ES2436081T3

ES2436081T3 - Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal

Info

Publication number: ES2436081T3
Application number: ES11165487T
Authority: ES
Inventors: Woo Suk Ko; Sang Chul Moon
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2009-01-09
Filing date: 2009-06-03
Publication date: 2013-12-26
Anticipated expiration: 2029-06-03
Also published as: PL2207283T3; WO2010079868A1; PL2375599T3; CN102265519A; US10116416B2; ATE520214T1; EP2375599A1; EP2207283A1; SI2385638T1; EP2207283B1; DK2207283T3; PT2207283E; HRP20120720T1; EP2375599B1; ES2393033T3; US9647795B2; US20140105328A1; SI2207283T1; US20110305300A1; ES2371538T3

Abstract

Un aparato para transmitir al menos una señal de difusión que tiene datos de Conexión de Capa Física, PLP, para llevar un flujo de servicio, el aparato comprende: medios (702-0) para codificación exterior de los datos de PLP; medios (303) para codificar por Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC, los datos de PLPcodificados exteriores, para la corrección de error de envío y emitir una Trama de corrección de error deenvío, FECFrame, de los datos PLP codificados por LDPC; medios (704-0) para establecer correspondencia de la FECFrame sobre una constelación de Modulación deAmplitud en Cuadratura, QAM, para formar, una Trama de corrección de error de envío compleja,XFECFrame; medios (705-0) para insertar una Cabecera FECFrame delante de XFECFrame; medios (706-0) para formar al menos un paquete de segmentos de datos basándose en XFECFrame y lacabecera FECFrame; medios (708-0) para entrelazar en el tiempo datos en el paquete de segmento de datos formado; medios (709-0) para entrelazar en frecuencia los datos entrelazados en el tiempo; y medios (711) para formar una trama de señal basándose en símbolos de preámbulo y de datos en que lossímbolos de preámbulo incluyen bloques de Capa 1, L1 y los símbolos de datos incluyen los datosentrelazados en frecuencia y en que los símbolos de preámbulo tienen información de señalización L1 paraseñalizar los símbolos de datos, en que el símbolo de preámbulo comprende los bloques L1 repetidos en el dominio de frecuencia, cada unode los bloques L1 tiene 3408 subportadoras, en que la información de señalización L1 incluye información de tipo del paquete de segmentos de datos,en que la información de tipo indica si el paquete de segmentos de datos incluye la cabecera FECFrame ono, en que el paquete de segmentos de datos incluye la trama XFEC, cuando la información de tipo indicaun primer tipo del paquete de segmentos de datos, y el paquete de segmentos de datos incluye laXFECFrame y la cabecera de FECFrame cuando la información de tipo indica un segundo tipo del paquetede segmentos de datos.

Description

Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal

Antecedentes del invento

Campo del invento

La presente invención se refiere a un método para la transmisión y recepción de una señal y a un aparato para la transmisión y recepción de una señal, y más particularmente, a un método para la transmisión y recepción de una señal y a un aparato para la transmisión y recepción de una señal, que son capaces de mejorar la eficacia de transmisión de datos.

Descripción de la técnica relacionada

Como se ha desarrollado una tecnología de difusión digital, los usuarios han recibido una imagen en movimiento de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo de compresión y alto rendimiento de hardware, se proporcionará a los usuarios un mejor entorno en el futuro. Un sistema de televisión digital (DTV) puede recibir una señal de difusión digital y proporcionar una diversidad de servicios complementarios a los usuarios así como una señal de vídeo y una señal de audio.

La Difusión de Vídeo Digital (DVB)-C2 es la tercera especificación que se une a la familia de DVB de sistemas de transmisión de segunda generación. Desarrollada en 1994, en la actualidad DVB-C se implanta en más de 50 millones de sintonizadores de cable por todo el mundo. En conformidad con los demás sistemas de segunda generación DVB, DVB-C2 usa una combinación de códigos BCH y de comprobación de paridad de Baja densidad (LDPC) . Esta potente Corrección de Errores de Envío (FEC), proporciona aproximadamente una mejora de 5 dB de la relación portadora a ruido sobre la DVB-C. Los esquemas de entrelazado de bits apropiados optimizan la robustez global del sistema FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se denominan Conexiones de Capa Física (PLP). Una o más de estas PLP se multiplexan en un segmento de datos. Se aplica entrelazado bidimensional (en los dominios de tiempo y frecuencia) a cada segmento permitiendo al receptor eliminar el impacto de deterioros por ráfagas e interferencia selectiva de frecuencia tal como el ingreso de frecuencia única.

Con el desarrollo de estas tecnologías de difusión digital, se aumenta el requisito para un servicio tal como una señal de vídeo y una señal de audio y se aumenta el tamaño de los datos deseado por los usuarios o el número de canales de difusión de manera gradual. El proyecto DVB "Canal de estructura de trama y modulación para un sistema de difusión de televisión terrestre de segunda generación (DVB-T2)", Difusión de Video Digital (en línea) Junio de 2008 () describe técnicas de codificación de canal de estructura de trama para sistemas de difusión.

Resumen del invento

Objeto de la invención

Por consiguiente, la presente invención se refiere a un método para la transmisión y recepción de una señal y un aparato para la transmisión y recepción de una señal que sustancialmente evitan uno o más problemas debidos a las limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.

Un objeto de la presente invención es proporcionar un método para la transmisión de al menos una señal de difusión que tiene datos de Conexión de Capa Física, PLP, para llevar un flujo de servicio, el método comprende: codificación exterior de los datos de PLP; codificación por LDPC de los datos de PLP codificados exteriores, para corrección de error de envío y emisión, de una Trama de corrección de error de envío, Trama FEC, de los datos de PLP codificados por LDPC; establecimiento de correspondencia de FECFrame sobre una Modulación de Amplitud en Cuadratura, QAM, constelación para formar una Trama de corrección de error de envío compleja, Trama XFEC; inserción de Cabecera de Trama FEC delante de la Trama XFEC, formación del amenos un paquete de segmentos de datos basándose en la XFECFrame y la cabecera de FECFrame; entrelazado en el tiempo de datos en el paquete de segmentos de datos formado; entrelazado en frecuencia de los datos entrelazados en el tiempo; y formación de una trama de señal basándose en símbolos de preámbulo y de datos, en que los símbolos de preámbulo incluyen bloques de Capa 1, L1, y los símbolos de datos incluyen los datos entrelazados en frecuencia y en el que los símbolos de preámbulo tienen información de señalización L1para señalizar los símbolos de datos, en el que los símbolos de preámbulo comprenden los bloques L1 repetidos en dominio de frecuencia, cada uno de los bloques L1 tiene 3408 subportadoras, en que la información de señalización L1 incluye información de tipo del paquete de segmentos de datos, en que la información de tipo indica si el paquete de segmentos de datos incluye cabecera o no en que el paquete de segmentos de datos incluye la trama XFEC, cuando la información de tipo indica un primer tipo del paquete de segmentos de datos, y el paquete de segmentos de datos incluye la XFECFrame y la cabecera de FECFrame cuando la información de tipo indica un segundo tipo del paquete de segmentos de datos.

Otro aspecto de la presente invención proporciona un receptor para la recepción de al menos una señal de difusión que tiene datos de Conexión de Capa Física, PLP, para llevar un flujo de servicio, el método comprende: la recepción de al menos una señal de difusión que tiene una trama de señal; análisis sintáctico de la trama de señal que incluye símbolos de preámbulo y de datos, en que los símbolos de preámbulo incluyen bloques de Capa 1, L1, y los símbolos de datos incluyen segmentos de datos que tienen los datos de PLP y en el que los símbolos de preámbulo tienen información de señalización L1 para señalizar los símbolos de datos, en el que los símbolos de preámbulo comprenden los bloques L1 repetidos en dominio de frecuencia, cada uno de los bloques L1 tiene 3408 subportadoras; desentrelazado en frecuencia de datos en la trama de señal analizada sintácticamente; desentrelazado en el tiempo de datos desentrelazados en frecuencia a un nivel de segmento de datos; emisión de paquetes de segmentos de datos que tienen los datos de PLP desde el segmento de datos, en que la información de señalización L1 incluye información de tipo de los paquetes de segmentos de datos, en que la información de tipo indica si cada uno de los paquetes de datos incluye cabecera o no; obtención de la cabecera desde el paquete de segmentos de datos de acuerdo con la información de tipo; descodificación de datos en los paquetes de segmentos de datos para una Corrección de Error de Envío, FEC mediante un esquema de descodificación de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC; y descodificación exterior de los datos descodificados por LDPC.

Un aparato para transmitir al menos una señal de difusión que tiene datos de Conexión de Capa Física, PLP, para llevar un flujo de servicio, el aparato comprende: medios para codificación exterior de los datos de PLP; medios para una codificación de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC, de los datos de PLP codificados exteriores, para corrección de error de envío y emisión, de una Trama de corrección de error de envío, Trama FEC, de los datos de PLP codificados por LDPC; medios para el establecimiento de correspondencia de FECFrame sobre una Modulación de Amplitud en Cuadratura, QAM, constelación para formar una Trama de corrección de error de envío compleja, Trama XFEC; medios para insertar una Cabecera de Trama FEC delante de la Trama XFEC; medios para formar al menos un paquete de segmentos de datos basándose en la XFECFrame y la cabecera de FECFrame; medios para entrelazado en el tiempo de datos en el paquete de segmentos de datos formado; medios para entrelazado en frecuencia de los datos entrelazados en el tiempo; y medios para formar una trama de señal basándose en símbolos de preámbulo y de datos, en que los símbolos de preámbulo incluyen bloques de Capa 1, L1, y los símbolos de datos incluyen los datos entrelazados en frecuencia y en el que los símbolos de preámbulo tienen información de señalización L1 para señalizar los símbolos de datos, en el que los símbolos de preámbulo comprenden los bloques L1 repetidos en dominio de frecuencia, cada uno de los bloques L1 tiene 3408 subportadoras, en que la información de señalización L1 incluye información de tipo del paquete de segmentos de datos, en que la información de tipo indica si el paquete de segmentos de datos incluye la cabecera FECFrame o no, en que el paquete de segmentos de datos incluye la trama XFEC, cuando la información de tipo indica un primer tipo del paquete de segmentos de datos, y el paquete de segmentos de datos incluye la XFECFrame y la cabecera de FECFrame cuando la información de tipo indica un segundo tipo del paquete de segmentos de datos.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un aparato para la recepción de al menos una señal de difusión que tiene datos de Conexión de Capa Física, PLP, para llevar un flujo de servicio, el aparato comprende: medios para recibir al menos una señal de difusión que tiene una trama de señal; medios para analizar sintácticamente la trama de señal incluyendo símbolos de preámbulo y símbolos de datos, en que los símbolos de preámbulo incluyen bloques de Capa 1, L1, y los símbolos de datos incluyen segmentos de datos que tienen los datos de PLP y en el que los símbolos de preámbulo tienen información de señalización L1 para señalizar los símbolos de datos, en el que los símbolos de preámbulo comprenden los bloques L1 repetidos en dominio de frecuencia, cada uno de los bloques L1 tiene 3408 subportadoras; medios para el desentrelazado en frecuencia de datos en la trama de señal analizada sintácticamente; medios para el desentrelazado en el tiempo de datos desentrelazados en frecuencia a un nivel de segmento de datos; medios para emitir paquetes de segmentos de datos que tienen los datos de PLP desde el segmento de datos, en que la información de señalización L1 incluye información de tipo de los paquetes de segmentos de datos, en que la información de tipo indica si cada uno de los paquetes de datos incluye una cabecera o no; medios para obtener la cabecera desde el paquete de segmentos de datos de acuerdo con la información de tipo; medios para descodificar datos en los paquetes de segmentos de datos para una Corrección de Error de Envío, FEC mediante un esquema de descodificación de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC; y medios para la descodificación exterior de los datos descodificados por LDPC.

Breve Descripción de los Dibujos

Los dibujos adjuntos, que se incluyen para proporcionar una comprensión adicional de la invención y se incorporan en y constituyen parte de esta solicitud, ilustran una realización o realizaciones de la invención y junto con la descripción sirven para explicar el principio de la invención. En los dibujos:

La figura 1 es un ejemplo de modulación de amplitud en Cuadratura (QAM) de 64 estados usada en la DVB-T Europea.

La figura 2 es un método del Código Binario Reflejado de Gray (BRGC).

La figura 3 es una salida próxima al Gaussiano por modificación de 64 QAM que se usa en DVB-T.

La figura 4 es la distancia de Hamming entre el par Reflejado en BRGC.

La figura 5 son las características en QAM en donde existe un par Reflejado para cada eje I y eje Q. La figura 6 es un método para modificar QAM usando un par Reflejado de BRGC. La figura 7 es un ejemplo de 64/256/1024/4096 QAM modificada. Las figuras 8 – 9 son un ejemplo de 64 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC. Las figuras 10 – 11 son un ejemplo de 256 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC. Las figuras 12 – 13 son un ejemplo de 1024 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0 - 511). Las figuras 14 – 15 son un ejemplo de 1024 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512 - 1023). Las figuras 16 – 17 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0 - 511). Las figuras 18 – 19 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512 - 1023). Las figuras 20 – 21 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1024 - 1535). Las figuras 22 – 23 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1536 - 2047). Las figuras 24 – 25 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2048 - 2559). Las figuras 26 – 27 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2560 - 3071). Las figuras 28 – 29 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3072 - 3583). Las figuras 30 – 31 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3584 - 4095). La figura 32 es un ejemplo de establecimiento de correspondencia de bits de QAM modificada donde se modifica

256 QAM usando BRGC. La figura 33 es un ejemplo de transformación de MQAM para dar una constelación No uniforme. La figura 34 es un ejemplo de sistema de transmisión digital. La figura 35 es un ejemplo de un procesador de entrada. La figura 36 es una información que puede incluirse en una banda base (BB) . La figura 37 es un ejemplo de BICM. La figura 38 es un ejemplo de codificador acortado/perforado. La figura 39 es un ejemplo de aplicación de diversas constelaciones. La figura 40 es otro ejemplo de casos en los que se considera la compatibilidad entre sistemas convencionales. La figura 41 es una estructura de trama que comprende el preámbulo para la señalización L1 y símbolo de datos

para datos PLP. La figura 42 es un ejemplo de formador de tramas. La figura 43 es un ejemplo de inserción piloto 404 mostrado en la figura 4. La figura 44 es una estructura de SP. La figura 45 es una nueva estructura de SP o Patrón Piloto (PP) 5'. La figura 46 es una estructura de PP5' sugerida. La figura 47 es una relación entre preámbulo y símbolo de datos. La figura 48 es otra relación entre preámbulo y símbolo de datos. La figura 49 es un ejemplo de perfil de retardo de canal de cable. La figura 50 es una estructura de piloto dispersa que usa z=56 y z=112. La figura 51 es un ejemplo de modulador basado en OFDM.

La figura 52 es un ejemplo de estructura de preámbulo. La figura 53 es un ejemplo de descodificación de preámbulo. La figura 54 es un proceso para el diseño de preámbulo más optimizado. La figura 55 es otro ejemplo de estructura de preámbulo La figura 56 es otro ejemplo de descodificación de preámbulo. La figura 57 es un ejemplo de estructura de preámbulo. La figura 58 es un ejemplo de descodificación L1. La figura 59 es un ejemplo de procesador analógico. La figura 60 es un ejemplo de sistema receptor digital. La figura 61 es un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. La figura 62 es un ejemplo de demodulador. La figura 63 es un ejemplo de analizador sintáctico de trama. La figura 64 es un ejemplo de demodulador BICM. La figura 65 es un ejemplo de descodificación LDPC usando acortamiento/perforación. La figura 66 es un ejemplo de procesador de salida. La figura 67 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque L1 de 8 MHz. La figura 68 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque L1 de 8 MHz. La figura 69 es una nueva tasa de repetición de bloque L1 de 7,61 MHz. La figura 70 es un ejemplo de señalización L1 que se transmite en cabecera de trama. La figura 71 es el resultado de simulación de preámbulo y estructura L1. La figura 72 es un ejemplo de entrelazador de símbolo. La figura 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque L1. La figura 74 es otro ejemplo de señalización L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La figura 75 es un ejemplo de entrelazado/desentrelazado de frecuencia o tiempo. La figura 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de señalización L1 que se transmite en la cabecera FECFRAME

en la Inserción de Cabecera ModCod (307) en la trayectoria de datos del módulo BICM mostrado en la figura 3. La figura 77 muestra una estructura para la cabecera FECFRAME para minimizar la sobrecarga. La figura 78 muestra un rendimiento de tasa de error de bit (BER) de la protección L1 mencionada anteriormente. La figura 79 muestra ejemplos de una estructura de trama de transmisión y de trama FEC. La figura 80 muestra un ejemplo de señalización L1. La figura 81 muestra un ejemplo de preseñalización L1. La figura 82 muestra una estructura de bloque de señalización L1. La figura 83 muestra un entrelazado de tiempo L1. La figura 84 muestra un ejemplo de modulación de extracción e información de código. La figura 85 muestra otro ejemplo de preseñalización L1. La figura 86 muestra un ejemplo de planificación de bloque de señalización L1 que se transmite en preámbulo. La figura 87 muestra un ejemplo de preseñalización L1 en la que se considera el aumento de potencia.

La figura 88 muestra un ejemplo de señalización L1. La figura 89 muestra otro ejemplo de modulación de extracción e información de código. La figura 90 muestra otro ejemplo de modulación de extracción e información de código. La figura 91 muestra un ejemplo de presincronización L1. La figura 92 muestra un ejemplo de preseñalización L1. La figura 93 muestra un ejemplo de señalización L1. La figura 94 muestra un ejemplo de trayectoria de señalización L1. La figura 95 es otro ejemplo de señalización L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La figura 96 es otro ejemplo de señalización L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La figura 97 es otro ejemplo de señalización L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La figura 98 muestra un ejemplo de señalización L1. La figura 99 es un ejemplo del entrelazador de símbolo. La figura 100 muestra un rendimiento de entrelazado del entrelazador de tiempo de la figura 99. La figura 101 es un ejemplo del entrelazador de símbolo. La figura 102 muestra un rendimiento de entrelazado del entrelazador de tiempo de la figura 101. La figura 103 es un ejemplo del desentrelazador de símbolo. La figura 104 es otro ejemplo del entrelazado de tiempo. La figura 105 es un resultado de entrelazado usando el método mostrado en la figura 104. La figura 106 es un ejemplo del método de direccionamiento de la figura 105. La figura 107 es otro ejemplo de entrelazado de tiempo L1. La figura 108 es un ejemplo del desentrelazador de símbolo. La figura 109 es otro ejemplo del desentrelazador. La figura 110 es un ejemplo del desentrelazador de símbolo. La figura 111 es un ejemplo de direcciones de fila y columna para el desentrelazado de tiempo. La figura 112 muestra un ejemplo de entrelazado de bloque general en un dominio de símbolo de datos en el que no

se usan pilotos. La figura 113 es un ejemplo de un transmisor OFDM que usa segmentos de datos. La figura 114 es un ejemplo de un receptor OFDM que usa un segmento de datos.

Descripción de las realizaciones preferidas

A continuación se hará referencia en detalle a las realizaciones preferidas de la presente invención, de las que se ilustran ejemplos en los dibujos adjuntos. Siempre que sea posible, se usarán los mismos números de referencia a lo largo de los dibujos para referirse a partes iguales o similares.

En la siguiente descripción, el término “servicio” es indicativo de cualquiera de los contenidos de difusión que pueden transmitirse/recibirse por el aparato de transmisión/recepción de señal.

La modulación de amplitud en cuadratura (QAM) usando el Código Binario Reflejado de Gray (BRGC) se usa como modulación en un entorno de transmisión por difusión en el que se usa la Modulación Codificada Entrelazada de Bit (BICM) convencional. La figura 1 muestra un ejemplo de 64 QAM usada en la DVB-T Europea.

El BRGC puede realizarse usando el método mostrado en la figura 2. Un BRGC de n bits puede realizarse añadiendo un código inverso de BRGC de (n-1) bits (es decir, código reflejado) detrás de (n-1) bits, añadiendo ceros delante del BRGC de (n-1) bits original, y añadiendo unos al principio del código reflejado. El código BRGC realizado con este método tiene una distancia de Hamming entre códigos adyacentes de uno (1) . Además, cuando el BRGC

se aplica a la QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos más adyacentes al punto, es uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos más adyacentes al punto, es dos (2). Tales características de las distancias de Hamming entre un punto de constelación específico y otros puntos adyacentes pueden ser denominados como regla de establecimiento de correspondencia de Gray en QAM.

Para hacer que un sistema sea robusto contra el Ruido Gaussiano Blanco Aditivo (AWGN), la distribución de señales transmitidas desde un transmisor puede aproximarse a la distribución Gaussiana. Para poder hacer eso, las ubicaciones de los puntos en la constelación pueden modificarse. La figura 3 muestra una salida próxima a Gaussiana modificando la 64 QAM usada en DVB-T. Tal constelación puede denominarse como QAM No uniforme (NU-QAM) .

Para realizar una constelación de QAM No uniforme, puede usarse la Función de Distribución Acumulativa Gaussiana (CDF). En el caso de 64, 256, ó 1024 QAM, es decir, 2^N AM, la QAM puede dividirse en dos N-PAM independientes. Al dividir la CDF Gaussiana en N secciones de idéntica probabilidad y al permitir que un punto de señal en cada sección represente la sección, puede realizarse una constelación con una distribución Gaussiana. Dicho de otro modo, la coordenada xj de la N-PAM no uniforme recién definida puede definirse del siguiente modo:

xj 1 x2 + 13 2N ∃1(

e 2 dx ! pj , pj ,∗, ,..., ∋(Ec. 1)

∀∃# 2%)2N 2N 2N &

La figura 3 es un ejemplo de transformación de 64 QAM de DVB-T para dar NU-64 QAM usando los métodos anteriores. La figura 3 representa el resultado de modificar coordenadas de cada eje I y eje Q usando los métodos anteriores y estableciendo correspondencia de los puntos de constelación previos respecto a las coordenadas recién definidas. En el caso de 32, 128 o 512 QAM, es decir, QAM en cruz, que no es QAM 2^N, al modificar Pj apropiadamente, puede hallarse una nueva coordenada.

Una realización de la presente invención puede modificar QAM usando BRGC al usar características de BRGC. Como se muestra en la figura 4, la distancia de Hamming entre Par Reflejado en BRGC es uno porque difiere sólo en un bit que se añade al principio de cada código. La figura 5 muestra las características en QAM en las que existe el Par Reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, el Par Reflejado existe a cada lado de la línea de puntos negra.

Al usar pares Reflejados existentes en QAM, puede reducirse la potencia media de una constelación QAM mientras se mantiene la regla de establecimiento de correspondencia de Gray en QAM. Dicho de otro modo, en una constelación en la que una potencia media se normaliza como 1, la distancia Euclidiana mínima en la constelación puede aumentarse. Cuando se aplica esta QAM modificada a sistemas de comunicación o difusión, es posible implementar o bien un sistema más robusto contra el ruido usando la misma energía que en un sistema convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento como sistema convencional pero que usa menos energía.

La figura 6 muestra un método para modificar QAM usando el par Reflejado de BRGC. La figura 6a muestra una constelación y la figura 6b muestra un diagrama de flujo para modificar QAM usando el par Reflejado de BRGC. En primer lugar, necesita hallarse un punto objetivo con la mayor potencia entre los puntos de constelación. Los puntos candidatos son puntos en los que ese punto objetivo puede moverse y son los puntos más próximos del par reflejado del punto objetivo. Entonces, necesita hallarse un punto vacío (es decir, un punto que todavía no ha sido tomado por otros puntos) con la menor potencia entre los puntos candidatos y se comparan la potencia del punto objetivo y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es menor, el punto objetivo se mueve hacia el punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia media de los puntos en constelación alcanza un mínimo mientras se mantiene la regla de establecimiento de correspondencia de Gray.

La figura 7 muestra un ejemplo de 64/256/1024/4096 QAM modificada. Los valores en los que se ha establecido correspondencia de Gray se corresponden con las figuras 8~31 respectivamente. Además de estos ejemplos, pueden realizarse otros tipos de QAM modificada que permitan la optimización de potencia idéntica. Esto se debe a que un punto objetivo puede moverse a múltiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida puede aplicarse no sólo a la 64/256/1024/4096 QAM, sino también a la QAM en cruz, una QAM de mayor tamaño, o modulaciones que usan un BRGC distinto de QAM.

La figura 32 muestra un ejemplo de establecimiento de correspondencia de bits de QAM Modificada en donde la 256 QAM se modifica usando BRGC. La figura 32a y la figura 32b muestran el establecimiento de correspondencia de los Bits Más Significativos (MSB). Los puntos indicados como círculos rellenos representan establecimientos de correspondencia de unos y los puntos indicados como círculos en blanco representan establecimientos de correspondencia de ceros. De la misma manera, cada bit se hace corresponder como se muestra en las figuras desde (a) a (h) en la figura 32, hasta que se hacen corresponder los Bits Menos Significativos (LSB). Como se muestra en la figura 32, la QAM modificada puede permitir la decisión de bit usando sólo los ejes I o Q como QAM convencional, excepto por un bit que se encuentra junto al MSB (figura 32c y figura 32d) . Al usar estas características, puede realizarse un receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Un receptor eficaz puede implementarse comprobando ambos valores I y Q únicamente cuando se determina el bit junto al MSB

y calculando sólo I o Q para el resto de bits. Este método puede aplicarse a LLR Aproximada, LLR Exacta o decisión Firme.

Al usar la QAM modificada o MQAM, que usa las características del BRGC anterior, puede realizarse la constelación no uniforme o NU-MQAM. En la ecuación anterior en la que se usa la CDF Gaussiana, Pj puede modificarse para adaptarse a MQAM. Al igual que QAM, en MQAM, pueden considerarse dos PAM con eje I y eje Q. Sin embargo, a diferencia de QAM en la que varios puntos correspondientes a un valor de cada eje PAM son idénticos, el número de puntos cambia en MQAM. Si un número de puntos que corresponden al valor de orden j de PAM se define como nj en una MQAM donde existe un total de M puntos de constelación, entonces Pj puede definirse como sigue:

i! j∃1

n

− ij

x2 n .

x

j 12 i!02

e dx ! pj pj ! , n0 = 0 (Ec. 2)∀∃# 2% M

Al usar el Pj recién definido, MQAM puede transformarse en una constelación No uniforme. Pj puede definirse como sigue para el ejemplo de 256-MQAM.

La figura 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una constelación no uniforme. La NU-MQAM realizada usando estos métodos puede conservar características de receptores MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. Por tanto puede implementarse un receptor eficaz. Además, puede implementarse un sistema más robusto contra el ruido que el NU-QAM previo. Para un sistema de transmisión por difusión más eficaz, es posible hibridar MQAM y NU-MQAM. Dicho de otro modo, un sistema más robusto contra el ruido puede implementarse usando MQAM para un entorno en el que se usa un código de corrección de errores con una alta tasa de código y si no usando NU-MQAM. Para un caso tal, un transmisor puede permitir que un receptor tenga información de tasa de código de un código de corrección de errores usado actualmente y un tipo de modulación usado actualmente tal que el receptor pueda demodular según la modulación usada actualmente.

La figura 34 muestra un ejemplo de sistema de transmisión digital. Las entradas pueden comprender varios flujos MPEG-TS o flujos GSE (Encapsulamiento de Flujo General). Un módulo 101 de procesador de entrada puede añadir parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar la planificación para un módulo 102 BICM. El módulo 102 BICM puede añadir datos de entrelazado y redundancia para la corrección de error de canal de transmisión. Un formador 103 de tramas puede formar tramas añadiendo información de señalización de capa física y pilotos. Un modulador 104 puede realizar la modulación sobre símbolos de entrada en métodos eficaces. Un procesador analógico 105 puede realizar varios procesos para convertir las señales digitales de entrada en señales analógicas de salida.

La figura 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo MPEG-TS o GSE de entrada puede transformarse mediante el preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesarán independientemente. Cada uno de esos flujos puede ser o bien una trama TS completa que incluye múltiples componentes de servicio o bien una trama TS mínima que incluye componente de servicio (es decir, vídeo o audio) . Además, cada uno de esos flujos puede ser un flujo GSE que transmite servicios múltiples o un único servicio.

El módulo 202-1 de interfaz de entrada puede asignar un número de bits de entrada igual a la capacidad de campo de datos máximo de una trama de banda base (BB) . Puede insertarse un rellenado para completar la capacidad de bloque de código LDPC/BCH. El módulo 203-1 sincronizador de flujo de entrada puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del flujo de transporte (o Flujo Genérico empaquetado), con el fin de garantizar un retardo y tasas de bit constantes de extremo a extremo.

Con el fin de permitir la recombinación de Flujo de Transporte sin requerir memoria adicional en el receptor, los Flujos de Transporte de entrada se retardan por compensadores 204-1-n de retardo que consideran parámetros de entrelazado de las PLP de datos en un grupo y la correspondiente PLP común. Los módulos 205-1-n de borrado de paquetes nulos pueden aumentar la eficacia de transmisión eliminando paquetes nulos insertados para un caso de servicio de VBR (tasa de bit variable). Los módulos 206-1-n de codificador de Comprobación de Redundancia Cíclica (CRC) pueden añadir paridad CRC para aumentar la fiabilidad de transmisión de la trama BB. Los módulos 207-1-n de inserción de cabecera BB pueden añadir la cabecera de trama BB en una parte de comienzo de la trama BB. La información que puede incluirse en la cabecera BB se muestra en la figura 36.

Un módulo 208 fusionador/segmentador puede realizar segmentación de trama BB desde cada PLP, fusionando las tramas BB de múltiples PLP, y planificando cada trama BB dentro de una trama de transmisión. Por tanto, el módulo 208 fusionador/segmentador puede emitir información de señalización L1 que se refiere a una asignación de PLP en

la trama. Finalmente, un módulo 209 de codificador BB puede formar aleatoriamente los flujos de bits de entrada para minimizar la correlación entre los bits dentro de los flujos de bits. Los módulos sombreados en la figura 35 son módulos usados cuando el sistema de transmisión usa una única PLP, los demás módulos en la figura 35 son módulos usados cuando el dispositivo de transmisión usa múltiples PLP.

La figura 37 muestra una realización de módulo BICM. La figura 37a muestra una trayectoria de datos y la figura 37b muestra una trayectoria L1 de módulo BICM. Un módulo 301 de codificador externo y un módulo 303 de codificador interno pueden añadir redundancia a los flujos de bits de entrada para corrección de errores. Un módulo 302 de entrelazador externo y un módulo 304 de entrelazador interno pueden entrelazar bits para evitar el error en ráfaga. El módulo 302 de entrelazador externo puede omitirse si el BICM es específicamente para DVB-C2. Un módulo 305 desmultiplexor de bits puede controlar la fiabilidad de cada salida de bit del módulo 304 de entrelazador interno. Un módulo 306 de establecedor de correspondencia de símbolos puede hacer corresponder flujos de bits de entrada en flujos de símbolos. En este momento, es posible usar cualquiera de una QAM convencional, una MQAM que use el BRGC mencionado anteriormente para una mejora de rendimiento, una NU-QAM que use modulación no uniforme,

o una NU-MQAM que use modulación no uniforme aplicada a BRGC para una mejora de rendimiento. Para construir un sistema que sea más robusto contra el ruido, pueden considerarse las combinaciones de modulaciones que usan MQAM y/o NU-MQAM dependiendo de la tasa de código del código de corrección de error y la capacidad de constelación. En este momento, el módulo 306 de establecedor de correspondencia de símbolos puede usar una constelación apropiada según la tasa de código y la capacidad de constelación. La figura 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones.

El caso 1 muestra un ejemplo del uso de sólo NU-MQAM a baja tasa de código para la implementación de sistema simplificada. El caso 2 muestra un ejemplo de uso de constelación optimizada a cada tasa de código. El transmisor puede enviar información acerca de la tasa de código del código de corrección de error y la capacidad de constelación al receptor de manera que el receptor puede usar una constelación apropiada. La figura 40 muestra otro ejemplo de los casos en los que se considera la compatibilidad entre los sistemas convencionales. Además de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para la optimización del sistema.

El módulo 307 de inserción de Cabecera ModCod mostrado en la figura 37 puede tomar información de realimentación de codificación y modulación adaptativa (ACM)/codificación y modulación variable (VCM) y añadir información de parámetros usados en la codificación y modulación a un bloque FEC como cabecera. El tipo de modulación/cabecera de tasa de código (ModCod) puede incluir la siguiente información:

*: Tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta

*: Tasa de código (3 bits)

*: Modulación (3 bits) - hasta 64K QAM

*: Identificador de PLP (8 bits)

El módulo 308 de entrelazador de símbolos puede realizar el entrelazado en el dominio de símbolos para obtener efectos de entrelazado adicionales. Procesos similares realizados en la trayectoria de datos pueden realizarse sobre la trayectoria de señalización L1 pero con parámetros (301-1 ~ 308-1) posiblemente diferentes. En este punto, puede usarse un módulo (303-1) de código acortado/perforado para código interno.

La figura 38 muestra un ejemplo de codificación LDPC usando acortamiento/perforación. El proceso de acortamiento puede realizarse en bloques de entrada que tienen menos bits que un número de bits requerido para la codificación LDPC puesto que muchos bits cero requeridos para la codificación LDPC pueden rellenarse (301c). Los flujos de bits de entrada rellenados con ceros pueden tener bits de paridad a través de la codificación LDPC (302c) . En este momento, para flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, pueden eliminarse los ceros (303c) y para los flujos de bits de paridad, puede realizarse perforación (304c) según tasas de código. Estos flujos de bits de información y flujos de bits de paridad procesados pueden multiplexarse en secuencias originales y emitirse (305c) .

La figura 41 muestra una estructura de trama que comprende el preámbulo para la señalización L1 y el símbolo de datos para datos de PLP. Puede verse que los símbolos de preámbulo y datos se generan cíclicamente, usando una trama como unidad. Los símbolos de datos comprenden el tipo 0 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación fija y el tipo 1 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación variable. Para el tipo 0 de PLP, información tal como modulación, tipo de FEC y tasa de código FEC se transmite en el preámbulo (véase la figura 42 para la inserción 401 de cabecera de trama). Para el tipo 1 de PLP, la información correspondiente puede transmitirse en la cabecera de bloque FEC de un símbolo de datos (véase la figura 37 para el módulo 307 de inserción de cabecera ModCod) . Mediante la separación de tipos de PLP, la sobrecarga ModCod puede reducirse en un 3-4% desde una tasa de transmisión total, para el tipo 0 de PLP que se transmite a una tasa de transmisión de bits fija. En un receptor, para PLP de modulación/codificación fija de tipo 0 de PLP, el eliminador (r401) de cabecera de trama mostrado en la figura 63 puede extraer información sobre modulación y tasa de código FEC y proporcionar la información extraída a un módulo de descodificación BICM. Para PLP de codificación/modulación variable de tipo 1 de PLP, los módulos de extracción r307, r307-1 ModCod mostrados en la figura 64 pueden extraer y proporcionar los parámetros necesarios para descodificación BICM.

La figura 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un módulo 401 de inserción de cabecera de trama puede formar una trama a partir de flujos de símbolos de entrada y puede añadir una cabecera de trama delante de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente información:

*: Número de canales unidos (4 bits)

*: Intervalo de seguridad (2 bits)

*: PAPR (2 bits)

*: Patrón piloto (2 bits)

*: Identificación de sistema digital (16 bits)

*: Identificación de trama (16 bits)

*: Longitud de trama (16 bits) – número de símbolos de Multiplexado por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM) por trama

*: Longitud de supertrama (16 bits) – número de tramas por supertrama

*: número de PLP (8 bits)

*: para cada PLP identificación de PLP (8 bits) id de unión de canal (4 bits) Inicio de PLP (9 bits) Tipo de PLP (2 bits) - PLP común u otras Tipo de carga útil de PLP (5 bits) Tipo de MC (1 bit) - modulación y codificación fija/variable si tipo MC == modulación y codificación fija

tipo FEC (1 bit) - LDPC largo o corto tasa de código (3 bits) Modulación (3 bits) – hasta 64K QAM

fin si; Número de canales de ranura (2 bits) para cada ranura

Inicio de ranura (9 bits)

Anchura de ranura (9 bits)

fin para;

Anchura de PLP (9 bits) – número máximo de bloques FEC de PLP

Tipo de entrelazado de tiempo PLP (2 bits)

fin para;

* CRC-32 (32 bits)

El entorno de unión de canal se supone para la información de L1 transmitida en la cabecera de trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por tanto, la información tal como identificador PLP, identificador de unión de canal, y dirección de inicio PLP se requieren para cada canal usado en la unión. Una realización de esta invención sugiere transmitir el campo ModCod en cabecera de trama FEC si el tipo de PLP soporta modulación/codificación variable y transmitir el campo ModCod en cabecera de trama si el tipo de PLP

40 soporta modulación/codificación fija para reducir la sobrecarga de señalización. Además, si existe una banda de

Ranura para cada PLP, al transmitir la dirección de inicio de la Ranura y su anchura, puede resultar innecesario descodificar portadoras correspondientes en el receptor.

La figura 43 muestra un ejemplo de Patrón Piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de unión de canal. Como se muestra, si las posiciones SP son coincidentes con posiciones piloto de preámbulo, puede darse la estructura piloto irregular.

La figura 43a muestra un ejemplo de módulo 404 de inserción de piloto como se muestra en la figura 42. Como se representa en la figura 43, si se usa una banda de frecuencia única (por ejemplo, 8 MHz), el ancho de banda disponible es 7,61 MHz, pero si se unen bandas de frecuencia múltiples, pueden eliminarse las bandas de seguridad, por tanto, la eficacia de frecuencia puede aumentar enormemente. La figura 43b es un ejemplo de módulo 504 de inserción de preámbulo como se muestra en la figura 51 que se transmite en la parte frontal de la trama e incluso con unión de canal, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es el ancho debanda de bloque L1. Ésta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza exploración de canal inicial.

Los Patrones Piloto existen tanto para los Símbolos de Preámbulo como de Datos. Para el símbolo de datos, pueden usarse patrones (SP) de piloto disperso. El Patrón Piloto 5 (PP5) y el Patrón Piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para la interpolación de sólo frecuencia. PP5 tiene x=12, y=4, z=48 para GI=1/64 y PP7 tiene x=24, y=4, z=96 para GI=1/128. La interpolación de tiempo adicional también es posible para una mejor estimación de canal. Los patrones piloto para el preámbulo pueden cubrir todas las posiciones piloto posibles para la adquisición inicial de canal. Además, las posiciones piloto de preámbulo deberían ser coincidentes con las posiciones SP y se desea un patrón piloto único tanto para el preámbulo como para SP. Los pilotos de preámbulo podrían usarse también para la interpolación de tiempo y todo preámbulo podría tener un patrón piloto idéntico. Estos requisitos son importantes para la detección C2 en la exploración y necesarios para la estimación de desplazamiento de frecuencia con correlación de secuencia de codificación. En un entorno de unión de canal, la coincidencia en las posiciones piloto debería mantenerse también para la unión de canal ya que la estructura piloto irregular puede degradar el rendimiento de la interpolación.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un símbolo OFDM es 48 y si una distancia y entre SP correspondientes a un portador SP específico a lo largo del eje de tiempo es 4, una distancia x eficaz después de la interpolación de tiempo resulta 12. Esto es cuando una fracción de intervalo de seguridad (GI) es 1/64. Si la fracción GI es 1/128, puede usarse x=24, y=4 y z=96. Si se usa la unión de canal, las posiciones SP pueden hacerse coincidir con las posiciones piloto de preámbulo al generar puntos no continuos en la estructura de piloto disperso.

En este momento, las posiciones piloto de preámbulo pueden coincidir con todas las posiciones SP de símbolo de datos. Cuando se usa la unión de canal, el segmento de datos en el que se transmite un servicio, puede determinarse sin tener en cuenta la granularidad del ancho de banda de 8 MHz. Sin embargo, para reducir la sobrecarga para direccionar el segmento de datos, puede seleccionarse la transmisión que empieza en la posición SP y acaba en la posición SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el módulo r501 de estimación de canal mostrado en la figura 62 puede realizar una interpolación de tiempo para obtener los pilotos mostrados con líneas de puntos en la figura 43 y realizar la interpolación de frecuencia. En este momento, para puntos no continuos cuyos intervalos se designan como 32 en la figura 43, tanto si se realizan interpolaciones a derecha e izquierda separadamente como si se realizan interpolaciones en un solo lado entonces puede implementarse realizar la interpolación en el otro lado usando las posiciones piloto ya interpoladas cuyo intervalo es 12 como un punto de referencia. En este momento, la anchura del segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, por tanto, un receptor puede minimizar el consumo de energía realizando una estimación de canal y descodificando únicamente las subportadoras necesarias.

La figura 44 muestra otro ejemplo de PP5 aplicado en entorno de unión de canal o una estructura de SP para mantener la distancia eficaz x como 12 para evitar la estructura SP irregular mostrada en la figura 43 cuando se usa una unión de canal. La figura 44 es una estructura de SP para símbolo de datos y la figura 44b es una estructura de SP para símbolo de preámbulo.

Como se muestra, si la distancia SP se mantiene consistente en caso de unión de canal, no habrá problemas en la interpolación de frecuencia pero las posiciones piloto entre el símbolo de datos y el preámbulo pueden no coincidir. Dicho de otro modo, esta estructura no necesita una estimación de canal adicional para una estructura SP irregular, sin embargo, las posiciones SP usadas en unión de canal y las posiciones piloto de preámbulo se vuelven diferentes para cada canal.

La figura 45 muestra una nueva estructura SP o PP5' para proporcionar una solución a los dos problemas previamente mencionados en el entorno de unión de canal. Específicamente, una distancia piloto de x=16 puede solucionar esos problemas. Para conservar la densidad piloto o para mantener la misma sobrecarga, un PP5' puede tener x=16, y=3, z=48 para GI=1/64 y un PP7' puede tener x=16, y=6, z=96 para GI=1/128. La capacidad de interpolación de sólo frecuencia todavía puede mantenerse. Las posiciones piloto se representan en la figura 45 por comparación con la estructura PP5.

La figura 46 muestra un ejemplo de un nuevo patrón SP o estructura PP5' en entorno de unión de canal. Como se muestra en la figura 46, si se usa cualquier canal o unión de canal único, puede proporcionarse una distancia piloto efectiva x=16. Además, como las posiciones SP pueden hacerse coincidir con las posiciones piloto de preámbulo, puede evitarse el deterioro de la estimación de canal provocado por la irregularidad SP o las posiciones SP no coincidentes. Dicho de otro modo, la posición SP no irregular existe para el interpolador de frecuencia y se proporciona coincidencia entre el preámbulo y las posiciones SP.

Consecuentemente, los nuevos patrones SP propuestos pueden ser ventajosos porque un patrón SP único puede usarse para un canal tanto único como unido; no puede provocarse ninguna estructura piloto irregular, así es posible una buena estimación de canal; las posiciones SP piloto y de preámbulo pueden mantenerse coincidentes; la densidad piloto puede mantenerse igual que para PP5 y PP7 respectivamente; y la capacidad de interpolación de sólo frecuencia también puede conservarse.

Además, la estructura de preámbulo puede cumplir con los requisitos tal como las posiciones piloto de preámbulo deberían cubrir todas las posiciones SP posibles para la adquisición de canal inicial; el número máximo de portadoras debería ser 3409 (7,61 MHz) para la exploración inicial; deberían usarse exactamente los mismos patrones piloto y flujo de codificación para la detección C2; y no se requiere ningún preámbulo específico de detección como P1 en T2.

En términos de relación con estructura de trama, la granularidad de posición de segmento de datos puede modificarse hasta 16 portadoras en lugar de 12, por tanto, puede darse menos sobrecarga de direccionamiento de posición y no se esperan otros problemas en relación a la condición de segmento de datos, la condición de ranura Nula, etc.

Por tanto, en el módulo r501 de estimación de canal de la figura 62, los pilotos en cada preámbulo pueden usarse cuando se realiza interpolación de tiempo de SP de símbolo de datos. Por tanto, la adquisición de canal y estimación de canal en los límites de trama pueden mejorarse.

Ahora, considerando los requisitos referidos al preámbulo y a la estructura piloto, hay consenso en que las posiciones de pilotos de preámbulo y SP deberían coincidir independientemente de la unión de canal; el número de portadoras totales en el bloque L1 debería poder dividirse por la distancia piloto para evitar una estructura irregular en el borde de banda; los bloques L1 deberían repetirse en el dominio de frecuencia; y los bloques L1 deberían siempre poder descodificarse en la posición de ventana de sintonizador arbitrario. Requisitos adicionales serían que las posiciones y patrones piloto deberían repetirse por periodos de 8 MHz; el desplazamiento de frecuencia de portadora correcto debería estimarse sin conocer la unión de canal; y la descodificación L1 (reordenación) es imposible antes que se compense el desplazamiento de frecuencia.

La figura 47 muestra una relación entre símbolo de datos y preámbulo cuando se usan las estructuras de preámbulo como se muestran en la figura 52 y en la figura 53. El bloque L1 puede repetirse en periodos de 6 MHz. Para la descodificación de L1, debería hallarse tanto el desplazamiento de frecuencia como el patrón de cambio de preámbulo. La descodificación de L1 no es posible en la posición de sintonizador arbitrario sin información de unión de canal y un receptor no puede diferenciar entre valor de cambio de preámbulo y desplazamiento de frecuencia.

Por tanto, necesita obtenerse un receptor, específicamente para el eliminador r401 de cabecera de trama mostrado en la figura 63 para realizar estructura de unión de canal, de descodificación de señal L1. Puesto que la cantidad de cambio de preámbulo esperada en dos regiones sombreadas verticalmente en la figura 47 se conoce, el módulo r505 sincronizador tiempo/frecuencia en la figura 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia de portadora. Basándose en la estimación, la trayectoria (r308-1 r301-1) de señalización L1 en la figura 64 puede descodificar el bloque L1.

La figura 48 muestra una relación entre símbolo de datos y preámbulo cuando se usa la estructura de preámbulo como se muestra en la figura 55. El bloque L1 puede repetirse en periodos de 8 MHz. Para descodificar L1, hay que encontrar el desplazamiento de sólo frecuencia y puede no requerirse el conocimiento de unión de canal. El desplazamiento de frecuencia puede estimarse fácilmente usando la secuencia de Secuencia Binaria Pseudoaleatoria (PRBS) conocida. Como se muestra en la figura 48, los símbolos de preámbulo y datos están alineados, así, buscar una sincronización adicional puede resultar innecesario. Por tanto, para un receptor, específicamente para el módulo (r401) eliminador de cabecera de trama mostrado en la figura 63, es posible que sólo el pico de correlación con secuencia de codificación piloto necesite obtenerse para realizar la descodificación de señal L1. El sincronizador (r505) de tiempo/frecuencia en la figura 29 puede estimar el desplazamiento de frecuencia de portadora desde la posición de pico.

La figura 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal de cable.

Desde el punto de vista de diseño piloto, el GI actual ya sobreprotege la dispersión de retardo de canal de cable. En el peor de los casos, rediseñar el modelo de canal puede ser una opción. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia piloto debería ser un divisor de 3584 portadoras (z=32 ó 56) . Una densidad piloto de z=32 puede incrementar la sobrecarga piloto, por tanto, puede escogerse z=56. Una cobertura de retardo un poco menor puede no ser importante en el canal de cable. Por ejemplo, puede ser 8 μs para PP5' y 4 μs para PP7' en comparación con

9, 3 μs (PP5) y 4,7 μs (PP7) . Retardos significativos pueden cubrirse por ambos patrones piloto incluso en el peor de los casos. Para la posición piloto de preámbulo, no son necesarias más de la totalidad de las posiciones SP en símbolo de datos.

Si la trayectoria de retardo de -40 dB puede ignorarse, la dispersión de retardo real puede resultar 2,5 μs, 1/64 GI = 7 μs, o 1/128 GI = 3,5 μs. Esto muestra que el parámetro de distancia piloto, z=56 puede ser un valor suficientemente bueno. Además, z=56 puede ser un valor conveniente para estructurar el patrón piloto que permite la estructura de preámbulo mostrada en la figura 48.

La figura 50 muestra la estructura de piloto dispersa que usa z=56 y z=112 que se construye en el módulo (404) de inserción de pilotos en la figura 42. Se proponen PP5' (x=14, y=4, z=56) y PP7' (x=28, y=4, z=112) . Podrían insertarse portadoras de borde para cerrar el borde.

Tal como se muestra en la figura 50, los pilotos están alineados a 8 MHz con respecto a cada borde de la banda, cada posición piloto y estructura piloto puede repetirse cada 8 MHz. Por tanto, esta estructura puede soportar la estructura de preámbulo mostrada en la figura 48. Además, puede usarse una estructura piloto común entre símbolos de preámbulo y datos. Por tanto, el módulo r501 de estimación de canal en la figura 62 puede realizar estimación de canal usando interpolación en los símbolos de preámbulo y datos porque no puede producirse ningún patrón piloto irregular, independientemente de la posición de ventana que se decide por ubicaciones de segmento de datos. En este momento, el uso de interpolación de sólo frecuencia puede ser suficiente para compensar la distorsión de canal por dispersión de retardo. Si adicionalmente se realiza interpolación temporal, puede realizarse una estimación de canal más precisa.

Consecuentemente, en el nuevo patrón piloto propuesto, la posición piloto y el patrón pueden repetirse basándose en un periodo de 8 MHz. Puede usarse un único patrón piloto para símbolos de preámbulo y datos. La descodificación de L1 puede ser siempre posible sin conocimiento de la unión de canal. Además, el patrón piloto propuesto puede no afectar a la similitud con T2 porque puede usarse la misma estrategia piloto de patrón piloto disperso; T2 ya usa 8 patrones piloto diferentes; y no puede aumentarse una complejidad de receptor significativa por patrones piloto modificados. Para una secuencia de codificación piloto, el periodo de PRBS puede ser 2047 (secuencia m) ; la generación PRBS puede reiniciarse cada 8 MHz, cuyo periodo es 3584; la tasa de repetición piloto de 56 también puede tener el mismo principio que 2047; y no hay por qué esperar un problema de PAPR.

La figura 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de símbolo de entrada pueden transformarse en dominio de tiempo por el módulo 501 IFFT. En caso necesario, puede reducirse la relación entre potencia pico y promedio (PAPR) en el módulo 502 de reducción PAPR. Para métodos PAPR, puede usarse reserva de tono o extensión de constelación activa (ACE). El módulo 503 de inserción de GI puede copiar al menos parte de un símbolo OFDM eficaz para rellenar el intervalo de seguridad en forma de prefijo cíclico.

El módulo 504 de inserción de preámbulo puede insertar un preámbulo en el frente de cada trama transmitida de modo que un receptor pueda detectar una señal digital, trama y adquirir adquisición de desplazamiento de tiempo/frecuencia. En este momento, la señal de preámbulo puede realizar señalización de capa física tal como tamaño FFT (3 bits) y tamaño de intervalo de seguridad (3 bits). El módulo (504) de inserción de preámbulo puede omitirse si el modulador es específicamente para DVB-C2.

La figura 52 muestra un ejemplo de una estructura de preámbulo para unión de canal, generada en el módulo (504) de inserción de preámbulo en la figura 51. Un bloque L1 completo debería ser “siempre descodificable” en cualquier posición de ventana de sintonización de 7,61 MHz arbitraria y no debería producirse pérdida de señalización L1 independientemente de la posición de ventana de sintonizador. Tal como se muestra, los bloques L1 pueden repetirse en dominio de frecuencia en periodos de 6 MHz. El símbolo de datos puede unirse por canal para cada 8 MHz. Si, para descodificar L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador (r603) representado en la figura 61 que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el eliminador r401 de cabecera de trama en la figura 63 necesita redisponer el bloque L1 desplazado cíclico recibido (figura 53) a su forma original. Esta redisposición es posible porque el bloque L1 se repite para cada bloque de 6 MHz. La figura 53a puede reordenarse en la figura 53b.

La figura 54 muestra un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado. La estructura de preámbulo de la figura 52 usa sólo 6 MHz del ancho de banda de sintonizador total de 7,61 MHz para descodificar L1. En términos de eficacia espectral, el ancho de banda de sintonizador de 7,61 MHz no se utiliza completamente. Por tanto, puede haber una optimización adicional en la eficacia espectral.

La figura 55 muestra otro ejemplo de estructura de preámbulo o estructura de símbolos de preámbulo para la eficacia espectral total, que se genera en el módulo 401 de Inserción de Cabecera de Trama en la figura 42. Justo como el símbolo de datos, los bloques L1 pueden repetirse en dominio de frecuencia en periodos de 8 MHz. Un bloque L1 completo sigue siendo todavía “siempre descodificable” en cualquier posición de ventana de sintonizador de 7,61 MHz arbitraria. Tras la sintonización, los datos de 7,61 MHz pueden considerarse como un código perforado de manera virtual. Teniendo exactamente el mismo ancho de banda para los símbolos de preámbulo y datos y exactamente la misma estructura piloto para los símbolos de preámbulo y datos se puede maximizar la eficacia espectral. Otras características tales como propiedad desplazada cíclica y no enviar el bloque L1 en caso de que no

haya segmento de datos pueden mantenerse igual. Dicho de otro modo, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de símbolos de datos o, tal como se muestra en la figura 57, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (en este caso, es 7,61 MHz) . El ancho de banda de sintonizador puede definirse como un ancho de banda que corresponde a un número de portadoras activas totales cuando se usa un único canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede corresponder al número de portadoras activas totales (en este caso, es 7,61 MHz) .

La figura 56 muestra un código perforado de manera virtual. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque L1 de 8 MHz pueden considerarse como codificados perforados. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la figura 61 usa un ancho de banda de 7,61 MHz para descodificación L1, el eliminador r401 de cabecera de trama en la figura 63 necesita redisponer el bloque L1 desplazado cíclico, recibido en su forma original tal como se muestra en la figura

56. En este momento, se realiza la descodificación L1 usando todo el ancho de banda del sintonizador. Una vez que se redispone el bloque L1, un espectro del bloque L1 redispuesto puede tener una región en blanco dentro del espectro tal como se muestra en el lado derecho superior de la figura 56 porque un tamaño original del bloque L1 es un ancho de banda de 8 MHz.

Una vez que la región en blanco se ha rellenado con ceros, o bien después de desentrelazado en dominio de símbolo por el desentrelazador r403 de frecuencia en la figura 63 o por el desentrelazador r308-1 de símbolos en la figura 64 o después de desentrelazado en dominio de bits por el dispositivo r306-1 para deshacer la correspondencia de símbolos, el multiplexor r305-1 de bits y el desentrelazador r304-1 interno en la figura 64, el bloque puede tener una forma que aparece como perforada tal como se muestra en el lado derecho inferior de la figura 56.

Este bloque L1 puede descodificarse en el módulo r303-1 de descodificación perforada/acortada en la figura 64. Mediante el uso de esta estructura de preámbulo, puede utilizarse todo el ancho de banda de sintonizador, así puede aumentarse la eficacia espectral y la ganancia de codificación. Además, puede usarse una estructura piloto y ancho de banda idéntico para los símbolos de preámbulo y datos.

Además, si el ancho de banda de preámbulo o si el ancho de banda de símbolos de preámbulo se establece como un ancho de banda de sintonizador tal como se muestra en la figura 58, (es de 7,61 MHz en el ejemplo) , puede obtenerse un bloque L1 completo tras la redisposición incluso sin perforación. Dicho de otro modo, para una trama con símbolos de preámbulo, en la que los símbolos de preámbulo tienen al menos un bloque de capa 1 (L1) , puede decirse, que el bloque L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de una banda de radiofrecuencia (RF) de 8 MHz.

Por tanto, pueden maximizarse la eficacia espectral y el rendimiento de descodificación L1. Dicho de otro modo, en un receptor, la descodificación puede realizarse en el módulo r303-1 de descodificación perforada/acortada en la figura 31, después de realizar sólo desentrelazado en el dominio de símbolo.

Consecuentemente, la nueva estructura de preámbulo propuesta puede ser ventajosa porque es completamente compatible con el preámbulo usado previamente excepto en que el ancho de banda es diferente; los bloques L1 se repiten en periodos de 8 MHz; el bloque L1 siempre puede ser descodificable independientemente de la posición de ventana de sintonizador; puede usarse un ancho de banda de sintonizador total para descodificar L1; una eficacia espectral máxima puede garantizar más ganancia de codificación; el bloque L1 incompleto puede considerarse como con codificación perforada; puede usarse una estructura piloto simple e igual tanto para el preámbulo como para los datos; y puede usarse un ancho de banda idéntico tanto para el preámbulo como para los datos.

La figura 59 muestra un ejemplo de un procesador analógico. Un módulo 601 DAC puede convertir una entrada de señal digital en una señal analógica. Después de la transmisión, el ancho de banda de frecuencia se convierte de manera ascendente (602) y puede transmitirse la señal (603) filtrada analógica.

La figura 60 muestra un ejemplo de un sistema de receptor digital. La señal recibida se convierte en una señal digital en un módulo r105 de proceso analógico. Un demodulador r104 puede convertir la señal en datos en dominio de frecuencia. Un analizador r103 sintáctico de trama puede eliminar pilotos y cabeceras y permitir la selección de información de servicio que necesita ser descodificada. Un demodulador r102 BICM puede corregir errores en el canal de transmisión. Un procesador r101 de salida puede restablecer la información de sincronización y el flujo de servicio transmitido originalmente.

La figura 61 muestra un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. Un módulo r603 de Sintonizador/AGC puede seleccionar un ancho de banda de frecuencia deseado a partir de la señal recibida. Un convertidor r602 descendente puede restablecer la banda base. Un módulo r601 ADC puede convertir la señal analógica en señal digital.

La figura 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un módulo r506 detector de trama puede detectar el preámbulo, comprobar si existe una señal digital correspondiente y detectar un inicio de una trama. Un módulo r505 sincronizador de tiempo/frecuencia puede realizar sincronización en los dominios de tiempo y frecuencia. En este momento, para la sincronización de dominio de tiempo, puede usarse una correlación de intervalo de seguridad. Para la sincronización de dominio de frecuencia, puede usarse una correlación o el desplazamiento puede estimarse

a partir de información de fase de una subportadora que es transmitida en el dominio de frecuencia. Un módulo r504 eliminador de preámbulo puede eliminar el preámbulo del frente de la trama detectada. Un módulo r503 eliminador de GI puede eliminar el intervalo de seguridad. Un módulo r501 FFT puede transformar la señal en el dominio de tiempo en una señal en el dominio de frecuencia. Un módulo r501 de estimación/ecualización de canal puede compensar errores estimando la distorsión en el canal de transmisión usando un símbolo piloto. El módulo r504 eliminador de Preámbulo puede omitirse si el demodulador es específicamente para DVB-C2.

La figura 63 muestra un ejemplo de analizador sintáctico de trama. Un módulo r404 eliminador de piloto puede eliminar símbolos piloto. Un módulo r403 desentrelazador de frecuencia puede realizar desentrelazado en el dominio de frecuencia. Un generador de fusión r402 de símbolo OFDM puede restablecer la trama de datos a partir de flujos de símbolo transmitidos en símbolos OFDM. Un módulo r401 eliminador de cabecera de trama puede extraer señalización de capa física de la cabecera de cada trama y eliminar la cabecera. La información extraída puede usarse como parámetros para los siguientes procesos en el receptor.

La figura 64 muestra un ejemplo de un demodulador BICM. La figura 64a muestra una trayectoria de datos y la figura 64b muestra una trayectoria de señalización L1. Un desentrelazador r308 de símbolo puede realizar desentrelazado en el dominio de símbolo. Un extractor r307 ModCod puede extraer parámetros ModCod del frente de cada trama BB y hacer que los parámetros estén disponibles para los siguientes procesos de descodificación y demodulación variable/adaptativa. Un dispositivo r306 para deshacer la correspondencia de símbolos puede deshacer la correspondencia de flujos de símbolo de entrada en flujos de razón de la probabilidad logarítmica (LLR) de bits. Los flujos de LLR de bits de salida pueden calcularse usando una constelación usada en un establecedor de correspondencia 306 de Símbolos del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM

o NU-MQAM mencionada anteriormente, calculando tanto el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit más próximo a MSB y calculando o bien el eje I o el eje Q cuando se calcula el resto de bits, puede implementarse un dispositivo para deshacer la correspondencia de símbolos eficaz. Este método puede aplicarse a, por ejemplo, LLR Aproximada, LLR Exacta y decisión en Firme.

Cuando se usa una constelación optimizada según la capacidad de constelación y la tasa de código de código de corrección de error en el establecedor de correspondencia (306) de símbolo del transmisor, el dispositivo para deshacer la correspondencia r306 de Símbolos del receptor puede obtener una constelación usando la información de capacidad de constelación y tasa de código transmitida desde el transmisor. El multiplexor r305 de bit del receptor puede realizar una función inversa del desmultiplexor 305 de bit del transmisor. El desentrelazador r304 interno y el desentrelazador r302 externo del receptor pueden realizar funciones inversas del entrelazador 304 interno y el entrelazador 302 externo del transmisor, respectivamente para obtener el flujo de datos en su secuencia original. El desentrelazador r302 externo puede omitirse si el demodulador BICM es específicamente para DVB-C2.

El descodificador r303 interno y el descodificador r301 externo del receptor pueden realizar procesos de descodificación correspondientes para el codificador 303 interno y el codificador 301 externo del transmisor, respectivamente, para corregir errores en el canal de transmisión. Pueden realizarse procesos similares realizados en la trayectoria de datos, en la trayectoria de señalización L1, pero con diferentes parámetros (r308-1 r301-1) . En este punto, tal como se explica en la parte del preámbulo, puede usarse un módulo r303-1 de codificación acortada/perforada para la descodificación de señal L1.

La figura 65 muestra un ejemplo de descodificación LDPC usando acortamiento/perforación. Un desmultiplexor r301a puede emitir por separado parte de paridad y parte de información de código sistemático de flujos de bits de entrada. Para la parte de información, un rellenado r302a con ceros puede realizarse según un número de flujos de bits de entrada de descodificador LDPC, para la parte de paridad, pueden generarse flujos de bits de entrada para r303a el descodificador LDPC mediante eliminación de perforación de la parte perforada. La descodificación r304a LDPC puede realizarse en flujos de bits generados, y los ceros en la parte de información pueden eliminarse y emitirse r305a.

La figura 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un descodificador r209 BB puede restablecer flujos de bits codificados (209) en el transmisor. Un Divisor r208 puede restablecer tramas BB que corresponden a múltiples PLP que se multiplexan y transmiten desde el transmisor según la trayectoria PLP. Para cada trayectoria PLP, los eliminadores r207-1~ n de cabecera BB pueden eliminar la cabecera que se transmite en el frente de la trama BB. Un descodificador r206-1~ n CRC puede realizar descodificación CRC y hacer que las tramas BB fiables estén disponibles para la selección. Un módulo r205-1~ n de inserción de paquetes nulos puede restablecer los paquetes nulos que se eliminaron para una mayor eficacia de transmisión en su ubicación original. Un módulo r204-1~ n de recuperación de retardo puede restablecer un retardo que existe entre cada trayectoria PLP.

Un módulo r203-1~ n de recuperación de reloj de salida puede restablecer la sincronización original del flujo de servicio a partir de la información de temporización transmitida desde los módulos 203-1~ n de sincronización de flujo de entrada. Un módulo r202-1~ n de interfaz de salida puede restablecer los datos en el paquete TS/GS de los flujos de bits de entrada que se segmentan en la trama BB. Un módulo r201-1~ n de procesado posterior de salida puede restablecer múltiples flujos TS/GS en un flujo TS/GS completo, en caso necesario. Los bloques sombreados mostrados en la figura 66 representan módulos que pueden usarse cuando se procesa una única PLP cada vez y el resto de bloques representan módulos que pueden usarse cuando se procesan múltiples PLP al mismo tiempo.

Los patrones piloto de preámbulo se diseñaron con cuidado para evitar un aumento de PAPR, por tanto, es necesario considerar si la tasa de repetición L1 puede aumentar PAPR. El número de bits de información L1 varía dinámicamente según la unión de canal, el número de PLP, etc. En detalle, es necesario considerar cosas tales como que el tamaño de bloque L1 fijo puede introducir una sobrecarga innecesaria; la señalización L1 debería protegerse más que los símbolos de datos; y el entrelazado de tiempo de bloque L1 puede mejorar la robustez sobre el deterioro de canal tal como la necesidad de ruido impulsivo.

Para una tasa de repetición de bloque L1 de 8 MHz, tal como se muestra en la figura 67, la eficacia espectral total (aumento de un 26, 8% de BW) se muestra con perforación virtual, pero la PAPR puede aumentarse porque el ancho de banda L1 es el mismo que el de los símbolos de datos. Para la tasa de repetición de 8 MHz, puede usarse entrelazado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para los elementos comunes y el mismo patrón puede repetirse en sí mismo en un periodo de 8 MHz tras el entrelazado.

Para una tasa de repetición de bloque L1 de 6 MHz, tal como se muestra en la figura 68, puede mostrarse una eficacia espectral reducida sin perforación virtual. Puede producirse un problema similar de PAPR como para el caso de 8 MHz puesto que los anchos de banda de símbolo de datos y L1 comparten LCM=24 MHz. Para la tasa de repetición de 6 MHz, puede usarse entrelazado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para los elementos comunes y el mismo patrón puede repetirse en sí mismo en un periodo de 24 MHz tras el entrelazado.

La figura 69 muestra una nueva tasa de repetición de bloque L1 de 7,61 MHz o ancho de banda de sintonizador total. Puede obtenerse una eficacia espectral total (aumento de un 26, 8% de BW) sin perforación virtual. No puede haber un problema de PAPR ya que los anchos de banda de símbolo de datos y L1 comparten LCM:1704 MHz. Para la tasa de repetición de 7,61 MHz, puede usarse entrelazado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para los elementos comunes y el mismo patrón puede repetirse en sí mismo en periodos de aproximadamente 1704 MHz tras el entrelazado.

La figura 70 es un ejemplo de señalización L1 que se transmite en la cabecera de trama. Cada información en señalización L1 puede transmitirse al receptor y puede usarse como un parámetro de descodificación. Especialmente, la información puede usarse en la trayectoria de señal L1 mostrada en la figura 64 y las PLP pueden transmitirse en cada segmento de datos. Puede obtenerse una robustez aumentada para cada PLP.

La figura 72 es un ejemplo de un entrelazador 308-1 de símbolos tal como se muestra en la trayectoria de señalización L1 en la figura 37 y también puede ser un ejemplo de su desentrelazador r308-1 de símbolos correspondiente tal como se muestra en la trayectoria de señalización L1 en la figura 64. Los bloques con líneas oblicuas representan los bloques L1 y los bloques macizos representan portadoras de datos. Los bloques L1 pueden transmitirse no sólo dentro de un único preámbulo, sino que también pueden transmitirse dentro de múltiples bloques OFDM. Dependiendo de un tamaño de bloque L1, el tamaño del bloque de entrelazado puede variar. Dicho de otro modo, num_L1_sym e intervalo de L1 pueden ser diferentes entre sí. Para minimizar una sobrecarga innecesaria, los datos pueden transmitirse dentro del resto de las portadoras de los símbolos OFDM en los que se transmite el bloque L1. En este punto, puede garantizarse una eficacia espectral total porque el ciclo de repetición del bloque L1 sigue siendo un ancho de banda de sintonizador total. En la figura 72, los números en bloques con líneas oblicuas representan el orden de bit dentro de un único bloque LDPC.

Consecuentemente, cuando los bits están escritos en una memoria de entrelazado en la dirección de fila según un índice de símbolo tal como se muestra en la figura 72 y se leen en la dirección de columna según un índice de portadora, puede obtenerse un efecto de entrelazado de bloque. Dicho de otro modo, puede entrelazarse un bloque LDPC en el dominio de tiempo y el dominio de frecuencia y entonces puede ser transmitido. Num_L1_sym puede ser un valor predeterminado, por ejemplo, un número entre 2~ 4 puede ser establecido como un número de símbolos OFDM. En este punto, para aumentar la granularidad del tamaño de bloque L1, puede usarse un código LDPC perforado/acortado que tenga una longitud mínima de la contraseña para protección L1.

La figura 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque L1. La figura 73 ilustra la figura 72 en dominio de trama. Tal como se muestra en la figura 73a, los bloques L1 pueden expandirse en el ancho de banda de sintonizador total o tal como se muestra en la figura 73b, los bloques L1 pueden ser expandidos de manera parcial y el resto de las portadoras pueden usarse para portadora de datos. En cualquier caso, puede observarse que la tasa de repetición del bloque L1 puede ser idéntica a un ancho de banda de sintonizador total. Además, para los símbolos OFDM que usan señalización L1 incluyendo el preámbulo, puede realizarse entrelazado de sólo símbolo mientras que no se permite una transmisión de datos en esos símbolos OFDM. Consecuentemente, para el símbolo OFDM usado para señalización L1, un receptor puede descodificar L1 realizando desentrelazado sin descodificar datos. En este punto, el bloque L1 puede transmitir señalización L1 de trama actual o señalización L1 de una trama posterior. En el lado de receptor, los parámetros L1 descodificados de la trayectoria de descodificación de señalización L1 mostrada en la figura 64 pueden utilizarse para el proceso de descodificación para la trayectoria de datos desde el analizador sintáctico de trama de la trama posterior.

Resumiendo, en un transmisor, puede realizarse un entrelazado de bloques de la región L1 escribiendo bloques en una memoria en una dirección de fila y leyendo los bloques escritos de la memoria en una dirección de columna. En un receptor, puede realizarse un desentrelazado de bloques de la región L1 escribiendo bloques en una memoria en

una dirección de columna y leyendo los bloques escritos de la memoria en una dirección de fila. Las direcciones de lectura y escritura del transmisor y receptor pueden intercambiarse.

Cuando se realiza simulación con suposiciones tales como CR=1/2 para protección L1 y para elementos comunes de T2; establecimiento de correspondencia de símbolo 16-QAM; densidad piloto de 6 en el Preámbulo; número de LDPC corta implica que se realiza una cantidad requerida de perforación/acortamiento, los resultados o conclusiones tales como sólo preámbulo para transmisión L1 pueden no ser suficientes; el número de símbolos OFDM depende de la cantidad del tamaño de bloque L1; puede usarse una contraseña LDPC más corta (por ejemplo información de 192 bits) entre el código acortado/perforado para flexibilidad y granularidad fina; y el Rellenado puede añadirse si se requiere con una sobrecarga despreciable. El resultado se resume en la figura 71.

Consecuentemente, para una tasa de repetición de bloque L1, el ancho de banda de sintonizador total sin perforación virtual puede ser una buena solución y aún puede no plantearse un problema de PAPR con eficacia espectral total. Para señalización L1, una estructura de señalización eficaz puede permitir una configuración máxima en un entorno de unión de 8 canales, 32 ranuras, 256 segmentos de datos y 256 PLP. Para la estructura de bloque L1, puede implementarse una señalización L1 flexible según el tamaño de bloque L1. El entrelazado de tiempo puede ser realizado para una mejor robustez para elementos comunes de T2. Menos sobrecarga puede permitir transmisión de datos en el preámbulo.

El entrelazado de bloque del bloque L1 puede realizarse para mejor robustez. El entrelazado puede realizarse con un número predefinido fijo de símbolos L1 (num_L1_sym) y un número de portadoras expandidas por L1 como parámetro (L1_span) . La misma técnica se usa para entrelazado de preámbulo P2 en DVB-T2.

Puede usarse un bloque L1 de tamaño variable. El tamaño es adaptable a la cantidad de bits de señalización L1, dando como resultado una sobrecarga reducida. Puede obtenerse eficacia espectral total sin problema de PAPR. Repetición de menos de 7,61 MHz puede significar que puede enviarse más redundancia pero sin usar. No puede plantearse un problema de PAPR debido a que la tasa de repetición es de 7,61 MHz para el bloque L1.

La figura 74 es otro ejemplo de señalización L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Esta figura 74 es diferente de la figura 70 porque el campo L1_span que tiene 12 bits está dividido en dos campos. Dicho de otro modo, el campo L1_span se divide en L1_column que tiene 9 bits y L1_row que tiene 3 bits. L1_column representa el índice de portadora que abarca L1. Como el segmento de datos comienza y finaliza cada 12 portadoras, que es la densidad piloto, los 12 bits de sobrecarga pueden reducirse en 3 bits hasta alcanzar 9 bits.

L1_row representa el número de símbolos OFDM en los que se está expandiendo L1 cuando se aplica entrelazado de tiempo. Consecuentemente, puede realizarse entrelazado de tiempo dentro de un área de L1_columns multiplicada por L1_rows. Alternativamente, puede transmitirse un tamaño total de bloques L1 de manera que puede usarse L1_span mostrado en la figura 70 cuando no se realiza entrelazado de tiempo. Para un caso tal, el tamaño de bloque L1 es de 11.776 x 2 bits en el ejemplo, por tanto 15 bits es suficiente. Consecuentemente, el campo L1_span puede estar compuesto por 15 bits.

La figura 75 es un ejemplo de entrelazado/desentrelazado de frecuencia o tiempo. La figura 75 muestra una parte de una trama de transmisión completa. La figura 75 también muestra la unión de múltiples anchos de banda de 8 MHz. Una trama puede consistir en un preámbulo que transmite bloques L1 y un símbolo de datos que transmite datos. Las diferentes clases de símbolos de datos representan segmentos de datos para diferentes servicios. Tal como se muestra en la figura 75, el preámbulo transmite bloques L1 para cada 7,61 MHz.

Para el preámbulo, se realiza entrelazado de frecuencia o tiempo dentro de bloques L1 y no se realiza entre bloques L1. Es decir, para el preámbulo, puede decirse que el entrelazado se realiza a nivel del bloque L1. Esto permite descodificar los bloques L1 transmitiendo los bloques L1 dentro de un ancho de banda de ventana de sintonizador aunque se haya movido la ventana de sintonizador a una ubicación aleatoria dentro de un sistema de unión de canal.

Para la descodificación de símbolo de datos a un ancho de banda de ventana de sintonizador aleatorio, no debe producirse entrelazado entre segmentos de datos. Es decir, para segmentos de datos, puede decirse que el entrelazado se realiza a nivel de segmento de datos. Consecuentemente, deben realizarse entrelazado de frecuencia y entrelazado de tiempo dentro de un segmento de datos. Por tanto, un entrelazador 308 de símbolo en una trayectoria de datos de un módulo BICM de transmisor tal como se muestra en la figura 37 puede realizar entrelazado de símbolo para cada segmento de datos. Un entrelazador 308-1 de símbolo en una trayectoria de señal L1 puede realizar entrelazado de símbolo para cada bloque L1.

Es necesario que un entrelazador 403 de frecuencia mostrado en la figura 42 realice el entrelazado en los símbolos de preámbulo y datos por separado. Específicamente, para el preámbulo, puede realizarse entrelazado de frecuencia para cada bloque L1 y para símbolo de datos, puede realizarse entrelazado de frecuencia para cada segmento de datos. En este punto, puede no realizarse entrelazado de tiempo en la trayectoria de datos o trayectoria de señal L1 considerando un modo de baja latencia.

La figura 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de la señalización L1 que es transmitida en una cabecera FECFRAME en el módulo (307) de Inserción de Cabecera ModCod en la trayectoria de datos del módulo BICM tal como se muestra en la figura 76. Tal como se observa en la figura 76, para bloque LDPC corto (tamaño=16200), puede producirse una sobrecarga máxima del 3,3% que puede no ser despreciable. En el análisis, se suponen 45 símbolos para la protección FECFRAME y el preámbulo es una señalización L1 específica de trama C2 y la cabecera FECFRAME es señalización L1 específica de FECFRAME, es decir, Mod, Cod e identificador PLP.

Para reducir la sobrecarga de L1, pueden considerarse enfoques según dos tipos de segmentos de datos. Para los casos de tipo ACM/VCM y múltiples PLP, puede mantenerse igual la trama que para la cabecera FECFRAME. Para los casos de tipo ACM/VCM y una sola PLP, el identificador PLP puede eliminarse de la cabecera FECFRAME, dando como resultado hasta el 1,8% de reducción de sobrecarga. Para los casos de tipo CCM y múltiples PLP, el campo Mod/Cod puede eliminarse de la cabecera FECFRAME, dando como resultado hasta el 1,5% de reducción de sobrecarga. Para los casos de tipo CCM y una sola PLP, no se requiere cabecera FECFRAME, por tanto, puede obtenerse hasta el 3,3% de reducción de sobrecarga.

En una señalización L1 acortada, puede transmitirse o bien Mod/Cod (7 bits) o bien el identificador PLP (8 bits), pero puede ser demasiado corto para obtener alguna ganancia de codificación. Sin embargo, es posible que no se requiera sincronización porque las PLP pueden alinearse con la trama de transmisión C2; puede conocerse cada ModCod de cada PLP a partir del preámbulo; y un sencillo cálculo puede permitir la sincronización con la FECFRAME específica.

La figura 77 muestra una estructura para una cabecera FECFRAME para minimizar la sobrecarga. En la figura 77, los bloques con líneas oblicuas y el formador FECFRAME representan un diagrama de bloques detallado del módulo 307 de inserción de cabecera ModCod en la trayectoria de datos del módulo BICM tal como se muestra en la figura

37. Los bloques lisos representan un ejemplo de módulo 303 de codificación interno, entrelazador 304 interno, desmultiplexor 305 de bit, y establecedor de correspondencia 306 de símbolo en la trayectoria de datos del módulo BICM tal como se muestra en la figura 37. En este punto, puede realizarse señalización L1 acortada porque CCM no requiere un campo Mod/Cod y una única PLP no requiere un identificador PLP. En esta señal L1 con un número reducido de bits, la señal L1 puede repetirse tres veces en el preámbulo y puede realizarse modulación BPSK, por tanto, es posible una señalización muy robusta. Finalmente, el módulo 307 de inserción de cabecera ModCod puede insertar la cabecera generada en cada trama FEC. La figura 84 muestra un ejemplo del módulo r307 de extracción ModCod en la trayectoria de datos del módulo de demodulación BICM mostrado en la figura 64.

Tal como se muestra en la figura 84, la cabecera FECFRAME puede analizarse sintácticamente r301b, luego los símbolos que transmiten información idéntica en símbolos repetidos pueden retardarse, alinearse, y a continuación combinarse (r302b combinación de receptor de radio (Rake)). Finalmente, cuando se realiza demodulación (r303b) BPSK, puede restablecerse el campo de señal L1 recibido y este campo de señal L1 restablecido puede enviarse al controlador de sistema para ser usado como parámetros para descodificación. La FECFRAME analizada sintácticamente puede enviarse al dispositivo para deshacer la correspondencia de símbolos.

La figura 78 muestra un rendimiento de tasa de error de bit (BER) de la protección L1 mencionada anteriormente. Puede observarse que se obtiene aproximadamente 4,8 dB de ganancia SNR a través de una repetición de tres veces. La SNR requerida es de 8,7 dB en BER = 1E-11.

La figura 79 muestra ejemplos de estructuras de trama de transmisión y de trama FEC. Las estructuras de trama FEC mostradas en el lado derecho superior de la figura 79 representan la cabecera FECFRAME insertada por el módulo 307 de inserción de cabecera ModCod en la figura 37. Puede observarse que dependiendo de diversas combinaciones de condiciones es decir, tipo CCM o ACM/VCM y una sola o múltiples PLP, puede insertarse un tamaño diferente de cabeceras. Ahora bien, puede no insertarse ninguna cabecera. Pueden formarse tramas de transmisión formadas según los tipos de segmento de datos y mostradas en el lado izquierdo inferior de la figura 79 mediante el módulo 401 de inserción de cabecera de trama del formador de trama tal como se muestra en la figura 42 y el módulo 208 generador de fusión/segmentador del procesador de entrada mostrado en la figura 35. En este punto, la FECFRAME puede transmitirse según diferentes tipos de segmentos de datos. Usando este método, puede reducirse un máximo de un 3,3% de sobrecarga. En el lado derecho superior de la figura 79, se muestran cuatro tipos diferentes de estructuras, pero un experto en la técnica entendería que éstos son sólo ejemplos, y puede usarse cualquiera de estos tipos o sus combinaciones para el segmento de datos.

En el lado de receptor, el módulo r401 de eliminación de cabecera de trama del módulo de analizador sintáctico de trama tal como se muestra en la figura 63 y el módulo r307 de extracción ModCod del módulo de demodulación BICM mostrado en la figura 64 puede extraer un parámetro de campo ModCod que se requiere para la descodificación. En este punto, según los tipos de transmisión de segmento de datos, pueden extraerse parámetros de trama. Por ejemplo, para el tipo CCM, pueden extraerse parámetros a partir de la señalización L1 que se transmite en el preámbulo y para el tipo ACM/VCM, pueden extraerse parámetros de la cabecera FECFRAME.

Tal como se muestra en el lado derecho superior de la figura 79, la estructura FECFRAME puede dividirse en dos grupos, siendo el primer grupo las tres estructuras de trama superiores con cabecera y siendo el segundo grupo la última estructura de trama sin cabecera.

La figura 80 muestra un ejemplo de señalización L1 que puede transmitirse dentro del preámbulo por el módulo 401 de inserción de cabecera de trama del módulo de formador de trama mostrado en la figura 42. Este señalización L1 es diferente de la señalización L1 anterior porque el tamaño del bloque L1 puede transmitirse en bits (L1_size, 14 bits) ; es posible activar/desactivar el entrelazado de tiempo en el segmento de datos (dslice_time_intrlv, 1 bit) ; y definiendo el tipo de segmento de datos (dslice_type, 1 bit) , se reduce la sobrecarga de la señalización L1. En este punto, cuando el tipo de segmento de datos es CCM, el campo Mod/Cod puede transmitirse dentro del preámbulo en vez de dentro de la cabecera FECFRAME (plp_mod (3 bits) , plp_fec_type (1 bit) , plp_cod (3 bits) ) .

En el lado de receptor, el descodificador r303-1 interno acortado/perforado del demodulador BICM tal como se muestra en la figura 64 puede obtener el primer bloque LDPC, que tiene un tamaño de bloque L1 fijo, transmitido dentro del preámbulo, mediante descodificación. Los números y el tamaño del resto de los bloques LDPC también pueden ser obtenidos.

Puede usarse entrelazado de tiempo cuando múltiples símbolos OFDM son necesarios para la transmisión L1 o cuando existe un segmento de datos con entrelazado de tiempo. Es posible una activación/desactivación flexible del entrelazado de tiempo con una bandera de entrelazado. Para entrelazado de tiempo del preámbulo, puede requerirse una bandera de entrelazado de tiempo (1 bit) y un número de símbolos OFDM entrelazados (3 bits) , por tanto, puede protegerse un total de 4 bits de manera similar a una cabecera FECFRAME acortada.

La figura 81 muestra un ejemplo de señalización previa de L1 que puede realizarse en el módulo 307-1 de Inserción de Cabecera ModCod en la trayectoria de datos de módulo BICM mostrado en la figura 37. Los bloques con líneas oblicuas y el formador de preámbulo son ejemplos del módulo 307-1 de inserción de cabecera ModCod en la trayectoria de señalización L1 del módulo BICM mostrado en la figura 34. Los bloques macizos son ejemplos del módulo 401 de inserción de cabecera de Trama del formador de Trama tal como se muestra en la figura 42.

También, los bloques macizos pueden ser ejemplos de módulo 303-1 de codificación acortada/perforada interno, entrelazador 304-1 interno, desmultiplexor 305-1 de bit, y establecedor de correspondencia (306-1) de símbolos en la trayectoria de señalización L1 del módulo de BICM mostrado en la figura 37.

Tal como se observa en la figura 81, la señal L1 que se transmite en el preámbulo puede ser protegida usando codificación LDPC acortada/perforada. Pueden insertarse parámetros relacionados en la cabecera en forma de L1 previo. En este punto, sólo pueden transmitirse parámetros de entrelazado de tiempo en la cabecera del preámbulo. Para asegurar más robustez, puede realizarse una repetición cuatro veces. En el lado de receptor, para poder descodificar la señal L1 que se transmite en el preámbulo, el módulo r307-1 de extracción ModCod en la trayectoria de señalización L1 del demodulador BICM tal como se muestra en la figura 64 es necesario usar el módulo de descodificación mostrado en la figura 84. En este punto, debido a que hay una repetición de cuatro veces a diferencia de la cabecera FECFRAME de descodificación anterior, se requiere un proceso de recepción por radio (Rake) que sincronice los símbolos repetidos cuatro veces y añada los símbolos.

La figura 82 muestra una estructura de L1 el bloque de señalización que es transmitido desde el módulo 401 de inserción de cabecera de trama del módulo de formador de trama tal como se muestra en la figura 42. Muestra un caso en el que no se usa entrelazado de tiempo en un preámbulo. Tal como se muestra en la figura 82, puede transmitirse una clase diferente de bloques LDPC en el orden de las portadoras. Una vez que se forma y se transmite un símbolo OFDM entonces se forma y se transmite un símbolo OFDM siguiente. Para el último símbolo OFDM que ha de transmitirse, si ha quedado alguna portadora, esas portadoras pueden usarse para la transmisión de datos o pueden rellenarse de manera simulada. El ejemplo en la figura 82 muestra un preámbulo que comprende tres símbolos OFDM. En un lado de receptor, para este caso de no entrelazado, puede saltarse el desentrelazador r308-1 de símbolo en la trayectoria de señalización L1 del demodulador BICM tal como se muestra en la figura 64.

La figura 83 muestra un caso en el que se realiza entrelazado de tiempo L1. Tal como se muestra en la figura 83, puede realizarse entrelazado de bloque de modo que se forme un símbolo OFDM para índices de portadora idénticos, formando entonces un símbolo OFDM para los siguientes índices de portadora. Como en el caso en el que no se realiza entrelazado, si queda alguna portadora, esas portadoras pueden usarse para la transmisión de datos o pueden rellenarse de manera simulada. En un lado de receptor, para este caso de no entrelazado, el desentrelazador r308-1 de símbolo en la trayectoria de señalización L1 del demodulador BICM mostrado en la figura 64 puede realizar desentrelazado de bloque leyendo bloques LDPC en orden creciente de números de los bloques LDPC.

Además, puede haber al menos dos tipos de segmentos de datos. El tipo 1 de segmento de datos tiene d_slice_type = 0 en los campos de señalización L1. Este tipo de segmento de datos no tiene cabecera XFECFrame y tiene sus valores de mod/cod en campos de señalización L1. El tipo 2 de segmento de datos tiene d_slice_type = 1 en campos de señalización L1. Este tipo de segmento de datos tiene cabecera XFECFrame y tiene sus valores de mod/cod en la cabecera XFECFrame.

XFECFrame significa Trama de XFEC (Corrección Compleja de Error de Envío) y mod/cod significa tipo de modulación/tasa de código.

En un receptor, un analizador sintáctico de trama puede formar una trama a partir de señales demoduladas. La trama tiene símbolos de datos y los símbolos de datos pueden tener un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene XFECFrame sin cabecera XFECFrame. También, un receptor puede extraer un campo para indicar si realizar desentrelazado de tiempo en los símbolos de preámbulo o no realizar desentrelazado de tiempo en los símbolos de preámbulo, a partir de L1 de los símbolos de preámbulo.

En un transmisor, un formador de tramas puede formar una trama. Los símbolos de datos de la trama comprenden un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene XFECFrame sin cabecera XFECFrame. Además, un campo para indicar si realizar entrelazado de tiempo en símbolos de preámbulo o no realizar entrelazado de tiempo en símbolos de preámbulo pueden insertarse en L1 de los símbolos de preámbulo.

En último lugar, para código acortado/perforado para el módulo 401 de inserción de cabecera de trama del formador de trama mostrado en la figura 42, puede determinarse un tamaño mínimo de contraseña que puede obtener ganancia de codificación y puede transmitirse en un primer bloque LDPC. De esta manera, para el resto de bloques LDPC puede obtenerse el tamaño a partir de ese tamaño de bloque L1 transmitido.

La figura 85 muestra otro ejemplo de preseñalización L1 que puede transmitirse desde el módulo 307-1 de Inserción de Cabecera ModCod en la trayectoria de señalización L1 del módulo de BICM mostrado en la figura 37. La figura 85 es diferente de la figura 81 porque se ha modificado el mecanismo de protección de parte de Cabecera. Tal como se observa en la figura 85, la información de tamaño de bloque L1_size (14 bits) de L1 no se transmite en el bloque L1, sino que se transmite en la Cabecera. En la Cabecera, también puede transmitirse información de entrelazado de tiempo de 4 bits. Para un total de 18 bits de entrada, se usa un código BCH (45, 18) que emite 45 bits y se copia a las dos trayectorias y finalmente, se realiza el establecimiento de correspondencia QPSK. Para la trayectoria Q, puede realizarse un cambio cíclico de 1 bit para ganancia de diversidad y modulación PRBS según la palabra de sincronización. Puede emitirse un total de 45 símbolos QPSK desde estas entradas de trayectoria I/Q. En este punto, si se establece la profundidad de entrelazado de tiempo como un número de preámbulos que se requiere para transmitir el bloque L1, puede no ser necesario transmitir L1_span (3 bits) que indica la profundidad de entrelazado de tiempo. Dicho de otro modo, sólo puede transmitirse bandera de activación/desactivación de entrelazado de tiempo (1 bit) . En un lado de receptor, comprobando sólo un número de preámbulos transmitidos, sin usar L1_span, puede obtenerse la profundidad de desentrelazado de tiempo.

La figura 86 muestra un ejemplo de programación de bloque de señalización L1 que se transmite en el preámbulo. Si un tamaño de información L1 que puede transmitirse en un preámbulo es Nmax, cuando el tamaño L1 es menor que Nmax, un preámbulo puede transmitir la información. Sin embargo, cuando el tamaño L1 es mayor que Nmax, la información L1 puede dividirse equitativamente de manera que el sub-bloque L1 dividido sea menor que Nmax, entonces el sub-bloque L1 dividido puede transmitirse en un preámbulo. En este punto, para una portadora que no se usa debido a que la información L1 es menor que Nmax, no se transmiten datos.

Más bien, tal como se muestra en la figura 88, puede aumentarse la potencia de las portadoras en las que se transmite el bloque L1 para mantener una señal total de potencia de preámbulo igual a la potencia de símbolo de datos. Puede variarse el factor de aumento de potencia dependiendo del tamaño L1 transmitido y un transmisor y un receptor puede tener un valor establecido de este factor de aumento de potencia. Por ejemplo, si sólo se usan la mitad de las portadoras totales, el factor de aumento de potencia puede ser de dos.

La figura 87 muestra un ejemplo de preseñalización L1 cuando se considera el aumento de potencia. En comparación con la figura 85, puede observarse que la potencia del símbolo QPSK puede aumentarse y enviarse al formador de preámbulo.

La figura 89 muestra otro ejemplo de módulo r307-1 de extracción ModCod en la trayectoria de señalización L1 del módulo de demodulación BICM mostrado en la figura 64. A partir del símbolo de preámbulo de entrada, puede emitirse la FECFRAME de señalización L1 al dispositivo para deshacer la correspondencia de símbolos y sólo puede descodificarse parte de la cabecera.

Para el símbolo de preámbulo de entrada, puede realizarse deshacer la correspondencia QPSK y puede obtenerse el valor de la razón de probabilidad logarítmica (LLR) . Para la trayectoria Q, puede realizarse demodulación PRBS según la palabra de sincronización y puede realizarse un proceso inverso del cambio cíclico de 1 bit para restablecimiento.

Estos dos valores de trayectoria I/Q alineados pueden combinarse y puede obtenerse la ganancia SNR. La emisión de decisión firme puede introducirse en el descodificador de BCH. El descodificador de BCH puede restablecer 18 bits de L1 previo de los 45 bits de entrada.

La figura 90 muestra un extractor ModCod homólogo de un receptor. En comparación con la figura 89, puede realizarse un control de potencia en símbolos de entrada del dispositivo para deshacer la correspondencia QPSK para restablecer desde el nivel de potencia aumentado por el transmisor hasta su valor original. En este punto, puede realizarse un control de potencia considerando un número de portadoras usadas para señalización L1 en un

preámbulo y tomando una inversa del factor de aumento de potencia obtenido de un transmisor. El factor de aumento de potencia establece la potencia del preámbulo y la potencia de símbolo de datos idénticas entre sí.

La figura 91 muestra un ejemplo de presincronización L1 que puede realizarse en el módulo r307-1 de extracción ModCod en la trayectoria de señalización L1 del módulo de demodulación BICM mostrado en la figura 64. Esto es un proceso de sincronización para obtener una posición inicial de Cabecera en un preámbulo. Los símbolos de entrada pueden someterse a deshacer el establecimiento de correspondencia QPSK, a continuación para la trayectoria Q de salida, puede realizarse una inversa del cambio cíclico de 1 bit y puede realizarse una alineación. Pueden multiplicarse dos valores de trayectorias I/Q y pueden demodularse valores modulados por preseñalización L1. Por tanto, la salida del multiplexor puede expresar sólo PRBS que es una palabra de sincronización. Cuando la salida se correlaciona con una secuencia PRBS conocida, puede obtenerse un pico de correlación en la Cabecera. Por tanto, puede obtenerse una posición inicial de Cabecera en un preámbulo. En caso necesario, puede realizarse un control de potencia que se realiza para restablecer el nivel de potencia original, como se muestra en la figura 90, en la entrada del dispositivo para deshacer la correspondencia QPSK.

La figura 92 muestra otro ejemplo de campo de cabecera de bloque L1 que se envía al módulo 307-1 de Inserción de Cabecera en la trayectoria de señalización L1 del módulo BICM tal como se muestra en la figura 37. Esta figura 92 es diferente de la figura 85 porque L1_span que representa la profundidad de entrelazado de tiempo se reduce a 2 bits y se aumentan los bits reservados en 1 bit. Un receptor puede obtener parámetro de entrelazado de tiempo del bloque L1 a partir del L1_span transmitido.

La figura 93 muestra procesos para dividir igualmente un bloque L1 en tantas partes como número de preámbulos insertando a continuación una cabecera en cada uno de los bloques L1 divididos y asignando después los bloques L1 insertados de cabecera a un preámbulo. Esto puede realizarse cuando se realiza un entrelazado de tiempo con un número de preámbulos en que el número de preámbulos es mayor que un número mínimo de preámbulos que se requiere para transmitir el bloque L1. Esto puede realizarse en el bloque L1 en la trayectoria de señalización L1 del módulo de BICM tal como se muestra en la figura 37. El resto de las portadoras, después de transmitir los bloques L1 puede tener patrones de repetición cíclica en lugar de estar rellenados con ceros.

La figura 94 muestra un ejemplo del Dispositivo para deshacer la correspondencia r306-1 de Símbolos del módulo de demodulación de BICM tal como se muestra en la figura 64. Para un caso en el que los bloques L1 FEC se repiten tal como se muestra en la figura 93, puede alinearse cada punto de inicio de bloque L1 FEC, combinarse r301f, y después deshacerse la correspondencia con QAM r302f para obtener ganancia de diversidad y ganancia de SNR. En este punto, el combinador puede incluir procesos para alinear y añadir cada bloque L1 FEC y dividir el bloque L1 FEC añadido. Para un caso en el que sólo se repite parte del último bloque FEC tal como se muestra en la figura 93, sólo puede dividirse la parte repetida en tantas partes como un número de cabecera de bloque FEC y la otra parte puede dividirse por un valor que es uno menos que un número de cabecera de bloque FEC. En otras palabras, el número de división corresponde a un número de portadoras que se añade a cada portadora.

La figura 98 muestra otro ejemplo de planificación de bloque L1. La figura 98 es diferente de la figura 93 porque, en lugar de realizar el rellenado con ceros o repetición cuando los bloques L1 no llenan un símbolo OFDM, el símbolo OFDM puede llenarse con redundancia de paridad realizando menos perforación en el código acortado/perforado en el transmisor. En otras palabras, cuando se realiza perforación de paridad 304c en la figura 38, la tasa de codificación eficaz puede determinarse según la razón de perforación, por tanto, mediante perforación como han de rellenarse con ceros menos bits, puede reducirse la tasa de codificación eficaz y puede obtenerse una mejor ganancia de codificación. El módulo r303a de desperforación de paridad de un receptor tal como se muestra en la figura 65 puede realizar una desperforación considerando la redundancia de paridad menos perforada. En este punto, debido a que un receptor y un transmisor pueden tener información del tamaño total del bloque L1, puede calcularse la razón de perforación.

La figura 95 muestra otro ejemplo de campo de señalización L1. La figura 95 es diferente de la figura 74 porque, para un caso en el que el tipo de segmento de datos es CCM, puede transmitirse una dirección de inicio (21 bits) de la PLP. Esto puede permitir que FECFRAME de cada PLP forme una trama de transmisión, sin que la FECFRAME se alinee con una posición de inicio de una trama de transmisión. Por tanto, puede eliminarse una sobrecarga de rellenado, que puede producirse cuando una anchura de segmento de datos es estrecha. Un receptor, cuando un tipo de segmento de datos es CCM, puede obtener información de ModCod a partir del preámbulo en la trayectoria de señalización L1 del demodulador de BICM tal como se muestra en la figura 64, en lugar de obtenerlo de la cabecera de FECFRAME. Además, incluso cuando se produce un cambio de canal en una ubicación aleatoria de trama de transmisión, puede realizarse la sincronización de FECFRAME sin retardo porque la dirección de inicio de PLP ya puede obtenerse del preámbulo.

La figura 96 muestra otro ejemplo de campos de señalización L1 que pueden reducir la sobrecarga de direccionamiento de PLP.

La figura 97 muestra el número de símbolos de QAM que corresponden a una FECFRAME dependiendo de los tipos de modulación. En este punto, un máximo común divisor de símbolo de QAM es 135, por tanto, puede reducirse una sobrecarga en log2(135)≈7 bits. Por tanto, la figura 96 es diferente de la figura 95 porque puede reducirse un

número de bits de campo PLP_start desde 21 bits hasta 14 bits. Éste es el resultado de considerar 135 símbolos como un único grupo y direccionar el grupo. Un receptor puede obtener un índice de portadora de OFDM donde la PLP comienza en una trama de transmisión después de obtener el valor de campo PLP_start y multiplicarlo por 135.

La figura 99 y la figura 101 muestran ejemplos de entrelazador 308 de símbolos que puede entrelazar en el tiempo símbolos de datos que se envían desde el módulo 307 de Inserción de Cabecera ModCod en la trayectoria de datos del módulo de BICM tal como se muestra en la figura 37.

La figura 99 es un ejemplo de entrelazador de bloque que puede operar sobre una base de segmentos de datos. El valor de fila significa un número de células de carga útil en cuatro de los símbolos OFDM dentro de un segmento de datos. Puede que no sea posible el entrelazado basado en símbolos OFDM debido a que el número de células puede cambiar entre células OFDM adyacentes. El valor de columna K significa una profundidad de entrelazado de tiempo, que puede ser 1, 2, 4, 8, o 16... La señalización de K para cada segmento de datos puede realizarse dentro de la señalización L1. El entrelazador 403 de frecuencia tal como se muestra en la figura 42 puede realizarse antes del entrelazador 308 de tiempo tal como se muestra en la figura 37.

La figura 100 muestra un rendimiento de entrelazado del entrelazador de tiempo tal como se muestra en la figura 99. Se supone que un valor de columna es 2, un valor de fila es 8, una anchura de segmento de datos es de 12 células de datos, y que no hay pilotos continuos en el segmento de datos. La figura superior en la figura 100 es una estructura de símbolo OFDM cuando no se realiza entrelazado de tiempo y la figura inferior de la figura 100 es una estructura de símbolo OFDM cuando se realiza entrelazado de tiempo. Las células negras representan al piloto disperso y las células que no son negras representan células de datos. La misma clase de células de datos representa un símbolo OFDM. En la figura 100, las células de datos que corresponden a un único símbolo OFDM están entrelazadas en dos símbolos. Se usa una memoria de entrelazado que corresponde a ocho símbolos OFDM pero la profundidad de entrelazado corresponde a sólo dos símbolos OFDM, por tanto, no se obtiene una profundidad de entrelazado total.

Se sugiere la figura 101 para lograr una profundidad de entrelazado total. En la figura 101, las células negras representan pilotos dispersos y las células que no son negras representan células de datos. El entrelazador de tiempo tal como se muestra en la figura 101 puede implementarse en forma de entrelazador de bloque y puede entrelazar segmentos de datos. En la figura 101, un número de columna, K representa una anchura de segmento de datos, un número de fila, N representa una profundidad de entrelazado de tiempo y el valor, K pueden ser valores aleatorios, es decir, K=1, 2, 3, .... El proceso de entrelazado incluye escribir una célula de datos en forma de giro de columna y leer en una dirección de columna, excluyendo posiciones piloto. Es decir, puede decirse que el entrelazado se realiza de manera girada en fila-columna.

Además, en un transmisor, las células que se leen en forma de giro de columna de la memoria de entrelazado corresponden a un único símbolo OFDM y las posiciones piloto de los símbolos OFDM pueden mantenerse mientras se entrelazan las células.

Asimismo, en un receptor, las células que se leen en forma de giro de columna de la memoria de desentrelazado corresponden a un único símbolo OFDM y las posiciones piloto de los símbolos OFDM pueden mantenerse mientras se desentrelazan en el tiempo las células.

La figura 102 muestra un rendimiento de entrelazado de tiempo de la figura 101. Para comparación con la figura 99, se ha supuesto que un número de filas es 8, una anchura de segmento de datos es de 12 células de datos, y que no hay pilotos continuos en el segmento de datos. En la figura 102, las células de datos que corresponden a un único símbolo OFDM están entrelazadas en ocho símbolos OFDM. Tal como se muestra en la figura 102, se usa una memoria de entrelazado que corresponde a ocho símbolos OFDM y la profundidad de entrelazado resultante corresponde a ocho símbolos OFDM, por tanto, se obtiene una profundidad de entrelazado total.

El entrelazador de tiempo tal como se muestra en la figura 101 puede ser ventajoso porque la profundidad de entrelazado total puede obtenerse usando una memoria idéntica; la profundidad de entrelazado puede ser flexible, en oposición a la figura 99; por consiguiente, una longitud de trama de transmisión también puede ser flexible, es decir, las filas no necesitan ser múltiplos de cuatro. Adicionalmente, el entrelazador de tiempo usado para el segmento de datos, puede ser idéntico al método de entrelazado usado para el preámbulo y también puede tener similitud con un sistema de transmisión digital que usa OFDM general. Específicamente, puede usarse el entrelazador 308 de tiempo tal como se muestra en la figura 37 antes de usar el entrelazador 403 de frecuencia tal como se muestra en la figura 42. En lo que concierne a una complejidad de receptor, puede no requerirse una memoria adicional distinta de la lógica de control de dirección adicional que puede requerir una complejidad muy pequeña.

La figura 103 muestra un desentrelazador r308 de símbolo correspondiente en un receptor. Puede realizar un desentrelazado después de recibir la emisión procedente del módulo 401 de Eliminador de Cabecera de Trama. En los procesos de desentrelazado, comparado con la figura 99, los procesos de escritura y lectura del entrelazado de bloque se invierten. Mediante el uso de información de posición piloto, el desentrelazador de tiempo puede realizar un desentrelazado virtual al no escribir en o leer desde una posición piloto en la memoria de entrelazador y al

escribir en o leer desde una posición de célula de datos en la memoria de entrelazador. La información desentrelazada puede emitirse hacia el módulo r307 de Extracción ModCod.

La figura 104 muestra otro ejemplo de entrelazado de tiempo. La escritura puede realizarse en dirección diagonal y la lectura fila por fila. Como en la figura 101, el entrelazado se realiza teniendo en cuenta las posiciones piloto. La lectura y la escritura no se realizan para posiciones piloto sino que se accede a una memoria de entrelazado considerando sólo posiciones de célula de datos.

La figura 105 muestra un resultado de entrelazado usando el método mostrado en la figura 104. Cuando se compara con la figura 102, las células con los mismos patrones se dispersan no sólo en el dominio de tiempo, sino también en el dominio de frecuencia. En otras palabras, puede obtenerse una profundidad de entrelazado total tanto en los dominios de tiempo como de frecuencia.

La figura 108 muestra un desentrelazador r308 de símbolo de un receptor correspondiente. La emisión del módulo r401 de Eliminador de Cabecera de Trama puede desentrelazarse. Cuando se compara con la figura 99, el desentrelazado ha conmutado el orden de lectura y escritura. El desentrelazador de tiempo puede usar información de posición piloto para realizar un desentrelazado virtual de manera que no se realice una lectura o escritura en posiciones piloto pero de modo que pueda realizarse una lectura o escritura sólo en posiciones de célula de datos. Los datos desentrelazados pueden emitirse hacia un módulo r307 de Extracción ModCod.

La figura 106 muestra un ejemplo del método de direccionamiento de la figura 105. NT significa profundidad de entrelazado de tiempo y ND significa anchura de segmento de datos. Se supone que un valor de fila, N es 8, una anchura de segmento de datos es de 12 células de datos, y que no hay pilotos continuos en el segmento de datos. La figura 106 representa un método para generar direcciones para escribir datos en una memoria de entrelazado en el tiempo, cuando un transmisor realiza un entrelazado de tiempo. El direccionamiento comienza desde una primera dirección con dirección de fila (RA) = 0 y dirección de columna (CA) = 0. En cada aparición de direccionamiento, se incrementan RA y CA. Para RA, puede realizarse una operación de módulo con los símbolos OFDM usados en el entrelazador de tiempo. Para CA, puede realizarse una operación de módulo con un número de portadoras que corresponde a una anchura de segmento de datos. RA puede incrementarse en 1 cuando las portadoras que corresponden a un segmento de datos se escriben en una memoria. La escritura en una memoria puede realizarse sólo cuando una ubicación de dirección actual no es una ubicación de un piloto. Si la ubicación de dirección actual es una ubicación de un piloto, sólo puede aumentarse el valor de dirección.

En la figura 106, un número de columna, K representa la anchura de segmento de datos, un número de fila, N representa la profundidad de entrelazado de tiempo y el valor, K puede ser un valor aleatorio, es decir, K=1, 2, 3, .... El proceso de entrelazado puede incluir escribir células de datos en forma de giro de columna y leer en dirección de columna, excluyendo las posiciones piloto. En otras palabras, la memoria de entrelazado virtual puede incluir posiciones piloto pero las posiciones piloto pueden excluirse en un entrelazado real.

La figura 109 muestra un desentrelazado, un proceso inverso de entrelazado de tiempo tal como se muestra en la figura 104. La escritura fila por fila y la lectura en dirección diagonal pueden restablecer células en secuencias originales.

El método de direccionamiento usado en un transmisor puede usarse en un receptor. El receptor puede escribir datos recibidos en una memoria de desentrelazador de tiempo fila por fila y puede leer los datos escritos usando valores de dirección generados e información de ubicación piloto que puede generarse de una manera similar con la de un transmisor. Como una manera alternativa, los valores de dirección generados y la información piloto que se usaron para la escritura pueden usarse para la lectura fila por fila.

Estos métodos pueden aplicarse en un preámbulo que transmite L1. Puesto que cada símbolo OFDM que comprende un preámbulo puede tener pilotos en ubicaciones idénticas, puede realizarse o bien el entrelazado que se refiere a valores de dirección teniendo en cuenta las ubicaciones de piloto o bien el entrelazado que se refiere a valores de dirección sin tener en cuenta las ubicaciones de piloto. Para el caso de referirse a valores de dirección sin tener en cuenta las ubicaciones de piloto, el transmisor almacena datos cada vez en una memoria de entrelazado de tiempo. Para tal caso, un tamaño de la memoria requerida para realizar preámbulos de entrelazado/desentrelazado en un receptor o un transmisor resulta idéntico a un número de células de carga útil que existe en los símbolos OFDM usados para entrelazado de tiempo.

La figura 107 es otro ejemplo de entrelazado de tiempo L1. En este ejemplo, el entrelazado de tiempo puede colocar portadoras en todos los símbolos OFDM mientras que las portadoras podrían ubicarse en un único símbolo OFDM si no se realiza ningún entrelazado de tiempo. Por ejemplo, para los datos ubicados en un primer símbolo OFDM, la primera portadora del primer símbolo OFDM se ubicará en su ubicación original. La segunda portadora del primer símbolo OFDM se ubicará en un segundo índice de portadora del segundo símbolo OFDM. En otras palabras, la iésima portadora de datos que se ubica en un n-ésimo símbolo OFDM se ubicará en un i-ésimo índice de portadora del símbolo OFDM de orden (i+n) mod N, donde i= 0, 1, 2… número de portadora - 1, n=0, 1, 2…, N-1, y N es un número de símbolos OFDM usados en entrelazado de tiempo L1. En este método de entrelazado de tiempo L1, puede decirse que el entrelazado para todos los símbolos OFDM se realiza en forma de giro de columna tal como se

muestra en la figura 107. Aunque las posiciones piloto no se ilustren en la figura 107, tal como se mencionó anteriormente, puede aplicarse entrelazado a todos los símbolos OFDM que incluyen símbolos piloto. Es decir, puede decirse que el entrelazado puede realizarse para todos los símbolos OFDM sin considerar posiciones piloto o independientemente de si los símbolos OFDM son símbolos piloto o no.

Si un tamaño de un bloque LDPC usado en L1 es menor que un tamaño de un único símbolo OFDM, las portadoras restantes pueden tener copias de partes del bloque LDPC o pueden estar rellenadas con ceros. En este punto, puede realizarse un mismo entrelazado de tiempo que anteriormente. De manera similar, en la figura 107, un receptor puede realizar desentrelazado almacenando todos los bloques usados en entrelazado de tiempo L1 en una memoria y leyendo los bloques en el orden en que se han entrelazado, es decir, en el orden de los números escritos en los bloques mostrados en la figura 107.

Cuando se usa un entrelazador de bloques tal como se muestra en la figura 106, se usan dos memorias intermedias. Específicamente, mientras una memoria intermedia está almacenando símbolos de entrada, los símbolos introducidos previamente pueden leerse a partir de la otra memoria intermedia. Una vez que estos procesos se realizan para un bloque de entrelazado de símbolo, puede realizarse un desentrelazado cambiando el orden de lectura y escritura, para evitar un conflicto de acceso de memoria. Este desentrelazado de estilo “ping-pong” puede tener una lógica de generación de dirección simple. Sin embargo, puede aumentarse la complejidad de hardware cuando se usan dos memorias intermedias de entrelazado de símbolo.

La figura 110 muestra un ejemplo de un desentrelazador r308 o r308-1 de símbolo tal como se muestra en la figura

64. Esta realización propuesta de la invención puede usar sólo una única memoria intermedia para realizar el desentrelazado. Una vez generado un valor de dirección mediante la lógica de generación de direcciones, el valor de dirección puede emitirse desde la memoria intermedia y puede realizarse una operación in situ almacenando un símbolo que se introduce en la misma dirección. Mediante estos procesos, puede evitarse un conflicto de acceso de memoria mientras se lee y escribe. Además, puede realizarse un desentrelazado de símbolo usando sólo una única memoria intermedia. Los parámetros pueden definirse para explicar esta regla de generación de dirección. Tal como se muestra en la figura 106, pueden definirse varias filas de una memoria de desentrelazado como una profundidad de entrelazado de tiempo, D y pueden definirse varias columnas de la memoria de desentrelazado como una anchura de segmento de datos, W. A continuación, el generador de direcciones puede generar las siguientes direcciones.

Muestra de orden i en bloque de orden j, incluyendo piloto

i=0, 1, 2, ..., N 1;

N=D*W;

Ci, j=i mod W;

Tw= ( (Ci, j mod D) *j) mod D;

Ri, j= ( (i div W) +Tw) mod D;

Li, j (1) =Ri, j*W+Ci, j;

O

Li, j (2) =Ci, j*D+Ri, j;

Las direcciones incluyen posiciones piloto, por tanto, se supone que los símbolos de entrada incluyen posiciones piloto. Si los símbolos de entrada que incluyen sólo símbolos de datos necesitan ser procesados, puede requerirse una lógica de control adicional que se salta las direcciones correspondientes. En este punto, i representa un índice de símbolo de entrada, j representa un índice de bloque de entrelazado de entrada, y N=D*W representa una longitud de bloque de entrelazado. Mod operation representa la operación módulo que emite el resto después de la división. Div operation representa la operación de división que emite un cociente después de la división. Ri,j y Ci,j representan dirección de fila y dirección de columna de entrada de símbolo de orden i de bloque de entrelazado de orden j, respectivamente. Tw representa el valor de giro de columna para direcciones en las que se ubican los símbolos. Dicho de otro modo, cada columna puede considerarse como una memoria intermedia en la que se realiza un giro independiente según valores Tw. Li,j representa una dirección cuando se implementa una única memoria intermedia en una memoria secuencial de una dimensión, no en dos dimensiones. Li,j pueden tener valores de desde 0 hasta (N-1). Son posibles dos métodos diferentes. Li,j (1) se usa cuando la matriz de memoria se conecta fila por fila y Li,j (2) se usa cuando la matriz de memoria se conecta columna por columna.

La figura 111 muestra un ejemplo de direcciones de fila y columna para desentrelazado de tiempo cuando D es 8 y W es 12. J comienza desde j=0 y para cada valor de j, una primera fila puede representar la dirección de fila y una segunda fila puede representar la dirección de columna. La figura 111 muestra sólo direcciones de los 24 primeros símbolos. Cada índice de columna puede ser idéntico al índice de símbolo de entrada i.

La figura 113 muestra un ejemplo de un transmisor OFDM que usa un segmento de datos. Tal como se muestra en la figura 113, el transmisor puede comprender una trayectoria de PLP de datos, una trayectoria de señalización L1, un formador de tramas y una parte de modulación OFDM. La trayectoria de PLP de datos se indica por bloques con líneas horizontales y líneas verticales. La trayectoria de señalización L1 se indica por bloques con líneas oblicuas. Los módulos 701-0, 701-N, 701-K y 701-M de procesamiento de entrada pueden comprender bloques y secuencias del módulo 202-1 de interfaz de entrada, módulo 203-1 sincronizador de flujo de entrada, módulo 204-1 compensador de retardo, módulo 205-1 de borrado de paquetes nulos, codificador 206-1 CRC, módulo 207-1 de inserción de cabecera de BB, y codificador 209 de BB realizados para cada PLP tal como se muestra en la figura 35. Los módulos 702-0, 702-N, 702-K y 702-M FEC pueden comprender bloques y secuencias del codificador 301 exterior y del codificador 303 interior tal como se muestra en la figura 37. Un módulo 702-L1 FEC usado en la trayectoria L1 puede comprender bloques y secuencias del codificador 301-1 exterior y del codificador 303-1 interior acortado/perforado tal como se muestra en la figura 37. El módulo 700-L1 de señal L1 puede generar información L1 requerida para comprender una trama.

Los módulos 703-0, 703-N, 703-K y 703-M de entrelazado de bit pueden comprender bloques y secuencias del entrelazador 304 interno y desmultiplexor 305 de bit tal como se muestra en la figura 37. El entrelazador 703-L1 de bit usado en la trayectoria L1 puede comprender bloques y secuencias del entrelazador 304-1 interior y desmultiplexor 305-1 de bit tal como se muestra en la figura 37. Los módulos 704-0, 704-N, 704-K y 704-M de establecedor de correspondencia de símbolos pueden realizar funciones idénticas con las funciones del establecedor de correspondencia 306 de símbolo mostrado en la figura 37. El módulo 704-L1 de establecedor de correspondencia de símbolo usado en la trayectoria L1 puede realizar funciones idénticas con las funciones del establecedor de correspondencia 306-1 de símbolo mostrado en la figura 37. Los módulos 705-0, 705-N, 705-K y 705-M de cabecera FEC pueden realizar funciones idénticas con las funciones del módulo 307 de Inserción de Cabecera ModCod mostrado en la figura 37. El módulo 705-L1 de cabecera FEC para la trayectoria L1 puede realizar funciones idénticas con las funciones del módulo 307-1 de inserción de cabecera ModCod mostrado en la figura 37.

Los módulos 706-0 y 706-K de establecedor de correspondencia de segmento de datos pueden planificar bloques FEC para segmentos de datos correspondientes y pueden transmitir los bloques FEC planificados, donde los bloques FEC corresponden a PLP que se asignan a cada segmento de datos. El establecedor de correspondencia 707-L1 de preámbulo puede planificar bloques FEC de señalización L1 para los preámbulos. Los bloques FEC de señalización L1 se transmiten en preámbulos. Los módulos 708-0 y 708-K de entrelazador de tiempo pueden realizar funciones idénticas con las funciones del entrelazador 308 de símbolo mostrado en la figura 37 que puede entrelazar segmentos de datos. El entrelazador 708-L1 de tiempo usado en la trayectoria L1 puede realizar funciones idénticas con las funciones del entrelazador 308-1 de símbolo mostrado en la figura 37.

Alternativamente, el entrelazador 708-L1 de tiempo usado en la trayectoria L1 puede realizar funciones idénticas con el entrelazador 308-1 de símbolo mostrado en la figura 37, pero sólo en símbolos de preámbulo.

Los bloques 709-0 y 709-K de entrelazador de frecuencia pueden realizar entrelazado de frecuencia en segmentos de datos. El entrelazador 709-L1 de frecuencia usado en la trayectoria L1 puede realizar entrelazado de frecuencia según el ancho de banda de preámbulo.

El módulo 710 de generación de pilotos puede generar pilotos adecuados para el piloto continuo (CP), piloto disperso (SP), borde de segmento de datos y preámbulo. Una trama puede ser formada (711) a partir de la planificación del segmento de datos, preámbulo y piloto. El módulo 712 IFFT y el módulo 713 de inserción GI pueden realizar funciones idénticas con las funciones de los bloques de módulo 501 IFFT y de módulo 503 de inserción GI mostrados en la figura 51, respectivamente. Finalmente, el módulo 714 DAC puede convertir señales digitales en señales analógicas y las señales convertidas pueden ser transmitidas.

La figura 114 muestra un ejemplo de un receptor OFDM que usa un segmento de datos. En la figura 114, el sintonizador r700 puede realizar las funciones del módulo r603 sintonizador/AGC y las funciones del módulo r602 convertidor descendente mostrado en la figura 61. El ADC r701 puede convertir las señales analógicas recibidas en señales digitales. El módulo r702 sincronizador de tiempo/frecuencia puede realizar funciones idénticas con las funciones del módulo r505 sincronizador de tiempo/frecuencia mostrado en la figura 62. El módulo r703 detector de trama puede realizar funciones idénticas con las funciones del módulo r506 detector de trama mostrado en la figura

62.

En este punto, después de haberse realizado la sincronización de tiempo/frecuencia, puede mejorarse la sincronización usando el preámbulo en cada trama que se envía desde el módulo r703 detector de trama durante el proceso de seguimiento.

El módulo r704 eliminador GI y el módulo r705 FFT pueden realizar funciones idénticas con las funciones del módulo r503 eliminador GI y el módulo r502 FFT mostrados en la figura 62, respectivamente.

El módulo r706 de estimación de canal y el módulo r707 de Ecualización de canal pueden realizar una parte de estimación de canal y una parte de ecualización de canal del módulo r501 de Est/Eq de canal tal como se muestra

en la figura 62. El analizador r708 sintáctico de trama puede emitir un preámbulo y segmento de datos cuando se transmiten los servicios seleccionados por un usuario. Los bloques indicados por líneas oblicuas procesan un preámbulo. Los bloques indicados por líneas horizontales que pueden incluir PLP común, procesan segmentos de datos. El desentrelazador r709-L1 de frecuencia usado en la trayectoria L1 puede realizar desentrelazado de frecuencia dentro del ancho de banda de preámbulo. El desentrelazador r709 de frecuencia usado en la trayectoria de segmento de datos puede realizar desentrelazado de frecuencia dentro del segmento de datos. El descodificador r712-L1 de cabecera FEC, el desentrelazador r710-L1 de tiempo y el dispositivo r713-L1 para deshacer la correspondencia de símbolos usados en la trayectoria L1 pueden realizar funciones idénticas con las funciones del módulo r307-1 de extracción ModCod, el desentrelazador r308-1 de símbolo y el dispositivo r306-1 para deshacer la correspondencia de símbolos mostrados en la figura 64.

El desentrelazador r714-L1 de bit puede comprender bloques y secuencias del desmultiplexor r305-1 de bit y desentrelazador r304-1 interior tal como se muestra en la figura 64. El descodificador r715-L1 FEC puede comprender bloques y secuencias del codificador r303-1 interior acortado/perforado y del descodificador r301-1 exterior mostrados en la figura 64. En este punto, la salida de la trayectoria L1 puede ser información de señalización L1 y puede enviarse a un controlador de sistema para restablecer datos de PLP que se transmiten en segmentos de datos.

El desentrelazador r710 de tiempo usado en la trayectoria de segmento de datos puede realizar funciones idénticas con las funciones del desentrelazador r308 de símbolo mostrado en la figura 64. El analizador r711 sintáctico de segmentos de datos puede emitir PLP seleccionada por el usuario de los segmentos de datos y, en caso necesario, PLP común asociada con la PLP seleccionada por el usuario. Los descodificadores r712-C y r712-K de cabecera FEC pueden realizar funciones idénticas con las funciones del extractor r307 ModCod mostrado en la figura 64. Los dispositivos r713-C y r713-K para deshacer la correspondencia de símbolos pueden realizar funciones idénticas con las funciones del dispositivo r306 para deshacer la correspondencia de símbolo mostrado en la figura 64.

Los desentrelazadores r714-C y r714-K de bits pueden comprender bloques y secuencias del desmultiplexor r305 de bits y desentrelazador r304 interior tal como se muestra en la figura 64. Los descodificadores r715-C y r715-K FEC pueden comprender bloques y secuencias del descodificador r303 interior y del descodificador r301 exterior tal como se muestra en la figura 64. Finalmente, los módulos r716-C y r716-K de proceso de salida pueden comprender bloques y secuencias del descodificador r209 BB, módulo r207-1 eliminador de cabecera BB, descodificador r206-1 CRC, módulo r205-1 de inserción de paquetes nulos, recuperador r204-1 de retardo, recuperador r203-1 de reloj de salida, y una interfaz r202-1 de salida que son realizados para cada PLP en la figura 35. Si se usa una PLP común, la PLP común y la PLP de datos asociada con la PLP común pueden transmitirse a un recombinador de TS y pueden transformarse en una PLP seleccionada por el usuario.

Debe observarse a partir de la figura 114, que en un receptor, los bloques en la trayectoria L1 no están secuenciados de manera simétrica con respecto a un transmisor a diferencia de la trayectoria de datos donde los bloques están posicionados de manera simétrica o en secuencia opuesta de un transmisor. Dicho de otro modo, para la trayectoria de datos, el desentrelazador r709 de frecuencia, desentrelazador r710 de tiempo, analizador r711 sintáctico de segmentos de datos y descodificador r712-C y r712-K de cabecera FEC están posicionados. Sin embargo, para la trayectoria L1, el desentrelazador r709-L1 de frecuencia, descodificador r712-L1 de cabecera FEC y desentrelazador r710 de tiempo-L1 están posicionados.

La figura 112 muestra un ejemplo de entrelazado de bloque general en un dominio de símbolo de datos en el que los pilotos no se usan. Tal como se observa a partir de la figura 112a, la memoria de entrelazado puede llenarse sin pilotos negros. Para formar una memoria rectangular, pueden usarse células de relleno en caso necesario. En la figura 112a, las células de relleno se indican como células con líneas oblicuas. En el ejemplo, debido a que un piloto continuo puede solaparse con un tipo de patrón de piloto disperso, se requieren un total de tres células de relleno durante cuatro de duración de símbolo OFDM. Finalmente, en la figura 112b, se muestra el contenido de memoria entrelazado.

Como en la figura 112a, o bien puede realizarse una escritura fila por fila y realizar giro de columna; o bien puede realizarse una escritura en forma de giro desde el inicio. La salida del entrelazador puede comprender la lectura fila por fila a partir de la memoria. Los datos de salida que se han leído pueden colocarse tal como se muestra en la figura 112c cuando se considera la transmisión OFDM. En este momento, por motivos de simplicidad, puede ignorarse el entrelazado de frecuencia. Tal como se observa en la figura 112, la diversidad de frecuencia no es tan elevada como la de la figura 106, sino que se mantiene a un nivel similar. Sobre todo, puede ser ventajoso porque la memoria requerida para realizar el entrelazado y desentrelazado puede optimizarse. En el ejemplo, el tamaño de memoria puede reducirse de W * D a (W-1) * D. Como la anchura del segmento de datos resulta más grande, el tamaño de memoria puede reducirse adicionalmente.

Para las entradas de desentrelazador de tiempo, un receptor debe restablecer el contenido de memoria intermedia como en la figura central de la figura 112 al tiempo que se consideran las células de relleno. Básicamente, los símbolos OFDM pueden leerse símbolo por símbolo y pueden guardarse fila por fila. Entonces puede deshacerse el giro correspondiente al giro de columna. La salida del desentrelazador puede emitirse mediante lectura fila por fila a partir de la memoria de la figura 112a. De este modo, en comparación con el método mostrado en la figura 106,

puede minimizarse la sobrecarga de piloto, y por consiguiente puede minimizarse la memoria de entrelazado/desentrelazado.

Mediante el uso de los métodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas es posible implementar una estructura, receptor y transmisor digital eficaz de señalización de capa física.

Mediante la transmisión de información ModCod en cada cabecera de trama BB necesaria para ACM/VCM y la transmisión del resto de señalización de capa física en una cabecera de trama, puede minimizarse la sobrecarga de señalización.

Puede implementarse QAM modificada para una transmisión más eficaz de energía o un sistema de difusión digital más robusto con respecto al ruido. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo dado a conocer y sus combinaciones.

Puede implementarse una QAM No uniforme Mejorada para una transmisión más eficaz de energía o un sistema de difusión digital más robusto con respecto al ruido. También se describe un método del uso de tasa de código del código de corrección de error de NU-MQAM y MQAM. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y sus combinaciones.

El método de señalización L1 sugerido puede reducir la sobrecarga en un 3~4% minimizando la sobrecarga de señalización durante la unión de canal.

Para los expertos en la técnica será evidente que pueden realizarse diversas modificaciones y variaciones en la presente invención sin apartarse de la invención.

La invención se refiere a demás a un transmisor para transmitir al menos una señal de difusión que tiene datos de PLP (Conexión de Capa Física) a un receptor, que comprende:

un Codificador LDPC-FEC configurado para codificar LDPC los datos PLP y emitir FECFrame;

un establecedor de correspondencia configurado para convertir la FECFrame a XFECFrame por constelación QAM;

una Inserción de Cabecera de Trama FEC configurada para insertar cabecera de FECFrame delante de la XFECFrame;

un formador de segmento de datos configurado para emitir al menos un segmento de datos basado en la XFECFrame y la cabecera de FECFrame;

un entrelazador de tiempo configurado para realizar entrelazado en el tiempo a un nivel del segmento de datos; y

un entrelazador de frecuencia configurado para entrelazar en frecuencia el segmento de datos entrelazado en el tiempo.

De acuerdo con otras realizaciones que pueden ser consideradas solas o en combinación:

-: el entrelazador de frecuencia está además configurado para entrelazar en frecuencia el segmento de datos entrelazado en el tiempo a un nivel del segmento de datos, y/o

-: la cabecera FECFrame que comprende información de PLP ID y parámetros de ModCod (Modulación y Codificación), y/o

-: el entrelazador de tiempo además en forma de giro de fila-columna, en que la forma de giro de fila-columna que comprende células de entrada son escritas en serie en la memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y son leídas en serie a modo de fila.

La invención se refiere además a un receptor para recibir al menos una señal de difusión que tiene PLP (Conexión de Capa Física), que comprende:

un desentrelazador de frecuencia configurado para desentrelazar en frecuencia la señal recibida;

un desentrelazador de tiempo configurado para desentrelazar en el tiempo la señal desentrelazada en frecuencia a un nivel del segmento de datos;

un analizador sintáctico de segmento de datos configurado para emitir paquetes de segmentos de datos de PLP a partir del segmento de datos, incluyendo el paquete de datos cabecera;

un Extractor de Cabecera de Trama FEC configurado para obtener la cabecera a partir de un paquete de segmento de datos; y

un descodificador configurado para descodificar los paquetes de segmentos de datos por esquema LDPC (comprobación de paridad de baja densidad).

-: la cabecera comprende información de PLP ID y parámetros de ModCod (Modulación y Codificación), y/o

-: el transmisor está además configurado para realizar entrelazado de tiempo además en forma de giro de filacolumna, la forma de giro de fila-columna que comprende células de entrada son escritas en serie en la memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y son leídas en serie a modo de fila.

La invención se refiere además a un método para transmitir al menos una señal de difusión que tiene datos de PLP (Conexión de Capa Física) a un receptor, que comprende: codificar LDPC los datos PLP y emitir FECFrame; establecer correspondencia de la FECFrame a XFECFrame por constelación QAM; insertar cabecera de FECFrame delante de la XFECFrame; formar al menos un segmento de datos basado en la XFECFrame y la cabecera de FECFrame; entrelazar en el tiempo a un nivel del segmento de datos; y entrelazar en frecuencia el segmento de datos entrelazado en el tiempo.

De acuerdo con otras realizaciones que pueden ser consideradas solas o en combinación: -el entrelazado de frecuencia además del segmento de datos entrelazados en el tiempo a un nivel del segmento de datos, y/o

-: el entrelazado en el tiempo además en forma de giro de fila-columna, en que la forma de giro de fila-columna que comprende células de entrada son escritas en serie en la memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y son leídas en serie a modo de fila.

La invención se refiere además a un método para recibir al menos una señal de difusión que tiene PLP (Conexión de Capa Física), que comprende: desentrelazar en frecuencia la señal recibida;

desentrelazar en el tiempo la señal desentrelazada en frecuencia a un nivel del segmento de datos; emitir paquetes de segmentos de datos de PLP a partir del segmento de datos, incluyendo el paquete de datos la cabecera;

obtener la cabecera a partir del paquete de segmento de datos; y

descodificar los paquetes de segmentos de datos por esquema de descodificación por LDPC (comprobación de paridad de baja densidad). De acuerdo con otras realizaciones que pueden ser consideradas solas o en combinación:

-: el entrelazado en el tiempo además en forma de giro de fila-columna, la forma de giro de fila-columna que comprende células de entrada son escritas en serie en la memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y son leídas en serie a modo de fila.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un aparato para transmitir al menos una señal de difusión que tiene datos de Conexión de Capa Física, PLP, para llevar un flujo de servicio, el aparato comprende:

medios (702-0) para codificación exterior de los datos de PLP;

medios (303) para codificar por Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC, los datos de PLP codificados exteriores, para la corrección de error de envío y emitir una Trama de corrección de error de envío, FECFrame, de los datos PLP codificados por LDPC;

medios (704-0) para establecer correspondencia de la FECFrame sobre una constelación de Modulación de Amplitud en Cuadratura, QAM, para formar, una Trama de corrección de error de envío compleja, XFECFrame;

medios (705-0) para insertar una Cabecera FECFrame delante de XFECFrame;

medios (706-0) para formar al menos un paquete de segmentos de datos basándose en XFECFrame y la cabecera FECFrame;

medios (708-0) para entrelazar en el tiempo datos en el paquete de segmento de datos formado;

medios (709-0) para entrelazar en frecuencia los datos entrelazados en el tiempo; y

medios (711) para formar una trama de señal basándose en símbolos de preámbulo y de datos en que los símbolos de preámbulo incluyen bloques de Capa 1, L1 y los símbolos de datos incluyen los datos entrelazados en frecuencia y en que los símbolos de preámbulo tienen información de señalización L1 para señalizar los símbolos de datos,

en que el símbolo de preámbulo comprende los bloques L1 repetidos en el dominio de frecuencia, cada uno de los bloques L1 tiene 3408 subportadoras,

en que la información de señalización L1 incluye información de tipo del paquete de segmentos de datos, en que la información de tipo indica si el paquete de segmentos de datos incluye la cabecera FECFrame o no, en que el paquete de segmentos de datos incluye la trama XFEC, cuando la información de tipo indica un primer tipo del paquete de segmentos de datos, y el paquete de segmentos de datos incluye la XFECFrame y la cabecera de FECFrame cuando la información de tipo indica un segundo tipo del paquete de segmentos de datos.
2.

El aparato según la reivindicación 1, que además incluye: medios (702-L1) para codificar la información de señalización L1
3.

El aparato según la reivindicación 1, en el que la información de señalización L1 incluye información de tipo FEC de los datos de PLP.
4.

Un método para transmitir al menos una señal de difusión que tiene datos de Conexión de Capa Física, PLP, para llevar un flujo de servicio, el método comprende:

codificación exterior de los datos de PLP; codificar por LDPC, los datos PLP codificados exteriores, para corrección de error de envío y emitir, una Trama de corrección de error de envío, FECFrame, de los datos PLP codificados por LDPC;

establecer la correspondencia de la FECFrame sobre una constelación de Modulación de Amplitud en Cuadratura, QAM, para formar una Trama de corrección de error de envío compleja, XFECFrame; insertar una Cabecera FECFrame delante de XFECFrame; formar al menos un paquete de segmentos de datos basándose en XFECFrame y la cabecera FECFrame; entrelazar en el tiempo datos en el paquete de segmento de datos formado;

entrelazar en frecuencia los datos entrelazados en el tiempo; y formar una trama de señal basándose en símbolos de preámbulo y de datos, en que los símbolos de preámbulo incluyen bloques de Capa 1, L1 y los símbolos de datos incluyen los datos entrelazados en frecuencia y en que los símbolos de preámbulo tienen información de señalización L1 para señalizar los símbolos de datos,

en que los símbolos de preámbulo comprenden los bloques L1 repetidos en el dominio de frecuencia, cada uno de los bloques L1 tiene 3408 subportadoras,

en que la información de señalización L1 incluye información de tipo del paquete de segmentos de datos, en que la información de tipo indica si el paquete de segmentos de datos incluye cabecera o no en que el paquete de segmentos de datos incluye la trama XFEC, cuando la información de tipo indica un primer tipo del paquete de segmentos de datos, y el paquete de segmentos de datos incluye la XFECFrame y la cabecera de FECFrame cuando la información de tipo indica un segundo tipo del paquete de segmentos de datos.
5.

El método según la reivindicación 4, que incluye además:

codificar la información de señalización L1.
6.

El método según la reivindicación 4, en el que la información de señalización L1 incluye información de tipo FEC de los datos de PLP.
7.

Un aparato para recibir al menos una señal de difusión que tiene datos de Conexión de Capa Física, PLP, para llevar un flujo de servicio, el aparato comprende:

medios (r105) para recibir al menos una señal de difusión que tiene una trama de señal;

medios (r103) para analizar sintácticamente la trama de señal incluyendo símbolos de preámbulo y símbolos de datos en que los símbolos de preámbulo incluyen bloques de Capa 1, L1 y los símbolos de datos incluyen segmentos de datos que tienen los datos de PLP y en que los símbolos de preámbulo tienen información de señalización L1 para señalizar los símbolos de datos,

en que los símbolos de preámbulo comprenden los bloques L1 repetidos en dominio de frecuencia, cada uno de los bloques L1 tiene 3408 subportadoras;

medios (r709) para desentrelazar en frecuencia datos en la trama de señal analizada sintácticamente;

medios (r710) para desentrelazar en el tiempo datos en los datos desentrelazados en frecuencia a un nivel de segmentos de datos;

medios (r711) para emitir paquetes de segmentos de datos que tienen los datos PLP desde los segmentos de datos;

en que la información de señalización L1 incluye información de tipo de los paquetes de segmentos de datos, en que la información de tipo indica si cada uno de los paquetes de datos incluye una cabecera o no;

medios (r712) para obtener la cabecera desde el paquete de segmentos de datos de acuerdo con la información de tipo;

medios (r303) para descodificar datos en los paquetes de segmentos de datos para una Corrección de Error de Envío, FEC por un esquema descodificador de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC; y

medios (r715-C) para descodificar los datos descodificados por LDPC.
8.

El aparato según la reivindicación 7, en el que el aparato incluye además:

medios (r715-L1) para descodificar la información de señalización L1.
9.

El aparato según la reivindicación 7, en el que la información de señalización L1 incluye información de tipo FEC de los datos de PLP en los paquetes de segmentos de datos.
10.

Un método para recibir al menos una señal de difusión que tiene datos de Conexión de Capa Física, PLP, para llevar un flujo de servicio, el método comprende:

recibir al menos una señal de difusión que tiene una trama de señal;

analizar sintácticamente la trama de señal incluyendo símbolos de preámbulo y de datos en que los símbolos de preámbulo incluyen bloques de Capa 1, L1 y los símbolos de datos incluyen segmentos de datos que tienen los datos de PLP y en que los símbolos de preámbulo tienen información de señalización L1 para señalizar los símbolos de datos,

en que los símbolos de preámbulo comprenden los bloques L1 repetidos en dominio de frecuencia, cada uno de los bloques L1 tiene 3408 subportadoras;

desentrelazar en frecuencia datos en la trama de señal analizada sintácticamente; desentrelazar en el tiempo datos en los datos desentrelazados en frecuencia a un nivel de segmento de datos; 5 emitir los paquetes de segmentos de datos que tienen los datos PLP desde los segmentos de datos; en que la información de señalización L1 incluye información de tipo de los paquetes de segmentos de

datos, en que la información de tipo indica si cada uno de los paquetes de datos incluye una cabecera o no; obtener la cabecera desde el paquete de segmentos de datos de acuerdo con la información de tipo;

10 descodificar datos en los paquetes de segmentos de datos para una Corrección de Error de Envío, FEC por un esquema descodificador de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC; y descodificar los datos descodificados por LDPC.
11. El método según la reivindicación 10, en el que el método incluye además: descodificar la información de señalización L1.

15 12. El método según la reivindicación 10, en el que la información de señalización L1 incluye información de tipo FEC de los datos de PLP en los paquetes de segmentos de datos.

Fig. 45

Fig. 91