぞれ瀘波 される。巻線Ｗ４とＷ５に発生される瀘波済みの電圧はそれぞれチョークＬ２と Ｌ３で更に瀘波され、動作電源電圧＋１５Ｖと−１５Ｖをそれぞれ供給し、実行 モードで負荷を起動する。２次巻線Ｗ４とＷ５の極性は、第２図に示すように、 １次巻線Ｗ１の極性と反対であるので、スイッチング・コントローラＵ１がオフ になり、トランスＴ１の１次巻線Ｗ１に貯えられたエネルギーが巻線Ｗ４とＷ５ に移されるとコンデンサＣ２とＣ３は充電される。 発明的な特徴によれば、図に示す電源１０は、スイッチング・コントローラＵ １の制御入力ＣＮＴＬにおける電圧を更に制御して、実行モードと待機モードの 切替えを制御するように構成される。装置が待機モードにあり且つスイッチング ・コントローラＵ１が周期的に導通していないとき、電源１０に入る唯一の電力 は未調整Ｂ⁺電圧であり、装置が家庭のメイン２２に結合されているので、未調 整Ｂ⁺は存在している。実行／待機動作を制御する際、補足的な低電源（図示せ ず）から起動されるリレーまたは他のスイッチング・デバイスを使用して、未調 整Ｂ⁺電圧を電源１０のスイッチング要素へ結合させまたは減結合させることが 可能である。しかしながら、本発明によれば、より一層費用効率の高い解決法を 得るために、一部、未調整Ｂ⁺電圧から、そして一部、実行モード電圧から得ら れる信号を使用して、スイッチング・コントローラＵ１の制御入力ＣＮＴＬにか かるバイアスを減らして、すなわち、制御入力にかかる電圧を大地電位に近づけ て、通常のバイアスに回復するまでスイッチング・コントローラＵ１をオフに保 つ。 従って、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４から成る分圧器が、未調整Ｂ⁺電圧と大 地間に結合され、分圧器の接合部Ｊ１は、コレクタが制御入力に結合されエミッ タが接地されているスイッチング・トランジスタＱ２のベースに結合される。未 調整Ｂ⁺電圧が存在しているとき、制御入力ＣＮＴＬはトランジスタＱ２の導通 により大地電位近くに引かれる。電源１０は、メインに最初に結合されたとき、 待機モードの状態に保持されている。 本発明は、コンバーゼンス増幅器のような実行モードの負荷を起動するために 、補助電源（例えば、テレビジョンの補助電源）に有利に応用される。実行モー ドに切り替えるために、この発明的な電源はトランスＴ１の２次巻線以外の他の ソースから発生される実行モードの電源電圧の存在を検出する。この実行モード の電源電圧は閾値レベルと比較され、閾値レベルを過ぎると、トランジスタＱ２ はオフにされ、スイッチング・コントローラＵ１の制御入力ＣＮＴＬのバイアス を正常に戻し、且つ実行モードで、すなわち、トランスＴ１の帰還巻線Ｗ３によ る帰還制御下で、補助電源の動作を可能にする。例えば、テレビジョンの偏向回 路その他の回路の実行モードの動作により発生される＋２３Ｖの電源電圧はこの 目的に使用できる。 第２図で、ペアの差動ＰＮＰトランジスタＱ３とＱ４は、エミッタが抵抗Ｒ５ によって実行モード電源電圧に結合され、トランジスタＱ３のベースにある分圧 器の抵抗Ｒ６とＲ７を介して、実行モードの電源電圧のレベルを、トランジスタ Ｑ４のベースのツェナダイオードＺ３より供給される＋８．２Ｖの基準電圧と比 較する。実行モードの電源が分圧器内の抵抗の比率により定められるレベルを超 えると、トランジスタＱ４は導通し、オプトカプラＵ３をオンにスイッチする。 オプトカプラＵ３のフォトトランジスタはトランジスタＱ２のベースを接地させ 、Ｑ２は導通しなくなり、それによって、スイッチング・コントローラＵ１の制 御入力ＣＮＴＬに通常のバイアスがかけられる。次にトランスＴ１の２次巻線Ｗ ２とＷ３にかかる電圧に応答し電源１０の動作が実行モードで始まる。 別の発明的な実施例を第３図に示す。この中に含まれているラッチ回路は付加 的な機能を有し、実行モードにあるとき、過負荷電流の状態を検出し、電源１０ を待機モードに切り替える。過負荷電流は出力電圧のレベルを通常値以下に低下 させる。なぜなら、過電流の状態では、スイッチング・コントローラＵ１の過電 流保護回路は、通常の出力電圧レベルを維持するのに十分な電力が電源１０を通 って結合されないうちに、スイッチング・コントローラＵ１をオフにしてまうか らである。この電流制限方法は、投射型テレビジョンのディジタル・コンバーゼ ンス増幅器のような負荷を起動するのに決して最適とは言えない。このような負 荷の場合、過電流の状態が生じたときに、低下した電圧で負荷に電流を供給しよ うとせずに、電源１０をオフにすることができれば有利である。本発明によれば 、この機能は、第２図のように、実行モードと待機モードの切替えを制御する回 路とインタフェース（ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）する方法で達成される。 第３図で、待機モードから実行モードへ切り替えるための制御は、一部、＋２ ３Ｖの実行電源のような実行モードの電源電圧によって行なわれ、オプトカプラ Ｕ３のＬＥＤへ電流を供給する差動トランジスタ・ペアＱ３とＱ４によって決定 される所定の電圧を通過させる。次に、オプトカプラＵ３のフォトトランジスタ はトランジスタＱ２をオフにし、スイッチング・コントローラＵ１の動作を可能 にする。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４は、未調整Ｂ⁺電源電圧から接続点Ｊ１に おいてトランジスタＱ２にバイアスを供給する。第２図の実施例と比較すると、 第２図では、オプトカプラＵ３内のＬＥＤのカソードが接地されているが、第３ 図では、ＬＥＤを通る電流はＰＮＰトランジスタＱ５のベースを通ってコンデン サＣ４を充電する。 待機モードから実行モードヘ最初に切り替えられるとコンデンサＣ４は遅延を 与え、電源１０は実行モードで始動することができる。電源１０が作動しており 、且つ調整された電圧（この場合、公称＋１５Ｖ）が＋１０Ｖを超えると、ツェ ナダイオードＺ４は抵抗Ｒ８とＲ９を介して導通し、トランジスタＱ６をオンに する。次に、オプトカプラＵ３からの電流はトランジスタＱ６を通って大地に分 路され、コンデンサＣ４は充電されなくなる。それで、トランジスタＱ５はオフ になり、コンデンサＣ４はトランジスタＱ５を通って放電できず、またダイオー ドＤ６（＋２３Ｖの実行モード電源に結合され且つ逆バイアスされている）を通 っても放電できない。 ツェナダイオードＺ４を導通させるのに必要なレベル以下に＋１５Ｖの出力電 圧が下がると、特に、２次巻線Ｗ４にかかる過負荷電流の場合、トランジスタＱ ６は、ベース・ドライブが不十分なために、オフになる。トランジスタＱ６がオ フになると、コンデンサＣ４はオプトカプラＵ３を通る電流から充電することが できる。コンデンサＣ４の充電が約＋１０Ｖに達すると、トランジスタＱ５はオ フになり、オプトカプラＵ３を通る電流の通路はなくなる。その場合、差動トラ ンジスタＱ３とＱ４は依然として＋２３Ｖの実行電源の存在を検出するが、オプ トカプラＵ３のフォトトランジスタで導かれる電流はない。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ ３、Ｒ４により接合点Ｊ１に形成される分圧器のために、未調整Ｂ⁺電圧はトラ ンジスタＱ２をオンにする。スイッチング・コントローラＵ１の制御入力ＣＮＴ Ｌは低い状態（ｌｏｗ）に引かれる。電源１０は停止し、出力に結合される負荷 を保護する。従って、電流を制限する方法では、スイッチング・コントローラの 電流制限回路が出力電圧を通常値または公称値よりも低く下げて電力を供給し続 けるのに対し、ここに述べる発明的な回路では、過電流の状態にある電源１０を オフにスイッチする。これは、未調整Ｂ⁺電源から駆動される実行／待機回路を 使用して行なわれ、最少限度の部品と複雑さで、過負荷電流保護機能が得られる 。 第１図と第３図に示すように、故障状態検出回路４２を使用して、電源１０の ＋１５Ｖ出力の電流過負荷状態が検出される。−１５Ｖ出力の過負荷状態の検出 は、正極性のみのバイアス電圧（例えば、未調整Ｂ⁺）が電源１０に使用される という事実によって難しくなる。 第４図に示す付加的な発明的構成では、負極性のバイアス電圧の不在の場合、 −１５Ｖ出力の電流過負荷状態の検出が有利に且つうまく行なわれる。実行モー ドにあるとき、−１５Ｖ出力の電流過負荷状態が検出されると、電源１０は待機 モードに切り替えられる。第４図で、負の電源電圧過負荷検出回路４３は、電源 １０の＋１５Ｖ出力と−１５Ｖ出力との間に結合される。ツェナダイオードＺ６ は電源１０の＋１５Ｖ出力と−１５Ｖ出力との間でバイアスされ、−１５Ｖ出力 が正常に（ｎｏｒｍａｌｌｙ）負荷されているとき、トランジスタＱ３のベース は約−２Ｖのバイアス電圧を有する。従って、ツェナダイオードＺ６は、レベル を変える機構（すなわち、ｄｃオフセット）を提供し、−１５Ｖの出力は正の基 準電圧（この実施例では、トランジスタＱ８のベース／エミッタ接合部のターン ・オン電圧）と比較され、電流の過負荷状態を検出する。 もし、電流の過負荷状態に反応して、−１５Ｖの出力が大地電位の方向へ下が り始めるならば、トランジスタＱ８のベースにおける電圧も大地電位の方向へ移 動する傾向がある。結局、もし電流過負荷状態が持続し、その結果、−１５Ｖの 出力が所定の閾値電圧レベルに達すると、トランジスタＱ８のベースにおける電 圧は正になり、結局、十分に高く（例えば、約０．７Ｖに）なり、トランジスタ Ｑ８をオンにし、電流過負荷状態を知らせる。故障状態検出回路４２では電流過 負荷状態はツェナダイオードＺ４の導通状態の変化で知らされる。故障検出回路 ４２とは異なり、電流過負荷状態がトランジスタＱ８で知らされてもツェナダイ オードＺ６は導通状態のままになっている。ツェナダイオードＺ６の破壊電圧を 適正に選択することにより望ましい閾値レベルを選択することができる。 トランジスタＱ８がオンになると、電流はトランジスタＱ６のベースから引き 出され、トランジスタＱ６をオフにする。従って、＋１５Ｖ出力の過電流状態の 検出と同様に、トランジスタＱ６がオフになると、コンデンサＣ４はオプトカプ ラＵ３を通る電流から充電できる。コンデンサＣ４の充電が約＋１０Ｖに達する と、トランジスタＱ５はオフになり、オプトカプラＵ３を通る電流路はなくなる 。その場合、差動トランジスタＱ３とＱ４は依然として＋２３Ｖの実行電源の存 在を検出するが、オプトカプラＵ３のフォトトランジスタで導かれる電流はない 。接合点Ｊ１で抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４によって形成される分圧器のために 、未調整Ｂ⁺電圧はトランジスタＱ２をオンにする。スイッチング・コントロー ラＵ１の制御入力ＣＮＴＬは低い状態に引かれる。電源１０は停止し、出力に結 合される負荷を保護する。 ＋２３Ｖ実行電源電圧が下がると、コンデンサＣ４はダイオードＤ６（Ｄ６は ＋２３Ｖ実行電源が存在すると逆バイアスされる）を通って放電する。コンデン サＣ４が放電を完了すると電源１０は再始動できが、コンデンサＣ４の電荷がト ランジスタＱ５をオフにするのに十分な電圧にまで上昇できる遅延時間の間にト ランジスタＱ６をオンにするのに十分な出力電圧の発生を妨げる出力の過負荷状 態がまだ存在する場合には再始動できない。 もしコンデンサＣ４が完全に放電するのに十分な時間を与えられなければ、例 えば、もしスイッチ・モードの電源１０が実行モードから待機モードへそして次 に実行モードへと矢継ぎ早に切り替えられると、トランジスタＱ６はオフのまま である。従って、実行モードの出力電圧が現れて通常の出力電圧レベルに達する のを妨げられる。 第５図に示す更に別の発明的実施例は、＋２３Ｖの実行電源電圧が低下したと きにコンデンサＣ４を素早く放電させるために高速リセット回路５０を提供する 。本発明によれば、この機能は、第２図のように、実行モードと待機モードの切 替えを制御する回路とインタフェースする方法で達成される。 第５図で、遅延回路４０はコンデンサＣ４と並列のツェナダイオードＺ５を備 える。＋２３Ｖの実行電源電圧が現れると、コンデンサＣ４は抵抗Ｒ１０を介し て充電され、実行モードの出力電圧がその通常の出力電圧レベルで安定するため の遅延時間を与える。ツェナダイオードＺ５はコンデンサＣ４の電圧を約＋１０ Ｖにクランプし、ダーリントン構成に配列されるトランジスタＱ８とＱ９のベー ス・エミッタ接合部の損傷を防ぐ。 電源１０が実行モードにあると、トランジスタＱ４とオプトカプラＵ３のダイ オードは、第３図の実施例と同様にして、電流を導く。しかしながら、この電流 は、第３図の実施例と異なり、コンデンサＣ４を充電するのに使用されない。ダ ーリントン構成のトランジスタＱ８とＱ９は、トランジスタＱ９のベースに最小 限度のみの電流を生じる。従って、コンデンサＣ４の充電率およびそれによって 生じる遅延時間はもっぱら、抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ４で形成される時定数で 決定される。これによって、第３図のトランジスタＱ５の電流増幅率（ベータ） あるいは第５図のトランジスタＱ８と９のダーリントン構成によるコンデンサＣ ４の充電率の変動が除去され有利である。 第５図に関して述べると、電源１０が待機モードに切り替えられると、＋２３ Ｖの実行電源電圧が低下し始める。実行電源電圧が、抵抗Ｒ６とＲ７から成る分 圧器における抵抗比により定められるレベル以下に低下すると、電流の流れは再 びトランジスタＱ４からトランジスタＱ３に向けられる。トランジスタＱ３を通 って流れる電流はある一定の電圧を抵抗Ｒ１１に確立し、この電圧はリセット・ トランジスタＱ７をオンにバイアスする。そのためコンデンサＣ４は、＋２３Ｖ の実行電圧が完全に衰退する以前に、抵抗Ｒ１２とリセット・トランジスタＱ７ を介して素早く大地に放電する。

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Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．出力電源電圧をスイッチ・モードで発生させるために結合される、電圧源（ 未調整Ｂ⁺）、トランス（Ｔ１）およびスイッチング・コントローラ（Ｕ１）と 、 前記出力電源電圧にかかる負荷に応答して前記スイッチ・モードの動作を調節 するための帰還回路（Ｗ３）と、 オン／オフ信号（＋２３Ｖ-実行）に応答し、導通路の導電状態でオンにされ る前記電源を、導通路の導通を制御することにより、オン／オフするスイッチン グ回路（Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｑ３、Ｑ４、Ｚ３、Ｕ３）と、 前記オン／オフ信号に応答し、前記電源がオンにされた後、電流で継続的に付 勢される遅延回路（４０）と、 前記スイッチング回路に応答し、前記遅延回路からエネルギーを放出させるリ セット回路（５０）とから成る、スイッチ電源。 ２．前記オン／オフ信号（＋２３Ｖ‐実行）は前記装置内の別の電源より発生さ れる実行モードの電源電圧である、請求項１記載のスイッチ電源。 ３．前記電圧源（未調整Ｂ⁺）は未調整の整流されたメインの電圧源である、請 求項１記載のスイッチ電源。 ４．前記電圧源（未調整Ｂ⁺）は未調整の整流されたメインの電圧源であり、前 記オン／オフ信号（＋２３Ｖ‐実行）は、前記未調整の整流されたメインの電圧 源で付勢される前記装置内の別の電源より発生される実行モードの電源電圧であ る、請求項１記載のスイッチ電源。 ５．前記遅延回路（４０）より発生される電圧が制限される、請求項１記載のス イッチ電源。 ６．前記遅延回路が、 コンデンサ（Ｃ４）と、 前記コンデンサと並列に結合されるツェナダイオード（Ｚ５）と、 前記オン／オフ信号（＋２３Ｖ‐実行）を前記ダイオードのカソードに結合さ せる抵抗（Ｒ１０）とから成る、請求項５記載のスイッチ電源。 ７．前記遅延回路（４０）より与えられる遅延時間が前記コンデンサ（Ｃ４）と 前記抵抗（Ｒ１０）により確定される、請求項６記載のスイッチ電源。 ８．前記オン／オフ信号（＋２３Ｖ-実行）が最低レベルに達する前に前記リセ ット回路（５０）が前記遅延回路（４０）の放電を完了させる、請求項６記載の スイッチ電源。 ９．前記リセット回路（５０）が、前記コンデンサ（Ｃ４）を放電させるために 前記スイッチング回路（Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｑ３、Ｑ４、Ｚ３、Ｕ３）に応答す る半導体スイッチ（Ｑ７）を含んでいる、請求項８記載のスイッチ電源。