MXPA99004385A - Circuito de reinicio rapido para suministro de energia auxiliar - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a conmutación de funcionamiento/reserva que incluye conmutación a reserva cuando se proporcionancargas de corriente excesivas en un suministro de energía de modo conmutadoútil como un suministro de energía auxiliar en un televisor. Un circuito integrado de controlador de conmutación (U1) estáacoplado entre un devanado de transformador primario (W1) en el voltaje de entrada rectificado B+(VOLTAJE B+) y tierra. Un transistor conmutador (Q2) estáacoplado a la entrada de control del controlador y estápolarizado por el voltaje de entrada B+ para reducirel entrada de control CNTL). Un circuito de control de funcionamiento/reserva (R5, R6, R7, Q3, Q4, Z3, U3) y un circuito protector de sobre corriente desactivan el transistor conmutador ante una falla de sobre corriente. El suministro de energía de modo conmutado tiene adicionalmente una capacidad de reinicio rápido (Q7, R11, R12) para permitir que el suministro de energía proporciona consistentemente voltajes de salida que estén dentro de niveles de voltaje de salida nominal a pesar de dislocaciones repetidas rápidamente en el modo de operación del aparato.

Description

CIRCUITO DE REINIC1O RÁPIDO PARA SUMINISTRO DE ENERGÍA AUXILIAR Esta invención se refiere al campo de suministros de energía de modo conmutado para aparatos que tienen' un modo de funcionamiento y un modo de reserva, tal como un receptor de televisión. En particular, la invención se refiere al campo de reiniciar suministros de energía de modo conmutado, por ejemplo un suministro de energía auxiliar, en dicho aparato cuando se cambia entre los modos de operación de funcionamiento y reserva. En un suministro de energía común de funcionamiento/reserva, por ejemplo como el que se utiliza en receptores de televisión, un rectificador puente y un capacitor filtro proporcionan un voltaje de corriente directa sin procesar (llamado el voltaje B+ o, voltaje sin procesar B + ) cuando el suministro de energía es acoplado a la línea doméstica principal. Las cargas del modo de reserva se pueden alimentar directamente del voltaje B+ o de otro voltaje que esté siempre presente. Sin embargo, muchas cargas del modo de funcionamiento son alimentadas a través de un suministro regulador de voltaje tal como un suministro de modo conmutado, que opera sólo en el modo de funcionamiento. El suministro de modo de funcionamiento para ciertas cargas, comúnmente emplea el transformador de retorno que alimenta la deflexión del haz. Un suministro de energía auxiliar o separado también se puede operar como un suministro de modo conmutado y puede proporcionar un voltaje B+ regulado para el transformador de retorno, así como otros voltajes de suministro auxiliar. Por ejemplo, los televisores de proyección tienen necesidades de energía particularmente demandantes porque tienen tres tubos de rayos catódicos (CRTs). Un suministro de energía auxiliar es útil para alimentar los amplificadores de convergencia para los tubos, dos de dichos amplificadores se requieren generalmente para cada tubo de rayos catódicos. Estos amplificadores requieren voltajes de polaridad positiva y negativa y pueden disipar energía sustancial. En un suministro de modo conmutado, un voltaje de corriente directa de entrada (tal como el voltaje B+ en un televisor) está acoplado a una terminal de un devanado primario de un transformador y la otra terminal del devanado primario de un transformador y la otra terminal del devanado primario está acoplado a un dispositivo conmutador, de manera que la corriente está acoplada al transformador cuando el dispositivo conmutador conduce. El dispositivo conmutador se enciende y apaga alternativamente durante el modo de funcionamiento de operación, proporcionando corrientes alternas en los devanados secundarios del transformador, los cuales se rectifican y filtran para proporcionar voltajes de suministro de modo de funcionamiento. La regulación de los voltajes de salida se lograr mediante el control de retroalimentación proporcionado por ejemplo, un devanado de retroalimentación del transformador. Los respectivos devanados secundarios están acoplados de manera cercana, lo que ocasiona que las variaciones de carga en cualquiera de los devanados secundarios se reflejen en el devanado de retroalimentación. El control de retroalimentación compara un voltaje en el devanado de retroalimentación con un nivel de voltaje mínimo o estándar, el cual lo puede proporcionar el dispositivo conmutador, y modula la frecuencia y/o ancho de pulso al cual se enciende y apaga el circuito conmutador. El dispositivo conmutador se compensa para hacerlo insensible a la variación del voltaje de entrada B + , mientras se mantienen niveles de voltaje de salida precisos conforme varía la carga de corriente en un rango nominal de consumo de energía. El dispositivo conmutador para un suministro de energía como se describe puede ser un controlador de suministro de energía de circuito integrado de la serie STK730 de Sanyo. Este controlador incluye un transistor de conmutación de transistor de efecto de campo, un excitador y amplificador de error, y un circuito de protección de sobre corriente en un solo paquete. Cuando la corriente del voltaje B+ está acoplada al suministro de modo conmutado y se enciende por primera vez, ésta fluye a tierra a través del devanado primario del transformador, el transistor de efecto de campo y un resistor detector de corriente. La corriente se incrementa hasta que el circuito de protección de sobre corriente en el controlador de circuito integrado se activa, en donde el controlador de circuito integrado apaga su transistor de energía de efecto de campo. La energía se transfiere a los devanados secundarios del transformador, en donde la corriente alterna inducida es rectificada y carga a los capacitores de filtro. Después de un intervalo de inicio de varios ciclos, el voltaje de salida alcanza su nivel regulado. Un circuito de comparación de nivel mínimo proporcionado por el controlador de circuito integrado se acopla a un devanado de retroalimentación del transformador y controla la temporización de conmutación mediante el circuito integrado de control para mantener el nivel de voltaje de salida regulado. La oscilación se estabiliza a una frecuencia y ciclo de trabajo que acomodan las cargas acopladas a los devanados secundarios. Muchos otros controladores de suministro de energía operan de manera similar y se pueden usar en lugar de los de la serie STK730 de Sanyo. Un controlador de circuito integrado de este tipo intentará arrancar en cuanto esté presente el voltaje B + . Otros circuitos conmutados controlan la conmutación entre el modo de reserva y el modo de funcionamiento. En una situación en donde el aparato se cambia rápida y repetidamente entre los modos de operación de funcionamiento y reserva, es necesario que el suministro de energía auxiliar se reinicie rápidamente para que sus voltajes de salida puedan ser aproximadamente ¡guales a sus niveles de voltaje de salida nominales cuando el aparato cambie de un modo de reserva a un modo de funcionamiento. Si, por ejemplo, el aparato cambia del modo de funcionamiento al modo de reserva y después de regreso al modo de funcionamiento en una sucesión rápida, se puede evitar que surjan los voltajes de salida del modo de funcionamiento del suministro de energía auxiliar y logren sus niveles de voltaje de salida nominales. Esto impide la operación adecuada del aparato. Sería conveniente controlar la conmutación entre los modos de reserva y funcionamiento del aparato de una manera que permita al suministro de energía auxiliar reiniciarse rápidamente, para no evitar que se complete la fase de arranque del suministro de energía auxiliar cuando el aparato cambia de un modo de reserva a un modo de funcionamiento siguiendo una sucesión rápida de cambios en su modo de operación. Un suministro de energía conmutado, de conformidad con configuraciones de la invención divulgadas en la presente, proporciona una capacidad de reinicio rápido cuando un aparato que contiene el suministro de energía se conmuta rápidamente entre los modos de operación de funcionamiento y reserva. La capacidad de reinicio rápido permite al suministro de energía proporcionar consistentemente voltajes de salida que están dentro de los niveles de voltaje de salida nominales, independientemente de las dislocaciones repetidas rápidamente en el modo de operación del aparato. En un suministro de energía conmutado, un control de conmutación de encendido/apagado enciende y apaga el suministro de energía conforme el aparato cambia entre los modos de operación de reserva y funcionamiento. El circuito de reinicio rápido está acoplado al control del conmutador de encendido/apagado y a un circuito de retardo que contiene un capacitor de retraso de inicio que carga cuando ei aparato es conmutado del modo de reserva al modo de funcionamiento. El circuito de reinicio rápido se energiza mediante una transición del modo de funcionamiento al modo de reserva y descarga rápidamente el capacitor de retraso de inicio ante tal transición. Un suministro de energía conmutado de conformidad con las configuraciones de la invención descritas en la presente comprende: una fuente de voltaje, un transformador y un controlador de conmutación acoplados para generación de modo conmutado de un voltaje de suministro de salida; un circuito de retroalimentación para regular la operación del modo conmutado en respuesta a la carga en el voltaje de suministro de salida; un circuito de conmutación que responde a una señal de encendido/apagado para encender y apagar el suministro de energía controlando la conducción en una trayectoria de conducción, el suministro de energía se enciende mediante una condición conductiva en la trayectoria de conducción; un circuito de retardo que responde a la señal de encendido/apagado y que es energizado continuamente por corriente después que se enciende el suministro de energía; y, un circuito de reinicio que responde al circuito de conmutación para descargar energía del circuito de retardo. La señal de encendido/apagado puede estar en un voltaje de suministro de modo de funcionamiento generado por otro suministro de energía en el aparato. La fuente de voltaje puede ser una fuente de voltaje principal no regulada y rectificada. Un voltaje proporcionado por el circuito de retardo puede estar limitado. El circuito de retardo puede comprender: un capacitor; un diodo Zener acoplado en paralelo con el capacitor; y, una resistencia que acopla la señal de encendido/apagado a un cátodo del diodo. Un tiempo de retraso proporcionado por el circuito de retardo se puede establecer mediante el capacitor y la resistencia. El circuito de reinicio puede completar la descarga del circuito de retardo antes que la señal de encendido/apagado alcance un nivel mínimo. El circuito de reinicio puede comprender un conmutador semiconductor que responda al circuito de conmutación para descargar el capacitor. Los anteriores y otros aspectos y ventajas de la presente invención serán evidentes a partir de la siguiente descripción leída en conjunto con los dibujos que la acompañan, en los cuales los números de referencia similares designan a los mismos elementos. La Figura 1, es un diagrama de bloques de un suministro de energía auxiliar que tiene circuitos de control de conformidad con configuraciones de la ¡nvención. La Figura 2, es un diagrama esquemática del suministro de energía auxiliar que tiene circuitos de control de conformidad con configuraciones de la invención y que ilustra el control de encendido/apagado con mayor detalle. La Figura 3, es un diagrama esquemático de un suministro de energía auxiliar que tiene circuitos de control de conformidad con configuraciones de la invención y que ilustra los circuitos de detección de falla y de arranque con mayor detalle.

La Figura 4, es un diagrama esquemático de un suministro de energía auxiliar que tiene un circuito de detección de sobre carga de corriente de conformidad con configuraciones de la invención. La Figura 5, es un diagrama esquemático de un suministro de energía auxiliar que tiene un circuito de reinicio rápido de conformidad con configuraciones de la invención. La Figura 1, muestra generalmente un suministro de energía de modo conmutado 10, que tiene un controlador de conmutación U1 operable periódicamente para aplicar corriente de una entrada de voltaje, por ejemplo un voltaje B + , a un devanado primario W1 de un transformador T1 para acoplar de manera variable energía a uno o más devanado secundario W2, W3, W4 y W5 del transformador T1. El controlador de conmutación U1 puede comprender, por ejemplo, un controlador de la serie STK730 de Sanyo. El controlador de conmutación U1 conduce cuando un voltaje de excitacrón, por ejemplo el voltaje B + , está disponible en su entrada de control CNTL en la pata 4. El voltaje de suministro de entrada B+ es un voltaje de corriente directa que se obtiene de la salida de un rectificador puente CR1 filtrado por un capacitor C1. El voltaje B+ está presente cuando el suministro de energía 10 está acoplado a la fuente principal doméstica 22 (es decir, conectado). Sin embargo, el suministro de energía 10 sólo opera en un modo de funcionamiento, y está desactivado en un modo de reserva o estática. Cuando el suministro de energía 10 está conectado y también está en el modo de funcionamiento, el voltaje B+ está presente en la entrada de control CNTL del controlador de conmutación U1, activando así el controlador de conmutación U1 conducir una corriente a través del devanado primario W1 del transformador T1. El flujo de corriente a través del devanado W2 del transformador T1, cuyo voltaje se aplica al entrada de control CNTL a través del resistor R13 y el capacitor C5. La polaridad del devanado W2 es tal que el voltaje inducido a través del devanado W2 mantiene el controlador de conmutación U1 conduciendo. El controlador de conmutación U1 deja de conducir corriente a través del devanado primario W1, o se apaga, cuando la corriente conducida por el controlador de conmutación U1 alcanza un nivel mínimo límite de corriente establecido por la combinación del resistor R14 y el capacitor C6. Cuando el controlador de conmutación U1 deja de conducir, el campo magnético del devanado primario W1 se colapsa, su polaridad se invierte y la energía contenida en el devanado primario W1 se transfiere a los devanados W4 y W5, que suministran energía a las salidas de +15 V y -15 V, respectivamente. Conforme la energía de los devanados W4 y W5 se disipa, sus campos magnéticos se colapsan y sus polaridades se invierten. De acuerdo con las polaridades de los devanados W2, W4 y W5, el devanado W2 proporciona un voltaje positivo a la pata 4 del controlador de conmutación U1, habilitando al controlador de conmutación U1 para una vez más conducir corriente a través del devanado primario W1 hasta que se ha alcanzado el nivel mínimo límite de corriente del controlador de conmutación U1 y el controlador de conmutación U1 deja de conducir corriente. Entonces, la energía se vuelve a transferir del devanado primario W1 a los devanados W4 y W5. Este proceso se repite durante varios ciclos, hasta que la operación del suministro de energía 10 se ha estabilizado. El devanado de retroalimentación W3 controla el ciclo de trabajo del controlador de conmutación U1 después que se ha estabilizado la operación del suministro de energía 10. El voltaje desarrollado a través del devanado de retroalimentación W3 se compara con una referencia interna, igual a aproximadamente -40.5 V, desarrollada por el controlador de conmutación U1. El ciclo de trabajo del controlador de conmutación U1 es modulado de tal manera que el voltaje desarrollado a través del devanado de retroalimentación W3 se mantiene aproximadamente igual a -40.5 V. el devanado de retroalimentación W3 es acoplado a los devanados secundarios W4 y W5 para que los cambios de carga se reflejen en el voltaje desarrollado a través del devanado de retroalimentación W3. Es así que, el devanado de retroalimentación W3 también se usa para regular los voltajes de salida desarrollados por los devanados W4 y W5. Normalmente, la conmutación del modo de reserva al modo de funcionamiento o viceversa se logra bajo el control del usuario vía las entradas de control (no mostradas) tales como un receptor infrarrojo, conmutadores de panel o similares. De conformidad con un aspecto de la ¡nvención, se proporcionan circuitos adicionales de conmutación de reserva/funcionamiento 36 para cambiar el suministro de energía 10 entre el modo de operación de funcionamiento y el modo de reserva no operativo. El controlador de conmutación U1 requiere una gran corriente de arranque. Para un inicio dependiente y asistencia en el desarrollo de esta corriente de excitación, los circuitos de conmutación de reserva/funcionamiento 36 incluyen un primer circuito 38 acoplado entre la entrada del voltaje B+ y la entrada de control CNTL, para proporcionar una polarización de voltaje para activar la conducción mediante el controlador de conmutación cuando la entrada del voltaje B+ está presente. De conformidad con una configuración de la invención, la polarización de la corriente de excitación proporcionada del primer circuito 38 se puede derivar para reducir la corriente de excitación disponible y desactivar el controlador de conmutación U1. La corriente de excitación se puede derivar a una fuente de potencial de referencia, por ejemplo tierra. Adicionalmente, los circuitos de conmutación de reserva/funcionamiento 36 comprenden un circuito de detección de condición de falla 42 acoplado a por lo menos uno de los devanados secundarios del transformador W4 y W5. El circuito 42 detecta una condición de falla, tal como sobrecarga de corriente en el suministro de energía auxiliar, por ejemplo detectando un nivel mínimo de voltaje bajo en la salida acoplada al mismo devanado o a otro devanado secundario W4 o W5. El circuito 42 genera una salida 41 indicativa de una condición de falla para desactivar la conducción del controlador de conmutación U1 llevando el entrada de control CNTL del controlador de conmutación U1 a un potencial de tierra, como un medio para conmutar el suministro de energía auxiliar a apagado, como si el aparato hubiera sido cambiado al modo de operación de reserva. Para asegurarse que la fase de inicio del suministro de energía auxiliar no se evita a causa de una detección falsa de una condición de falla, debido a niveles iniciales de salida de bajo voltaje, un circuito de retardo 40 inhibe el efecto de la salida del circuito de detección de condición de falla 42 para un periodo suficiente de tiempo para que se establezcan los niveles de voltaje de salida nominales del suministro de energía auxiliar. Las Figuras 2 y 3 ilustran en detalle un aspecto diferente de las configuraciones de la invención mostradas generalmente en la Figura 1. Los mismos números de referencia se usan en los dibujos para referirse a los mismos elementos o a elementos comparables. Con referencia a la Figura 2, el controlador de conmutación U1 está acoplado en serie con el devanado primario W1 del transformador T1. El controlador de conmutación U1 conduce y se apaga alternadamente, para transferir energía a los devanados secundarios W4 y W5, en donde la señal de corriente alterna resultante es rectificada por los diodos D2 y D3 y es filtrada por los capacitores C2 y 03, respectivamente. Los voltajes filtrados proporcionados en los devanados W4 y W5 son filtrados adicionalmente por los inductores L2 y L3, respectivamente, para proporcionar los voltajes de suministro operativos de +15V y -15V, respectivamente, para energizar cargas en el modo de funcionamiento. Las polaridades de los devanados secundarios W4 y W5 son opuestas a las del devanado primario W1, como se muestra en la Figura 2, de manera que los capacitores C2 y C3 son cargados cuando el controlador de conmutación U1 se apaga y la energía almacenada en el devanado primario W1 del transformador T1 se transfiere a los devanados W4 y W5. De conformidad con un aspecto de la invención, el suministro de energía 10 como se muestra está configurado para controlar adicionalmente el voltaje en la entrada de control CNTL del controlador de conmutación U1 para controlar los cambios entre los modos de funcionamiento y reserva. Cuando el dispositivo está en modo de reserva y el controlador de conmutación U1 no está conduciendo periódicamente, la única energía que va a ir al suministro de energía 10 es el voltaje B+ el cual está presente porque el dispositivo está acoplado a la línea doméstica principal 22. Sería posible al controlar la operación de funcionamiento/reserva acoplar y desacoplar el voltaje B+ a los elementos del suministro de energía 10 usando un relevador u otro dispositivo conmutador alimentado de un suministro de energía baja complementario (no mostrado). Sin embargo, de conformidad con la ¡nvención, una solución más efectiva en cuanto a costo se obtiene usando una señal derivada en parte del voltaje B+ y en parte de los voltajes del modo de funcionamiento, para reducir la polarización en el entrada de control CNTL al controlador de conmutación U1, a saber llevar el voltaje a la entrada de control a cerca de tierra para mantener el controlador de conmutación U1 apagado hasta que se restablezca la polarización normal. Es así que, un divisor de voltaje que comprende los resistores R1, R2, R3 y R4 está acoplado entre el voltaje B+ y tierra, y la unión J1 del divisor de voltaje está acoplada a la base del transistor conmutador Q2, que tiene su colector acoplado a la entrada de control y su emisor conectado a tierra. Cuando el voltaje B+ está presente, la entrada de control CNTL es lleva a casi tierra por la conducción del transistor Q2. Cuando el suministro de energía 10 es acoplado primero a la línea principal, se mantiene en modo de reserva. La invención se aplica convenientemente a un suministro de energía auxiliar tal como el suministro auxiliar de un televisor para alimentar cargas de modo de funcionamiento tales como amplificadores de convergencia. Para conmutar al modo de funcionamiento, el suministro de energía de la invención detecta la presencia de un voltaje de suministro de modo de funcionamiento desarrollado de una fuente que no sea los devanados secundarios del transformador T1. Este voltaje de suministro del modo de funcionamiento se compara con un nivel mínimo y cuando pasa el nivel mínimo, el transistor Q2 se apaga, permitiendo que ia polarización en la entrada de control CNTL del controlador de conmutación U1 regrese a normal y permitir la operación del suministro de energía auxiliar en el modo de funcionamiento, a saber bajo el control de retroalimentación por el devanado de retroalimentación W3 del transformador T1. Por ejemplo, el suministro de +23 V que desarrolla el modo de operación de funcionamiento del circuito de deflexión y de otros circuitos en un televisor se puede usar para este propósito. Con referencia a la Figura 2, un par diferencial de transistores PNP, Q3 y Q4 tienen sus emisores acoplados al voltaje de suministro del modo de funcionamiento mediante el resistor R5, y comparan diferencialmente el nivel del voltaje de suministro del modo de funcionamiento, vía el divisor de voltaje de los resistores R6 y R7 en la base del transistor Q3, con un voltaje de referencia de +8.2 V proporcionado por el diodo Zener Z3 en la base del transistor Q4. Cuando el suministro del modo de funcionamiento excede un nivel determinado por la relación de resistencias en el divisor de voltaje, el transistor Q4 conduce y enciende un opto-acoplador U3. El foto-transistor del opto-acoplador U3 conecta a tierra la base del transistor Q2, que deja de conducir, permitiendo así la polarización normal en la entrada de control CNTL del controlador de conmutación U1. Entonces comienza la operación del suministro de energía 10 en el modo de funcionamiento en respuesta a los voltajes en los devanados secundarios W2 y W3 del transformador T1. Otra modalidad de la invención se muestra en la Figura 3, e incluye un circuito de enganche que tiene la función adicional de detectar condiciones de sobrecarga de corriente, cuando está en el modo de funcionamiento, para conmutar el suministro de energía 10 al modo de reserva. La sobrecarga de corriente hace que el nivel de voltaje de salida caiga abajo del nominal, porque en condiciones de sobre corriente, los circuitos de protección de sobre corriente del controlador de conmutación U1 apagan el controlador de conmutación U1 antes que se haya acoplado suficiente energía a través del suministro de energía 10 para mantener el nivel de voltaje de salida nominal. Este método de limitación de corriente es menos que óptima para alimentar cargas tales como los amplificadores de convergencia digital de un televisor de proyección. Para dichas cargas, es conveniente si el suministro de energía 10 se puede apagar cuando ocurre una condición de sobre corriente, en lugar de intentar suministrar corriente a las cargas a voltaje reducido. De conformidad con la invención, esta función se logra de una manera que interconecta con los circuitos que controlan la conmutación entre los modos de funcionamiento y reserva como se muestra en la Figura 2. En la Figura 3, el control para conmutación del modo de reserva al modo de funcionamiento se proporciona en parte por el voltaje de suministro del modo de funcionamiento, tal como el suministro de funcionamiento de +23 V, pasando un voltaje predeterminado determinado por el par de transistores diferenciales Q3 y Q4. los cuales proporcionan corriente al diodo emisor de luz del opto-acoplador U3. Entonces, el foto-transistor del opto-acoplador U3 apaga el transistor Q2 y permite la operación del controlador de conmutación U1. Los resistores R1, R2, R3 y R4 proporcionan polarización al transistor Q2 en la unión J1 del voltaje de suministro B + . en comparación a la modalidad de ia Figura 2, en la cual el cátodo del diodo emisor de luz en el opto-acoplador U3 está conectado a tierra, de conformidad con la Figura 3, la corriente a través del diodo emisor de luz carga un capacitor C4, a través de la base de un transistor PNP Q5. El capacitor C4 proporciona un retraso en la primera conmutación del modo de reserva al modo de funcionamiento, en el cual el suministro de energía 10 puede iniciar. Cuando el suministro 10 está funcionando y ei voltaje regulado, en este caso +15 V nominales, excede aproximadamente +10 V, el diodo Zener Z4 conduce a través de los resistores R8 y R9, y enciende el transistor Q6. Entonces, la corriente del opto-acoplador U3 se deriva a tierra a través del transistor Q6 y el capacitor C4 deja de cargar. Entonces, el transistor Q5 se apaga y el capacitor C4 no puede descargar a través del transistor Q5 o a través del diodo D6, el cual está acoplado al suministro del modo de funcionamiento de +23 V y se polariza inversamente. En el caso de que el voltaje de salida de +15 V caiga abajo del nivel necesario para hacer que el diodo Zener Z4 conduzca, especialmente en el caso de una sobrecarga de corriente en el devanado secundario W4. ei transistor Q6 se apaga debido a una excitación insuficiente de la base. Con el transistor Q6 apagado, el capacitor C4 puede cargarse de la corriente a través del opto-acoplador U3. Cuando la carga en el capacitor C4 alcanza aproximadamente +10 V, el transistor Q5 se apaga, y no hay trayectoria para la corriente a través del opto-acoplador U3. En ese caso, aunque ios transistores diferenciales Q3 y Q4 todavía detectan la presencia del suministro de funcionamiento de +23 V, el foto-transistor del opto-acoplador U3 no conduce ninguna corriente. El voltaje B+ enciende el transistor Q2 debido al divisor de voltaje formado en la unión J1 por los resistores R1, R2, R3 y R4. La entrada de control CNTL del controlador de conmutación U1 es reducida. El suministro de energía 10 se apaga, protegiendo las cargas acopladas a las salidas. Es así que, a diferencia de la solución de limitación de energía en donde los circuitos limitadores de corriente del controlador de conmutación reducen el voltaje de salida por debajo del nominal pero continúan suministrando energía, el circuito de la invención descrito apaga el suministro de energía 10 en condiciones de sobre corriente. Esto se logra usando los circuitos de funcionamiento/reserva accionados por el suministro de energía del voltaje B + , proporcionando una función protectora de sobrecarga de corriente con un mínimo de partes y complejidad. Como se ilustra en las Figuras 1 y 3, ei circuito de detección de condición de falla 42 se utiliza para detectar condiciones de sobrecarga de corriente en la salida de +15 V del suministro de energía 10. La detección de condiciones de sobrecarga en la salida de +15 V es complicada por el hecho que se usan exclusivamente voltajes de polarización de polaridad positiva, por ejemplo voltaje B + en el suministro de energía 10. Una configuración adicional de la invención, mostrada en la Figura 4, proporciona elegante y convenientemente detección de condiciones de sobrecarga de corriente en la salida de -15 V en ausencia de voltajes de polarización de polaridad negativa. La detección de un condición de sobrecarga de corriente en la salida de -15 V, cuando está en el modo de funcionamiento, hace que ei suministro de energía 10 cambia al modo de reserva. En la Figura 4, el circuito de detección de sobrecarga de voltaje de suministro negativo 43, está acoplado entre las salidas de +15 V y -15 V del suministro de energía 10. El diodo Zener Z6 está polarizado entre las salidas de +15 V y -15 V del suministro de energía 10, de manera que la base del transistor Q8 tiene un voltaje de polarización que es igual a aproximadamente -2 V cuando la salida de -15 V se carga nominalmente. Es así que, el diodo Zener Z6 proporciona un mecanismo de desplazamiento de nivel, o un desplazamiento de corriente directa, que permite a la salida de -15 V compararla contra uñ voltaje de referencia positiva, que en esta modalidad es el voltaje de encendido de la unión base-emisor del transistor Q8, para detectar una condición de sobrecarga de corriente. Si, en respuesta a una condición de sobrecarga de corriente, la salida de -15 V comienza a caer hacia un potencial de tierra, el voltaje en la base del transistor Q8 también tenderá a moverse hacia tierra. Eventualmente, si la condición de sobrecarga de corriente persiste y consecuentemente la salida de -15 V alcanza un nivel mínimo predeterminado de voltaje, el voltaje en la base del transistor Q8 se volverá positivo y eventualmente será suficientemente alto, por ejemplo 0.7 V para encender el transistor Q8 para señalar una condición de sobrecarga de corriente. A diferencia del circuito de detección de condición de falla 42, cuando se indica una condición de sobrecarga de corriente mediante un cambio en el estado conductivo del diodo Zener Z4, el diodo Zener Z6 permanece en un estado conductivo cuando el transistor Q8 señala una condición de sobrecarga de corriente. El nivel mínimo deseado se puede seleccionar mediante la selección adecuada del voltaje de ruptura del diodo Zener Z6. Cuando el transistor Q8 se enciende, la corriente se saca de la base del transistor Q6, apagando así el transistor Q6. Es así que, de igual manera que la detección de una condición de sobre corriente en la salida de +15 V, con el transistor Q6 apagado, el capacitor C4 puede cargarse de la corriente a través del opto-acoplador U3. Cuando la carga en el capacitor C4 alcanza aproximadamente +10 V, el transistor Q5 se apaga, y no hay trayectoria para la corriente a través del opto-acoplador U3. En ese caso, aunque los transistores diferenciales Q3 y Q4 todavía detectan la presencia del suministro de funcionamiento de +23 V, el foto-transistor del opto-acoplador U3 no conduce ninguna corriente. El suministro de voltaje B+ enciende el transistor Q2 debido al divisor de voltaje formado en la unión J1 por los resistores R1, R2, R3 y R4. La entrada de control CNTL del controlador de conmutación U1 se reduce. El suministro de energía 10 se apaga, protegiendo las cargas acopladas a las salidas. Cuando cae el voltaje del suministro de funcionamiento de +23 V, el capacitor C4 se descarga a través del diodo D6, que de otra manera se polarizaría inversamente por la presencia del suministro de funcionamiento de +23 V. Una vez que el capacitor C4 se ha descargado, el suministro de energía 10 se puede reiniciar a menos que todavía haya una condición de sobrecarga en la salida que impida el desarrollo de un voltaje de salida suficiente para encender el transistor Q6 durante el tiempo de retraso en el cual la carga en el capacitor C4 puede aumentar a un voltaje suficiente para apagar el transistor Q5. Si no se permite suficiente tiempo para que el capacitor C4 descargue completamente, por ejemplo si el suministro de energía de modo conmutado 10 cambia del modo de funcionamiento al modo de reserva y después de nuevo al modo de funcionamiento en sucesión rápida, el transistor Q5 permanecerá apagado. Es así que, se impedirá que los voltajes de salida del modo de funcionamiento surjan y logren sus niveles nominales de voltaje de salida. Una modalidad adicional de la invención mostrada en la Figura 5, proporciona un circuito de reinicio rápido 50 para descargar rápidamente el capacitor C4 cuando cae el voltaje de suministro de funcionamiento de +23 V. De conformidad con la invención, esta función se logra de una manera que interconecta con los circuitos que controlan la conmutación entre los modos de funcionamiento y reserva como se muestra en la Figura 2. En la Figura 5, el circuito de retardo 40 tiene un diodo Zener Z5 en paralelo con el capacitor C4. Cuando el voltaje de suministro de funcionamiento de +23 V surge, el capacitor C4 se carga a través del resistor R10 para proporcionar el tiempo de retraso para que se estabilicen los voltajes de salida del modo de funcionamiento a aproximadamente sus niveles de voltaje de salida nominales. El 0 diodo Zener Z5 fija el voltaje a través del capacitor C4 a aproximadamente +10 V para evitar dañar las uniones base-emisor de los transistores Q8 y Q9, que están dispuestos en configuración Darlington. Una vez que el suministro de energía 10 está en el modo de funcionamiento, el transistor Q4 y el diodo del opto-acoplador U3 conducen corriente, de una manera similar a la modalidad mostrada en la Figura 3. Sin embargo, a diferencia de la modalidad en la Figura 3, esta corriente no se usa para cargar el capacitor 04. La configuración de los transistores Q8 y Q9 en una configuración 0 Darlington produce sólo un flujo de corriente mínimo en la base del transistor Q9. Es así que, la velocidad de carga del capacitor C4, y el tiempo de retraso causado por la misma, se determina exclusivamente por la constante de tiempo formada por el resistor R10 y el capacitor C4. Esto convenientemente elimina cualquier ->-s variación en~la velocidad de carga del capacitor C4 debido al factor de amplificación de corriente, o beta, del transistor Q5 en la Figura 3 o la configuración Darlington de los transistores Q8 y Q9 en la Figura 5. Con referencia a la Figura 5, cuando el suministro de energía 10 cambia al modo de reserva, el voltaje de suministro de funcionamiento de +23 V comienza a caer. Conforme cae el voltaje de suministro de funcionamiento por debajo de un nivel determinado por la relación de resistencias en el divisor de voltaje de las resistencias R6 y R7, el flujo de corriente se direcciona del transistor Q4 al transistor Q3. La corriente que fluye a través del transistor Q3 establece un voltaje a través del resistor R11, cuyo voltaje polariza el transistor de reinicio Q7 para encenderlo. Entonces el capacitor C4 se descarga rápidamente a tierra a través del resistor R12 y el transistor de reinicio Q7 antes que el voltaje de funcionamiento de +23 V haya caído completamente.

Claims (9)

1. REIVINDICACIONES 1.Un suministro de energía conmutado que comprende: una fuente de voltaje (VOLTAJE B + ) un transformador (T1) y un controlador de conmutación (U1) acoplados para generación de modo conmutado de un voltaje de suministro de salida; un circuito de retroalimentación (W3) para regular dicha operación de modo conmutado que responde a carga en dicho voltaje de suministro de salida; un circuito de conmutación (R5, R6, R7, Q3, Q4, Z3, U3) que responde a una señal de encendido/apagado (+23 V-FUNCIONAMIENTO) para encender y apagar dicho suministro de energía controlando la conducción en una trayectoria de conducción, dicho suministro de energía siendo encendido por una condición conductiva en la mencionada trayectoria de conducción; un circuito de retardo (40) que responde a tal señal de encendido/apagado y que está energizado continuamente por corriente después que tal suministro de energía se enciende; y, un circuito de reinicio (50) que responde a tal circuito de conmutación para descargar energía del mencionado circuito de retardo.
2. 2. El suministro de energía conmutado de la reivindicación 1, en donde tal señal de encendido/apagado (+23 V-FUNCIONAMIENTO) es un voltaje de suministro de modo de funcionamiento generado por otro suministro de energía en dicho aparato.
3. 3. El suministro de energía conmutado de la reivindicación 1, en donde dicha fuente de voltaje (voltaje B + )es una fuente de voltaje principal rectificada y no regulada.
4. 4. El suministro de energía conmutado de la reivindicación 1, en donde dicha fuente de voltaje (voltaje B+) es una fuente de voltaje principal rectificada y no regulada y la mencionada señal de encendido/apagado (+23 V-FUNCIONAMIENTO) es un voltaje de suministro de modo de funcionamiento generado por otro suministro de energía en tal aparato energizado por la mencionada fuente de voltaje principal rectificada y no regulada.
5. 5. El suministro de energía conmutado de la reivindicación 1, en donde un voltaje proporcionado por tal circuito de retardo (40) es limitado.
6. 6. El suministro de energía conmutado de la reivindicación 5, en donde dicho circuito de retardo comprende: un capacitor (C4); un diodo Zener (Z5) acoplado en paralelo con tal capacitor; y, una resistencia (R10) acoplando tal señal de encendido/apagado ( + 23 V-FUNCIONAMIENTO) a un cátodo del mencionado diodo.
7. 7. El suministro de energía conmutado de la reivindicación 6, en donde un tiempo de retraso proporcionado por dicho circuito de retardo (40) es establecido por el mencionado capacitor (C4) y dicha resistencia (R10).
8. 8. El suministro de energía conmutado de la reivindicación 6, en donde dicho circuito de reinicio (50) completa la descarga de tal circuito de retardo (40) antes que la m encionada señal de encendido/apagado (+23 V-FU NCIO NAM I ENTO) alcance un nivel m ín imo.
9. 9. El suministro de energía conmutado de la reivindicación 8, en donde tal circuito de reinicio (50) comprende un conmutador semiconductor (Q7) que responde al mencionado circuito de conmutación (R5, R6, Q3, Q4, Z3, U3) para descargar dicho capacitor (C4).