MXPA99004387A - Circuito de control de fallas para suministro de energia conmutado - Google Patents

Abstract

Una fuente de voltaje (VOLTAJE B+) un transformador (T1) y un controlador de conmutación (U1) están acoplados para generación de modo conmutado de un voltaje de suministro de salida regulado. Un circuito de conmutación (R5, R6, R7, Q3, Q4, Z3, U3) responde a una señal de encendido/apagado (+23 V-FUNCIONAMIENTO) enciende y apaga el suministro de energía al establecer una condición conductiva en una trayectoria de conducción. Un detector de fallas (42) establece una condición no conductiva en una parte de la trayectoria de conducción que responde a una condición de sobrecarga. Un circuito de retardo (40) establece una condición conductiva en una trayectoria de conducción auxiliar por un período de tiempo después que se enciende el suministro de energía. La trayectoria de conducción auxiliar se hace no conductiva cuando el detector de fallas establece una condición conductiva en la parte de la trayectoria de conducción. La parte de la trayectoria de conducción permanece conductiva en ausencia de una condición de sobrecarga. Una configuración de retención que incluye el ciruito de retardo mantiene la condición no conductiva en la trayectoria de conducción auxiliar hasta que se apaga el suministro de energía.

Description

CIRCUITO DE CONTROL DE FALLAS PARA SU MINISTRO DE ENERGÍA CONMUTADO La invención se refiere al campo de suministros de energía de modo conmutado para aparatos que tienen un modo de funcionamiento y un modo de reserva, tal como un receptor de televisión. En particular, la invención se refiere al campo de controlar suministros de energía conmutados, en dicho aparato durante condiciones de sobrecarga de corriente utilizando un circuito de control presente de otra manera para conmutar encendiendo y apagando el suministro de energía, por ejemplo un suministro de energía auxiliar cuando se cambia entre los modos de operación de funcionamiento y reserva. En un suministro de energía común de funcionamiento/reserva, por ejemplo como el que se utiliza en receptores de televisión, un rectificador puente y un capacitor filtro proporcionan un voltaje de corriente directa sin procesar (llamado el voltaje B+ o, voltaje sin procesar B+) cuando el suministro de energía es acoplado a la línea doméstica principal. Las cargas del modo de reserva se pueden alimentar directamente del voltaje B+ o de otro voltaje que esté siempre presente. Sin embargo, muchas cargas del modo de funcionamiento son alimentadas a través de un suministro regulador de voltaje tal como un suministro de modo conmutado, que opera sólo en el modo de funcionamiento. El suministro de modo de funcionamiento para ciertas cargas, comúnmente emplea el transformador de retorno que alimenta la deflexión del haz. Un suministro de energía auxiliar o separado también se puede operar como un suministro de modo conmutado y puede proporcionar un voltaje B+ regulado para el transformador de retorno, así como otros voltajes de suministro auxiliar. Por ejemplo, los televisores de proyección tienen necesidades de energía particularmente demandantes porque tienen tres tubos de rayos catódicos (CRTs). Un suministro de energía auxiliar es útil para alimentar los amplificadores de convergencia para los tubos, dos de dichos amplificadores se requieren generalmente para cada tubo de rayos catódicos. Estos amplificadores requieren voltajes de polaridad positiva y negativa y pueden disipar energía sustancial. En un suministro de modo conmutado, un voltaje de corriente directa de entrada (tal como el voltaje B+ en un televisor) está acoplado a una terminal de un devanado primario de un transformador y la otra terminal del devanado primario de un transformador y la otra terminal del devanado primario está acoplado a un dispositivo conmutador, de manera que la corriente está acoplada al transformador cuando el dispositivo conmutador conduce. El dispositivo conmutador se enciende y apaga alternativamente durante el modo de funcionamiento de operación, proporcionando corrientes alternas en los devanados secundarios del transformador, los cuales se rectifican y filtran para proporcionar voltajes de suministro de modo de funcionamiento. La regulación de los voltajes de salida se lograr mediante el control de retroalimentación proporcionado por ejemplo, un devanado de retroalimentación del transformador. Los respectivos devanados secundarios están acoplados de manera cercana, lo que ocasiona que las variaciones de carga en cualquiera de los devanados secundarios se reflejen en el devanado de retroalimentación. El control de retroalimentación compara un voltaje en el devanado de retroalimentación con un nivel de voltaje mínimo o estándar, el cual lo puede proporcionar el dispositivo conmutador, y modula la frecuencia y/o ancho de pulso al cual se enciende y apaga el circuito conmutador. El dispositivo conmutador se compensa para hacerlo insensible a la variación del voltaje de entrada B + , mientras se mantienen niveles de voltaje de salida precisos conforme varía la carga de corriente en un rango nominal de consumo de energía. El dispositivo conmutador para un suministro de energía como se describe puede ser un controlador de suministro de energía de circuito integrado de la serie STK730 de Sanyo. Este controlador incluye un transistor de conmutación de transistor de efecto de campo, un excitador y amplificador de error, y un circuito de protección de sobre corriente en un solo paquete. Cuando la corriente del voltaje B+ está acoplada al suministro de modo conmutado y se enciende por primera vez, ésta fluye a tierra a través del devanado primario del transformador, el transistor de efecto de campo y un resistor detector de corriente. La corriente se incrementa hasta que el circuito de protección de sobre corriente en el controlador de circuito integrado se activa, en donde el controlador de circuito integrado apaga su transistor de energía de efecto de campo. La energía se transfiere a los devanados secundarios del transformador, en donde la corriente alterna inducida es rectificada y carga a los capacitores de filtro. Después de un intervalo de inicio de varios ciclos, el voltaje de salida alcanza su nivel regulado. Un circuito de comparación de nivel mínimo proporcionado por el controlador de circuito integrado se acopla a un devanado de retroalimentación del transformador y controla la temporización de conmutación mediante el circuito integrado de control para mantener el nivel de voltaje de salida regulado. La oscilación se estabiliza a una frecuencia y ciclo de trabajo que acomodan las cargas acopladas a los devanados secundarios. Muchos otros controladores de suministro de energía operan de manera similar y se pueden usar en lugar de los de la serie STK730 de Sanyo. Un controlador de circuito integrado de este tipo intentará arrancar en cuanto esté presente el voltaje B + . Otros circuitos conmutados controlan la conmutación entre el modo de reserva y el modo de funcionamiento. Si durante el modo de operación de funcionamiento la carga se incrementa en las salidas del suministro de energía, el suministro de energía intentará proporcionar más corriente para mantener el voltaje del devanado de retroalimentación igual al nivel m ínimo de control. Si ocurre una condición de falla, tal como una sobrecarga de corriente, el circuito de protección de falla de sobre corriente del controlador de circuito integrado, el cual normalmente limita la corriente durante el arranque, se vuelve operativo para limitar la energía acoplada a través del suministro. El circuito limitador de corriente apaga el transistor conmutador antes que el control de retroalimentación detecte que el voltaje del devanado de retroalimentación esté en el nivel m ínimo de control. Como resultado, los voltajes de salida caen por debajo de nominal, a niveles mucho menores con una carga de corriente incrementada. Asumiendo una condición de falla de corto circuito completa en la salida, el circuito de sobrecarga del controlador de circuito integrado apaga rápidamente la conducción y en realidad se acopla muy poca energía a través del suministro. Sin embargo, si hay una sobrecarga de corriente pero no un corto circuito completo, todavía se acopla energía sustancial a través del suministro aún si los voltajes de salida caen. Esta es una condición de operación indeseable, inclusive una condición de operación potencialmente peligrosa. La Patente de los Estados Unidos de Norteamérica Número de Serie 4, 914, 560 divulga un suministro de energía conmutado en donde las salidas del suministro de energía se monitorean para detectar condiciones de sobrecarga y sobrevoltaje. Si se detecta una condición de sobrevoltaje y sobrecarga en una salida del suministro de energía, se interrumpe la acción de conmutación del transistor conmutador del suministro de energía. La Patente de los Estados U nidos de Norteamérica Número de Serie 3,733,498 divulga una configuración que monitorea simultáneamente un voltaje positivo y un voltaje negativo para detectar variaciones de los voltajes de un rango deseado.

Sería conveniente apagar completamente el suministro de energía auxiliar cuando la salida está sobrecargada, cuando el suministro de energía auxiliar se apagara en el modo de operación de reserva, por ejemplo, en lugar de permitir al circuito integrado del controlador operar el suministro de energ ía auxiliar en una condición de falla y/o sobrecargado. Sin embargo, se debe hacer alguna provisión para permitir la operación de los circuitos limitadores de corriente en el controlador de circuito integrado para permitir que el suministro de energía inicie. De otra manera, la condición de salida de bajo voltaje que ocurre durante el inicio del suministro de energía puede ser identificado incorrectamente por un circuito de detección de falla como si fuera una condición de bajo voltaje resultante de una condición de falla de sobrecarga de corriente. El suministro de energía auxiliar nunca iniciaría. Este problema se puede solucionar en una manera elegante cuando un sum in istro de energía auxiliar se proporciona de otra manera con un control de conmutación para encender y apagar el suministro de energía auxiliar conforme el aparato cambia entre los modos de operación de reserva y funcionamiento. De conformidad con una configuración de la invención, un control de conmutación de este tipo , se modifica para que también responda a un detector de condición de falla, tal como un detector de voltaje bajo y/o sobre corriente, cada una de estas condiciones puede ser indicativa de una condición de falla , tal como un corto circuito. El detector de condición de falla utiliza un mecanismo de cambio de nivel para comparar un voltaje de salida negativo a un voltaje de referencia positivo. De conformidad con una configuración adicional de la invención, un circuito de retardo está interpuesto entre el detector de condición de falla y el control de conmutación, el cual se vuelve efectivo después de haber encendido el suministro de energía auxiliar. Entonces se evita que el detector de condición de falla desactive el suministro de energía auxiliar por un periodo de tiempo después de haber encendido el suministro de energía auxiliar, para proporcionar una oportunidad para que el suministro de energía auxiliar establezca un voltaje de salida operativo sin una indicación falsa de una condición de falla. Una configuración para detectar una condición de sobrecarga en un suministro de energía conmutado que utiliza voltajes de polarización de polaridad uniforme, en donde una condición conductiva de una trayectoria de conducción determina el estado de encendido/apagado del suministro de energía comprende: una fuente de voltaje de salida; un circuito para cambiar el nivel del voltaje de salida; y, un dispositivo conmutador que responde al circuito para establecer una condición no conductiva en la trayectoria de conducción, apagando así el suministro de energía conmutado. Los voltajes de polarización pueden tener una polaridad positiva. El voltaje de salida puede tener una polaridad negativa. El circuito puede comprender un diodo Zener, y el dispositivo conmutador puede comprender un transistor. El ánodo del diodo Zener está acoplado a la fuente, y el cátodo del diodo Zener está acoplado a una base del transistor. El transistor se enciende para establecer la condición no conductiva en la trayectoria de conducción. Un suministro de energía conmutado que utiliza voltajes de polarización de polaridad uniforme, en donde una condición conductiva de una trayectoria de conducción determina el estado de encendido/apagado del suministro de energía, comprende: primera y segunda fuentes de voltaje para proporcionar, respectivamente, primero y segundo voltajes de salida; un diodo Zener acoplado entre la primera y segunda fuentes para proporcionar un voltaje de polarización que rastrea uno de los primero y segundo voltajes de salida; y, medios para comparar el voltaje de polarización con un voltaje de referencia; mediante el cual se establece una condición no conductiva en la trayectoria de conducción cuando el voltaje de polarización excede el voltaje de referencia. El primero y segundo voltajes de salida pueden tener polaridades opuestas. El voltaje de referencia puede tener una polaridad positiva. El voltaje de referencia puede tener una polaridad opuesta a la polaridad de uno de los primero y segundo voltajes de salida. Los medios de comparación pueden comprender un transistor. El transistor puede ser de un tipo de unión bipolar, y el voltaje de referencia puede comprender un voltaje de encendido de la unión base-emisor del transistor.

La Figura 1 , es un diagrama de bloques de un suministro de energía auxiliar que tiene circuitos de control de conformidad con configuraciones de la invención. La Figura 2, es un diagrama esquemática del suministro de energía auxiliar que tiene circuitos de control de conformidad con configuraciones de la invención y que ilustra el control de encendido/apagado con mayor detalle. La Figura 3, es un diagrama esquemático de un suministro de energía auxiliar que tiene circuitos de control de conformidad con configuraciones de la invención y que ilustra los circuitos de detección de falla y de arranque con mayor detalle. La Figura 4, es un diagrama esquemático de un suministro de energía auxiliar que tiene un circuito de detección de sobre carga de corriente de conformidad con configuraciones de la invención. La Figura 5, es un diagrama esquemático de un suministro de energía auxiliar que tiene un circuito de reinicio rápido de conformidad con configuraciones de la invención. La Figura 1 , muestra generalmente un suministro de energía de modo conmutado 10, que tiene un controlador de conmutación U 1 operable periódicamente para aplicar corriente de una entrada de voltaje, por ejemplo un voltaje B+, a un devanado primario W1 de un transformador T1 para acoplar de manera variable energía a uno o más devanado secundario W2, W3, W4 y W5 del transformador T1. El controlador de conmutación U 1 puede comprender, por ejemplo, un controlador de la serie STK730 de Sanyo. El controlador de conmutación U 1 conduce cuando un voltaje de excitación, por ejemplo el voltaje B + , está disponible en su entrada de control CNTL en la pata 4. El voltaje de suministro de entrada B+ es un voltaje de corriente directa que se obtiene de la salida de un rectificador puente CR1 filtrado por un capacitor C 1 . El voltaje B+ está presente cuando el suministro de energía 10 está acoplado a la fuente principal doméstica 22 (es decir, conectado). Sin embargo, el suministro de energía 10 sólo opera en un modo de funcionamiento, y está desactivado en un modo de reserva o estática. Cuando el suministro de energía 10 está conectado y también está en el modo de funcionamiento, el voltaje B+ está presente en la entrada de control CNTL del controlador de conmutación U 1 , activando así el controlador de conmutación U 1 conducir una corriente a través del devanado primario W1 del transformador T1. El flujo de corriente a través del devanado W2 del transformador T1 , cuyo voltaje se aplica al entrada de control CNTL a través del resistor R 13 y el capacitor C5. La polaridad del devanado W2 es tal que el voltaje inducido a través del devanado W2 mantiene el controlador de conmutación U 1 conduciendo. El controlador de conmutación U 1 deja de conducir corriente a través del devanado primario W1 , o se apaga, cuando la corriente conducida por el controlador de conmutación U 1 alcanza un nivel mínimo límite de corriente establecido por la combinación del resistor R14 y el capacitor C6. Cuando el controlador de conmutación U 1 deja de conducir, el campo magnético del devanado primario W1 se colapsa, su polaridad se invierte y la energía contenida en el devanado primario W1 se transfiere a los devanados W4 y W5, que suministran energía a las salidas de + 15 V y -15 V, respectivamente. Conforme la energía de los devanados W4 y W5 se disipa, sus campos magnéticos se colapsan y sus polaridades se invierten. De acuerdo con las polaridades de los devanados W2, W4 y W5, el devanado W2 proporciona un voltaje positivo a la pata 4 del controlador de conmutación U 1 , habilitando al controlador de conmutación U 1 para una vez más conducir corriente a través del devanado primario W1 hasta que se ha alcanzado el nivel mínimo límite de corriente del controlador de conmutación U 1 y el controlador de conmutación U 1 deja de conducir corriente. Entonces, la energía se vuelve a transferir del devanado primario W1 a los devanados W4 y W5. Este proceso se repite durante varios ciclos, hasta que la operación del suministro de energía 10 se ha estabilizado. El devanado de retroalimentación W3 controla el ciclo de trabajo del controlador de conmutación U 1 después que se ha estabilizado la operación del suministro de energía 10. El voltaje desarrollado a través del devanado de retroalimentación W3 se compara con una referencia interna, igual a aproximadamente -40.5 V, desarrollada por el controlador de conmutación U 1. El ciclo de trabajo del controlador de conmutación U 1 es modulado de tal manera que el voltaje desarrollado a través del devanado de retroalimentación W3 se mantiene aproximadamente igual a -40.5 V. el devanado de retroalimentación W3 es acoplado a los devanados secundarios W4 y W5 para que los cambios de carga se reflejen en el voltaje desarrollado a través del devanado de retroalimentación W3. Es así q ue, el devanado de retroalimentación W3 también se usa para regular los voltajes de sal ida desarrollados por los devanados W4 y W5. Normal mente, la conmutación del modo de reserva al modo de funcionamiento o viceversa se logra bajo el control del usuario vía las entradas de control (no mostradas) tales como un receptor infrarrojo, con m utadores de panel o similares. De conformidad con un aspecto de la invención , se proporcionan circuitos adicionales de conmutación de reserva/funcionamiento 36 para cambiar el suministro de energía 1 0 entre el modo de operación de funcionamiento y el modo de reserva no operativo. El controlador de conmutación U 1 requiere una gran corriente de arranque. Para un inicio depend iente y asistencia en el desarrollo de esta corriente de excitación , los circuitos de conmutación de reserva/funcionamiento 36 incluyen u n primer circuito 38 acoplado entre la entrada del voltaje B+ y la entrada de control CNTL, para proporcionar una polarización de voltaje para activar la conducción mediante el controlador de conmutación cuando la entrada del voltaje B+ está presente. De conformidad con una configuración de la invención , la polarización de la corriente de excitación proporcionada del primer circuito 38 se puede derivar para reducir la corriente de excitación disponible y desactivar el controlador de conmutación U 1 . La corriente de excitación se puede derivar a una fuente de potencial de referencia, por ejemplo tierra. Adicionalmente, los circuitos de conmutación de reserva/funcionamiento 36 comprenden un circuito de detección de condición de falla 42 acoplado a por lo menos uno de los devanados secundarios del transformador W4 y W5. El circuito 42 detecta una condición de falla, tal como sobrecarga de corriente en el suministro de energía auxiliar, por ejemplo detectando un nivel mínimo de voltaje bajo en la salida acoplada al mismo devanado o a otro devanado secundario W4 o W5. El circuito 42 genera una salida 41 indicativa de una condición de falla para desactivar la conducción del controlador de conmutación U1 llevando el entrada de control CNTL del controlador de conmutación U 1 a un potencial de tierra, como un medio para conmutar el suministro de energía auxiliar a apagado, como si el aparato hubiera sido cambiado al modo de operación de reserva. Para asegurarse que la fase de inicio del suministro de energía auxiliar no se evita a causa de una detección falsa de una condición de falla, debido a niveles iniciales de salida de bajo voltaje, un circuito de retardo 40 inhibe el efecto de la salida del circuito de detección de condición de falla 42 para un periodo suficiente de tiempo para que se establezcan los niveles de voltaje de salida nominales del suministro de energía auxiliar.

Las Figuras 2 -5 ilustran en detalle un aspecto diferente de las configuraciones de la invención mostradas generalmente en la Figura 1. Los mismos números de referencia se usan en los dibujos para referirse a los mismos elementos o a elementos comparables. Con referencia a la Figura 2, el controlador de conmutación U 1 está acoplado en serie con el devanado primario W1 del transformador T1 . El controlador de conmutación U 1 conduce y se apaga alternadamente, para transferir energía a los devanados secundarios W4 y W5, en donde la señal de corriente alterna resultante es rectificada por los diodos D2 y D3 y es filtrada por los capacitores C2 y C3, respectivamente. Los voltajes filtrados proporcionados en los devanados W4 y W5 son filtrados adicionalmente por los inductores L2 y L3, respectivamente, para proporcionar los voltajes de suministro operativos de + 15V y -15V, respectivamente, para energizar cargas en el modo de funcionamiento. Las polaridades de los devanados secundarios W4 y W5 son opuestas a las del devanado primario W1 , como se muestra en la Figura 2, de manera que ios capacitores C2 y C3 son cargados cuando el controlador de conmutación U 1 se apaga y la energía almacenada en el devanado primario W1 del transformador T1 se transfiere a los devanados W4 y W5. De conformidad con un aspecto de la invención, el suministro de energía 10 como se muestra está configurado para controlar adicionalmente el voltaje en la entrada de control CNTL del controlador de conmutación U 1 para controlar los cambios entre los modos de funcionamiento y reserva. Cuando el dispositivo está en modo de reserva y el controlador de conmutación U 1 no está conduciendo periódicamente, la única energía que va a ir al suministro de energía 10 es el voltaje B+ el cual está presente porque el dispositivo está acoplado a la línea doméstica principal 22. Sería posible al controlar la operación de funcionamiento/reserva acoplar y desacoplar el voltaje B+ a los elementos del suministro de energía 10 usando un relevador u otro dispositivo conmutador alimentado de un suministro de energía baja complementario (no mostrado). Sin embargo, de conformidad con la invención, una solución más efectiva en cuanto a costo se obtiene usando una señal derivada en parte del voltaje B+ y en parte de los voltajes del modo de funcionamiento, para reducir la polarización en el entrada de control CNTL al controlador de conmutación U 1 , a saber llevar el voltaje a la entrada de control a cerca de tierra para mantener el controlador de conmutación U 1 apagado hasta que se restablezca la polarización normal. Es así que, un divisor de voltaje que comprende los resistores R1 , R2, R3 y R4 está acoplado entre el voltaje B+ y tierra, y la unión J 1 del divisor de voltaje está acoplada a la base del transistor conmutador Q2, que tiene su colector acoplado a la entrada de control y su emisor conectado a tierra. Cuando el voltaje B+ está presente, la entrada de control CNTL es lleva a casi tierra por la conducción del transistor Q2. Cuando el suministro de energía 10 es acoplado primero a la línea principal, se mantiene en modo de reserva. La invención se aplica convenientemente a un su ministro de energía auxiliar tal como el sumin istro auxil iar de un televisor para alimentar cargas de modo de funcionamiento tales como amplificadores de convergencia . Para conmutar al modo de funcionamiento, el suministro de energ ía de la invención detecta la presencia de un voltaje de suministro de modo de funcionamiento desarrollado de una fuente que no sea los devanados secundarios del transformador T1 . Este voltaje de suministro del modo de funcionamiento se compara con un n ivel míni mo y cuando pasa el nivel m ínimo, el transistor Q2 se apaga, permitiendo que la polarización en la entrada de control CNTL del controlador de conmutación U 1 regrese a normal y permitir la operación del suministro de energía auxiliar en el modo de funcionam iento , a saber bajo el control de retroalimentación por el devanado de retroalimentación W3 del transformador T1 . Por ejemplo , el suministro de +23 V que desarrolla el modo de operación de funcionamiento del circuito de deflexión y de otros circuitos en un televisor se puede usar para este propósito. Con referencia a la Figura 2 , un par diferencial de transistores PN P, Q3 y Q4 tienen sus emisores acoplados al voltaje de suministro del modo de funcionamiento mediante el resistor R5, y comparan diferencialmente el nivel del voltaje de suministro del modo de funcionamiento, vía el divisor de voltaje de los resistores R6 y R7 en la base del transistor Q3, con un voltaje de referencia de +8.2 V proporcionado por el diodo Zener Z3 en la base del transistor Q4. Cuando el suministro del modo de funcionamiento excede un nivel determinado por la relación de resistencias en el divisor de voltaje, el transistor Q4 conduce y enciende un opto-acoplador U3. El foto-transistor del opto-acoplador U3 conecta a tierra la base del transistor Q2, que deja de conducir, permitiendo así la polarización normal en la entrada de control CNTL del controlador de conmutación U 1 . Entonces comienza la operación del suministro de energía 10 en el modo de funcionamiento en respuesta a los voltajes en los devanados secundarios W2 y W3 del transformador T1 . Otra modalidad de la invención se muestra en la Figura 3, e incluye un circuito de enganche que tiene la función adicional de detectar condiciones de sobrecarga de corriente, cuando está en el modo de funcionamiento, para conmutar el suministro de energía 10 al modo de reserva. La sobrecarga de corriente hace que el nivel de voltaje de salida caiga abajo del nominal, porque en condiciones de sobre corriente, los circuitos de protección de sobre corriente del controlador de conmutación U 1 apagan el controlador de conmutación U 1 antes que se haya acoplado suficiente energía a través del suministro de energía 10 para mantener el nivel de voltaje de salida nominal. Este método de limitación de corriente es menos que óptima para alimentar cargas tales como los amplificadores de convergencia digital de un televisor de proyección. Para dichas cargas, es conveniente si el suministro de energía 10 se puede apagar cuando ocurre una condición de sobre corriente, en lugar de intentar suministrar corriente a las cargas a voltaje reducido. De conformidad con la invención, esta función se logra de una manera que interconecta con los circuitos que controlan la conmutación entre los modos de funcionamiento y reserva como se muestra en la Figura 2. En la Figura 3, el control para conmutación del modo de reserva al modo de funcionamiento se proporciona en parte por el voltaje de suministro del modo de funcionamiento, tal como el suministro de funcionamiento de +23 V, pasando un voltaje predeterminado determinado por el par de transistores diferenciales Q3 y Q4, los cuales proporcionan corriente al diodo emisor de luz del opto-acoplador U3. Entonces, el foto-transistor del opto-acoplador U3 apaga el transistor Q2 y permite la operación del controlador de conmutación U 1 . Los resistores R1 , R2, R3 y R4 proporcionan polarización al transistor Q2 en la unión J 1 del voltaje de suministro B + . en comparación a la modalidad de la Figura 2, en la cual el cátodo del diodo emisor de luz en el opto-acoplador U3 está conectado a tierra, de conformidad con la Figura 3, la corriente a través del diodo emisor de luz carga un capacitor C4, a través de la base de un transistor PNP Q5. El capacitor C4 proporciona un retraso en la primera conmutación del modo de reserva al modo de funcionamiento, en el cual el suministro de energía 10 puede iniciar. Cuando el suministro 10 está funcionando y el voltaje regulado, en este caso + 15 V nominales, excede aproximadamente + 10 V, el diodo Zener Z4 conduce a través de los resistores R8 y R9, y enciende el transistor Q6. Entonces, la corriente del opto-acoplador U3 se deriva a tierra a través del transistor Q6 y el capacitor C4 deja de cargar. Entonces, el transistor Q5 se apaga y el capacitor C4 no puede descargar a través del transistor Q5 o a través del diodo D6, el cual está acoplado al suministro del modo de funcionamiento de +23 V y se polariza inversamente. En el caso de que el voltaje de salida de + 15 V caiga abajo del nivel necesario para hacer que el diodo Zener Z4 conduzca, especialmente en el caso de una sobrecarga de corriente en el devanado secundario W4, el transistor Q6 se apaga debido a una excitación insuficiente de la base. Con el transistor Q6 apagado, el capacitor C4 puede cargarse de la corriente a través del opto-acoplador U3. Cuando la carga en el capacitor C4 alcanza aproximadamente + 10 V, el transistor Q5 se apaga, y no hay trayectoria para la corriente a través del opto-acoplador U3. En ese caso, aunque los transistores diferenciales Q3 y Q4 todavía detectan la presencia del suministro de funcionamiento de +23 V, el foto-transistor del opto-acoplador U3 no conduce ninguna corriente. El voltaje B+ enciende el transistor Q2 debido al divisor de voltaje formado en la unión J 1 por los resistores R 1 , R2, R3 y R4. La entrada de control CNTL del controlador de conmutación U 1 es reducida. El suministro de energía 10 se apaga, protegiendo las cargas acopladas a las salidas. Es así que, a diferencia de la solución de limitación de energía en donde los circuitos limitadores de corriente del controlador de conmutación reducen el voltaje de salida por debajo del nominal pero continúan suministrando energía, el circuito de la invención descrito apaga el suministro de energía 10 en condiciones de sobre corriente. Esto se logra usando los circuitos de funcionamiento/reserva accionados por el suministro de energía del voltaje B + , proporcionando una función protectora de sobrecarga de corriente con un mínimo de partes y complejidad. Como se ilustra en las Figuras 1 y 3, el circuito de detección de condición de falla 42 se µtiliza para detectar condiciones de sobrecarga de corriente en la salida de + 15 V del suministro de energía 10. La detección de condiciones de sobrecarga en la salida de + 15 V es complicada por el hecho que se usan exclusivamente voltajes de polarización de polaridad positiva, por ejemplo voltaje B+ en el suministro de energía 10. Una configuración adicional de la invención , mostrada en la Figura 4, proporciona elegante y convenientemente detección de condiciones de sobrecarga de corriente en la salida de - 15 V en ausencia de voltajes de polarización de polaridad negativa. La detección de un condición de sobrecarga de corriente en la salida de -15 V, cuando está en el modo de funcionamiento, hace que el suministro de energía 10 cambia al modo de reserva. En la Figura 4, el circuito de detección de sobrecarga de voltaje de suministro negativo 43, está acoplado entre las salidas de + 15 V y -15 V del suministro de energía 10. El diodo Zener Z6 está polarizado entre las salidas de +15 V y -15 V del suministro de energía 10, de manera que la base del transistor Q8 tiene un voltaje de polarización que es igual a aproximadamente -2 V cuando la salida de - 1 5 V se carga nominalmente . Es así q ue, el diodo Zener Z6 proporciona un mecanismo de desplazamiento de nivel, o un desplazamiento de corriente directa, que permite a la salida de - 1 5 V compararla contra un voltaje de referencia positiva, que en esta modalidad es el voltaje de encendido de la unión base-emisor del transistor Q8, para detectar una condición de sobrecarga de corriente. Si, en respuesta a una condición de sobrecarga de corriente, la salida de -1 5 V comienza a caer hacia un potencial de tierra , el voltaje en la base del transistor Q8 también tenderá a moverse hacia tierra. Eventualmente, si la condición de sobrecarga de corriente persiste y consecuentemente la salida de - 1 5 V alcanza un nivel mín imo predeterminado de voltaje, el voltaje en la base del transistor Q8 se volverá positivo y eventualmente será suficientemente alto, por ejemplo 0.7 V para encender el transistor Q8 para señalar una condición de sobrecarga de corriente. A diferencia del circuito de detección de condición de falla 42, cuando se indica una condición de sobrecarga de corriente mediante un cam bio en el estado conductivo del diodo Zener Z4, el diodo Zener Z6 permanece en un estado conductivo cuando el transistor Q8 señala una condición de sobrecarga de corriente. El nivel mínimo deseado se puede seleccionar mediante la selección adecuada del voltaje de ruptura del diodo Zener Z6. Cuando el transistor Q8 se enciende, la corriente se saca de la base del transistor Q6, apagando así el transistor Q6. Es así que, de igual manera que la detección de una condición de sobre corriente en la salida de + 15 V, con el transistor Q6 apagado, el capacitor C4 puede cargarse de la corriente a través del opto-acoplador U3. Cuando la carga en el capacitor C4 alcanza aproximadamente + 10 V, el transistor Q5 se apaga, y no hay trayectoria para la corriente a través del opto-acoplador U3. En ese caso, aunque los transistores diferenciales Q3 y Q4 todavía detectan la presencia del suministro de funcionamiento de +23 V, el foto-transistor del opto-acoplador U3 no conduce ninguna corriente. El suministro de voltaje B+ enciende el transistor Q2 debido al divisor de voltaje formado en la unión J 1 por los resistores R1 , R2, R3 y R4. La entrada de control CNTL del controlador de conmutación U 1 se reduce. El suministro de energía 10 se apaga, protegiendo las cargas acopladas a las salidas. Cuando cae el voltaje del suministro de funcionamiento de +23 V, el capacitor C4 se descarga a través del diodo D6, que de otra manera se polarizaría inversamente por la presencia del suministro de funcionamiento de +23 V. Una vez que el capacitor C4 se ha descargado, el suministro de energía 10 se puede reiniciar a menos que todavía haya una condición de sobrecarga en la salida que impida el desarrollo de un voltaje de salida suficiente para encender el transistor Q6 durante el tiempo de retraso en el cual la carga en el capacitor C4 puede aumentar a un voltaje suficiente para apagar el transistor Q5.

Si no se permite suficiente tiempo para que el capacitor C4 descargue completamente, por ejemplo si el sumin istro de energ ía de modo conm utado 10 cambia del modo de funcionamiento al modo de reserva y después de nuevo al modo de funcionamiento en sucesión rápida, el transistor Q5 permanecerá apagado. Es así que, se impedirá q ue los voltajes de salida del modo de funcionamiento surjan y logren sus niveles nominales de voltaje de salida. U na modalidad adicional de la invención mostrada en la Figura 5, proporciona un circuito de reinicio rápido 50 para descargar rápidamente el capacitor C4 cuando cae el voltaje de suministro de funcionamiento de +23 V. De conformidad con la invención, esta función se logra de una manera que interconecta con los circuitos que controlan la conmutación entre los modos de funcionamiento y reserva como se muestra en la Figura 2. En la Figura 5 , el circuito de retardo 40 tiene un diodo Zener Z5 en paralelo con el capacitor C4. Cuando el voltaje de sumin istro de funcionamiento de +23 V surge, el capacitor C4 se carga a través del resistor R 1 0 para proporcionar el tiempo de retraso para que se estabilicen los voltajes de salida del modo de funcionamiento a aproximadamente sus niveles de voltaje de salida nominales. El diodo Zener Z5 fija el voltaje a través del capacitor C4 a aproximadamente + 1 0 V para evitar dañar las uniones base-emisor de los transistores Q8 y Q9, que están dispuestos en configuración Darlington . U na vez que el suministro de energía 1 0 está en el modo de funcionamiento, el transistor Q4 y el diodo del opto-acoplador U3 conducen corriente, de una manera similar a la modalidad mostrada en la Figura 3. Sin embargo, a diferencia de la modalidad en la Figura 3, esta corriente no se usa para cargar el capacitor C4. La configuración de los transistores Q8 y Q9 en una configuración Darlington produce sólo un flujo de corriente mínimo en la base del transistor Q9. Es así que, la velocidad de carga del capacitor C4, y el tiempo de retraso causado por la misma, se determina exclusivamente por la constante de tiempo formada por el resistor R10 y el capacitor C4. Esto convenientemente elimina cualquier variación en la velocidad de carga del capacitor C4 debido al factor de amplificación de corriente, o beta, del transistor Q5 en la Figura 3 o la configuración Darlington de los transistores Q8 y Q9 en la Figura 5. Con referencia a la Figura 5, cuando el suministro de energía cambia al modo de reserva, el voltaje de suministro de funcionamiento de +23 V comienza a caer. Conforme cae el voltaje de suministro de funcionamiento por debajo de un nivel determinado por la relación de resistencias en el divisor de voltaje de las resistencias R6 y R7, el flujo de corriente se direcciona del transistor Q4 al transistor Q3. La corriente que fluye a través del transistor Q3 establece un voltaje a través del resistor R1 1 , cuyo voltaje polariza el transistor de reinicio Q7 para encenderlo. Entonces el capacitor C4 se descarga rápidamente a tierra a través del resistor R 12 y el transistor de reinicio Q7 antes que el voltaje de funcionamiento de +23 V haya caído completamente.

Claims (10)

1. REIVINDICACIONES I . Una configuración para detectar una condición de falla en un suministro de energía, dicha configuración comprende: un primer dispositivo conmutador (Q2) que tiene estados de operación conductivo y no conductivo para proporcionar una trayectoria de conducción entre una terminal de control de dicho suministro de energía y una fuente de potencial de voltaje de referencia; un circuito de control de conmutación (R1 , R2, R3, R4. U3, Z3, Q3, Q4) para cambiar el estado de operación de dicho primer dispositivo conmutador en respuesta a una señal de control (+23 V-FUNCIONAM I ENTO), de manera que dicho suministro de energía es conmutado entre estados operativos y no operativo en ausencia de tal condición de falla; una fuente de un voltaje de salida (- 15 V); medios (Z6) para cambiar el nivel de dicho voltaje de salida; y, un segundo dispositivo conmutador (Q8) que responde a tales medios de cambio y acoplado a tal circuito de control de conmutación para cambiar tal estado de operación del mencionado primer dispositivo conmutador.
2. 2. La configuración de la reivindicación 1 , en donde tal suministro de energía utiliza voltajes de polarización de polaridad uniforme.
3. 3. La configuración de la reivindicación 2, en donde dicho voltaje de salida (-15 V) tiene una polaridad que es opuesta a la polaridad de tales voltajes de polarización.
4. 4. La configuración de la reivindicación 1 , en donde tales medios de cambio comprenden un diodo Zener (Z6) .
5. 5. La configuración de la reivindicación 4, en donde dicho segundo dispositivo conm utador comprende un transistor (Q8) .
6. 6. La configuración de la reivindicación 5, en donde dicho diodo Zener (Z6) tiene un ánodo acoplado a tal fuente.
7. 7. La configuración de la reivindicación 6, en donde dicho diodo Zener (Z6) tiene un cátodo acoplado a una base del mencionado transistor (Q8) .
8. 8. La configuración de la reivindicación 7, en donde dicho transistor (Q8) se enciende para establecer dicha condición no conductiva en la mencionada trayectoria de conducción .
9. 9. Un suministro de energ ía, que comprende: un circuito de control de conmutación (R1 , R2, R3, R4, U3, Z3, Q3, Q4) para cambiar el estado de operación de tal suministro de energía entre estados operativo y no operativo en ausencia de una condición de falla, dicho circuito de control de conmutación responde a una señal de control (+23 V-FU NC IONAM I ENTO) ; primera y segunda fuentes de voltaje para proporcionar primero (+ 15 V) y segundo (- 1 5 V) voltajes de salida que tienen polaridades opuestas; un diodo Zener (Z6) acoplado entre tales primera y segunda fuentes de voltaje y que proporciona un voltaje de polarización que rastrea uno de tales primero y segundo voltajes de salida; y, medios (Q8) para comparar dicho voltaje de polarización con un voltaje de referencia, tales medios de comparación están acoplados a dicho circuito de control de conmutación para cambiar tal estado de operación de dicho suministro de energía.
10. 10. El suministro de energía de la reivindicación 9, en donde dichos primero y segundo voltajes de salida tienen polaridades opuestas. 1 1. El suministro de energía de la reivindicación 9, en donde dicho voltaje de referencia tiene una polaridad positiva. 12. El suministro de energía de la reivindicación 9, en donde dicho voltaje de referencia tiene una polaridad opuesta a la polaridad de uno de tales primero y segundo voltajes de salida. 13. El suministro de energía de la reivindicación 9, en donde tales medios de comparación comprende un transistor (Q8). 14. El suministro de energía de la reivindicación 13, en donde dicho transistor (Q8) es de tipo de unión bipolar, y tal voltaje de referencia comprende un voltaje de encendido de una unión base-emisor de dicho transistor.