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Die
Erfindung betrifft eine Logik-Aktivierungsschaltung zur Aktivierung
von beliebigen Logikschaltungen.
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Die
US 6,064,223 A beschreibt
eine Logik-Aktivierungsschaltung zum Ein- und Ausschalten einer
Logikschaltung, wobei eine Schalteinrichtung, die eine Versorgungsspannung
an eine Versorgungsspannungsleitung der Logikschaltung schaltet,
vorgesehen ist.
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1 zeigt eine Logik-Aktivierungsschaltung
nach dem Stand der Technik zur Aktivierung einer Logikschaltung,
die mindestens eine integrierte Versorgungsspannungsleitung enthält. Die
Logikschaltung empfängt
logische Eingangssignale E und gibt verarbeitete logische Signale
A an Ausgangsleitungen ab. Die Logik-Aktivierungsschaltung nach
dem Stand der Technik, wie sie in 1 dargestellt
ist, aktiviert die Logikschaltung, indem sie eine virtuelle bzw.
geschaltete negative Versorgungsspannungsleitung (VVSS)
mittels einer Spannungsversorgungsschalteinrichtung bzw. einem Schalttransistor
ST an eine negative Versorgungsschaltung VSS schaltet.
Nach dem Durchschalten des Schalttransistors ST liegt an der Logikschaltung
die positive Versorgungsspannung VDD und
die negative Versorgungsspannung VSS an,
wobei die Spannungsdifferenz zwischen den beiden Versorgungsspannungspotenzialen
beispielsweise 1 V beträgt.
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Der
Schalttransistor ST der herkömmlichen
Logik-Aktivierungsschaltung nach dem Stand der Technik wird mittels
seriell verschalteter Pufferschaltkreise angesteuert. Die Pufferschaltkreise
enthalten jeweils zwei komplementäre MOSFETs P, N, deren Gate-Anschlüsse zusammengeschaltet
und mit dem Ausgangsknoten des vorangehenden Pufferschaltkreises
verbunden sind. Der erste Pufferschaltkreis wird mit einem Auswahl- bzw. Selektionssignal
SEL angesteuert. Die Pufferschaltkreise werden mit der positiven
Versorgungsspannung VDD Puffer und mit der negativen Versorgungsspannung
VSS Puffer versorgt.
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Bei
dem in 1 dargestellten
Beispiel bewirkt ein logisch hohes Ansteuersignal SEL ein logisch
hohes Potenzial an dem Steuerknoten S bzw. dem Gate des Schalttransistors
ST. Aufgrund des hohen Potenzials an dem Steueranschluss S des Schalttransistors
ST wird der NMOS-Schalttransistor ST durchgeschaltet und somit die
virtuelle Spannungsversorgungsleitung VVSS auf
das negative Spannungspotenzial VSS gezogen,
so dass die Logikschaltung angeschaltet wird. Alternativ ist der
Schalttransistor ST zwischen der positiven Versorgungsspannung VDD und einer virtuellen positiven Versorgungsspannungsleitung
VVDD der Logikschaltung vorgesehen.
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Ein
Hauptnachteil der Logik-Aktivierungsschaltung nach dem Stand der
Technik, wie sie in 1 dargestellt
ist, besteht darin, dass beim Erzeugen des Umschaltsteuersignals
an dem Steueranschluss S des Schalttransistors ST eine Ladung Q über den
durchgeschalteten PMOS-Transistor des letzten Pufferschaltkreises
aus dem Versorgungsspannungspotenzial VDD gezogen
wird. Dies bedeutet, dass die Versorgungsspannung mit der auf den
Steueranschluss S fließenden
Ladung Q belastet wird. Insbesondere, wenn sich die Logikschaltung
in einem mobilen Endgerät
befindet und somit die Logikschaltung mit einer Batterie versorgt wird,
werden hierdurch die Standby-Zeiten bzw. Betriebszeiten des mobilen
Endgeräts
stark verkürzt.
Allerdings ist die Belastung der Spannungsversorgungsquelle VDD auch bei nicht mobilen Geräten von
Nachteil, da durch das Umladen Energie aus der Spannungsversorgungsquelle
gezogen wird, die zu einer Erwärmung führt. Insbesondere
bei hochintegrierten Schaltungen kann dies zu großen Problemen
führen,
die meist nur mit aufwändigen
Kühleinrichtungen
zu bewältigen
sind.
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In
vielen Anwendungen wird die in 1 dargestellte
Logikschaltung mittels der Logik-Aktivierungsschaltung abgeschaltet,
um Energie einzusparen. Durch die herkömmliche Logik-Aktivierungsschaltung,
wie sie in 1 dargestellt
ist, wird derart viel Energie verbraucht, dass sich ein Abschalten
der Logikschaltung nur für
längere
Ausschaltzeiten lohnt, d.h. wenn die durch das Abschalten der Logikschaltung
einge sparte Energie höher
ist als die durch die Logik-Aktivierungsschaltung verbrauchte Energie.
In vielen Fällen
ist die minimale Ausschaltzeit, ab der sich ein Abschalten der Logikschaltung
lohnt, aufgrund des hohen Energieverbrauchs der Logik-Aktivierungsschaltung
zu hoch.
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Die
zunehmende Strukturverkleinerung bei integrierten Logikschaltungen
und der dadurch vergrößerte Leckstrom
erhöht
die Verlustleistung und verringert somit die zur Verfügung stehenden
Betriebszeiten bzw. erhöht
die Standby-Power derartiger integrierter Logikschaltungen. Bei
High-Performance-Anwendungen
beträgt
der Leckstromanteil an der Gesamtverlustleistung bis zu 50%. Obwohl
der Leckstromanteil bei mobilen Low-Power-Systemen deutlich geringer
ist, stellt die Leckstromreduzierung in Hinsicht auf eine lange
Betriebsdauer des mobilen Endgerätes
eine wichtige Design-Aufgabe dar.
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Um
sowohl Unterschwell- als auch Gate-Tunnelströme der in der Logikschaltung
verschalteten MOSFET-Transistoren effektiv zu reduzieren, ist die
Abschaltung eines im Augenblick nicht benötigten Logikschaltungsblocks
mit Hilfe des Schalttransistors ST der Logik-Aktivierungsschaltung
zweckdienlich. Der Leckstrom innerhalb der Logikschaltung bricht
nach dem Abschalten der Logikschaltung nicht sofort ein, sondern
nähert sich über eine
bestimmte Zeitdauer einem bestimmten Restleckstrom. Dieser Verlauf
wird in guter Näherung durch
einen exponentiellen Abfall beschrieben. Auf der anderen Seite benötigt die
Ansteuerung der Logik-Aktivierungsschaltung zusätzliche Energie, die zu einem
großen
Teil für
die Aufladung der Gate-Kapazität
des Schalttransistors ST benötigt
wird. Diese Gate-Kapazität
ist in der Regel sehr hoch, da der Schalttransistor bzw. Cut-off-Schalter
im Vergleich zu den in der Logikschaltung vorgesehenen Logiktransistoren
eine sehr große
Kanalbreite aufweist. Der Schalttransistor wird mit einer sehr großen bzw.
weiten Kanalbreite dimensioniert, um die Delay-Degradation der Logikschaltung
im aktiven Zustand, die durch den endlich hohen Durchschaltwiderstand
des Schalttransistors verursacht wird, kleinzuhalten.
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Aus
den oben genannten Gründen
ist es nicht möglich,
die Logikschaltung für
ein beliebig kleines Zeitintervall abzuschalten. Einerseits stellt
sich das maximale Einsparpotenzial, d.h. der minimale Restleckstrom, erst
nach einer gewissen Zeit ein, und andererseits muss der Energieverbrauch
zum Ansteuern des Schalttransistors ST und zum Ansteuern der Abschaltlogik
ausgeglichen werden, bevor außen
merkbar eine Energieeinsparung auftritt.
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Es
ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Logik-Aktivierungsschaltung
zum Ein- oder Ausschalten einer Logikschaltung zu schaffen, welche
das Ein- oder Ausschalten der Logikschaltung mit einem minimalen
Energieverbrauch durchführt.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß durch
eine Logik-Aktivierungsschaltung mit den in Patentanspruch 1 angegebenen
Merkmalen gelöst.
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Die
Erfindung schafft eine Logik-Aktivierungsschaltung zum Ein- oder
Ausschalten einer Logikschaltung, die mindestens eine Versorgungsspannungsleitung
aufweist, mit:
- (a) mindestens einer Spannungsversorgungsschalteinrichtung
zum Schalten einer Versorgungsspannung an eine Versorgungsspannungsleitung
der Logikschaltung in Abhängigkeit
von einem an einem Steueranschluss der Spannungsversorgungsschalteinrichtung
angelegten Umschaltsteuersignal; und mit
- (b) einer Ladungsausgleichsschalteinrichtung, die in Abhängigkeit
von einem Steuerschaltimpuls die Versorgungsspannungsleitung der
Logikschaltung an den Steueranschluss der Spannungsversorgungsschalteinrichtung
für die
Dauer des Steuerschaltimpulses durchschaltet, so dass ein Ladungsausgleich zwischen der
Versorgungsspannungsleitung der Logikschaltung und dem Steueranschluss
der Spannungsversorgungsschalteinrichtung zur Erzeugung des Umschaltsteuersignals
erfolgt.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung
ist eine Pufferschaltung vorgesehen, die den Signalpegel des Umschaltsteuersignals
nach Beendigung des Steuerschaltimpulses zur Aufrechterhaltung des
Schaltzustandes der Spannungsversorgungsschalteinrichtung hält.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
enthält
die Pufferschaltung zwei komplementäre Transistoren, die zwischen
einer positiven Versorgungsspannung und einer negativen Versorgungsspannung
an einem Ausgangsknoten der Pufferschaltung in Reihe geschaltet
sind.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
ist der Ausgangsknoten der Pufferschaltung direkt mit dem Steueranschluss
der Spannungsversorgungsschalteinrichtung verbunden.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
weisen die beiden komplementären
Transistoren der Pufferschaltung jeweils Steueranschlüsse zum
Anlegen von Ansteuersignalen auf.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
ist eine Steuersignalerzeugungsschaltung vorgesehen, welche die
Ansteuersignale für
die Transistoren der Pufferschaltung und den Steuerschaltimpuls
für die
Ladungsausgleichsschalteinrichtung in Abhängigkeit von einem externen
Selektionssignal zur Selektion der Logik-Aktivierungsschaltung erzeugt.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
wird die Ausgangsimpedanz an dem Ausgangsknoten der Pufferschaltung
während
der Dauer des Steuerschaltimpulses durch die Ansteuersignale hochohmig
geschaltet.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
ist die Spannungsversorgungsschalteinrichtung durch einen MOSFET
gebildet.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
besteht die Ladungsausgleichsschalteinrichtung aus zwei parallel
geschalteten, komplementär
aufgebauten Transistoren.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
sind die Transistoren der Ladungsausgleichsschalteinrichtung MOSFETs.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung
wird an das Gate eines ersten MOSFETs der Ladungsausgleichsschalteinrichtung
der Steuerschaltimpuls angelegt und
an das Gate des zweiten
MOSFETs der Ladungsausgleichsschalteinrichtung wird der invertierte
Steuerschaltimpuls angelegt.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung
besteht die Ladungsausgleichsschalteinrichtung aus Carbo-Nano-Tubes.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
ist die Dauer des Steuerschaltimpulses kleiner als die Ladezeit
zum Umladen der Versorgungsspannungsleitung bei durchgeschalteter
Spannungsversorgungsschalteinrichtung.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
hängt die
Ladezeit zum Umladen der Versorgungsspannungsleitung von einem effektiven
Durchschaltwiderstand der Spannungsversorgungsschalteinrichtung
und der Kapazität
der Versorgungsspannungsleitung der Logikschaltung ab.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
ist die Dauer des Steuerschaltimpulses größer als die Ladezeit zum Umladen
des Steueranschlusses der Spannungsversorgungsschalteinrichtung.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
hängt die
Ladezeit zum Umladen des Steueranschlusses von dem effektiven Durchschaltwiderstand
der Ladungsausgleichsschalteinrichtung und der Kapazität des Steueranschlusses
ab.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
weist die Logikschaltung zwei Versorgungsspannungsleitungen auf.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
sind die Logikschaltung und die Logik-Aktivierungsschaltung auf
einem Chip integriert.
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Die
Erfindung schafft ferner ein Verfahren zum Ein- oder Ausschalten
von mindestens einer Logikschaltung, die jeweils mindestens eine
Versorgungsspannungsleitung aufweist, mittels einer von der Versorgungsspannungsleitung
angeschlossenen Spannungsversorgungsschalteinrichtung,
wobei
ein Umschaltsteuersignal zum Schalten der Spannungsversorgungsschalteinrichtung
durch einen Ladungsausgleich an einem Steueranschluss der Spannungsversorgungsschalteinrichtung
erzeugt wird,
wobei der Ladungsausgleich an dem Steueranschluss
der Spannungsversorgungsschalteinrichtung mittels einer Ladungsausgleichsschalteinrichtung
erfolgt,
wobei die Ladungsausgleichsschalteinrichtung durch
einen Steuerschaltimpuls zum Durchschalten der Ladungsausgleichsschalteinrichtung
angesteuert wird,
wobei der Ladungsausgleich vorzugsweise an
dem Steueranschluss über
die durchgeschaltete Ladungsausgleichsschalteinrichtung erfolgt,
wobei
der Ladungsausgleich zwischen der Versorgungsleitung der Logikschaltung
und dem Steueranschluss der Spannungsversorgungsschalteinrichtung
erfolgt oder der Ladungsausgleich zwischen zwei Steueranschlüssen von
zwei Spannungsversorgungsschalteinrichtungen, die für zwei seriell
verschaltete Logikschaltungen vorgesehen sind, erfolgt.
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Im
Weiteren werden bevorzugte Ausführungsformen
der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung
und des erfindungsgemäßen Verfahrens
unter Bezugnahme auf die beigefügten
Figuren zur Erläuterung
erfindungswesentlicher Merkmale beschrieben.
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Es
zeigen:
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1 eine
Logik-Aktivierungsschaltung nach dem Stand der Technik;
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2 eine
Logik-Aktivierungsschaltung gemäß der Erfindung;
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3 eine
weitere Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung;
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4 Signalablaufdiagramme
zur Erläuterung
der Funktionsweise der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung;
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5 eine
weitere Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung;
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6 Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise
der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung;
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7 ein
Diagramm der Energiebilanz der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung
im Vergleich zu einer herkömmlichen
Logik-Aktivierungsschaltung nach dem Stand der Technik;
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8 eine
weitere Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung.
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2 zeigt
eine erste Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung 1.
Die Logik-Aktivierungsschaltung 1 dient zum Einschalten
oder Ausschalten einer Logikschaltung 2, die mindestens eine
Versorgungsspannungsleitung 3 enthält. Die Logikschaltung 2 erhält über Eingangsleitungen 4 logische Eingangssignale
und verarbeitet diese. Die verarbeiteten Ausgangssignale der Logikschaltung 2 werden über Ausgangsleitungen 5 zur
weiteren Verarbeitung abgegeben. Die Logikschaltung 2 weist
einen ersten Versorgungsspannungsanschluss 6 zum Anlegen
einer positiven Versorgungsspannung VDD auf.
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Die
integrierte Versorgungsspannungsleitung 3 dient zum Anschalten
einer negativen Versorgungsspannung VSS.
Die Versorgungsspannungsleitung 3 bildet eine virtuelle
Versorgungsspannungsleitung (virtual power rail). An einem ersten
Abzweigungsknoten 7 der Versorgungsspannungsleitung 3 ist
die Versorgungsspannungsleitung 3 über eine Leitung 8 mit
einem Anschluss 9 der Logik-Aktivierungsschaltung 1 verbunden. Der
Anschluss 9 wird über
eine Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10 innerhalb
der Logik-Aktivierungsschaltung 1 an einen Versorgungsspannungsanschluss 11 geschaltet,
an dem die negative Versorgungsspannung VSS anliegt.
Die virtuelle Versorgungsspannungsleitung 3 innerhalb der
Logikschaltung 2 ist an einen weiteren Abzweigungsknoten 12 über eine
Leitung 13 mit einem weiteren Anschluss 14 der
Logik-Aktivierungsschaltung 1 verbunden. An dem Anschluss 14 ist
eine Ladungsausgleichsschaltung 15 angeschlossen, die im durchgeschalteten
Zustand den Anschluss 14 mit einem Steuerknoten bzw. einem
Steueranschluss 16 zum Ansteuern der Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10 verbindet.
Die Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10 schaltet die
negative Versorgungsspannung VSS an die
virtuelle Versorgungsspannungsleitung 3 innerhalb der Logikschaltung 2 in
Abhängigkeit
von einem an den Steueranschluss 16 angelegten Umschaltsteuersignal.
Die Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 schaltet in Abhängigkeit
von einem angelegten Steuerschaltimpuls CR die virtuelle Versorgungsspannungsleitung 3 der
Logikschaltung 2 an den Steueranschluss 16 der
Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10 für die Dauer
des Steuerschaltimpulses durch. Die Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 erhält über eine
Steuerleitung 17 den Steuerschaltimpuls CR von einem Steuersignalgenerator 18,
der vor zugsweise innerhalb der Logik-Aktivierungsschaltung 1 integriert
ist.
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Der
Steuersignalgenerator 18 empfängt über einen Steueranschluss 19 der
Logik-Aktivierungsschaltung 1 ein externes Selektions-
bzw. Auswahlsignal zur Auswahl der Logik-Aktivierungsschaltung 1. Sobald
der Steuersignalgenerator 18 das Selektionssignal SEL erhält, generiert
er Ansteuersignale, die über
mindestens eine Steuersignalleitung 20 an eine in der Logik-Aktivierungsschaltung 1 integrierten
Pufferschaltung 21 abgegeben werden, sowie den Steuerschaltimpuls
CR für
die Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15. Die Pufferschaltung 21 ist
dazu vorgesehen, den Signalpegel des Umschaltsteuersignals an dem
Steueranschluss 16 zu rekonstruieren und aufrechtzuerhalten,
wenn der Steuerschaltimpuls beendet, so dass der Schaltzustand der Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10 nach
Abklingen des Steuerschaltimpulses beibehalten wird. Die Pufferschaltung 21 wird
mit der positiven Versorgungsspannung VDD LAS und
mit der negativen Versorgungsspannung VSS LAS versorgt.
Hierzu ist die Pufferschaltung 21 über eine Leitung 22 an
einen negativen Versorgungsspannungsanschluss 11a der Logik-Aktivierungsschaltung 1 angeschlossen.
Darüber
hinaus ist die Pufferschaltung 21 über eine Leitung 23 an
einen positiven Versorgungsspannungsanschluss 24 der Logik-Aktivierungsschaltung 1 angeschlossen.
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3 zeigt
eine bevorzugte Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung 1, bei
der die Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10 durch
einen NMOS-Transistor gebildet ist und die Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 durch
ein Transmission Gate ausgebildet ist.
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Die
Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 besteht dabei aus
zwei parallel verschalteten, komplementär aufgebauten Transistoren 15a, 15b,
wobei in dem gezeigten Beispiel der erste MOSFET 15a durch
einen NMOS gebildet ist und der zweite MOSFET 15b durch
einen PMOS-Transistor. Der NMOS-Transistor 15a des Transmission
Gates 15 empfängt
den Steuerschaltimpuls CR von dem Steuersignalgenerator 18 über die Steuerleitung 17.
Der PMOS-Transistor 15b des Transmission Gates erhält den durch
einen Inverter 25 invertierten Steuerschaltimpuls.
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Bei
der in 3 dargestellten bevorzugten Ausführungsform
enthält
die Pufferschaltung 21 zwei komplementär aufgebaute MOSFET-Transistoren,
nämlich
einen PMOS-Transistor 21a und einen NMOS-Transistor 21b.
Die beiden MOSFET-Transistoren der Pufferschaltung 21 sind
an einem Ausgangsknoten 26 der Pufferschaltung 21 in
Reihe geschaltet. Der Ausgangsknoten 26 der Pufferschaltung 21 ist über eine
Leitung 27 mit dem Steueranschluss 16 der Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10 verbunden.
Die beiden komplementären
Transistoren 21a, 21b der Pufferschaltung 21 weisen
jeweils Steueranschlüsse 28a, 28b auf,
die Ansteuersignale SEL2, SEL2 über die
Steuerleitungen 20a, 20b von dem Steuersignalgenerator 18 empfangen.
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Die
Funktionsweise der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung 1,
wie sie in den 2, 3 dargestellt
ist, wird im Weiteren unter Bezugnahme auf die 4 im
Detail erläutert.
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Der
Steuersignalgenerator 18 erhält ein externes Selektionssignal
SEL und deaktiviert den NMOS-Transistor 21b der Pufferschaltung 21 mittels
einer abfallenden Signalflanke des Ansteuersignals SEL2 zum
Zeitpunkt t0. Zum Zeitpunkt t1 ist
der NMOS-Transistor 21b vollständig abgeschaltet. Wenn zum
Zeitpunkt t1 der PMOS-Transistor 21a der
Pufferschaltung 21 aufgrund des hohen Pegels des zweiten
Ansteuersignals SEL2 noch gesperrt ist,
ist die Ausgangsimpedanz am Ausgangsknoten 26 der Pufferschaltung 21 zum
Zeitpunkt t1 hochohmig. Sobald der NMOS-Transistor 21b abgeschaltet
ist und somit die Ausgangsimpedanz der Pufferschaltung 21 hochohmig
ist, gibt der Steuersignalgenerator 18 über die Steuerleitung 17 einen
Steuersignalimpuls CR an die Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 ab,
um diese durchzuschalten. Während
der Dauer des Steuerschaltimpulses CR, d.h. zwischen den Zeitpunkten
t1, t2 ist die Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 durchgeschaltet
und verbindet die virtuelle Spannungsversorgungsleitung 3 mit
dem Steueranschluss 16 der Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10.
Aufgrund der Leckströme,
die innerhalb der Logikschaltung 2 während des abgeschalteten Zustands
von dem positiven Spannungsversorgungsanschluss 6 zu der
virtuellen Spannungsversorgunqsleitung 3 fließen, befindet
sich auf der Versorgungsspannungsleitung 3 eine relativ
große
positive Ladung Q. Die Ladung Q auf der virtuellen Versorgungsspannungsleitung 3 der Logikschaltung 2 ist
u.a. deswegen besonders groß,
da die Kapazität
der virtuellen Power-Rail 3 groß ist. Der Grund dafür liegt
darin, dass das VSS-Power-Netz der Logikschaltung sowie die Summe
aller Kapazitäten,
die an den Source-Anschlüssen
aller N-Kanal-MOSFETs innerhalb der Logikschaltung 2 vorhanden
sind, zu der Kapazität
der virtuellen Spannungsversorgungsleitung 3 beitragen.
Im abgeschalteten Zustand der Logikschaltung 2 befindet
sich daher eine große
Ladungsmenge Q bei einem Spannungspotenzial nahe der positiven Versorgungsspannung
VDD auf der virtuellen Versorgungsspannungsleitung 3.
Beim Durchschalten der Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 mit
der Schaltdauer ΔTschalt fließt die auf der virtuellen Versorgungsspannungsleitung 3 befindliche
positive Ladung Q hin zu dem Steueranschluss 16, wie in
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4 zu
erkennen ist. Während
dieser Schaltphase lädt
sich der Steueranschluss 16 exponentiell asymptotisch auf,
und die Spannung an der virtuellen Versorgungsspannungsleitung 3 sinkt.
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Die
Dauer ΔTschalt des Steuerschaltimpulses CR wird kleiner
gewählt
als die Um-Ladezeit zum Umladen der Versorgungsspannungsleitung 3 bei
durchgeschalteter Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10.
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Dabei
ist die Um-Ladezeit zum Umladen der Versorgungsspannungsleitung
3 gegeben
durch das Produkt des effektiven Durchschaltwiderstandes der Spannungsversorgungsschaltein richtung
10 und
der Kapazität
der Versorgungsspannungsleitung
3:
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Die
Dauer ΔTschalt des durch den Steuersignalgenerator 18 erzeugten
Steuerschaltimpulses CR wird größer gewählt als
die Um-Ladezeit zum Umladen des Steueranschlusses der Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10.
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Dabei
ergibt sich die Um-Ladezeit zum Umladen des Steueranschlusses
16 aus
dem Produkt des effektiven Durchschaltwiderstandes der Ladungsausgleichsschalteinrichtung
15 und
der Kapazität
des Steueranschlusses
16:
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Die
Dauer des Schaltimpulses ΔTschalt ist ausreichend, um einen weitgehenden
Ladungsausgleich zwischen der virtuellen Versorgungsspannungsleitung 3 und
dem Steueranschluss 16 herbeizuführen. Durch den Ladungsausgleich
steigt das Spannungspotenzial an dem Steueranschluss 16 an,
so dass die Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10, die
durch einen NMOS-Transistor gebildet wird, durchschaltet.
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Die
durchgeschaltete Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10 zieht
die Versorgungsspannungsleitung 3 relativ schnell auf das
negative Versorgungsspannungspotenzial VSS.
Damit der Steueranschluss 16 nicht auch auf das negative
Versorgungsspannungspotenzial VSS zurückgezogen wird, wird die Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 zum
Zeitpunkt t2 abgeschaltet, so dass kein
weiterer Ladungsausgleich erfolgt.
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Um
den positiven Signalpegel des Umschaltsteuersignals an dem Steueranschluss 16 nach
Beendigung des Steuerschaltimpulses CR aufrechtzuerhalten, wird
die Pufferschaltung 21 durch die Ansteuersignale des Steuersignalgenerators 18 aktiviert.
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Hierzu
weist das Steuersignal SEL2 für den PMOS-Transistor 21a zum
Zeitpunkt t2 eine negative Signalflanke
auf, so dass der PMOS-Transistor 21a die an dem Anschluss 24 anliegende
positive Versorgungsspannung VDD an den
Steueranschluss 16 durchschaltet. Dies bewirkt, dass in
einer weiteren Einschaltphase die Spannung an dem Steueranschluss 16 bis
nahe an die positive Versorgungsspannung VDD ansteigt.
Die Pufferschaltung 21 bewirkt somit, dass der Schaltzustand
der Spannungsversorgungsschaltungeinrichtung 10 nach Deaktivierung
der Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 regeneriert und
beibehalten wird. Sobald die Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10 durchgeschaltet
ist und die Kapazität
der virtuellen Power-Rail 3 nach VSS entladen
ist, ist die Logikschaltung 2 aktiviert.
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Zum
Zeitpunkt t3 erhält der Steuersignalgenerator 18 eine
negative Flanke des Selektionssignals SEL, um die Logikschaltung 2 zu
deaktivieren. Der Steuersignalgenerator 18 legt eine positive
Signalflanke an den Steueranschluss 28a des PMOS-Transistors 21a an,
um diesen zum Zeitpunkt t4 abzuschalten.
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Da
zum Zeitpunkt t4 auch der NMOS-Transistor 21b aufgrund
des logisch niedrigen Ansteuersignals SEL1 deaktiviert
ist, ist die Ausgangsimpedanz der Pufferschaltung 21 zum
Zeitpunkt t4 hochohmig. Anschließend legt
der Steuersignalgenerator 18 über die Steuerleitung 17 einen
kurzzeitigen Steuersignalimpuls CR an die Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 an,
so dass die an dem Steuersignalanschluss 16 anliegende positiven
Ladung über
die Ladungsausgleichsschaltung 15 in die virtuelle Spannungsversorgungsleitung 3 abfließt, die
sich zu diesem Zeitpunkt auf dem negativen Versorgungsspannungspotenzial
VSS befindet. Die Spannung an dem Steueranschluss 16 fällt dann
exponentiell ab, so dass der NMOS-Transistor 10 schließt und die
virtuelle Spannungsversorgungsschaltung 3 von dem negativen
Versorgungsspannungsanschluss 11 trennt.
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Damit
der Schaltzustand des NMOS-Transistors 10 gehalten wird,
schaltet der Steuersignalgenerator 18 über die Steuerleitung 20b den
NMOS-Transistor 21b der Pufferschaltung 21 zum
Zeitpunkt t5 durch. Sobald der NMOS-Transistor 10 abgeschaltet
ist, befindet sich die Logikschaltung 2 im deaktivierten
Zustand.
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Durch
die erfindungsgemäße Logik-Aktivierungsschaltung 1 wird
nicht die Wiedereinschaltzeit reduziert, sondern der Energie-Overload vermindert,
um dadurch eine reduzierte minimale Abschaltzeit Tmin zu
erreichen, ab der sich ein Abschalten der Logikschaltung 2 trotz
des Energieverbrauchs der Aktivierungsschaltung 1 lohnt.
Die erfindungsgemäße Aktivierungsschaltung 1 benutzt
die virtuelle Spannungsversorgungsleitung 3 als Ladungsquelle
beim Einschalten des Schalttransistors 10 bzw. als Ladungssenke
beim Ausschalten des Schalttransistors 10. Wird die Logikschaltung 2 abgeschaltet,
laden sich alle inneren Knoten der Logikschaltung 2 sowie
die virtuelle Power-Rail 3 auf ein Spannungspotenzial auf,
das nahe dem nicht geschalteten Betriebspotenzial liegt. Aufgrund
der hohen Kapazität
der virtuellen Spannungsversorgungsleitung 3 steht eine große Ladungsmenge
Q bei einem Potenzial nahe der positiven Versorgungsspannung VDD zur Verfügung, wenn die negative Versorgungsspannung
VSS an die virtuelle Spannungsversorgungsleitung 3 geschaltet
wird. Diese große
Ladungsmenge Q wird zum Aufsteuern des Schalttransistors 10 verwendet.
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Die
in der erfindungsgemäßen Aktivierungsschaltung 1 vorgesehene
Pufferschaltung 21 enthält
vorzugsweise MOSFET-Transistoren 21a, 21b,
die jeweils eine relativ geringe Kanalbreite aufweisen, da die Pufferschaltung 21 nur
zum Halten des Signalpegels am Steueranschluss 16 vorgesehen
ist.
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Die
beim Umschalten der Versorgungsspannungsschalteinrichtung 10 über die
Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 fließende Ladung
Q wird nicht aus der Versorgungsspannung VDD bezogen,
so dass die Belastung der Versorgungsspannungsquelle wesent lich
geringer ist als bei einer herkömmlichen
Logik-Aktivierungsschaltung,
wie sie in 1 dargestellt ist. Hierdurch
werden die Standby-Zeiten insbesondere bei mobilen Endgeräten, die
mit einer Batterie betrieben werden, erheblich erhöht. Beim
Einschalten der Logikschaltung 2 wird die notwendige Ladung
Q aus dem virtuellen Power-Rail 3 bezogen, und beim Abschalten
der Logikschaltung 2 wird diese Ladung wieder auf die virtuelle
Power-Rail 3 zurückgeführt. Auf
diese Weise wird die Ladung Q, die im abgeschalteten Zustand durch
Leckströme
der Spannungsquelle entzogen wird, reduziert.
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Bei
der in 3 dargestellten Ausführungsform wird die Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10 sowie
die Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 durch MOSFET-Transistoren
gebildet. Bei einer alternativen Ausführungsform wird die Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 mindestens
durch eine so genannte Carbo-Nano-Tube gebildet.
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5 zeigt
eine alternative zweite Ausführungsform
der Logik-Aktivierungsschaltung 1 gemäß der Erfindung, bei der eine
Logik-Aktivierungsschaltung 1 an der positiven virtuellen
Spannungsversorgungsleitung, und nicht wie bei der in 3 dargestellten
ersten Ausführungsform
an der negativen virtuellen Spannungsversorgungsleitung 3 innerhalb
der Logikschaltung 2 angeschlossen ist. Im Übrigen ist
die Funktionsweise der in 5 dargestellten
Logik-Aktivierungsschaltung 1 identisch zu der Funktionsweise
gemäß der in 3 dargestellten
Ausführungsform.
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6 dient zur Erläuterung der Funktionsweise
der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung 1.
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Zum
Zeitpunkt ta wird die Logikschaltung 2 durch
die erfindungsgemäße Logik-Aktivierungsschaltung 1 ausgeschaltet,
so dass die durch Leckstrom verursachte Verlustleistung innerhalb
der Logikschaltung 2 exponentiell absinkt. Durch den Be trieb
der Logik-Aktivierungsschaltung 1 entsteht beim Ausschalten
der Logikschaltung 2 eine Verlustleistung in der Ansteuerschaltung 1 zum
Zeitpunkt ta.
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Zum
Zeitpunkt tb wird die Logikschaltung 2 wieder
eingeschaltet, so dass die Verlustleistung innerhalb der Logikschaltung 2 auf
den hohen Wert PAN ansteigt. Durch die aktivierte
Logik-Aktivierungsschaltung 1 entsteht eine Verlustleistung
in der Ansteuerschaltung 1.
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Wie
man aus 6a erkennen kann, wird erst
ab einer minimalen Ausschaltzeit Tmin insgesamt
Verlustleistung eingespart. Die in 6a dargestellte
schraffierte Fläche
entspricht der Summe der beiden in 6b dargestellten
schraffierten Flächen.
Ist die Ausschaltzeitdauer niedriger als die Zeit Tmin,
wird keine Verlustleistung eingespart, sondern im Gegenteil sogar
zusätzliche
Energie verbraucht. Ist die Ausschaltzeitdauer der Logikschaltung 2 größer als
diese minimale Zeit Tmin, wird insgesamt
Energie eingespart.
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Da
die Verlustleistung der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung 1 aufgrund
des Ladungsausgleichs relativ gering ist und somit auch die in 6b dargestellten
schraffierten Flächen
relativ klein sind, ist folglich auch die minimale Ausschaltzeit
Tmin bei der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung 1 kurz.
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7 zeigt
die Energiebilanz der erfindungsgemäßen Logik-Ansteuerschaltung 1 im Vergleich
zu einer herkömmlichen
Logikansteuerschaltung, wie sie in 1 dargestellt
ist. Wie man erkennen kann, sinkt aufgrund der Energieeinsparung
die minimale Ausschaltzeit, ab der sich ein Ausschalten der Logikschaltung 2 lohnt,
erheblich. Bei gleicher Ausschaltzeit steigt die eingesparte Energie
bei der erfindungsgemäßen Aktivierungsschaltung 1 im
Vergleich zu der herkömmlichen
Aktivierungsschaltung.
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8 zeigt
eine weitere Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Logik-Aktivierungsschaltung 1 zum Ein-
oder Ausschalten von Logikschaltungen.
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Bei
der in 8 dargestellten Ausführungsform sind mehrere Logikschaltungen 2 seriell
verschaltet. Dabei verarbeitet eine Logikschaltung 2n+1 die eingangsseitig anliegenden,
verarbeiteten Ausgangssignale der vorangehenden Logikschaltung 2n.
Die beiden seriell verschalteten Logikschaltungen 2 weisen
komplementäre
virtuelle Spannungsversorgungsleitungen 3-n bzw. 3-n+1 auf.
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Bei
dem in 8 dargestellten Beispiel weist die Logikschaltung 2n eine
positive virtuelle Versorgungsspannungsleitung 3-n auf,
die wieder über
eine Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10-1 an eine positive
Versorgungsspannung VDD schaltbar ist. Die
nachgeschaltete Logikschaltung 2n+1 weist
eine negative virtuelle Spannungsversorgungsleitung 3-n+1 auf, die über eine
weitere Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10-2 an eine
negative Versorgungsspannung VSS schaltbar
ist. Die komplementären
Spannungsversorgungsschalteinrichtungen 10-1, 10-2 weisen
Steueranschlüsse 16-1, 16-2 auf,
die mit Ausgangsknoten 26-1, 26-2 der Pufferschaltungen 21-1, 21-2 verbunden
sind. Die MOSFETs der Pufferschaltkreise 21-1, 21-2 sind über Steuerleitungen
durch den Steuersignalgenerator 18 angesteuert. Die Logik-Aktivierungsschaltkreise zum
Aktivieren der Logikschaltungen 2-n, 2-n+1 sind
in einem so genanten Zickzackschema angeordnet.
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Zum
Aktivieren bzw. Anschalten der beiden seriell verschalteten Logikschaltungen 2-n, 2-n+1 werden die
Ausgangsknoten der beiden Pufferschaltkreise 21-1, 21-2 zunächst hochohmig
geschaltet und anschließend
mittels eines kurzen Schaltimpulses CR die Ladungsausgleichsschalteinrichtung 15 durchgeschaltet.
An dem Steueranschlussknoten 16-1 befindet sich vor dem
Durchschalten der Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10-1 eine
positive Ladung, und an dem Steueranschluss 16-2 befin det
sich vor dem Durchschalten der Spannungsversorgungsschalteinrichtung 10-2 eine
negative Ladung. Nach dem Durchschalten der Schalteinrichtung 15 erfolgt
ein Ladungsausgleich, so dass das Spannungspotenzial an dem Steueranschluss 16-1 absinkt
und das Spannungspotenzial an dem Steuerknoten 16-2 ansteigt.
Dies führt
zu einem Durchschalten der beiden Spannungsversorgungsschalteinrichtungen 10-1, 10-2,
so dass die beiden seriell verschalteten Logikschaltungen 2-n, 2-n+1 aktiviert
werden. Nachdem die Spannungsversorgungsschalteinrichtungen 10-1, 10-2 durchgeschaltet
sind, werden die Signalpegel an den Steueranschlüssen 16-1, 16-2 mittels
der Pufferschaltkreise 21-1, 21-2 regeneriert
und gehalten.
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- 1
- Logik-Aktivierungsschaltung
- 2
- Logikschaltung
- 3
- virtuelle
Spannungsversorgungsleitung
- 4
- Signalleitungen
- 5
- Signalleitungen
- 6
- Versorgungsspannungsanschluss
- 7
- Abzweigungsknoten
- 8
- Leitung
- 9
- Anschluss
- 10
- Spannungsversorgungsschalteinrichtung
- 11
- Versorgungsspannungsanschluss
- 12
- Abzweigungsknoten
- 13
- Leitung
- 19
- Anschluss
- 15
- Ladungsausgleichsschaltung
- 16
- Steueranschluss
- 17
- Steuerleitung
- 18
- Steuersignalgenerator
- 19
- Steueranschluss
- 20
- Steuerleitungen
- 21
- Pufferschaltung
- 22
- Leitung
- 23
- Leitung
- 24
- Versorgungsspannungsanschluss
- 25
- Inverter
- 26
- Ausgangsknoten
- 27
- Leitung
- 28
- Steueranschluss