JP2000295087A - バッファ回路 - Google Patents
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0175—Coupling arrangements; Interface arrangements
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- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
- H03K19/01707—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits
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- H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
- H03K19/08—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices
- H03K19/094—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors
- H03K19/09425—Multistate logic
- H03K19/09429—Multistate logic one of the states being the high impedance or floating state
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- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 レベル制御の制約や消費電力の増大が無く、
困難な容量設計を必要とせず、また、チップ面積の拡大
を招く抵抗を設けることなく、信号遷移を高速化するこ
とができるバッファ回路を提供する。 【解決手段】 高インピーダンスファンクションモード
を有するバッファ回路において、高インピーダンスファ
ンクションモードとなる前の一瞬間、現在ドライブして
いるバッファ出力電位とは逆側の電位にドライブしてバ
ッファ出力するようにする、ORゲート12及びインバ
ータ13からなるワンショットパルス出力制御手段を有
する。
困難な容量設計を必要とせず、また、チップ面積の拡大
を招く抵抗を設けることなく、信号遷移を高速化するこ
とができるバッファ回路を提供する。 【解決手段】 高インピーダンスファンクションモード
を有するバッファ回路において、高インピーダンスファ
ンクションモードとなる前の一瞬間、現在ドライブして
いるバッファ出力電位とは逆側の電位にドライブしてバ
ッファ出力するようにする、ORゲート12及びインバ
ータ13からなるワンショットパルス出力制御手段を有
する。
Description
【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は、バッファ回路に
関し、特に、より高速なインタフェースを可能とするバ
ッファ回路に関する。
関し、特に、より高速なインタフェースを可能とするバ
ッファ回路に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、出力電位が、ローレベル(L)と
ハイレベル(H)の他に、高インピーダンス(Hiz)の
3つの状態を有するバッファ回路が知られている。
ハイレベル(H)の他に、高インピーダンス(Hiz)の
3つの状態を有するバッファ回路が知られている。
【0003】図4は、従来のトライステートバッファ回
路の構成を示し、(a)は回路構成図、(b)は信号対
応関係を表で示す説明図である。
路の構成を示し、(a)は回路構成図、(b)は信号対
応関係を表で示す説明図である。
【0004】図4(a)に示すように、従来のトライス
テートバッファ回路1は、NANDゲート2、NORゲ
ート3、PチャネルトランジスタP1、及びNチャネル
トランジスタN1を有している。
テートバッファ回路1は、NANDゲート2、NORゲ
ート3、PチャネルトランジスタP1、及びNチャネル
トランジスタN1を有している。
【0005】このトライステートバッファ回路1におい
ては、イネーブル信号ENを“L”にすることで、Pチ
ャネルのドライブトランジスタP1のゲートを“H”
に、NチャネルのドライブトランジスタN1のゲートを
“L”に、それぞれ固定する。これにより、入力がどの
ようなものであっても、出力信号OUTを“Hiz”にす
る(図4(b)参照)。この“Hiz”は、出力が1でも
0でもない第3の状態(トライステート)、即ち、回路
接続が絶たれた状態を指す。
ては、イネーブル信号ENを“L”にすることで、Pチ
ャネルのドライブトランジスタP1のゲートを“H”
に、NチャネルのドライブトランジスタN1のゲートを
“L”に、それぞれ固定する。これにより、入力がどの
ようなものであっても、出力信号OUTを“Hiz”にす
る(図4(b)参照)。この“Hiz”は、出力が1でも
0でもない第3の状態(トライステート)、即ち、回路
接続が絶たれた状態を指す。
【0006】図5は、従来のNチャネルオープンドレイ
ンバッファ回路の構成図である。図5に示すように、従
来のNチャネルオープンドレインバッファ回路4は、イ
ンバータ5及びNチャネルトランジスタN2を有してい
る。このNチャネルオープンドレインバッファ回路4に
おいては、入力信号INを“H”にすることで、Nチャ
ネルのドライブトランジスタN2のゲートを“L”に
し、出力信号OUTを“Hiz”にする。
ンバッファ回路の構成図である。図5に示すように、従
来のNチャネルオープンドレインバッファ回路4は、イ
ンバータ5及びNチャネルトランジスタN2を有してい
る。このNチャネルオープンドレインバッファ回路4に
おいては、入力信号INを“H”にすることで、Nチャ
ネルのドライブトランジスタN2のゲートを“L”に
し、出力信号OUTを“Hiz”にする。
【0007】ところで、従来のバッファ回路1,4にお
いては、出力信号OUTのネットにキャパシタンスCが
存在するため、“Hiz”にした後も直ぐには遷移せず、
一定の期間その前のレベル(電位)状態が維持されてし
まう。このため、次に別のバッファ又は同じバッファで
逆側のレベル、例えば、“H”から“L”又は“L”か
ら“H”にドライブする場合、余分な時間がかかってし
まう。
いては、出力信号OUTのネットにキャパシタンスCが
存在するため、“Hiz”にした後も直ぐには遷移せず、
一定の期間その前のレベル(電位)状態が維持されてし
まう。このため、次に別のバッファ又は同じバッファで
逆側のレベル、例えば、“H”から“L”又は“L”か
ら“H”にドライブする場合、余分な時間がかかってし
まう。
【0008】これは、“Hiz”にした後も、その前の状
態にレベルが偏ってしまい、次のファンクションが逆側
のレベルの場合、チャージに時間がかかるためである。
態にレベルが偏ってしまい、次のファンクションが逆側
のレベルの場合、チャージに時間がかかるためである。
【0009】ドライブに時間がかかってしまうことは、
動作速度の低下を招き、高速動作の実現を阻害すること
になる。このことは、信号制御の高速化が望まれる現在
の半導体装置にあって看過できないものであり、とりわ
け大きな改善要因である。
動作速度の低下を招き、高速動作の実現を阻害すること
になる。このことは、信号制御の高速化が望まれる現在
の半導体装置にあって看過できないものであり、とりわ
け大きな改善要因である。
【0010】そこで、“Hiz”にした後、余分な時間が
かかることなく逆のレベルにドライブすることができる
バッファ回路が提案されている。
かかることなく逆のレベルにドライブすることができる
バッファ回路が提案されている。
【0011】例えば、特開平7−321633号公報に
開示された出力バッファ回路は、“Hiz”にしたとき
に、レベル確定を高速化し低消費電力化するものであ
る。特開平5−37321号公報に開示された出力回
路は、“Hiz”を出そうとしたとき、“Hiz”以外の期
間に容量に蓄えた電荷の移動により、中間レベルに持っ
ていくものである。
開示された出力バッファ回路は、“Hiz”にしたとき
に、レベル確定を高速化し低消費電力化するものであ
る。特開平5−37321号公報に開示された出力回
路は、“Hiz”を出そうとしたとき、“Hiz”以外の期
間に容量に蓄えた電荷の移動により、中間レベルに持っ
ていくものである。
【0012】また、特開昭63−112893号公報に
開示された半導体集積回路は、中間電位設定回路を備
え、中間電位の設定を貫通電流を増大させることなく行
うものである。特開平4−245470号公報に開示さ
れたバッファ回路は、入力信号がディセーブル状態に
なったときに、一度出力を逆側の電位レベルにドライブ
して、その後出力を“Hiz”にするものである。
開示された半導体集積回路は、中間電位設定回路を備
え、中間電位の設定を貫通電流を増大させることなく行
うものである。特開平4−245470号公報に開示さ
れたバッファ回路は、入力信号がディセーブル状態に
なったときに、一度出力を逆側の電位レベルにドライブ
して、その後出力を“Hiz”にするものである。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、出力
バッファ回路においては、スイッチ手段によりプルアッ
プかプルダウン、即ち、“H”か“L”の何れか一方に
しか制御することができない。出力回路においては、
電荷を蓄える容量の設計が困難である。半導体集積回
路においては、出力段のインバータがショートした状態
となり、消費電力が大きい。バッファ回路において
は、プルダウン/プルアップ抵抗を必要とするが、半導
体集積回路上に抵抗を設けることはチップ面積の拡大を
招くため、より小型化が求められる現状では困難であ
る。
バッファ回路においては、スイッチ手段によりプルアッ
プかプルダウン、即ち、“H”か“L”の何れか一方に
しか制御することができない。出力回路においては、
電荷を蓄える容量の設計が困難である。半導体集積回
路においては、出力段のインバータがショートした状態
となり、消費電力が大きい。バッファ回路において
は、プルダウン/プルアップ抵抗を必要とするが、半導
体集積回路上に抵抗を設けることはチップ面積の拡大を
招くため、より小型化が求められる現状では困難であ
る。
【0014】この発明の目的は、レベル制御の制約や消
費電力の増大が無く、困難な容量設計を必要とせず、ま
た、チップ面積の拡大を招く抵抗を設けることなく、信
号遷移を高速化することができるバッファ回路を提供す
ることである。
費電力の増大が無く、困難な容量設計を必要とせず、ま
た、チップ面積の拡大を招く抵抗を設けることなく、信
号遷移を高速化することができるバッファ回路を提供す
ることである。
【0015】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明に係るバッファ回路は、高インピーダンス
ファンクションモードを有するバッファ回路において、
前記高インピーダンスファンクションモードとなる前の
一瞬間、現在ドライブしているバッファ出力電位とは逆
側の電位にドライブしてバッファ出力するようにするワ
ンショットパルス出力制御手段を有することを特徴とす
る。
め、この発明に係るバッファ回路は、高インピーダンス
ファンクションモードを有するバッファ回路において、
前記高インピーダンスファンクションモードとなる前の
一瞬間、現在ドライブしているバッファ出力電位とは逆
側の電位にドライブしてバッファ出力するようにするワ
ンショットパルス出力制御手段を有することを特徴とす
る。
【0016】上記構成を有することにより、高インピー
ダンスファンクションモードを有するバッファ回路にお
いて、ワンショットパルス出力制御手段が、高インピー
ダンスファンクションモードとなる前の一瞬間、現在ド
ライブしているバッファ出力電位とは逆側の電位にドラ
イブしてバッファ出力する。これにより、レベル制御の
制約や消費電力の増大が無く、困難な容量設計を必要と
せず、また、チップ面積の拡大を招く抵抗を設けること
なく、信号遷移を高速化することができる。
ダンスファンクションモードを有するバッファ回路にお
いて、ワンショットパルス出力制御手段が、高インピー
ダンスファンクションモードとなる前の一瞬間、現在ド
ライブしているバッファ出力電位とは逆側の電位にドラ
イブしてバッファ出力する。これにより、レベル制御の
制約や消費電力の増大が無く、困難な容量設計を必要と
せず、また、チップ面積の拡大を招く抵抗を設けること
なく、信号遷移を高速化することができる。
【0017】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。
いて図面を参照して説明する。
【0018】図1は、この発明の実施の形態に係るバッ
ファ回路の構成を示すブロック図である。図1に示すト
ライステートバッファ回路10は、エクスクルーシブN
OR(Ex.NOR)ゲート11、ORゲート12、イ
ンバータ13、NANDゲート14、NORゲート1
5、PチャネルトランジスタP16、及びNチャネルト
ランジスタN17を有している。
ファ回路の構成を示すブロック図である。図1に示すト
ライステートバッファ回路10は、エクスクルーシブN
OR(Ex.NOR)ゲート11、ORゲート12、イ
ンバータ13、NANDゲート14、NORゲート1
5、PチャネルトランジスタP16、及びNチャネルト
ランジスタN17を有している。
【0019】Ex.NORゲート11には、入力信号I
Nと、ORゲート12の出力信号が入力し、ORゲート
12には、イネーブル信号ENと、イネーブル信号EN
が入力したインバータ13の出力信号が入力する。NA
NDゲート14には、Ex.NORゲート11の出力信
号が入力し、インバータ13の出力信号が反転入力す
る。NORゲート15には、Ex.NORゲート11の
出力信号と、インバータ13の出力信号が入力する。
Nと、ORゲート12の出力信号が入力し、ORゲート
12には、イネーブル信号ENと、イネーブル信号EN
が入力したインバータ13の出力信号が入力する。NA
NDゲート14には、Ex.NORゲート11の出力信
号が入力し、インバータ13の出力信号が反転入力す
る。NORゲート15には、Ex.NORゲート11の
出力信号と、インバータ13の出力信号が入力する。
【0020】PチャネルトランジスタP16のゲート電
極には、NANDゲート14の出力信号が入力し、Nチ
ャネルトランジスタN17のゲート電極には、NORゲ
ート15の出力信号が入力する。Pチャネルトランジス
タP16のソース電極は、第1の電源に接続され、Nチ
ャネルトランジスタN17のソース電極は、第2の電源
(例えばGND)に接続される。Pチャネルトランジス
タP16とNチャネルトランジスタN17の両ドレイン
電極は、共に出力端子に接続される。
極には、NANDゲート14の出力信号が入力し、Nチ
ャネルトランジスタN17のゲート電極には、NORゲ
ート15の出力信号が入力する。Pチャネルトランジス
タP16のソース電極は、第1の電源に接続され、Nチ
ャネルトランジスタN17のソース電極は、第2の電源
(例えばGND)に接続される。Pチャネルトランジス
タP16とNチャネルトランジスタN17の両ドレイン
電極は、共に出力端子に接続される。
【0021】図2は、図1のトライステートバッファ回
路の信号出力動作を説明するタイミングチャートであ
る。図2に示すように、先ず、入力信号INが“L”で
イネーブル信号ENが“H”のとき、ORゲート12に
は、“H”とインバータ13の出力である“L”が入力
する。“H”と“L”が入力したORゲート12の出力
Aは、“H”となる。
路の信号出力動作を説明するタイミングチャートであ
る。図2に示すように、先ず、入力信号INが“L”で
イネーブル信号ENが“H”のとき、ORゲート12に
は、“H”とインバータ13の出力である“L”が入力
する。“H”と“L”が入力したORゲート12の出力
Aは、“H”となる。
【0022】“L”と“H”が入力したEx.NORゲ
ート11の出力Bは“L”となり、この“L”と、イン
バータ13の出力が反転した“H”がNANDゲート1
4に入力する。“L”と“H”が入力したNANDゲー
ト14の出力PGは“H”となり、この“H”がPチャ
ネルトランジスタP16のゲート電極に入力する。
ート11の出力Bは“L”となり、この“L”と、イン
バータ13の出力が反転した“H”がNANDゲート1
4に入力する。“L”と“H”が入力したNANDゲー
ト14の出力PGは“H”となり、この“H”がPチャ
ネルトランジスタP16のゲート電極に入力する。
【0023】また、Ex.NORゲート11の出力Bで
ある“L”と、インバータ13の出力である“L”が入
力したNORゲート15の出力NGは“H”となり、こ
の“H”がNチャネルトランジスタN17のゲート電極
に入力する。
ある“L”と、インバータ13の出力である“L”が入
力したNORゲート15の出力NGは“H”となり、こ
の“H”がNチャネルトランジスタN17のゲート電極
に入力する。
【0024】従って、入力信号INが“L”でイネーブ
ル信号ENが“H”のとき、NチャネルトランジスタN
17を介し、出力信号OUTが“L”となる。
ル信号ENが“H”のとき、NチャネルトランジスタN
17を介し、出力信号OUTが“L”となる。
【0025】次に、入力信号INが“L”のままで、イ
ネーブル信号ENが“H”から“L”になると、ORゲ
ート12には、“L”とインバータ13の出力である
“H”が入力することになる。しかしながら、インバー
タ13の遅延効果により出力が遅延し、一瞬間、ORゲ
ート12には、“L”と、インバータ13の従前の出力
である“L”が入力した状態となる。従って、ORゲー
ト12の出力Aは“L”となる。
ネーブル信号ENが“H”から“L”になると、ORゲ
ート12には、“L”とインバータ13の出力である
“H”が入力することになる。しかしながら、インバー
タ13の遅延効果により出力が遅延し、一瞬間、ORゲ
ート12には、“L”と、インバータ13の従前の出力
である“L”が入力した状態となる。従って、ORゲー
ト12の出力Aは“L”となる。
【0026】“L”と“L”が入力したEx.NORゲ
ート11の出力Bは“H”となり、この“H”と、イン
バータ13の出力が反転した“H”がNANDゲート1
4に入力する。“H”と“H”が入力したNANDゲー
ト14の出力PGは“L”となり、この一瞬間の“L”
がPチャネルトランジスタP16のゲート電極に入力す
る。
ート11の出力Bは“H”となり、この“H”と、イン
バータ13の出力が反転した“H”がNANDゲート1
4に入力する。“H”と“H”が入力したNANDゲー
ト14の出力PGは“L”となり、この一瞬間の“L”
がPチャネルトランジスタP16のゲート電極に入力す
る。
【0027】また、Ex.NORゲート11の出力Bで
ある“H”と、インバータ13の出力である“L”が入
力したNORゲート15の出力NGは“L”となり、こ
の“L”がNチャネルトランジスタN17のゲート電極
に入力する。
ある“H”と、インバータ13の出力である“L”が入
力したNORゲート15の出力NGは“L”となり、こ
の“L”がNチャネルトランジスタN17のゲート電極
に入力する。
【0028】従って、入力信号INが“L”のままで、
イネーブル信号ENが“H”から“L”に変わると、一
瞬間、現在のレベル(電位)とは逆側のレベルにドライ
ブされ、ワンショット出力“L”を出力する。
イネーブル信号ENが“H”から“L”に変わると、一
瞬間、現在のレベル(電位)とは逆側のレベルにドライ
ブされ、ワンショット出力“L”を出力する。
【0029】即ち、インバータ13を備えたORゲート
12は、高インピーダンスファンクションモードとなる
前の一瞬間、現在ドライブしているバッファ出力電位と
は逆側の電位にドライブしてバッファ出力するようにす
るワンショットパルス出力制御手段として機能し、バッ
ファ出力をイネーブルするイネーブル信号がインアクテ
ィブとなったときに、ワンショットパルスを出力する。
12は、高インピーダンスファンクションモードとなる
前の一瞬間、現在ドライブしているバッファ出力電位と
は逆側の電位にドライブしてバッファ出力するようにす
るワンショットパルス出力制御手段として機能し、バッ
ファ出力をイネーブルするイネーブル信号がインアクテ
ィブとなったときに、ワンショットパルスを出力する。
【0030】この一瞬間の出力遅延の後、ORゲート1
2には、“L”とインバータ13の出力である“H”が
入力し、ORゲート12の出力Aは“H”となる。
2には、“L”とインバータ13の出力である“H”が
入力し、ORゲート12の出力Aは“H”となる。
【0031】“L”と“H”が入力したEx.NORゲ
ート11の出力Bは“L”となり、この“L”と、イン
バータ13の出力が反転した“L”がNANDゲート1
4に入力する。“L”と“L”が入力したNANDゲー
ト14の出力PGは“H”となり、この“H”がPチャ
ネルトランジスタP16のゲート電極に入力する。
ート11の出力Bは“L”となり、この“L”と、イン
バータ13の出力が反転した“L”がNANDゲート1
4に入力する。“L”と“L”が入力したNANDゲー
ト14の出力PGは“H”となり、この“H”がPチャ
ネルトランジスタP16のゲート電極に入力する。
【0032】また、Ex.NORゲート11の出力Bで
ある“L”と、インバータ13の出力である“H”が入
力したNORゲート15の出力NGは“L”となり、こ
の“L”がNチャネルトランジスタN17のゲート電極
に入力する。
ある“L”と、インバータ13の出力である“H”が入
力したNORゲート15の出力NGは“L”となり、こ
の“L”がNチャネルトランジスタN17のゲート電極
に入力する。
【0033】従って、一瞬間の出力遅延により、現在の
レベルとは逆側のレベルにドライブされた後は、出力信
号OUTが“Hiz”になる。
レベルとは逆側のレベルにドライブされた後は、出力信
号OUTが“Hiz”になる。
【0034】次に、イネーブル信号ENが“L”のまま
で入力信号INが“H”となった場合、ORゲート12
の出力Aは“H”のままであるが、Ex.NORゲート
11の出力Bは“H”となる。NANDゲート14の出
力PGは、“H”のまま、PチャネルトランジスタP1
6のゲート電極に入力する。また、NORゲート15の
出力NGは、“L”となり、NチャネルトランジスタN
17のゲート電極に入力する。
で入力信号INが“H”となった場合、ORゲート12
の出力Aは“H”のままであるが、Ex.NORゲート
11の出力Bは“H”となる。NANDゲート14の出
力PGは、“H”のまま、PチャネルトランジスタP1
6のゲート電極に入力する。また、NORゲート15の
出力NGは、“L”となり、NチャネルトランジスタN
17のゲート電極に入力する。
【0035】次に、入力信号INが“H”で、イネーブ
ル信号ENが“L”から“H”になると、ORゲート1
2の出力Aは“H”のまま、Ex.NORゲート11の
出力Bも“H”のままとなる。NANDゲート14の出
力PGは、“L”となり、PチャネルトランジスタP1
6のゲート電極に入力する。また、NORゲート15の
出力NGは、“L”のまま、NチャネルトランジスタN
17のゲート電極に入力する。
ル信号ENが“L”から“H”になると、ORゲート1
2の出力Aは“H”のまま、Ex.NORゲート11の
出力Bも“H”のままとなる。NANDゲート14の出
力PGは、“L”となり、PチャネルトランジスタP1
6のゲート電極に入力する。また、NORゲート15の
出力NGは、“L”のまま、NチャネルトランジスタN
17のゲート電極に入力する。
【0036】従って、入力信号INが“H”で、イネー
ブル信号ENが“L”から“H”になると、そのタイミ
ングに合わせて、PチャネルトランジスタP16を介
し、出力信号OUTが“H”となる。
ブル信号ENが“L”から“H”になると、そのタイミ
ングに合わせて、PチャネルトランジスタP16を介
し、出力信号OUTが“H”となる。
【0037】次に、入力信号INが“H”で、イネーブ
ル信号ENが“H”から“L”になると、インバータ1
3の遅延効果により出力が遅延し、一瞬間であるが、O
Rゲート12の出力Aは“L”となり、Ex.NORゲ
ート11の出力Bも“L”となる。NANDゲート14
の出力PGは、“H”となり、Pチャネルトランジスタ
P16のゲート電極に入力する。また、NORゲート1
5の出力NGは、一瞬間だけ“H”となり、Nチャネル
トランジスタN17のゲート電極に入力する。
ル信号ENが“H”から“L”になると、インバータ1
3の遅延効果により出力が遅延し、一瞬間であるが、O
Rゲート12の出力Aは“L”となり、Ex.NORゲ
ート11の出力Bも“L”となる。NANDゲート14
の出力PGは、“H”となり、Pチャネルトランジスタ
P16のゲート電極に入力する。また、NORゲート1
5の出力NGは、一瞬間だけ“H”となり、Nチャネル
トランジスタN17のゲート電極に入力する。
【0038】従って、入力信号INが“H”のままで、
イネーブル信号ENが“H”から“L”に変わると、一
瞬間、現在のレベルとは逆側のレベルにドライブされ
る。
イネーブル信号ENが“H”から“L”に変わると、一
瞬間、現在のレベルとは逆側のレベルにドライブされ
る。
【0039】この一瞬間の出力遅延の後、ORゲート1
2の出力Aは“H”となり、Ex.NORゲート11の
出力Bも“H”となる。NANDゲート14の出力PG
は、“H”のままPチャネルトランジスタP16のゲー
ト電極に入力し、NORゲート15の出力NGは、
“L”となってNチャネルトランジスタN17のゲート
電極に入力する。
2の出力Aは“H”となり、Ex.NORゲート11の
出力Bも“H”となる。NANDゲート14の出力PG
は、“H”のままPチャネルトランジスタP16のゲー
ト電極に入力し、NORゲート15の出力NGは、
“L”となってNチャネルトランジスタN17のゲート
電極に入力する。
【0040】従って、一瞬間の出力遅延により、現在の
レベルとは逆側のレベルにドライブされた後は、出力信
号OUTが“Hiz”になる。
レベルとは逆側のレベルにドライブされた後は、出力信
号OUTが“Hiz”になる。
【0041】このように、出力信号OUTは、入力信号
INが“L”のとき、ワンショット出力PGにより高く
なり、入力信号INが“H”のとき、ワンショット出力
NGにより低くなる。
INが“L”のとき、ワンショット出力PGにより高く
なり、入力信号INが“H”のとき、ワンショット出力
NGにより低くなる。
【0042】図3は、この発明の他の実施の形態に係る
バッファ回路の構成を示すブロック図である。図3に示
す、ドレイン負荷抵抗が接続されないNチャネルオープ
ンドレインバッファ回路20は、NANDゲート21、
インバータ22、インバータ23、Pチャネルトランジ
スタP24、及びNチャネルトランジスタN25を有し
ている。PチャネルトランジスタP24は、オープンド
レイン出力回路の出力線をプルアップするプルアップト
ランジスタである。
バッファ回路の構成を示すブロック図である。図3に示
す、ドレイン負荷抵抗が接続されないNチャネルオープ
ンドレインバッファ回路20は、NANDゲート21、
インバータ22、インバータ23、Pチャネルトランジ
スタP24、及びNチャネルトランジスタN25を有し
ている。PチャネルトランジスタP24は、オープンド
レイン出力回路の出力線をプルアップするプルアップト
ランジスタである。
【0043】NANDゲート21には、入力信号IN
と、入力信号INが入力したインバータ22の出力信号
が入力し、インバータ23には、入力信号INが入力す
る。PチャネルトランジスタP24のゲート電極には、
NANDゲート21の出力信号が入力し、Nチャネルト
ランジスタN25のゲート電極には、インバータ23の
出力信号が入力する。
と、入力信号INが入力したインバータ22の出力信号
が入力し、インバータ23には、入力信号INが入力す
る。PチャネルトランジスタP24のゲート電極には、
NANDゲート21の出力信号が入力し、Nチャネルト
ランジスタN25のゲート電極には、インバータ23の
出力信号が入力する。
【0044】PチャネルトランジスタP24のソース電
極は、第1の電源に接続され、Nチャネルトランジスタ
N25のソース電極は、第2の電源(例えばGND)に
接続される。PチャネルトランジスタP24とNチャネ
ルトランジスタN25の両ドレイン電極は、共に出力端
子に接続される。
極は、第1の電源に接続され、Nチャネルトランジスタ
N25のソース電極は、第2の電源(例えばGND)に
接続される。PチャネルトランジスタP24とNチャネ
ルトランジスタN25の両ドレイン電極は、共に出力端
子に接続される。
【0045】このNチャネルオープンドレインバッファ
回路20の場合、インバータ22が、トライステートバ
ッファ回路10(図1参照)のインバータ13と同様に
機能する。
回路20の場合、インバータ22が、トライステートバ
ッファ回路10(図1参照)のインバータ13と同様に
機能する。
【0046】従って、上述したトライステートバッファ
回路10及びオープンドレインバッファ回路20にあっ
ては、“Hiz”となるような動作、即ち、トライステー
トバッファ回路10の場合はイネーブル信号ENが
“L”になる動作、Nチャネルオープンドレインバッフ
ァ回路20の場合は入力信号INが“H”になる動作、
をするとき、インバータ13(図1参照)或いはインバ
ータ22(図3参照)のために、ORゲート12或いは
NANDゲート21の出力に、スパイク波形(図2、
A,B,PG,NG参照)が出力する。
回路10及びオープンドレインバッファ回路20にあっ
ては、“Hiz”となるような動作、即ち、トライステー
トバッファ回路10の場合はイネーブル信号ENが
“L”になる動作、Nチャネルオープンドレインバッフ
ァ回路20の場合は入力信号INが“H”になる動作、
をするとき、インバータ13(図1参照)或いはインバ
ータ22(図3参照)のために、ORゲート12或いは
NANDゲート21の出力に、スパイク波形(図2、
A,B,PG,NG参照)が出力する。
【0047】このスパイク波形が、Pチャネルトランジ
スタP16、NチャネルトランジスタN17、及びPチ
ャネルトランジスタP24に伝わることにより、
“Hiz”となる前に、一瞬間、現在ドライブされている
レベル(電位)とは逆側のレベルにドライブされる。
スタP16、NチャネルトランジスタN17、及びPチ
ャネルトランジスタP24に伝わることにより、
“Hiz”となる前に、一瞬間、現在ドライブされている
レベル(電位)とは逆側のレベルにドライブされる。
【0048】この逆側のレベルにドライブされる時間
は、インバータ13或いはインバータ22の遅延量によ
り調節可能であり、出力信号OUTに付くキャパシタン
スCや、“Hiz”時に落ち着かせたいレベルに応じて変
更する。
は、インバータ13或いはインバータ22の遅延量によ
り調節可能であり、出力信号OUTに付くキャパシタン
スCや、“Hiz”時に落ち着かせたいレベルに応じて変
更する。
【0049】このように、この発明によれば、トライス
テートバッファ回路或いはNチャネルオープンドレイン
バッファ回路等、高インピーダンス状態ファンクション
モードを有するバッファ回路において、出力を高インピ
ーダンス状態にする際に、今までのレベルとは逆側のレ
ベルに瞬間的にドライブすることにより、出力を、今ま
でドライブされていたレベルから中間電位に強制的に戻
している。
テートバッファ回路或いはNチャネルオープンドレイン
バッファ回路等、高インピーダンス状態ファンクション
モードを有するバッファ回路において、出力を高インピ
ーダンス状態にする際に、今までのレベルとは逆側のレ
ベルに瞬間的にドライブすることにより、出力を、今ま
でドライブされていたレベルから中間電位に強制的に戻
している。
【0050】即ち、ワンショットで一瞬間、逆側の電位
にドライブして中間電位に戻すことにより、出力の立ち
上がり或いは立ち下がりに要する時間を短縮して、次の
動作が“H”と“L”のどちらになる場合でも、早く伝
達することが可能になる。
にドライブして中間電位に戻すことにより、出力の立ち
上がり或いは立ち下がりに要する時間を短縮して、次の
動作が“H”と“L”のどちらになる場合でも、早く伝
達することが可能になる。
【0051】この結果、高インピーダンス状態ファンク
ションを用いるときの遅延が少なくなり、高速動作が可
能になるので、半導体チップ間のバスにおいて、より高
速なインタフェースを可能とする外部バッファ回路を実
現することができる。
ションを用いるときの遅延が少なくなり、高速動作が可
能になるので、半導体チップ間のバスにおいて、より高
速なインタフェースを可能とする外部バッファ回路を実
現することができる。
【0052】また、この発明に係るバッファ回路にあっ
ては、プルアップ或いはプルダウン、即ち、“H”か
“L”の何れにも制御することができ、容量に蓄えた電
荷の移動を要せず、出力段のインバータがショートした
状態となることもなく、更に、プルダウン/プルアップ
抵抗を必要としない。このため、レベル制御の制約や消
費電力の増大が無く、困難な容量設計を必要とせず、ま
た、チップ面積の拡大を招く抵抗を設けることなく、上
記高速動作が可能になる。
ては、プルアップ或いはプルダウン、即ち、“H”か
“L”の何れにも制御することができ、容量に蓄えた電
荷の移動を要せず、出力段のインバータがショートした
状態となることもなく、更に、プルダウン/プルアップ
抵抗を必要としない。このため、レベル制御の制約や消
費電力の増大が無く、困難な容量設計を必要とせず、ま
た、チップ面積の拡大を招く抵抗を設けることなく、上
記高速動作が可能になる。
【0053】なお、トライステートバッファ回路10の
場合は、出力が“L”から“Hiz”のとき、また、出力
が“H”から“Hiz”のときの両方において対応するこ
とができるが、オープンドレインバッファ回路20の場
合は、出力が“L”から“H iz”のときのみ対応するこ
とができる。
場合は、出力が“L”から“Hiz”のとき、また、出力
が“H”から“Hiz”のときの両方において対応するこ
とができるが、オープンドレインバッファ回路20の場
合は、出力が“L”から“H iz”のときのみ対応するこ
とができる。
【0054】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、高インピーダンスファンクションモードを有するバ
ッファ回路において、ワンショットパルス出力回路によ
り、高インピーダンスファンクションモードとなる前の
一瞬間、現在ドライブされている電位とは逆側の電位に
ドライブされるので、レベル制御の制約や消費電力の増
大が無く、困難な容量設計を必要とせず、また、チップ
面積の拡大を招く抵抗を設けることなく、信号遷移を高
速化することができる。
ば、高インピーダンスファンクションモードを有するバ
ッファ回路において、ワンショットパルス出力回路によ
り、高インピーダンスファンクションモードとなる前の
一瞬間、現在ドライブされている電位とは逆側の電位に
ドライブされるので、レベル制御の制約や消費電力の増
大が無く、困難な容量設計を必要とせず、また、チップ
面積の拡大を招く抵抗を設けることなく、信号遷移を高
速化することができる。
【図1】この発明の実施の形態に係るバッファ回路の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図2】図1のトライステートバッファ回路の信号出力
動作を説明するタイミングチャートである。
動作を説明するタイミングチャートである。
【図3】この発明の他の実施の形態に係るバッファ回路
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図4】従来のトライステートバッファ回路の構成を示
し、(a)は回路構成図、(b)は信号対応関係を表で
示す説明図である。
し、(a)は回路構成図、(b)は信号対応関係を表で
示す説明図である。
【図5】従来のNチャネルオープンドレインバッファ回
路の構成図である。
路の構成図である。
10 トライステートバッファ回路 11 エクスクルーシブNORゲート 12 ORゲート 13,22,23 インバータ 14,21 NANDゲート 15 NORゲート 20 Nチャネルオープンドレインバッファ回路 P16,P24 Pチャネルトランジスタ N17,N25 Nチャネルトランジスタ EN イネーブル信号 IN 入力信号 OUT 出力信号
Claims (6)
- 【請求項1】高インピーダンスファンクションモードを
有するバッファ回路において、 前記高インピーダンスファンクションモードとなる前の
一瞬間、現在ドライブしているバッファ出力電位とは逆
側の電位にドライブしてバッファ出力するようにするワ
ンショットパルス出力制御手段を有することを特徴とす
るバッファ回路。 - 【請求項2】前記ワンショットパルス出力制御手段は、
トライステート出力回路の出力段トランジスタゲートを
制御してワンショットパルスをバッファ出力させること
を特徴とする請求項1に記載のバッファ回路。 - 【請求項3】オープンドレイン出力回路の出力線をプル
アップするプルアップトランジスタを設け、前記ワンシ
ョットパルス出力制御手段によって前記プルアップトラ
ンジスタを一瞬間オン動作させることでワンショットパ
ルスをバッファ出力させることを特徴とする請求項1に
記載のバッファ回路。 - 【請求項4】前記ワンショットパルス出力制御手段は、 バッファ出力をイネーブルとするイネーブル信号がイン
アクティブとなったときにワンショットパルスを出力す
るものであることを特徴とする請求項2または3に記載
のバッファ回路。 - 【請求項5】前記入力信号、及び前記ワンショットパル
ス出力制御手段からの出力信号を入力するエクスクルー
シブNORゲートと、 前記エクスクルーシブNORゲートの出力信号、及び前
記イネーブル信号を遅延させた信号を入力するNAND
ゲートと、 前記エクスクルーシブNORゲートの出力信号、及び前
記イネーブル信号を反転させ且つ遅延させた信号を入力
するNORゲートと、 ゲート電極に前記NANDゲートの出力信号を入力し、
ソース電極を第1の電源に接続するPチャネルトランジ
スタと、 ゲート電極に前記NORゲートの出力信号を入力し、ド
レイン電極を前記Pチャネルトランジスタのドレイン電
極と共に出力端子に接続し、ソース電極を第2の電源に
接続するNチャネルトランジスタとを有することを特徴
とする請求項4に記載のバッファ回路。 - 【請求項6】ゲート電極に前記ワンショットパルス出力
制御手段からの出力信号を入力し、ソース電極を第1の
電源に接続したPチャネルトランジスタと、 ゲート電極に、前記入力信号を反転させ且つ遅延させた
信号を入力し、ドレイン電極を前記Pチャネルトランジ
スタのドレイン電極と共に出力端子に接続し、ソース電
極を第2の電源に接続したNチャネルトランジスタとを
有することを特徴とする請求項4に記載のバッファ回
路。
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US10/155,976 US6489808B2 (en) | 1999-04-08 | 2002-05-29 | Buffer circuit capable of carrying out interface with a high speed |
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DE102004036956B3 (de) * | 2004-07-30 | 2006-03-23 | Infineon Technologies Ag | Logik-Aktivierungsschaltung |
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KR910002748B1 (ko) * | 1988-04-12 | 1991-05-04 | 삼성 반도체통신 주식회사 | 반도체장치에 있어서 데이타 출력 버퍼회로 |
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- 1999-04-08 JP JP10119699A patent/JP3425890B2/ja not_active Expired - Fee Related
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- 2000-04-07 KR KR10-2000-0018107A patent/KR100395861B1/ko not_active IP Right Cessation
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2002
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