ES2374649T3 - Aparato para la transmisión y recepción de una señal y método de transmisión y recepción de una señal. - Google Patents
Aparato para la transmisión y recepción de una señal y método de transmisión y recepción de una señal. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2374649T3 ES2374649T3 ES09161875T ES09161875T ES2374649T3 ES 2374649 T3 ES2374649 T3 ES 2374649T3 ES 09161875 T ES09161875 T ES 09161875T ES 09161875 T ES09161875 T ES 09161875T ES 2374649 T3 ES2374649 T3 ES 2374649T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- preamble
- data
- deinterlacing
- time
- memory
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/015—High-definition television systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
- H04L5/0053—Allocation of signaling, i.e. of overhead other than pilot signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
- H03M13/2703—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques the interleaver involving at least two directions
- H03M13/2721—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques the interleaver involving at least two directions the interleaver involves a diagonal direction, e.g. by using an interleaving matrix with read-out in a diagonal direction
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/65—Purpose and implementation aspects
- H03M13/6522—Intended application, e.g. transmission or communication standard
- H03M13/6555—DVB-C2
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0057—Block codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0064—Concatenated codes
- H04L1/0065—Serial concatenated codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0071—Use of interleaving
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0072—Error control for data other than payload data, e.g. control data
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
- H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
- H03M13/11—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits using multiple parity bits
- H03M13/1102—Codes on graphs and decoding on graphs, e.g. low-density parity check [LDPC] codes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
- H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
- H03M13/13—Linear codes
- H03M13/15—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
- H03M13/151—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes using error location or error correction polynomials
- H03M13/152—Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
- H03M13/253—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with concatenated codes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
- H03M13/255—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with Low Density Parity Check [LDPC] codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L2001/0092—Error control systems characterised by the topology of the transmission link
- H04L2001/0093—Point-to-multipoint
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
- H04L5/0003—Two-dimensional division
- H04L5/0005—Time-frequency
- H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Probability & Statistics with Applications (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Communication Control (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
Método para la transmisión de al menos una señal de difusión que tiene datos de servicio para suministrar datos de preámbulo y servicio, comprendiendo el método codificar los datos de preámbulo; entrelazar en el tiempo los datos de preámbulo codificados mediante una forma de giro de fila-columna, en el que la forma de giro de fila-columna comprende células de entrada que se escriben en serie en una memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y se leen en serie por filas; formar una trama de señal basándose en los datos de servicio y los datos de preámbulo entrelazados en el tiempo; modular la trama de señal mediante un método de multiplexación por división de frecuencia ortogonal, OFDM; y transmitir la trama de señal modulada en el que la etapa de entrelazar en el tiempo comprende escribir símbolos de datos de preámbulo en la memoria de entrelazado según direcciones en la memoria de entrelazado, caracterizado porque las direcciones se determinan tal como sigue: para el símbolo de entrada de orden i de la memoria de entrelazado, **(Ver fórmula)** donde Ci es un índice de columna y Ri es un índice de fila para el símbolo de entrada de orden i, W es un número de columnas de la memoria de entrelazado, D es un número de filas de la memoria de entrelazado y Div operation representa la operación de división que emite un cociente después de la división.
Description
Aparato para la transmisión y recepción de una
señal y método de transmisión y recepción de una señal.
La presente invención se refiere a un método
para la transmisión y recepción de una señal y un aparato para la
transmisión y recepción de una señal, y más particularmente, a un
método para la transmisión y recepción de una señal y un aparato
para la transmisión y recepción de una señal, que puedan mejorar la
eficacia de transmisión de datos.
\vskip1.000000\baselineskip
Como se ha desarrollado una tecnología de
difusión digital, los usuarios han recibido una imagen en movimiento
de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo
de compresión y alto rendimiento de hardware, se proporcionará a
los usuarios un mejor entorno en el futuro. Un sistema de televisión
digital (DTV) puede recibir una señal de difusión digital y
proporcionar una diversidad de servicios complementarios a los
usuarios así como una señal de vídeo y una señal de audio.
La difusión de vídeo digital
(DVB)-C2 es la tercera especificación que se une a
la familia de DVB de sistemas de transmisión de segunda generación.
Desarrollado en 1994, en la actualidad DVB-C se
implanta en más de 50 millones de sintonizadores de cable por todo
el mundo. En conformidad con los demás sistemas de segunda
generación DVB, DVB-C2 usa una combinación de
códigos BCH y de comprobación de paridad de baja densidad (LDPC).
Esta potente corrección de errores sin canal de retorno (FEC)
proporciona aproximadamente una mejora de 5 dB de la relación
portadora a ruido sobre DVB-C. Los esquemas de
entrelazado de bits apropiados optimizan la robustez global del
sistema FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se denominan
conexiones de capa física (PLP). Una o más de estas PLP se
multiplexan en un segmento de datos. Se aplica entrelazado
bidimensional (en los dominios de tiempo y frecuencia) a cada
segmento permitiendo al receptor eliminar el impacto de deterioros
por ráfagas e interferencia selectiva de frecuencia tal como el
ingreso de frecuencia única.
Con el desarrollo de estas tecnologías de
difusión digital, se aumenta el requisito para un servicio tal como
una señal de vídeo y una señal de audio y se aumenta el tamaño de
los datos deseado por los usuarios o el número de canales de
difusión de manera gradual. El documento WO2008/087598 describe un
sistema de transmisión de datos para entrelazar símbolos o bits de
datos.
\vskip1.000000\baselineskip
Por consiguiente, la presente invención se
refiere a un método para la transmisión y recepción de una señal y
un aparato para la transmisión y recepción de una señal que
sustancialmente evitan uno o más problemas debidos a las
limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.
Un objeto de la presente invención es
proporcionar un método para la transmisión y recepción de una señal
y un aparato para la transmisión y recepción de una señal, que
puedan mejorar la eficacia de transmisión de datos.
Otro objeto de la presente invención es
proporcionar un método para la transmisión y recepción de una señal
y un aparato para la transmisión y recepción de una señal, que
puedan mejorar la capacidad de corrección de error de bits que
configuran un servicio.
Las ventajas, objetos y características
adicionales de la invención se expondrán en parte en la descripción
que sigue y en parte resultarán evidentes para los expertos en la
técnica tras el examen de lo siguiente. Los objetivos y otras
ventajas de la invención pueden realizarse y conseguirse mediante la
estructura indicada en particular en la descripción escrita y las
reivindicaciones de la misma así como en los dibujos adjuntos.
Para lograr los objetos, un primer aspecto de la
presente invención proporciona un método para la transmisión de al
menos una señal de difusión según la reivindicación 1.
Otro aspecto de la presente invención
proporciona un método para la recepción de una señal de difusión
según la reivindicación 5.
Aún otro aspecto de la presente invención
proporciona un transmisor para transmitir al menos una señal de
difusión según la reivindicación 8.
Aún otro aspecto de la presente invención
proporciona un receptor para recibir una señal de difusión según la
reivindicación 12.
\vskip1.000000\baselineskip
Los dibujos adjuntos, que se incluyen para
proporcionar una comprensión adicional de la invención y se
incorporan en y constituyen parte de esta solicitud, ilustran (una)
realización/realizaciones de la invención y junto con la descripción
sirven para explicar el principio de la invención. En los
dibujos:
La figura 1 es un ejemplo de modulación de
amplitud en cuadratura (QAM) de 64 estados usada en el
DVB-T europeo.
La figura 2 es un método del código binario
reflejado de Gray (BRGC).
La figura 3 es una salida próxima al gausiano
por modificación de 64 QAM que se usa en DVB-T.
La figura 4 es la distancia de Hamming entre el
par reflejado en BRGC.
La figura 5 son las características en QAM en
donde existe un par reflejado para cada eje I y eje Q.
La figura 6 es un método para modificar QAM
usando un par reflejado de BRGC.
La figura 7 es un ejemplo de 64/256/1024/1024
QAM modificada.
Las figuras 8-9 son un ejemplo
de 64 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC.
Las figuras 10-11 son un ejemplo
de 256 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC.
Las figuras 12-13 son un ejemplo
de 1024 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC
(0\sim511).
Las figuras 14-15 son un ejemplo
de 1024 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC
(512\sim1023).
Las figuras 16-17 son un ejemplo
de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC
(0\sim511).
Las figuras 18-19 son un ejemplo
de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC
(512\sim1023).
Las figuras 20-21 son un ejemplo
de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC
(1024\sim1535).
Las figuras 22-23 son un ejemplo
de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC
(1536\sim2047).
Las figuras 24-25 son un ejemplo
de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC
(2048\sim2559).
Las figuras 26-27 son un ejemplo
de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC
(2560\sim3071).
Las figuras 28-29 son un ejemplo
de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC
(3072\sim3583).
Las figuras 30-31 son un ejemplo
de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC
(3584\sim4095).
La figura 32 es un ejemplo de mapeo de bit de
QAM modificada donde se modifica 256 QAM usando BRGC.
La figura 33 es un ejemplo de transformación de
MQAM para dar una constelación no uniforme.
La figura 34 es un ejemplo de sistema de
transmisión digital.
La figura 35 es un ejemplo de un procesador de
entrada.
La figura 36 es una información que puede
incluirse en una banda base (BB).
La figura 37 es un ejemplo de módulo BICM.
La figura 38 es un ejemplo de codificador
acortado/perforado.
La figura 39 es un ejemplo de aplicación de
diversas constelaciones.
La figura 40 es otro ejemplo de casos en los que
se considera la compatibilidad entre sistemas convencionales.
La figura 41 es una estructura de trama que
comprende el preámbulo para la señalización L1 y símbolo de datos
para datos PLP.
La figura 42 es un ejemplo de formador de
tramas.
\global\parskip0.960000\baselineskip
La figura 43 es un ejemplo del módulo 404 de
inserción de piloto mostrado en la figura 4.
La figura 44 es una estructura de SP.
La figura 45 es una nueva estructura de SP o
patrón piloto (PP5').
La figura 46 es una estructura de PP5'
sugerida.
La figura 47 es una relación entre preámbulo y
símbolo de datos.
La figura 48 es otra relación entre preámbulo y
símbolo de datos.
La figura 49 es un ejemplo de perfil de retardo
de canal de cable.
La figura 50 es una estructura de piloto
disperso que usa z=56 y z=112.
La figura 51 es un ejemplo de modulador basado
en OFDM.
La figura 52 es un ejemplo de estructura de
preámbulo.
La figura 53 es un ejemplo de decodificación de
preámbulo.
La figura 54 es un proceso para el diseño de
preámbulo más optimizado.
La figura 55 es otro ejemplo de estructura de
preámbulo.
La figura 56 es otro ejemplo de decodificación
de preámbulo.
La figura 57 es un ejemplo de estructura de
preámbulo.
La figura 58 es un ejemplo de decodificación
L1.
La figura 59 es un ejemplo de procesador
analógico.
La figura 60 es un ejemplo de sistema de
receptor digital.
La figura 61 es un ejemplo de procesador
analógico usado en el receptor.
La figura 62 es un ejemplo de demodulador.
La figura 63 es un ejemplo de analizador
sintáctico de trama.
La figura 64 es un ejemplo de demodulador
BICM.
La figura 65 es un ejemplo de decodificación
LDPC usando acortamiento/perforación.
La figura 66 es un ejemplo de procesador de
salida.
La figura 67 es un ejemplo de tasa de repetición
de bloque L1 de 8 MHz.
La figura 68 es un ejemplo de tasa de repetición
de bloque L1 de 8 MHz.
La figura 69 es una nueva tasa de repetición de
bloque L1 de 7,61 MHz.
La figura 70 es un ejemplo de señalización L1
que se transmite en cabecera de trama.
La figura 71 es el resultado de simulación de
preámbulo y estructura L1.
La figura 72 es un ejemplo de entrelazador de
símbolo.
La figura 73 es un ejemplo de una transmisión de
bloque L1.
La figura 74 es otro ejemplo de señalización L1
transmitida dentro de una cabecera de trama.
La figura 75 es un ejemplo de
entrelazado/desentrelazado de frecuencia o tiempo.
La figura 76 es una tabla que analiza la
sobrecarga de señalización L1 que se transmite en la cabecera
FECFRAME en el módulo (307) de inserción de cabecera ModCod en la
trayectoria de datos del módulo BICM mostrado en la figura 3.
\global\parskip1.000000\baselineskip
La figura 77 muestra una estructura para la
cabecera FECFRAME para minimizar la sobrecarga.
La figura 78 muestra un rendimiento de tasa de
error de bit (BER) de la protección L1 mencionada anteriormente.
La figura 79 muestra ejemplos de una estructura
de trama FEC y de trama de transmisión.
La figura 80 muestra un ejemplo de señalización
L1.
La figura 81 muestra un ejemplo de
preseñalización L1.
La figura 82 muestra una estructura de bloque de
señalización L1.
La figura 83 muestra un entrelazado de tiempo
L1.
La figura 84 muestra un ejemplo de modulación de
extracción e información de código.
La figura 85 muestra otro ejemplo de
preseñalización L1.
La figura 86 muestra un ejemplo de planificación
de bloque de señalización L1 que se transmite en preámbulo.
La figura 87 muestra un ejemplo de
preseñalización L1 en la que se considera el aumento de
potencia.
La figura 88 muestra un ejemplo de señalización
L1.
La figura 89 muestra otro ejemplo de modulación
de extracción e información de código.
La figura 90 muestra otro ejemplo de modulación
de extracción e información de código.
La figura 91 muestra un ejemplo de
presincronización L1.
La figura 92 muestra un ejemplo de
preseñalización L1.
La figura 93 muestra un ejemplo de señalización
L1.
La figura 94 muestra un ejemplo de trayectoria
de señalización L1.
La figura 95 es otro ejemplo de señalización L1
transmitida dentro de una cabecera de trama.
La figura 96 es otro ejemplo de señalización L1
transmitida dentro de una cabecera de trama.
La figura 97 es otro ejemplo de señalización L1
transmitida dentro de una cabecera de trama.
La figura 98 muestra un ejemplo de señalización
L1.
La figura 99 es un ejemplo del entrelazador de
símbolo.
La figura 100 muestra un rendimiento de
entrelazado del entrelazador de tiempo de la figura 99.
La figura 101 es un ejemplo del entrelazador de
símbolo.
La figura 102 muestra un rendimiento de
entrelazado del entrelazador de tiempo de la figura 101.
La figura 103 es un ejemplo del desentrelazador
de símbolo.
La figura 104 es otro ejemplo del entrelazado de
tiempo.
La figura 105 es un resultado de entrelazado
usando el método mostrado en la figura 104.
La figura 106 es un ejemplo del método de
direccionamiento de la figura 105.
La figura 107 es otro ejemplo de entrelazado de
tiempo L1.
La figura 108 es un ejemplo del desentrelazador
de símbolo.
La figura 109 es otro ejemplo del
desentrelazador.
La figura 110 es un ejemplo del desentrelazador
de símbolo.
La figura 111 es un ejemplo de direcciones de
fila y columna para el desentrelazado de tiempo.
La figura 112 muestra un ejemplo de entrelazado
de bloque general en un dominio de símbolo de datos en el que no se
usan pilotos.
La figura 113 es un ejemplo de un transmisor
OFDM que usa segmentos de datos.
La figura 114 es un ejemplo de un receptor OFDM
que usa un segmento de datos.
La figura 115 es un ejemplo de entrelazador de
tiempo y un ejemplo de desentrelazador de tiempo.
La figura 116 es un ejemplo de formación de
símbolos OFDM.
La figura 117 es un ejemplo de un entrelazador
de tiempo (TI).
La figura 118 es un ejemplo de un entrelazador
de tiempo (TI).
La figura 119 es un ejemplo de una estructura de
preámbulo en un transmisor y un ejemplo de un procedimiento en un
receptor.
La figura 120 es un ejemplo de un procedimiento
en un receptor para obtener L1_XFEC_FRAME del preámbulo.
La figura 121 es un ejemplo de una estructura de
preámbulo en un transmisor y un ejemplo de un procedimiento en un
receptor.
La figura 122 es un ejemplo de un
desentrelazador de tiempo.
\vskip1.000000\baselineskip
A continuación se hará referencia en detalle a
las realizaciones preferidas de la presente invención, de las que se
ilustran ejemplos en los dibujos adjuntos. Siempre que sea posible,
se usarán los mismos números de referencia a lo largo de los dibujos
para referirse a partes iguales o similares.
En la siguiente descripción, el término
"servicio" es indicativo de cualquiera de los contenidos de
difusión que pueden transmitirse/recibirse por el aparato de
transmisión/recepción de señal.
La modulación de amplitud en cuadratura (QAM)
usando el código binario reflejado de Gray (BRGC) se usa como
modulación en un entorno de transmisión por difusión en el que se
usa la modulación codificada entrelazada de bit (BICM). La figura 1
muestra un ejemplo de 64 QAM usada en la DVB-T
europea.
El BRGC puede realizarse usando el método
mostrado en la figura 2. Un BRGC de n bits puede realizarse
añadiendo un código inverso de BRGC de (n-1) bits
(es decir, código reflejado) detrás de (n-1) bits,
añadiendo ceros delante del BRGC de (n-1) bits
original, y añadiendo unos al principio del código reflejado. El
código BRGC realizado con este método tiene una distancia de Hamming
entre códigos adyacentes de uno (1). Además, cuando el BRGC se
aplica a la QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro
puntos más adyacentes al punto, es uno (1) y la distancia de Hamming
entre el punto y otros cuatro puntos los segundos más adyacentes al
punto, es dos (2). Tales características de las distancias de
Hamming entre un punto de constelación específico y otros puntos
adyacentes pueden doblarse según la regla de mapeo de Gray en
QAM.
Para hacer que un sistema sea robusto contra el
ruido gausiano blanco aditivo (AWGN), la distribución de señales
transmitidas desde un transmisor puede realizarse cerca de la
distribución gausiana. Para poder hacer eso, las ubicaciones de los
puntos en la constelación pueden modificarse. La figura 3 muestra
una salida próxima a la gausiana modificando la 64 QAM usada en
DVB-T. Tal constelación puede doblarse como QAM no
uniforme (NU-QAM).
Para realizar una constelación de QAM no
uniforme, puede usarse la función de distribución acumulativa
gausiana (CDF). En el caso de 64 256 ó 1024 QAM, es decir,
2^{\wedge}N AM, la QAM puede dividirse en dos
N-PAM independientes. Al dividir la CDF gausiana en
N secciones de idéntica probabilidad y al permitir que un punto de
señal en cada sección represente la sección, puede realizarse una
constelación con una distribución gausiana. Dicho de otro modo, la
coordenada xj de la N-PAM no uniforme recién
definida puede definirse del siguiente modo:
La figura 3 es un ejemplo de transformación de
64 QAM de DVB-T para dar NU-64 QAM
usando los métodos anteriores. La figura 3 representa el resultado
de modificar coordenadas de cada eje I y eje Q usando los métodos
anteriores y mapeando los puntos de constelación previos respecto a
las coordenadas recién definidas. En el caso de QAM de 32, 128 o
512, es decir, QAM de cruz, que no es QAM 2^{\wedge}N, al
modificar Pj apropiadamente puede hallarse una nueva coordenada.
Una realización de la presente invención puede
modificar QAM usando BRGC al usar características de BRGC. Como se
muestra en la figura 4, la distancia de Hamming entre par reflejado
en BRGC es uno porque difiere sólo en un bit que se añade al
principio de cada código. La figura 5 muestra las características en
QAM en las que existe el par reflejado para cada eje I y eje Q. En
esta figura, el par reflejado existe a cada lado de la línea de
puntos negra.
Al usar pares reflejados existentes en QAM,
puede reducirse la potencia media de una constelación QAM mientras
se mantiene la regla de mapeo de Gray en QAM. Dicho de otro modo, en
una constelación en la que una potencia media se normaliza como 1,
la distancia euclidiana mínima en la constelación puede aumentarse.
Cuando se aplica esta QAM modificada a sistemas de comunicación o
difusión, es posible implementar o bien un sistema más robusto
contra el ruido usando la misma energía que en un sistema
convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento como sistema
convencional pero que usa menos energía.
La figura 6 muestra un método para modificar QAM
usando el par reflejado de BRGC. La figura 6a muestra una
constelación y la figura 6b muestra un diagrama de flujo para
modificar QAM usando el par reflejado de BRGC. En primer lugar,
necesita hallarse un punto objetivo con la mayor potencia entre los
puntos de constelación. Los puntos candidatos son puntos en los que
ese punto objetivo puede moverse y son los puntos más próximos del
par reflejado del punto objetivo. Entonces, necesita hallarse un
punto vacío (es decir, un punto que todavía no ha sido tomado por
otros puntos) con la menor potencia entre los puntos candidatos y se
comparan la potencia del punto objetivo y la potencia de un punto
candidato. Si la potencia del punto candidato es menor, el punto
objetivo se mueve hacia el punto candidato. Estos procesos se
repiten hasta que una potencia media de los puntos en constelación
alcanza un mínimo mientras se mantiene la regla de mapeo de
Gray.
La figura 7 muestra un ejemplo de
64/256/1024/4096 QAM modificada. Los valores mapeados de Gray se
corresponden con las figuras 8-31 respectivamente.
Además de estos ejemplos, pueden realizarse otros tipos de QAM
modificada que permitan la optimización de potencia idéntica. Esto
se debe a que un punto objetivo puede moverse a múltiples puntos
candidatos. La QAM modificada sugerida puede aplicarse no sólo a la
64/256/1024/4096 QAM, sino también a la QAM en cruz, una QAM de
mayor tamaño, o modulaciones que usan un BRGC distinto de QAM.
La figura 32 muestra un ejemplo de mapeo de bit
de QAM modificada en donde la 256 QAM se modifica usando BRGC. La
figura 32a y la figura 32b muestran el mapeo de los bits más
significativos (MSB). Los puntos indicados como círculos rellenos
representan mapeos de unos y los puntos indicados como círculos en
blanco representan mapeos de ceros. De la misma manera, cada bit se
mapea como se muestra en las figuras (a) a (h) en la figura 32,
hasta que se mapean los bits menos significativos (LSB). Como se
muestra en la figura 32, la QAM modificada puede permitir la
decisión de bit usando sólo los ejes I o Q como QAM convencional,
excepto por un bit que se encuentra junto al MSB (figura 32c y
figura 32d). Al usar estas características, puede realizarse un
receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Un
receptor eficaz puede implementarse comprobando ambos valores I y Q
únicamente cuando se determina el bit junto al MSB y calculando sólo
I o Q para el resto de bits. Este método puede aplicarse a LLR
aproximada, LLR exacta o decisión firme.
Al usar la QAM modificada o MQAM, que usa las
características del BRGC anterior, puede realizarse la constelación
no uniforme o NU-MQAM. En la ecuación anterior en la
que se usa la CDF gausiana, Pj puede modificarse para adaptarse a
MQAM. Al igual que QAM, en MQAM, pueden considerarse dos PAM con eje
I y eje Q. Sin embargo, a diferencia de QAM en la que varios puntos
correspondientes a un valor de cada eje PAM son idénticos, el número
de puntos cambia en MQAM. Si un número de puntos que corresponden al
valor de orden j de PAM se define como nj en una MQAM donde existe
un total de M puntos de constelación, entonces Pj puede definirse
como sigue:
Al usar el Pj recién definido, MQAM puede
transformarse en una constelación no uniforme. Pj puede definirse
como sigue para el ejemplo de 256-MQAM.
La figura 33 es un ejemplo de transformación de
MQAM en una constelación no uniforme. La NU-MQAM
realizada usando estos métodos puede conservar características de
receptores MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. Por tanto
puede implementarse un receptor eficaz. Además, puede implementarse
un sistema más robusto contra el ruido que el NU-QAM
previo. Para un sistema de transmisión por difusión más eficaz, es
posible hibridar MQAM y NU-MQAM. Dicho de otro modo,
un sistema más robusto contra el ruido puede implementarse usando
MQAM para un entorno en el que se usa un código de corrección de
errores con una alta tasa de código y si no usando
NU-MQAM. Para un caso tal, un transmisor puede
permitir que un receptor tenga información de tasa de código de un
código de corrección de errores usado actualmente y un tipo de
modulación usado actualmente tal que el receptor pueda demodular
según la modulación usada actualmente.
La figura 34 muestra un ejemplo de sistema de
transmisión digital. Las entradas pueden comprender varios flujos
MPEG-TS o flujos GSE (encapsulamiento de flujo
general). Un módulo (101) de procesador de entrada puede añadir
parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar la
planificación para un módulo (102) BICM. El módulo (102) BICM puede
añadir datos de entrelazado y redundancia para la corrección de
error de canal de transmisión. Un formador (103) de tramas puede
formar tramas añadiendo información de señalización de capa física y
pilotos. Un modulador (104) puede realizar la modulación sobre
símbolos de entrada en métodos eficaces. Un procesador (105)
analógico puede realizar varios procesos para convertir las señales
digitales de entrada en señales analógicas de salida.
La figura 35 muestra un ejemplo de un procesador
de entrada. El flujo MPEG-TS o GSE de entrada puede
transformarse mediante el preprocesador de entrada en un total de n
flujos que se procesarán independientemente. Cada uno de esos flujos
puede ser o bien una trama TS completa que incluye múltiples
componentes de servicio o bien una trama TS mínima que incluye
componente de servicio (es decir, vídeo o audio). Además, cada uno
de esos flujos puede ser un flujo GSE que transmite servicios
múltiples o un único servicio.
La interfaz (202-1) de entrada
puede asignar un número de bits de entrada igual a la capacidad de
campo de datos máximo de una trama de banda base (BB). Puede
insertarse un rellenado para completar la capacidad de bloque de
código LDPC/BCH. El módulo (203-1) sincronizador de
flujo de entrada puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en
el receptor, el reloj del flujo de transporte (o flujo genérico
empaquetado), con el fin de garantizar un retardo y tasas de bit
constantes de extremo a extremo.
Con el fin de permitir la recombinación de flujo
de transporte sin requerir memoria adicional en el receptor, los
flujos de transporte de entrada se retardan por compensadores
(204-1\simn) de retardo que consideran parámetros
de entrelazado de las PLP de datos en un grupo y la correspondiente
PLP común. Los módulos (205-1\simn) de borrado de
paquetes nulos pueden aumentar la eficacia de transmisión eliminando
paquetes nulos insertados para un caso de servicio de VBR (tasa de
bit variable). Los módulos (206-1\simn) de
codificador de comprobación de redundancia cíclica (CRC) pueden
añadir paridad CRC para aumentar la fiabilidad de transmisión de la
trama BB. Los módulos (207-1\simn) de inserción de
cabecera BB pueden añadir la cabecera de trama BB en una parte de
comienzo de la trama BB. La información que puede incluirse la
cabecera se muestra en la figura 36.
Un módulo (208) de fusionador/segmentador puede
realizar segmentación de trama BB desde cada PLP, fusionando las
tramas BB de múltiples PLP, y planificando cada trama BB dentro de
una trama de transmisión. Por tanto, el módulo (208) de
fusionador/segmentador puede emitir información de señalización L1
que se refiere a una asignación de PLP en la trama. Finalmente, un
módulo (209) de aleatorizador BB puede aleatorizar los flujos de
bits de entrada para minimizar la correlación entre los bits dentro
de los flujos de bits. Los módulos sombreados en la figura 35 son
módulos usados cuando el sistema de transmisión usa una única PLP,
los demás módulos en la figura 35 son módulos usados cuando el
dispositivo de transmisión usa múltiples PLP.
La figura 37 muestra una realización de módulo
BICM. La figura 37a muestra una trayectoria de datos y la figura 37b
muestra una trayectoria L1 de módulo BICM. Un módulo (301) de
codificador externo y un módulo (303) de codificador interno pueden
añadir redundancia a los flujos de bits de entrada para corrección
de errores. Un módulo (302) de entrelazador externo y un módulo
(304) de entrelazador interno pueden entrelazar bits para evitar el
error en ráfaga. El módulo 32 de entrelazador externo puede omitirse
si el BICM es específicamente para DVB-C2. Un módulo
(305) de demultiplexador de bit puede controlar la fiabilidad de
cada salida de bit del módulo (304) de entrelazador interno. Un
módulo (306) de mapeador de símbolo puede mapear flujos de bits de
entrada en flujos de símbolos. En este momento, es posible usar
cualquiera de una QAM convencional, una MQAM que use el BRGC
mencionado anteriormente para una mejora de rendimiento, una
NU-QAM que use modulación no uniforme, o una
NU-MQAM que use modulación no uniforme aplicada a
BRGC para una mejora de rendimiento. Para construir un sistema que
sea más robusto contra el ruido, pueden considerarse las
combinaciones de modulaciones que usan MQAM y/o
NU-MQAM dependiendo de la tasa de código del código
de corrección de error y la capacidad de constelación. En este
momento, el módulo (306) de mapeador de símbolo puede usar una
constelación apropiada según la tasa de código y la capacidad de
constelación. La figura 39 muestra un ejemplo de tales
combinaciones.
El caso 1 muestra un ejemplo del uso de sólo
NU-MQAM a baja tasa de código para la implementación
de sistema simplificada. El caso 2 muestra un ejemplo de uso de
constelación optimizada a cada tasa de código. El transmisor puede
enviar información acerca de la tasa de código del código de
corrección de error y la capacidad de constelación al receptor de
manera que el receptor puede usar una constelación apropiada. La
figura 40 muestra otro ejemplo de los casos en los que se considera
la compatibilidad entre los sistemas convencionales. Además de los
ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para la
optimización del sistema.
El módulo (307) de inserción de cabecera ModCod
mostrado en la figura 37 puede tomar información de realimentación
de codificación y modulación adaptativa (ACM)/codificación y
modulación variable (VCM) y añadir información de parámetro usada en
la codificación y modulación a un bloque FEC como cabecera El tipo
de modulación/cabecera de tasa de código (ModCod) puede incluir la
siguiente información:
- \text{*} Tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta
- \text{*} Tasa de código (3 bits)
- \text{*} Modulación (3 bits) - hasta 64 K QAM
- \text{*} dentificador de PLP (8 bits)
\vskip1.000000\baselineskip
El módulo (308) de entrelazador de símbolo puede
realizar el entrelazado en el dominio de símbolo para obtener
efectos de entrelazado adicionales. Procesos similares realizados en
la trayectoria de datos pueden realizarse sobre la trayectoria de
señalización L1 pero con parámetros
(301-1\sim308-1) posiblemente
diferentes. En este punto, puede usarse un módulo
(303-1) de código acortado/perforado para código
interno.
La figura 38 muestra un ejemplo de codificación
LDPC usando acortamiento/perforación. El proceso de acortamiento
puede realizarse en bloques de entrada que tienen menos bits que un
número de bits requerido para la codificación LDPC puesto que muchos
bits cero requeridos para la codificación LDPC pueden rellenarse
(301c). Los flujos de bits de entrada rellenados con ceros pueden
tener bits de paridad a través de la codificación LDPC (302c). En
este momento, para flujos de bits que corresponden a flujos de bits
originales, pueden eliminarse los ceros (303c) y para los flujos de
bits de paridad, puede realizarse perforación (304c) según tasas de
código. Estos flujos de bits de información y flujos de bits de
paridad procesados pueden multiplexarse en secuencias originales y
emitirse (305c).
La figura 41 muestra una estructura de trama que
comprende el preámbulo para la señalización L1 y el símbolo de datos
para datos de PLP. Puede verse que los símbolos de preámbulo y datos
se generan cíclicamente, usando una trama como unidad. Los símbolos
de datos comprenden el tipo 0 de PLP que se transmite usando una
modulación/codificación fija y el tipo 1 de PLP que se transmite
usando una modulación/codificación variable. Para el tipo 0 de PLP,
información tal como modulación, tipo de FEC y tasa de código FEC se
transmite en el preámbulo (véase la figura 42 para el módulo 401 de
inserción de cabecera de trama). Para el tipo 1 de PLP, la
información correspondiente puede transmitirse en la cabecera de
bloque FEC de un símbolo de datos (véase la figura 37 para el módulo
(307) de inserción de cabecera ModCod). Mediante la separación de
tipos de PLP, la sobrecarga ModCod puede reducirse en un 3\sim4%
desde una tasa de transmisión total, para el tipo 0 de PLP que se
transmite a una tasa de transmisión de bits fija. En un receptor,
para PLP de modulación/codificación fija de tipo 0 de PLP, el
eliminador (r401) de cabecera de trama mostrado en la figura 63
puede extraer información sobre modulación y tasa de código FEC y
proporcionar la información extraída a un módulo de decodificación
BICM. Para PLP de codificación/modulación variable de tipo 1 de PLP,
los módulos de extractor (r307, r307-1) ModCod
mostrados en la figura 64 pueden extraer y proporcionar los
parámetros necesarios para decodificación BICM.
La figura 42 muestra un ejemplo de un formador
de tramas. La cabecera de trama puede incluir la siguiente
información:
- \text{*} Número de canales unidos (4 bits)
- \text{*} Intervalo de seguridad (2 bits)
- \text{*} PAPR (2 bits)
- \text{*} Patrón piloto (2 bits)
- \text{*} Identificación de sistema digital (16 bits)
- \text{*} Identificación de trama (16 bits)
- \text{*} Longitud de trama (16 bits) - número de símbolos de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) por trama
- \text{*} Longitud de supertrama (16 bits) - número de tramas por supertrama
- \text{*} número de PLP (8 bits)
- \text{*} para cada PLP
- identificación de PLP (8 bits)
- id de unión de canal (4 bits)
- Inicio de PLP (9 bits)
- Tipo de PLP (2 bits) - PLP común u otras
- Tipo de carga útil de PLP (5 bits)
- Tipo de MC (1 bit) - modulación & codificación fija/variable
- si tipo MC = = modulación & codificación fija
- tipo FEC (1 bit) - LDPC largo o corto
- tasa de código (3 bits)
- Modulación (3 bits) - hasta 64K QAM
- fin si;
- Número de canales de ranura (2 bits)
- Para cada ranura
- Inicio de ranura (9 bits)
- Anchura de ranura (9 bits)
- fin para;
- Anchura de PLP (9 bits) - número máximo de bloques FEC de PLP
- Tipo de entrelazado de tiempo PLP (2 bits)
- fin para;
- \text{*} CRC-32 (32 bits)
\vskip1.000000\baselineskip
El entorno de unión de canal se supone para la
información L1 transmitida en la cabecera de trama y los datos que
corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por
tanto, la información tal como identificador PLP, identificador de
unión de canal, y dirección de inicio PLP se requieren para cada
canal usado en la unión. Una realización de esta invención sugiere
transmitir el campo ModCod en cabecera de trama FEC si el tipo de
PLP soporta modulación/codificación variable y transmitir el campo
ModCod en cabecera de trama si el tipo de PLP soporta
modulación/codificación fija para reducir la sobrecarga de
señalización. Además, si existe una banda de ranura para cada PLP,
al transmitir la dirección de inicio de la ranura y su anchura,
puede volverse innecesario decodificar portadoras correspondientes
en el receptor.
La figura 43 muestra un ejemplo de patrones
piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de unión de canal. Como se
muestra, si las posiciones SP son coincidentes con posiciones piloto
de preámbulo, puede darse la estructura piloto irregular.
La figura 43a muestra un ejemplo de módulo (404)
de inserción de piloto como se muestra en la figura 42. Como se
representa en la figura 43, si se usa una banda de frecuencia única
(por ejemplo, 8 MHz), el ancho de banda disponible es 7,61 MHz, pero
si se unen bandas de frecuencia múltiples, pueden eliminarse las
bandas de seguridad, por tanto, la eficacia de frecuencia puede
aumentar enormemente. La figura 43b es un ejemplo de módulo (504) de
inserción de preámbulo como se muestra en la figura 51 que se
transmite en la parte frontal de la trama e incluso con unión de
canal, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es
el ancho de banda de bloque L1. Ésta es una estructura que
considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza
exploración de canal inicial.
Los patrones piloto existen tanto para los
símbolos de preámbulo como de datos. Para el símbolo de datos,
pueden usarse patrones (SP) sw piloto disperso. El patrón piloto 5
(PP5) y el patrón piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos
para la interpolación de sólo frecuencia. PP5 tiene x=12, y=4, z=48
para GI=1/64 y PP7 tiene x=24, y=4, z=96 para GI=1/128. La
interpolación de tiempo adicional también es posible para una mejor
estimación de canal. Los patrones piloto para el preámbulo pueden
cubrir todas las posiciones piloto posibles para la adquisición
inicial de canal. Además, las posiciones piloto de preámbulo
deberían ser coincidentes con las posiciones SP y se desea un
patrón piloto único tanto para el preámbulo como para SP. Los
pilotos de preámbulo podrían usarse también para la interpolación de
tiempo y todo preámbulo podría tener un patrón piloto idéntico.
Estos requisitos son importantes para la detección C2 en la
exploración y necesarios para la estimación de desplazamiento de
frecuencia con correlación de secuencia de aleatorización. En un
entorno de unión de canal, la coincidencia en las posiciones piloto
debería mantenerse también para la unión de canal ya que la
estructura piloto irregular puede degradar el rendimiento de la
interpolación.
En detalle, si una distancia z entre pilotos
dispersos (SP) en un símbolo OFDM es 48 y si una distancia y entre
SP correspondientes a un portador SP específico a lo largo del eje
de tiempo es 4, una distancia x eficaz después de la interpolación
de tiempo se vuelve 12. Esto es cuando una fracción de intervalo de
seguridad (GI) es 1/64. Si la fracción GI es 1/128, puede usarse
x=24, y=4 y z=96. Si se usa la unión de canal, las posiciones SP
pueden hacerse coincidir con las posiciones piloto de preámbulo al
generar puntos no continuos en la estructura de piloto disperso.
En este momento, las posiciones piloto de
preámbulo pueden coincidir con todas las posiciones SP de símbolo de
datos. Cuando se usa la unión de canal, el segmento de datos en el
que se transmite un servicio, puede determinarse sin tener en
cuenta la granularidad del ancho de banda de 8 MHz. Sin embargo,
para reducir la sobrecarga para direccionar el segmento de datos,
puede seleccionarse la transmisión para empezar en la posición SP y
acabar en la posición
SP.
SP.
Cuando un receptor recibe tales SP, si es
necesario, el módulo (r501) de estimación de canal mostrado en la
figura 62 puede realizar una interpolación de tiempo para obtener
los pilotos mostrados con líneas de puntos en la figura 43 y
realizar la interpolación de frecuencia. En este momento, para
puntos no continuos cuyos intervalos se designan como 32 en la
figura 43, tanto si se realizan interpolaciones a derecha e
izquierda separadamente como interpolaciones en un solo lado
entonces puede implementarse realizar la interpolación en el otro
lado usando las posiciones piloto ya interpoladas cuyo intervalo es
12 como un punto de referencia. En este momento, la anchura del
segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, por tanto, un
receptor puede minimizar el consumo de energía realizando una
estimación de canal y decodificando únicamente las subportadoras
necesarias.
La figura 44 muestra otro ejemplo de PP5
aplicado en entorno de unión de canal o una estructura de SP para
mantener la distancia eficaz x como 12 para evitar la estructura SP
irregular mostrada en la figura 43 cuando se usa una unión de canal.
La figura 44 es una estructura de SP para símbolo de datos y la
figura 44b es una estructura de SP para símbolo de preámbulo.
Como se muestra, si la distancia SP se mantiene
consistente en caso de unión de canal, no habrá problemas en la
interpolación de frecuencia pero las posiciones piloto entre el
símbolo de datos y el preámbulo pueden no coincidir. Dicho de otro
modo, esta estructura no necesita una estimación de canal adicional
para una estructura SP irregular, sin embargo, las posiciones SP
usadas en unión de canal y las posiciones piloto de preámbulo se
vuelven diferentes para cada canal.
La figura 45 muestra una nueva estructura SP o
PP5' para proporcionar una solución a los dos problemas previamente
mencionados en el entorno de unión de canal. Específicamente, una
distancia piloto de x=16 puede solucionar esos problemas. Para
conservar la densidad piloto o para mantener la misma sobrecarga, un
PP5' puede tener x=16, y=3, z=48 para GI=1/64 y un PP7' puede tener
x=16, y=6, z=96 para GI=1/128. La capacidad de interpolación de sólo
frecuencia todavía puede mantenerse. Las posiciones piloto se
representan en la figura 45 por comparación con la estructura
PP5.
La figura 46 muestra un ejemplo de un nuevo
patrón SP o estructura PP5' en entorno de unión de canal. Como se
muestra en la figura 46, si se usa cualquier canal o unión de canal
único, puede proporcionarse una distancia piloto eficaz x=16.
Además, como las posiciones SP pueden hacerse coincidir con las
posiciones piloto de preámbulo, puede evitarse el deterioro de la
estimación de canal provocado por la irregularidad SP o las
posiciones SP no coincidentes. Dicho de otro modo, la posición SP no
irregular existe para el interpolador de frecuencia y se proporciona
coincidencia entre el preámbulo y las posiciones SP.
Consecuentemente, los nuevos patrones SP
propuestos pueden ser ventajosos porque un patrón SP único puede
usarse para un canal tanto único como unido; no puede provocarse
ninguna estructura piloto irregular, así es posible una buena
estimación de canal; las posiciones SP piloto y de preámbulo pueden
mantenerse coincidentes; la densidad piloto puede mantenerse igual
que para PP5 y PP7 respectivamente; y la capacidad de interpolación
de sólo frecuencia también puede conservarse.
Además, la estructura de preámbulo puede cumplir
con los requisitos tal como las posiciones piloto de preámbulo
deberían cubrir todas las posiciones SP posibles para la adquisición
de canal inicial; el número máximo de portadoras debería ser 3409
(7,61 MHz) para la exploración inicial; deberían usarse exactamente
los mismos patrones piloto y flujo de aleatorización para la
detección C2; y no se requiere ningún preámbulo específico de
detección como P1 en T2.
En términos de relación con estructura de trama,
la granularidad de posición de segmento de datos puede modificarse
hasta 16 portadoras en lugar de 12, por tanto, puede darse menos
sobrecarga de direccionamiento de posición y no se esperan otros
problemas en relación a la condición de segmento de datos, la
condición de ranura nula, etc.
\newpage
Por tanto, en el módulo (r501) de estimación de
canal de la figura 62, los pilotos en todo preámbulo pueden usarse
cuando se realiza interpolación de tiempo de SP de símbolo de datos.
Por tanto, la adquisición de canal y estimación de canal en los
límites de trama pueden mejorarse.
Ahora, considerando los requisitos referidos al
preámbulo y a la estructura piloto, hay consenso en que las
posiciones de pilotos de preámbulo y SP deberían coincidir
independientemente de la unión de canal; el número de portadoras
totales en el bloque L1 debería poder dividirse por la distancia
piloto para evitar una estructura irregular en el borde de banda;
los bloques L1 deberían repetirse en el dominio de frecuencia; y los
bloques L1 deberían siempre poder decodificarse en la posición de
ventana de sintonizador arbitrario. Requisitos adicionales serían
que las posiciones y patrones piloto deberían repetirse por períodos
de 8 MHz; el desplazamiento de frecuencia de portadora correcto
debería estimarse sin conocer la unión de canal; y la decodificación
L1 (reordenar) es imposible antes que se compense el desplazamiento
de frecuencia.
La figura 47 muestra una relación entre símbolo
de datos y preámbulo cuando se usa la estructura de preámbulo como
se muestran en la figura 52 y la figura 53. El bloque L1 puede
repetirse en períodos de 6 MHz. Para la decodificación de L1,
debería hallarse tanto el desplazamiento de frecuencia como el
patrón de cambio de preámbulo. La decodificación de L1 no es posible
en la posición de sintonizador arbitrario sin información de unión
de canal y un receptor no puede diferenciar entre valor de cambio de
preámbulo y desplazamiento de frecuencia.
Por tanto, necesita obtenerse un receptor,
específicamente para el eliminador (r401) de cabecera de trama
mostrado en la figura 63 para realizar estructura de unión de canal,
de decodificación de señal L1. Puesto que la cantidad de cambio de
preámbulo esperada en dos regiones sombreadas verticalmente en la
figura 47 se conoce, el módulo (r505) sincronizador
tiempo/frecuencia en la figura 62 puede estimar el desplazamiento de
frecuencia de portadora. Basándose en la estimación, la trayectoria
(r308-1\simr301-1)) de
señalización L1 en la figura 64 puede decodificar el bloque L1.
La figura 48 muestra una relación entre símbolo
de datos y preámbulo cuando se usa la estructura de preámbulo como
se muestra en la figura 55. El bloque L1 puede repetirse en períodos
de 8 MHz. Para decodificación L1, hay que encontrar el
desplazamiento de sólo frecuencia y puede no requerirse el
conocimiento de unión de canal. El desplazamiento de frecuencia
puede estimarse fácilmente usando la secuencia de secuencia binaria
pseudoaleatoria (PRBS) conocida. Como se muestra la figura 48, los
símbolos de preámbulo y datos están alineados, por tanto, buscar una
sincronización adicional puede volverse innecesario. Por tanto, para
un receptor, específicamente para el módulo (r401) eliminador de
cabecera de trama mostrado en la figura 63, es posible que sólo el
pico de correlación con secuencia de aleatorización piloto necesite
obtenerse para realizar la decodificación de señal L1. El
sincronizador (r505) de tiempo/frecuencia en la figura 29 puede
estimar el desplazamiento de frecuencia de portadora desde la
posición de pico.
La figura 49 muestra un ejemplo de perfil de
retardo de canal de cable.
Desde el punto de vista de diseño piloto, el GI
actual ya sobreprotege la dispersión de retardo de canal de cable.
En el peor de los casos, rediseñar el modelo de canal puede ser una
opción. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia
piloto debería ser un divisor de 3584 portadoras (z=32 o 56). Una
densidad piloto de z=32 puede incrementar la sobrecarga piloto, por
tanto, puede escogerse z=56. Una cobertura de retardo un poco menor
puede no ser importante en el canal de cable. Por ejemplo, puede ser
8 \mus para PP5' y 4 \mus para PP7' en comparación con
9,3 \mus (PP5) y 4,7 \mus (PP7). Retardos significativos pueden cubrirse por ambos patrones piloto incluso en el peor de los casos. Para la posición piloto de preámbulo, no son necesarias más que todas las posiciones SP en símbolo de datos.
9,3 \mus (PP5) y 4,7 \mus (PP7). Retardos significativos pueden cubrirse por ambos patrones piloto incluso en el peor de los casos. Para la posición piloto de preámbulo, no son necesarias más que todas las posiciones SP en símbolo de datos.
Si la trayectoria de retardo de -40 dB puede
ignorarse, la dispersión de retardo real puede volverse 2,5 us, 1/64
GI = 7 \mus, o 1/128 GI = 3,5 \mus. Esto muestra que el
parámetro de distancia piloto, z=56 puede ser un valor lo
suficientemente bueno. Además, z=56 puede ser un valor conveniente
para estructurar el patrón piloto que permite la estructura de
preámbulo mostrada en la figura 48.
La figura 50 muestra la estructura de piloto
dispersa que usa z=56 y z=112 que se construye en el módulo 404 de
inserción de pilotos en la figura 42. Se proponen PP5' (x=14, y=4,
z=56) y PP7' (x=28, y=4, z=112). Podrían insertarse portadoras de
borde para cerrar el borde.
Tal como se muestra en la figura 50, los pilotos
están alineados a 8 MHz con respecto a cada borde de la banda, cada
posición piloto y estructura piloto puede repetirse cada 8 MHz. Por
tanto, esta estructura puede soportar la estructura de preámbulo
mostrada en la figura 48. Además, puede usarse una estructura piloto
común entre símbolos de preámbulo y datos. Por tanto, el módulo r501
de estimación de canal en la figura 62 puede realizar estimación de
canal usando interpolación en los símbolos de preámbulo y datos
porque no puede producirse ningún patrón piloto irregular,
independientemente de la posición de ventana que se decide por
ubicaciones de segmento de datos. En este momento, el uso de
interpolación de sólo frecuencia puede ser suficiente para compensar
la distorsión de canal por dispersión de retardo. Si adicionalmente
se realiza interpolación temporal, puede realizarse una estimación
de canal más precisa.
\newpage
Consecuentemente, en el nuevo patrón piloto
propuesto, la posición piloto y el patrón pueden repetirse basándose
en un período de 8 MHz. Puede usarse un único patrón piloto para
símbolos de preámbulo y datos. La decodificación L1 puede ser
siempre posible sin conocimiento de la unión de canal. Además, el
patrón piloto propuesto puede no afectar a la comunidad con T2
porque puede usarse la misma estrategia piloto de patrón piloto
disperso; T2 ya usa 8 patrones piloto diferentes; y puede no
aumentarse una complejidad de receptor significativa por patrones
piloto modificados. Para una secuencia de aleatorización piloto, el
período de PRBS puede ser 2047 (secuencia m); la generación PRBS
puede reiniciarse cada 8 MHz, de los que el período es 3584; la tasa
de repetición piloto de 56 también puede ser coprima con 2047; y
puede no esperarse un problema de PAPR.
La figura 51 muestra un ejemplo de un modulador
basado en OFDM. Los flujos de símbolo de entrada pueden
transformarse en dominio de tiempo por el módulo (501) IFFT. En caso
necesario, puede reducirse la relación entre potencia pico y
promedio (PAPR) en el módulo (502) de reducción PAPR. Para métodos
PAPR, puede usarse reserva de tono o extensión de constelación
activa (ACE). El módulo (503) de inserción de GI puede copiar al
menos parte de un símbolo OFDM eficaz para rellenar el intervalo de
seguridad en forma de prefijo cíclico.
El módulo (504) de inserción de preámbulo puede
insertar un preámbulo en el frente de cada trama transmitida de modo
que un receptor pueda detectar una señal digital, trama y adquirir
adquisición de desplazamiento de tiempo/frecuencia. En este momento,
la señal de preámbulo puede realizar señalización de capa física tal
como tamaño FFT (3 bits) y tamaño de intervalo de seguridad (3
bits). El módulo (504) de inserción de preámbulo puede omitirse si
el modulador es específicamente para DVB-C2.
La figura 52 muestra un ejemplo de una
estructura de preámbulo para unión de canal, generada en el módulo
(504) de inserción de preámbulo en la figura 51. Un bloque L1
completo debería "poder decodificarse siempre" en cualquier
posición de ventana de sintonización de 7,61 MHz arbitraria y no
debería producirse pérdida de señalización L1 independientemente de
la posición de ventana de sintonizador. Tal como se muestra, los
bloques L1 pueden repetirse en dominio de frecuencia en períodos de
6 MHz. El símbolo de datos puede unirse por canal para cada 8 MHz.
Si, para decodificación L1, un receptor usa un sintonizador tal como
el sintonizador (r603) representado en la figura 61 que usa un ancho
de banda de 7,61 MHz, el eliminador (r401) de cabecera de trama en
la figura 63 necesita redisponer el bloque L1 con cambio cíclico
recibido (figura 53) a su forma original. Esta redisposición es
posible porque el bloque L1 se repite para cada bloque de 6 MHz. La
figura 53a puede reordenarse en la figura 53b.
La figura 54 muestra un proceso para diseñar un
preámbulo más optimizado. La estructura de preámbulo de la figura 52
usa sólo 6 MHz del ancho de banda de sintonizador total de 7,61 MHz
para la decodificación L1. En términos de eficacia espectral, el
ancho de banda de sintonizador de 7,61 MHz no se utiliza
completamente. Por tanto, puede haber una optimización adicional en
la eficacia espectral.
La figura 55 muestra otro ejemplo de estructura
de preámbulo o estructura de símbolos de preámbulo para la eficacia
espectral total, que se genera en el módulo (401) de inserción de
cabecera de trama en la figura 42. Justo como el símbolo de datos,
los bloques L1 pueden repetirse en dominio de frecuencia en períodos
de 8 MHz. Un bloque L1 completo sigue siendo todavía "siempre
decodificable" en cualquier posición de ventana de sintonizador
de 7,61 MHz arbitraria. Tras la sintonización, los datos de 7,61 MHz
pueden considerarse como un código perforado de manera virtual.
Teniendo exactamente el mismo ancho de banda para los símbolos de
preámbulo y datos y exactamente la misma estructura piloto para los
símbolos de preámbulo y datos se puede maximizar la eficacia
espectral. Otras características tales como propiedad de cambio
cíclico y no enviar el bloque L1 en caso de que no haya segmento de
datos pueden mantenerse igual. Dicho de otro modo, el ancho de banda
de los símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de
símbolos de datos o, tal como se muestra en la figura 57, el ancho
de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda
del sintonizador (en este caso, es 7,61 MHz). El ancho de banda de
sintonizador puede definirse como un ancho de banda que corresponde
a un número de portadoras activas totales cuando se usa un único
canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede
corresponder al número de portadoras activas totales (en este caso,
es 7,61 MHz).
La figura 56 muestra un código perforado de
manera virtual. Los datos de 7,61 MHz de entre el bloque L1 de 8 MHz
pueden considerarse como de código perforado. Cuando un sintonizador
(r603) mostrado en la figura 61 usa un ancho de banda de 7,61 MHz
para decodificación L1, el eliminador (r401) de cabecera de trama en
la figura 63 necesita redisponer el bloque L1 con cambio cíclico,
recibido en su forma original tal como se muestra en la figura 56.
En este momento, se realiza decodificación L1 usando todo el ancho
de banda del sintonizador. Una vez que se redispone el bloque L1, un
espectro del bloque L1 redispuesto puede tener una región en blanco
dentro del espectro tal como se muestra en el lado derecho superior
de la figura 56 porque un tamaño original del bloque L1 es un ancho
de banda de 8 MHz.
Una vez que la región en blanco se ha rellenado
con ceros, o bien después de desentrelazado en dominio de símbolo
por el desentrelazador (r403) de frecuencia en la figura 63 o por el
desentrelazador (r308-1) de símbolo en la figura 64
o después de desentrelazado en dominio de bits por el demapeador
(r306-1) de símbolo, el multiplexador
(r305-1) de bit y el desentrelazador
(r304-1) interno en la figura 64, el bloque puede
tener una forma que aparece como perforada tal como se muestra en el
lado derecho inferior de la figura 56.
Este bloque L1 puede decodificarse en el módulo
(r303-1) de decodificación perforada/acortada en la
figura 64. Mediante el uso de esta estructura de preámbulo, puede
utilizarse todo el ancho de banda de sintonizador, así puede
aumentarse la eficacia espectral y la ganancia de codificación.
Además, puede usarse una estructura piloto y ancho de banda idéntico
para los símbolos de preámbulo y datos.
Además, si el ancho de banda de preámbulo o si
el ancho de banda de símbolos de preámbulo se fija como un ancho de
banda de sintonizador tal como se muestra en la figura 58, (es de
7,61 MHz en el ejemplo), puede obtenerse un bloque L1 completo tras
la redisposición incluso sin perforación. Dicho de otro modo, para
una trama con símbolos de preámbulo, en la que los símbolos de
preámbulo tienen al menos un bloque de capa 1 (L1), puede decirse,
que el bloque L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408
subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de una banda de
radiofrecuencia (RF) de 8 MHz.
Por tanto, puede maximizarse la eficacia
espectral y el rendimiento de decodificación L1. Dicho de otro modo,
en un receptor, la decodificación puede realizarse en el módulo
(r303-1) de decodificación perforada/acortada en la
figura 31, después de realizar sólo desentrelazado en el dominio de
símbolo.
Consecuentemente, la nueva estructura de
preámbulo propuesta puede ser ventajosa porque es completamente
compatible con el preámbulo usado previamente excepto en que el
ancho de banda es diferente; los bloques L1 se repiten en períodos
de 8 MHz; el bloque L1 siempre descodificarse independientemente de
la posición de ventana de sintonizador; puede usarse un ancho de
banda de sintonizador total para decodificación L1; una eficacia
espectral máxima puede garantizar más ganancia de codificación; el
bloque L1 incompleto puede considerarse como con codificación
perforada; puede usarse una estructura piloto simple e igual tanto
para el preámbulo como los datos; y puede usarse un ancho de banda
idéntico tanto para el preámbulo como los datos.
La figura 59 muestra un ejemplo de un procesador
analógico. Un módulo (601) DAC puede convertir una entrada de señal
digital en una señal analógica. Después de la transmisión, el ancho
de banda de frecuencia se convierte de manera ascendente (602) y
puede transmitirse la señal (603) filtrada analógica.
La figura 60 muestra un ejemplo de un sistema de
receptor digital. La señal recibida se convierte en una señal
digital en un módulo (r105) de proceso analógico. Un demodulador
(r104) puede convertir la señal en datos en dominio de frecuencia.
Un analizador (r103) sintáctico de trama puede eliminar pilotos y
cabeceras y permitir la selección de información de servicio que
necesita decodificarse. Un demodulador (r102) BICM puede corregir
errores en el canal de transmisión. Un procesador (r101) de salida
puede restablecer la información de sincronización y el flujo de
servicio transmitido originalmente.
La figura 61 muestra un ejemplo de procesador
analógico usado en el receptor. Un módulo (r603) de sintonizador/AGC
puede seleccionar un ancho de banda de frecuencia deseado a partir
de la señal recibida. Un convertidor (r602) descendente puede
restablecer la banda base. Un módulo (r601) ADC puede convertir la
señal analógica en señal digital.
La figura 62 muestra un ejemplo de demodulador.
Un módulo (r506) detector de trama puede detectar el preámbulo,
comprobar si existe una señal digital correspondiente y detectar un
inicio de una trama. Un módulo (r505) sincronizador de
tiempo/frecuencia puede realizar sincronización en los dominios de
tiempo y frecuencia. En este momento, para la sincronización de
dominio de tiempo, puede usarse una correlación de intervalo de
seguridad. Para la sincronización de dominio de frecuencia, puede
usarse una correlación o el desplazamiento puede estimarse a partir
de información de fase de una subportadora que se transmite en el
dominio de frecuencia. Un módulo (r504) eliminador de preámbulo
puede eliminar el preámbulo del frente de la trama detectada. Un
módulo (r503) eliminador de GI puede eliminar el intervalo de
seguridad. Un módulo (r501) FFT puede transformar la señal en el
dominio de tiempo en una señal en el dominio de frecuencia. Un
módulo (r501) de estimación/ecualización de canal puede compensar
errores estimando la distorsión en el canal de transmisión usando un
símbolo piloto. El módulo (r504) eliminador de preámbulo puede
omitirse si el demodulador es específicamente para
DVB-C2.
La figura 63 muestra un ejemplo de analizador
sintáctico de trama. Un módulo (r404) eliminador de piloto puede
eliminar símbolos piloto. Un módulo (r403) desentrelazador de
frecuencia puede realizar desentrelazado en el dominio de
frecuencia. Un fusionador (r402) de símbolo OFDM puede restablecer
la trama de datos a partir de flujos de símbolo transmitidos en
símbolos OFDM. Un módulo (r401) eliminador de cabecera de trama
puede extraer señalización de capa física de la cabecera de cada
trama y eliminar la cabecera. La información extraída puede usarse
como parámetros para los siguientes procesos en el receptor.
La figura 64 muestra un ejemplo de un
demodulador BICM. La figura 64a muestra una trayectoria de datos y
la figura 64b muestra una trayectoria de señalización L1. Un
desentrelazador (r308) de símbolo puede realizar desentrelazado en
el dominio de símbolo. Un extractor (r307) ModCod puede extraer
parámetros ModCod del frente de cada trama BB y hacer que los
parámetros estén disponibles para los siguientes procesos de
decodificación y demodulación variable/adaptativa. Un demapeador
(r306) de símbolo puede demapear flujos de símbolo de entrada en
flujos de razón de verosimilitud logarítmica (LLR) de bits. Los
flujos de LLR de bits de salida pueden calcularse usando una
constelación usada en un mapeador (306) de símbolo del transmisor
como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM o
NU-MQAM mencionada anteriormente, calculando tanto
el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit más próximo a MSB y
calculando o bien el eje I o el eje Q cuando se calcula el resto de
bits, puede implementarse un demapeador de símbolo eficaz. Este
método puede aplicarse a, por ejemplo, LLR aproximada, LLR exacta y
decisión firme.
Cuando se usa una constelación optimizada según
la capacidad de constelación y la tasa de código de código de
corrección de error en el mapeador (306) de símbolo del transmisor,
el demapeador (r306) de símbolo del receptor puede obtener una
constelación usando la información de capacidad de constelación y
tasa de código transmitida desde el transmisor. El multiplexador
(r305) de bit del receptor puede realizar una función inversa del
demultiplexador (305) de bit del transmisor. El desentrelazador
(r304) interno y el desentrelazado (r302) externo del receptor
pueden realizar funciones inversas del entrelazador (304) interno y
el entrelazador (302) externo del transmisor, respectivamente para
obtener el flujo de datos en su secuencia original. El
desentrelazador (r302) externo puede omitirse si el demodulador
BICM es específicamente para DVB-C2.
El decodificador (r303) interno y el
decodificador (r301) externo del receptor pueden realizar procesos
de decodificación correspondientes para el codificador (303) interno
y el codificador (301) externo del transmisor, respectivamente, para
corregir errores en el canal de transmisión. Pueden realizarse
procesos similares realizados en la trayectoria de datos, en la
trayectoria de señalización L1, pero con diferentes parámetros
(r308-1\simr301-1)). En este
punto, tal como se explica en la parte del preámbulo, puede usarse
un módulo (r303-1) de codificación
acortada/perforada para la decodificación de señal L1.
La figura 65 muestra un ejemplo de
decodificación LDPC usando acortamiento/perforación. Un
demultiplexador (r301a) puede emitir por separado parte de paridad y
parte de información de código sistemático de flujos de bits de
entrada. Para la parte de información, un rellenado (r302a) con
ceros puede realizarse según un número de flujos de bits de entrada
de decodificador LDPC, para la parte de paridad, pueden generarse
flujos de bits de entrada para (r303a) el decodificador LDPC
mediante desperforación de la parte perforada. La decodificación
(r304a) LDPC puede realizarse en flujos de bits generados, y los
ceros en la parte de información pueden eliminarse y emitirse
(r305a).
(r305a).
La figura 66 muestra un ejemplo de procesador de
salida. Un desaleatorizador (r209) BB puede restablecer flujos de
bits aleatorizados (209) en el transmisor. Un divisor (r208) puede
restablecer tramas BB que corresponden a múltiples PLP que se
multiplexan y transmiten desde el transmisor según la trayectoria
PLP. Para cada trayectoria PLP, los eliminadores
(r207-1)\simn de cabecera BB pueden
eliminar la cabecera que se transmite en el frente de la trama BB.
Un decodificador (r206-1\simn) CRC puede realizar
decodificación CRC y hacer que las tramas BB fiables estén
disponibles para la selección. Un módulo
(r205-1\simn) de inserción de paquetes nulos puede
restablecer los paquetes nulos que se eliminaron para una mayor
eficacia de transmisión en su ubicación original. Un módulo
(r204-1\simn) de recuperación de retardo puede
restablecer un retardo que existe entre cada trayectoria PLP.
Un módulo (r203-1\simn) de
recuperación de reloj de salida puede restablecer la sincronización
original del flujo de servicio a partir de la información de
sincronización transmitida desde el módulo
(203-1\simn) de sincronización de flujo de
entrada. Un módulo (r202-1\simn) de interfaz de
salida puede restablecer los datos en el paquete TS/GS de los flujos
de bits de entrada que se segmentan en la trama BB. Un módulo
(r201-1\simn) de procesado posterior de salida
puede restablecer múltiples flujos TS/GS en un flujo TS/GS completo,
en caso necesario. Los bloques sombreados mostrados en la figura 66
representan módulos que pueden usarse cuando se procesa una única
PLP de una vez y el resto de bloques representan módulos que pueden
usarse cuando se procesan múltiples PLP al mismo
tiempo.
tiempo.
Los patrones piloto de preámbulo se diseñaron
con cuidado para evitar un aumento de PAPR, por tanto, es necesario
considerar si la tasa de repetición L1 puede aumentar PAPR. El
número de bits de información L1 varía dinámicamente según la unión
de canal, el número de PLP, etc. En detalle, es necesario considerar
cosas tales como que el tamaño de bloque L1 fijo puede introducir
una sobrecarga innecesaria; la señalización L1 debería protegerse
más que los símbolos de datos; y el entrelazado de tiempo de bloque
L1 puede mejorar la robustez sobre el deterioro de canal tal como la
necesidad de ruido impulsivo.
Para una tasa de repetición de bloque L1 de 8
MHz, tal como se muestra en la figura 67, la eficacia espectral
total (aumento de un 26,8% de BW) se muestra con perforación
virtual, pero PAPR puede aumentarse porque el ancho de banda L1 es
el mismo que el de los símbolos de datos. Para la tasa de repetición
de 8 MHz, puede usarse entrelazado de frecuencia
4K-FFT DVB-T2 para la comunidad y el
mismo patrón puede repetirse en sí mismo en un período de 8 MHz
tras el entrelazado.
Para una tasa de repetición de bloque L1 de 6
MHz, tal como se muestra en la figura 68, puede mostrarse una
eficacia espectral reducida sin perforación virtual. Puede
producirse un problema similar de PAPR como para el caso de 8 MHz
puesto que los anchos de banda de símbolo de datos y L1 comparten
LCM=24 MHz. Para la tasa de repetición de 6 MHz, puede usarse
entrelazado de frecuencia 4K-FFT
DVB-T2 para la comunidad y el mismo patrón puede
repetirse en sí mismo en un período de 24 MHz tras el
entrelazado.
La figura 69 muestra una nueva tasa de
repetición de bloque L1 de 7,61 MHz o ancho de banda de sintonizador
total. Puede obtenerse una eficacia espectral total (aumento de un
26,8% de BW) sin perforación virtual. Puede no haber un problema de
PAPR puesto que los anchos de banda de símbolo de datos y L1
comparten LCM=1704 MHz. Para la tasa de repetición de 7,61 MHz,
puede usarse entrelazado de frecuencia 4K-FFT
DVB-T2 para la comunidad y el mismo patrón puede
repetirse en sí mismo en períodos de aproximadamente 1704 MHz tras
el entrelazado.
\newpage
La figura 70 es un ejemplo de señalización L1
que se transmite en la cabecera de trama. Cada información en
señalización L1 puede transmitirse al receptor y puede usarse como
un parámetro de decodificación. Especialmente, la información puede
usarse en la trayectoria de señal L1 mostrada en la figura 64 y las
PLP pueden transmitirse en cada segmento de datos. Puede obtenerse
una robustez aumentada para cada PLP.
La figura 72 es un ejemplo de un entrelazador
(308-1) de símbolo tal como se muestra en la
trayectoria de señalización L1 en la figura 37 y también puede ser
un ejemplo de su desentrelazador (r308-1) de símbolo
correspondiente tal como se muestra en la trayectoria de
señalización L1 en la figura 64. Los bloques con líneas oblicuas
representan los bloques L1 y los bloques lisos representan
portadoras de datos. Los bloques L1 pueden transmitirse no sólo
dentro de un único preámbulo, sino que también pueden transmitirse
dentro de múltiples bloques OFDM. Dependiendo de un tamaño de bloque
L1, el tamaño del bloque de entrelazado puede variar. Dicho de otro
modo, num_L1_sym y L1_span pueden ser diferentes entre sí. Para
minimizar una sobrecarga innecesaria, los datos pueden transmitirse
dentro del resto de portadoras de los símbolos OFDM en los que se
transmite el bloque L1. En este punto, puede garantizarse una
eficacia espectral total porque el ciclo de repetición del bloque L1
sigue siendo un ancho de banda de sintonizador total. En la figura
72, los números en bloques con líneas oblicuas representan el orden
de bit dentro de un único bloque LDPC.
Consecuentemente, cuando los bits se escriben en
una memoria de entrelazado en la dirección de fila según un índice
de símbolo tal como se muestra en la figura 72 y se leen en la
dirección de columna según un índice de portadora, puede obtenerse
un efecto de entrelazado de bloque. Dicho de otro modo, puede
entrelazarse un bloque LDPC en el dominio de tiempo y el dominio de
frecuencia y entonces puede transmitirse. Num_L1_sym puede ser un
valor predeterminado, por ejemplo, un número entre
2-4 puede fijarse como un número de símbolos OFDM.
En este punto, para aumentar la granularidad del tamaño de bloque
L1, puede usarse un código LDPC perforado/acortado que tenga una
longitud mínima de la palabra de código para protección L1.
La figura 73 es un ejemplo de una transmisión de
bloque L1. La figura 73 ilustra la figura 72 en dominio de trama.
Tal como se muestra en el lado izquierdo de la figura 73, los
bloques L1 pueden abarcar el ancho de banda de sintonizador total o
tal como se muestra en el lado derecho de la figura 73, los bloques
L1 pueden abarcarse de manera parcial y el resto de las portadoras
pueden usarse para portadora de datos. En cualquier caso, puede
observarse que la tasa de repetición del bloque L1 puede ser
idéntica a un ancho de banda de sintonizador total. Además, para los
símbolos OFDM que usan señalización L1 incluyendo el preámbulo,
puede realizarse entrelazado de sólo símbolo mientras que no se
permite una transmisión de datos en esos símbolos OFDM.
Consecuentemente, para el símbolo OFDM usado para señalización L1,
un receptor puede realizar decodificación L1 realizando
desentrelazado sin decodificación de datos. En este punto, el bloque
L1 puede transmitir señalización L1 de trama actual o señalización
L1 de una trama posterior. En el lado de receptor, los parámetros L1
decodificados de la trayectoria de decodificación de señalización L1
mostrada en la figura 641 pueden utilizarse para el proceso de
decodificación para la trayectoria de datos del analizador
sintáctico de trama de la trama posterior.
Resumiendo, en un transmisor, puede realizarse
un entrelazado de bloques de la región L1 escribiendo bloques en una
memoria en una dirección de fila y leyendo los bloques escritos de
la memoria en una dirección de columna. En un receptor, puede
realizarse desentrelazado de bloques de la región L1 escribiendo
bloques en una memoria en una dirección de columna y leyendo los
bloques escritos de la memoria en una dirección de fila. Las
direcciones de lectura y escritura del transmisor y receptor pueden
intercambiarse.
Cuando se realiza simulación con suposiciones
tales como CR=1/2 para protección L1 y para comunidad de T2; puede
obtenerse mapeo de símbolo 16-QAM; densidad piloto
de 6 en el preámbulo; número de LDPC corta implica que se realiza
una cantidad requerida de perforación/acortamiento, los resultados o
conclusiones tales como sólo preámbulo para transmisión L1 pueden no
ser suficientes; el número de símbolos OFDM depende de la cantidad
del tamaño de bloque L1; puede usarse la palabra de código LDPC más
corta (por ejemplo información de 192 bits) entre el código
acortado/perforado para flexibilidad y granularidad fina; y el
rellenado puede añadirse si se requiere con una sobrecarga
despreciable. El resultado se resume en la figura 71.
Consecuentemente, para una tasa de repetición de
bloque L1, el ancho de banda de sintonizador total sin perforación
virtual puede ser una buena solución y aún puede no surgir un
problema de PAPR con eficacia espectral total. Para señalización L1,
una estructura de señalización eficaz puede permitir una
configuración máxima en un entorno de unión de 8 canales, 32
ranuras, 256 segmentos de datos y 256 PLP. Para la estructura de
bloque L1, puede implementarse una señalización L1 flexible según el
tamaño de bloque L1. El entrelazado de tiempo puede realizarse para
una mejor robustez para comunidad de T2. Menos sobrecarga puede
permitir transmisión de datos en el preámbulo.
El entrelazado de bloque del bloque L1 puede
realizarse para mejor robustez. El entrelazado puede realizarse con
un número predefinido fijo de símbolos L1 (num_L1_sym) y un número
de portadoras abarcadas por L1 como parámetro (L1_span). La misma
técnica se usa para entrelazado de preámbulo P2 en
DVB-T2.
Puede usarse un bloque L1 de tamaño variable. El
tamaño es adaptable a la cantidad de bits de señalización L1, dando
como resultado una sobrecarga reducida. Puede obtenerse eficacia
espectral total sin problema de PAPR. Repetición de menos de 7,61
MHz puede significar que puede enviarse más redundancia pero sin
usar. No puede surgir un problema de PAPR por la tasa de repetición
de 7,61 MHz para el bloque L1.
La figura 74 es otro ejemplo de señalización L1
transmitida dentro de una cabecera de trama. Esta figura 74 es
diferente de la figura 70 porque el campo L1_span que tiene 12 bits
se divide en dos campos. Dicho de otro modo, el campo L1_span se
divide en L1_column que tiene 9 bits y L1_row que tiene 3 bits.
L1_column representa el índice de portadora que abarca L1. Como el
segmento de datos comienza y finaliza cada 12 portadoras, que es la
densidad piloto, los 12 bits de sobrecarga pueden reducirse 3 bits
hasta alcanzar 9 bits.
L1_row representa el número de símbolos OFDM que
abarca L1 cuando se aplica entrelazado de tiempo. Consecuentemente,
puede realizarse entrelazado de tiempo dentro de un área de
L1_columns multiplicada por L1_rows. Alternativamente, puede
transmitirse un tamaño total de bloques L1 de manera que puede
usarse L1_span mostrado en la figura 70 cuando no se realiza
entrelazado de tiempo. Para un caso tal, el tamaño de bloque L1 es
de 11.776 x 2 bits en el ejemplo, por tanto 15 bits es suficiente.
Consecuentemente, el campo L1_span puede estar compuesto por 15
bits.
La figura 75 es un ejemplo de
entrelazado/desentrelazado de frecuencia o tiempo. La figura 75
muestra una parte de una trama de transmisión completa. La figura 75
también muestra la unión de múltiples anchos de banda de 8 MHz. Una
trama puede consistir en un preámbulo que transmite bloques L1 y un
símbolo de datos que transmite datos. Las diferentes clases de
símbolos de datos representan segmentos de datos para diferentes
servicios. Tal como se muestra en la figura 75, el preámbulo
transmite bloques L1 para cada 7,61 MHz.
Para el preámbulo, se realiza entrelazado de
frecuencia o tiempo dentro de bloques L1 y no se realiza entre
bloques L1. Es decir, para el preámbulo, puede decirse que el
entrelazado se realiza a nivel del bloque L1. Esto permite
decodificar los bloques L1 transmitiendo los bloques L1 dentro de un
ancho de banda de ventana de sintonizador aunque se haya movido la
ventana de sintonizador a una ubicación aleatoria dentro de un
sistema de unión de
canal.
canal.
Para la decodificación de símbolo de datos a un
ancho de banda de ventana de sintonizador aleatorio, no debe
producirse entrelazado entre segmentos de datos. Es decir, para
segmentos de datos, puede decirse que el entrelazado se realiza a
nivel de segmento de datos. Consecuentemente, deben realizarse
entrelazado de frecuencia y entrelazado de tiempo dentro de un
segmento de datos. Por tanto, un entrelazador (308) de símbolo en
una trayectoria de datos de un módulo BICM de transmisor tal como se
muestra en la figura 37 puede realizar entrelazado de símbolo para
cada segmento de datos. Un entrelazador (308-1) de
símbolo en una trayectoria de señal L1 puede realizar entrelazado de
símbolo para cada bloque L1.
Es necesario que un entrelazador (403) de
frecuencia mostrado en la figura 42 realice el entrelazado en los
símbolos de preámbulo y datos por separado. Específicamente, para el
preámbulo, puede realizarse entrelazado de frecuencia para cada
bloque L1 y para símbolo de datos, puede realizarse entrelazado de
frecuencia para cada segmento de datos. En este punto, puede no
realizarse entrelazado de tiempo en la trayectoria de datos o
trayectoria de señal L1 considerando un modo de baja latencia.
La figura 76 es una tabla que analiza la
sobrecarga de la señalización L1 que se transmite en una cabecera
FECFRAME en el módulo (307) de inserción de cabecera ModCod en la
trayectoria de datos del módulo BICM tal como se muestra en la
figura 76. Tal como se observa en la figura 76, para bloque LDPC
corto (tamaño=16200), puede producirse una sobrecarga máxima del
3,3% que puede no ser despreciable. En el análisis, se suponen 45
símbolos para la protección FECFRAME y el preámbulo es una
señalización L1 específica de trama C2 y la cabecera FECFRAME es
señalización L1 específica de FECFRAME, es decir, identificador PLP,
Mod y Cod.
Para reducir la sobrecarga de L1, pueden
considerarse planteamientos según dos tipos de segmentos de datos.
Para los casos de tipo ACMNCM y múltiples PLP, puede mantenerse
igual la trama que para la cabecera FECFRAME. Para los casos de tipo
ACM/VCM y único PLP, el identificador PLP puede eliminarse de la
cabecera FECFRAME, dando como resultado hasta el 1,8% de reducción
de sobrecarga. Para los casos de tipo CCM y múltiples PLP, el campo
Mod/Cod puede eliminarse de la cabecera FECFRAME, dando como
resultado hasta el 1,5% de reducción de sobrecarga. Para los casos
de tipo CCM y única PLP, no se requiere cabecera FECFRAME, por
tanto, puede obtenerse hasta el 3,3% de reducción de sobrecarga.
En una señalización L1 acortada, puede
transmitirse o bien el identificador Mod/Cod (7 bits) o bien PLP (8
bits), pero puede ser demasiado corto para obtener alguna ganancia
de codificación. Sin embargo, es posible que no se requiera
sincronización porque las PLP pueden alinearse con la trama de
transmisión C2; puede conocerse cada ModCod de cada PLP a partir
del preámbulo; y un sencillo cálculo puede permitir la
sincronización con la FECFRAME específica.
La figura 77 muestra una estructura para una
cabecera FECFRAME para minimizar la sobrecarga. En la figura 77, los
bloques con líneas oblicuas y el formador FECFRAME representan un
diagrama de bloques detallado del módulo (307) de inserción de
cabecera ModCod en la trayectoria de datos del módulo BICM tal como
se muestra en la figura 37. Los bloques lisos representan un ejemplo
de módulo (303) de codificación interno, entrelazador (304) interno,
demultiplexador (305) de bit, y mapeador (306) de símbolo en la
trayectoria de datos del módulo BICM tal como se muestra en la
figura 37. En este punto, puede realizarse señalización L1 acortada
porque CCM no requiere un campo Mod/Cod y una única PLP no requiere
un identificador PLP. En esta señal L1 con un número reducido de
bits, la señal L1 puede repetirse tres veces en el preámbulo y puede
realizarse modulación BPSK, por tanto, es posible una señalización
muy robusta. Finalmente, el módulo (307) de inserción de cabecera
ModCod puede insertar la cabecera generada en cada trama FEC. La
figura 84 muestra un ejemplo del módulo (r307) de extracción ModCod
en la trayectoria de datos del módulo de demodulación BICM mostrado
en la figura 64.
Tal como se muestra en la figura 84, la cabecera
FECFRAME puede analizarse sintácticamente (r301b), luego los
símbolos que transmiten información idéntica en símbolos repetidos
pueden retardarse, alinearse, y luego combinarse (r302b combinación
de rake). Finalmente, cuando se realiza demodulación (r303b) BPSK,
puede restablecerse el campo de señal L1 recibido y este campo de
señal L1 restablecido puede enviarse al controlador de sistema para
usarse como parámetros para decodificación. FECFRAME analizada
sintácticamente puede enviarse al demapeador de símbolo.
La figura 78 muestra un rendimiento de tasa de
error de bit (BER) de la protección L1 mencionada anteriormente.
Puede observarse que se obtiene aproximadamente 4,8 dB de ganancia
SNR a través de una repetición de tres veces. La SNR requerida es de
8,7 dB a BER = 1E-11.
La figura 79 muestra ejemplos de estructuras de
trama FEC y de trama de transmisión. Las estructuras de trama FEC
mostradas en el lado derecho superior de la figura 79 representan la
cabecera FECFRAME insertada por el módulo (307) de inserción de
cabecera ModCod en la figura 37. Puede observarse que dependiendo de
diversas combinaciones de condiciones es decir, tipo CCM o ACM/VCM y
única o múltiples PLP, puede insertarse un tamaño diferente de
cabeceras. Ahora bien, puede no insertarse ninguna cabecera. Pueden
formarse tramas de transmisión formadas según los tipos de segmento
de datos y mostradas en el lado izquierdo inferior de la figura 79
mediante el módulo (401) de inserción de cabecera de trama del
formador de trama tal como se muestra en la figura 42 y el módulo
(208) fusionador/segmentador del procesador de entrada mostrado en
la figura 35. En este punto, FECFRAME puede transmitirse según
diferentes tipos de segmento de datos. Usando este método, puede
reducirse un máximo del 3,3% de sobrecarga. En el lado derecho
superior de la figura 79, se muestran cuatro tipos diferentes de
estructuras, pero un experto en la técnica entendería que éstos son
sólo ejemplos, y puede usarse cualquiera de estos tipos o sus
combinaciones para el segmento de datos.
En el lado de receptor, el módulo (r401) de
eliminación de cabecera de trama del módulo de analizador sintáctico
de trama tal como se muestra en la figura 63 y el módulo (r307) de
extracción ModCod del módulo de demodulación BICM mostrado en la
figura 64 puede extraer un parámetro de campo ModCod que se requiere
para la decodificación. En este punto, según los tipos de
transmisión de segmento de datos, pueden extraerse parámetros de
trama. Por ejemplo, para el tipo CCM, pueden extraerse parámetros a
partir de la señalización L1 que se transmite en el preámbulo y para
el tipo ACM/VCM, pueden extraerse parámetros de la cabecera
FECFRAME.
Tal como se muestra en el lado derecho superior
de la figura 79, la estructura FECFRAME puede dividirse en dos
grupos, siendo el primer grupo las tres estructuras de trama
superiores con cabecera y siendo el segundo grupo la última
estructura de trama sin cabecera.
La figura 80 muestra un ejemplo de señalización
L1 que puede transmitirse dentro del preámbulo por el módulo (401)
de inserción de cabecera de trama del módulo de formador de trama
mostrado en la figura 42. Este señalización L1 es diferente de la
señalización L1 anterior porque el tamaño del bloque L1 puede
transmitirse en bits (L1_size, 14 bits); es posible
activar/desactivar el entrelazado de tiempo en el segmento de datos
(dslice_time_intrlv, 1 bit); y definiendo el tipo de segmento de
datos (dslice_type, 1 bit), se reduce la sobrecarga de la
señalización L1. En este punto, cuando el tipo de segmento de datos
es CCM, el campo Mod/Cod puede transmitirse dentro del preámbulo en
vez de dentro de la cabecera FECFRAME (plp_mod (3 bits),
plp_fec_type (1 bit), plp_cod (3 bits)).
En el lado de receptor, el decodificador
(r303-1) interno acortado/perforado del demodulador
BICM tal como se muestra en la figura 64 puede obtener el primer
bloque LDPC, que tiene un tamaño de bloque L1 fijo, transmitirse
dentro del preámbulo, a través de decodificación. Los números y el
tamaño del resto de los bloques LDPC también pueden obtenerse.
Puede usarse entrelazado de tiempo cuando
múltiples símbolos OFDM son necesarios para la transmisión L1 o
cuando existe un segmento de datos con entrelazado de tiempo. Es
posible una activación/desactivación flexible del entrelazado de
tiempo con una etiqueta de entrelazado. Para entrelazado de tiempo
del preámbulo, puede requerirse una etiqueta de entrelazado de
tiempo (1 bit) y un número de símbolos OFDM entrelazados (3 bits),
por tanto, puede protegerse un total de 4 bits de manera similar a
una cabecera FECFRAME acortada.
La figura 81 muestra un ejemplo de
preseñalización L1 que puede realizarse en el módulo
(307-1) de inserción de cabecera ModCod en la
trayectoria de datos de módulo BICM mostrado en la figura 37. Los
bloques con líneas oblicuas y el formador de preámbulo son ejemplos
del módulo (307-1) de inserción de cabecera ModCod
en la trayectoria de señalización L1 del módulo BICM mostrado en la
figura 34. Los bloques lisos son ejemplos del módulo 401 de
inserción de cabecera de trama del formador de trama tal como se
muestra en la figura 42.
Además, los bloques lisos pueden ser ejemplos de
módulo (303-1) de codificación acortada/perforada
interno, entrelazador (304-1) interno,
demultiplexador (305-1) de bit, y mapeador
(306-1) de símbolo en la trayectoria de señalización
L1 del módulo de BICM mostrado en la figura 37.
Tal como se observa en la figura 81, la señal L1
que se transmite en el preámbulo puede protegerse usando
codificación LDPC acortada/perforada. Pueden insertarse parámetros
relacionados en la cabecera en forma de pre-L1. En
este punto, sólo pueden transmitirse parámetros de entrelazado de
tiempo en la cabecera del preámbulo. Para garantizar más robustez,
puede realizarse una repetición de cuatro veces. En el lado de
receptor, para poder decodificar la señal L1 que se transmite en el
preámbulo, el módulo (r307-1) de extracción ModCod
en la trayectoria de señalización L1 del demodulador BICM tal como
se muestra en la figura 64 es necesario usar el módulo de
decodificación mostrado en la figura 84. En este punto, debido a que
hay una repetición de cuatro veces a diferencia de la cabecera
FECFRAME de decodificación anterior, se requiere un proceso de
recepción de rastrillo que sincronice los símbolos repetidos cuatro
veces y añada los símbolos.
La figura 82 muestra una estructura de L1 el
bloque de señalización que se transmite desde el módulo (401) de
inserción de cabecera de trama del módulo de formador de trama tal
como se muestra en la figura 42. Muestra un caso en el que no se usa
entrelazado de tiempo en un preámbulo. Tal como se muestra en la
figura 82, puede transmitirse una clase diferente de bloques LDPC en
el orden de las portadoras. Una vez que se forma y se transmite un
símbolo OFDM entonces se forma y se transmite un símbolo OFDM
siguiente. Para el último símbolo OFDM que ha de transmitirse, si
queda alguna portadora, esas portadoras pueden usarse para la
transmisión de datos o pueden rellenarse de manera simulada. El
ejemplo en la figura 82 muestra un preámbulo que comprende tres
símbolos OFDM. En un lado de receptor, para este caso de no
entrelazado, puede saltarse el desentrelazador
(r308-1) de símbolo en la trayectoria de
señalización L1 del demodulador BICM tal como se muestra en la
figura 64.
La figura 83 muestra un caso en el que se
realiza entrelazado de tiempo L1. Tal como se muestra en la figura
83, puede realizarse entrelazado de bloque de modo que se forme un
símbolo OFDM para índices de portadora idénticos, formando entonces
un símbolo OFDM para los siguientes índices de portadora. Como en el
caso en el que no se realiza entrelazado, si queda alguna portadora,
esas portadoras pueden usarse para la transmisión de datos o pueden
rellenarse de manera simulada. En un lado de receptor, para este
caso de no entrelazado, el desentrelazador (r308-1)
de símbolo en la trayectoria de señalización L1 del demodulador BICM
mostrado en la figura 64 puede realizar desentrelazado de bloque
leyendo bloques LDPC en orden creciente de números de los bloques
LDPC.
Además, puede haber al menos dos tipos de
segmentos de datos. El tipo 1 de segmento de datos tiene
d_slice_type = 0 en los campos de señalización L1. Este tipo de
segmento de datos no tiene cabecera XFECFrame y tiene sus valores de
mod/cod en campos de señalización L1. El tipo 2 de segmento de datos
tiene d_slice_type = 1 en campos de señalización L1. Este tipo de
segmento de datos tiene cabecera XFECFrame y tiene sus valores de
mod/cod en la cabecera XFECFrame.
XFECFrame significa trama XFEC (compleX
Forward Error Correction, corrección de errores hacia delante
compleja) y mod/cod significa tipo de modulación/tasa de código.
En un receptor, un analizador sintáctico de
trama puede formar una trama a partir de señales demoduladas. La
trama tiene símbolos de datos y los símbolos de datos pueden tener
un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una
cabecera XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene
XFECFrame sin cabecera XFECFrame. Además, un receptor puede extraer
un campo para indicar si realizar desentrelazado de tiempo en los
símbolos de preámbulo o no realizar desentrelazado de tiempo en los
símbolos de preámbulo, a partir de L1 de los símbolos de
preámbulo.
En un transmisor, un formador de tramas puede
formar una trama. Los símbolos de datos de la trama comprenden un
primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una
cabecera XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene
XFECFrame sin cabecera XFECFrame. Además, un campo para indicar si
realizar entrelazado de tiempo en símbolos de preámbulo o no
realizar entrelazado de tiempo en símbolos de preámbulo pueden
insertarse en L1 de los símbolos de preámbulo.
En último lugar, para código acortado/perforado
para el módulo (401) de inserción de cabecera de trama del formador
de trama mostrado en la figura 42, puede determinarse un tamaño
mínimo de palabra de código que puede obtener ganancia de
codificación y puede transmitirse en un primer bloque LDPC. De esta
manera, para el resto de bloques LDPC puede obtenerse el tamaño a
partir de ese tamaño de bloque L1 transmitido.
La figura 85 muestra otro ejemplo de
preseñalización L1 que puede transmitirse desde el módulo
(307-1) de inserción de cabecera ModCod en la
trayectoria de señalización L1 del módulo de BICM mostrado en la
figura 37. La figura 85 es diferente de la figura 81 porque se ha
modificado el mecanismo de protección de parte de cabecera. Tal
como se observa en la figura 85, la información de tamaño de bloque
L1 L1_size (14 bits) no se transmite en el bloque L1, sino que se
transmite en la cabecera. En la cabecera, también puede transmitirse
información de entrelazado de tiempo de 4 bits. Para un total de 18
bits de entrada, se usa código BCH (45, 18) que emite 45 bits y se
copia a las dos trayectorias y finalmente, se realiza mapeo QPSK.
Para la trayectoria Q, puede realizarse un cambio cíclico de 1 bit
para ganancia de diversidad y modulación PRBS según la palabra de
sincronización. Puede emitirse un total de 45 símbolos QPSK desde
estas entradas de trayectoria I/Q. En este punto, si se fija la
profundidad de entrelazado de tiempo como un número de preámbulos
que se requiere para transmitir el bloque L1, puede no ser necesario
transmitir L1_span (3 bits) que indica la profundidad de entrelazado
de tiempo. Dicho de otro modo, sólo puede transmitirse etiqueta de
activación/desactivación de entrelazado de tiempo (1 bit). En un
lado de receptor, comprobando sólo un número de preámbulos
transmitidos, sin usar L1_span, puede obtenerse la profundidad de
desentrelazado de tiempo.
La figura 86 muestra un ejemplo de programación
de bloque de señalización L1 que se transmite en el preámbulo. Si un
tamaño de información L1 que puede transmitirse en un preámbulo es
Nmax, cuando el tamaño L1 es menor que Nmax, un preámbulo puede
transmitir la información. Sin embargo, cuando el tamaño L1 es mayor
que Nmax, la información L1 puede dividirse equitativamente de
manera que el subbloque L1 dividido sea menor que Nmax, entonces el
subbloque L1 dividido puede transmitirse en un preámbulo. En este
punto, para una portadora que no se usa debido a que la información
L1 es menor que Nmax, no se transmiten datos.
Más bien, tal como se muestra en la figura 88,
puede aumentarse la potencia de las portadoras en las que se
transmite el bloque L1 para mantener una señal total de potencia de
preámbulo igual a la potencia de símbolo de datos. Puede variarse el
factor de aumento de potencia dependiendo del tamaño L1 transmitido
y un transmisor y un receptor puede tener un valor fijado de este
factor de aumento de potencia. Por ejemplo, si sólo se usan la mitad
de las portadoras totales, el factor de aumento de potencia puede
ser de dos.
La figura 87 muestra un ejemplo de
preseñalización L1 cuando se considera el aumento de potencia. En
comparación con la figura 85, puede observarse que la potencia del
símbolo QPSK puede aumentarse y enviarse al formador de
preámbulo.
La figura 89 muestra otro ejemplo de módulo
(r307)-1 de extracción ModCod en la trayectoria de
señalización L1 del módulo de demodulación BICM mostrado en la
figura 64. A partir del símbolo de preámbulo de entrada, puede
emitirse la FECFRAME de señalización L1 al demapeador de símbolo y
sólo puede decodificarse parte de la cabecera.
Para el símbolo de preámbulo de entrada, puede
realizarse demapeo QPSK y puede obtenerse el valor de la razón de
verosimilitud logarítmica (LLR). Para la trayectoria Q, puede
realizarse demodulación PRBS según la palabra de sincronización y
puede realizarse un proceso inverso del cambio cíclico de 1 bit para
restablecimiento.
Estos dos valores de trayectoria I/Q alineados
pueden combinarse y puede obtenerse la ganancia SNR. La emisión de
decisión firme puede introducirse en el decodificador de BCH. El
decodificador de BCH puede restablecer 18 bits de L1 previo de los
45 bits de entrada.
La figura 90 muestra un extractor ModCod
homólogo de un receptor. En comparación con la figura 89, puede
realizarse un control de potencia en símbolos de entrada de
demapeador QPSK para restablecer desde el nivel de potencia
aumentado por el transmisor hasta su valor original. En este punto,
puede realizarse un control de potencia considerando un número de
portadoras usadas para señalización L1 en un preámbulo y tomando la
inversa del factor de aumento de potencia obtenido de un transmisor.
El factor de aumento de potencia fija la potencia del preámbulo y la
potencia de símbolo de datos idénticas entre sí.
La figura 91 muestra un ejemplo de
presincronización L1 que puede realizarse en el módulo
(r307)-1 de extracción ModCod en la trayectoria de
señalización L1 del módulo de demodulación BICM mostrado en la
figura 64. Esto es un proceso de sincronización para obtener una
posición inicial de cabecera en un preámbulo. Los símbolos de
entrada pueden someterse a demapeo QPSK entonces para la trayectoria
Q de salida, puede realizarse una inversa del cambio cíclico de 1
bit y puede realizarse alineación. Pueden multiplicarse dos valores
de trayectorias I/Q y pueden demodularse valores modulados por
preseñalización L1. Por tanto, la salida del multiplexor puede
expresar sólo PRBS que es una palabra de sincronización. Cuando la
salida se correlaciona con una secuencia PRBS conocida, puede
obtenerse un pico de correlación en la cabecera. Por tanto, puede
obtenerse una posición inicial de cabecera en un preámbulo. En caso
necesario, puede realizarse un control de potencia que se realiza
para restablecer el nivel de potencia original, como se muestra en
la figura 90, en la entrada del demapeador QPSK.
La figura 92 muestra otro ejemplo de campo de
cabecera de bloque L1 que se envía al módulo (307-1)
de inserción de cabecera en la trayectoria de señalización L1 del
módulo BICM tal como se muestra en la figura 37. Esta figura 92 es
diferente de la figura 85 porque L1_span que representa la
profundidad de entrelazado de tiempo se reduce a 2 bits y se
aumentan los bits reservados en 1 bit. Un receptor puede obtener
parámetro de entrelazado de tiempo del bloque L1 a partir del
L1_span transmitido.
La figura 93 muestra procesos para dividir
igualmente un bloque L1 en tantas partes como un número de
preámbulos insertando después una cabecera en cada uno de los
bloques L1 divididos y asignando después los bloques L1 insertados
de cabecera en un preámbulo. Esto puede realizarse cuando se realiza
un entrelazado de tiempo con un número de preámbulos cuando el
número de preámbulos es mayor que un número mínimo de preámbulos que
se requiere para transmitir el bloque L1. Esto puede realizarse en
el bloque L1 en la trayectoria de señalización L1 del módulo de
BICM tal como se muestra en la figura 37. El resto de las
portadoras, después de transmitir los bloques L1 puede tener
patrones de repetición cíclica en lugar de estar rellenados con
ceros.
La figura 94 muestra un ejemplo del demapeador
(r306-1) de símbolos del módulo de demodulación de
BICM tal como se muestra en la figura 64. Para un caso en el que los
bloques L1 FEC se repiten tal como se muestra en la figura 93, puede
alinearse cada punto de inicio de los bloques L1 FEC, combinarse
(r301f), y después demapearse con QAM (r302f) para obtener ganancia
de diversidad y ganancia de SNR. En este punto, el combinador puede
incluir procesos para alinear y añadir cada bloque L1 FEC y dividir
el bloque L1 FEC añadido. Para un caso en el que sólo se repite
parte del último bloque FEC tal como se muestra en la figura 93,
sólo puede dividirse la parte repetida en tanto como un número de
cabecera de bloque FEC y la otra parte puede dividirse por un valor
que es uno menos que un número de cabecera de bloque FEC. En otras
palabras, el número de división corresponde a un número de
portadoras que se añade a cada portadora.
La figura 98 muestra otro ejemplo de
planificación de bloque L1. La figura 98 es diferente de la figura
93 porque, en lugar de realizar el rellenado con ceros o repetición
cuando los bloques L1 no llenan un símbolo OFDM, el símbolo OFDM
puede llenarse con redundancia de paridad realizando menos
perforación en el código acortado/perforado en el transmisor. En
otras palabras, cuando se realiza perforación de paridad (304c) en
la figura 38, la tasa de codificación eficaz puede determinarse
según la razón de perforación, por tanto, mediante perforación como
han de rellenarse con ceros menos bits, puede reducirse la tasa de
codificación eficaz y puede obtenerse una mejor ganancia de
codificación. El módulo (r303a) de desperforación de paridad de un
receptor tal como se muestra en la figura 65 puede realizar una
desperforación considerando la redundancia de paridad menos
perforada. En este punto, puesto que un receptor y un transmisor
pueden tener información del tamaño total del bloque L1, puede
calcularse la razón de perforación.
La figura 95 muestra otro ejemplo de campo de
señalización L1. La figura 95 es diferente de la figura 74 porque,
para un caso en el que el tipo de segmento de datos es CCM, puede
transmitirse una dirección de inicio (21 bits) de la PLP. Esto puede
permitir que FECFRAME de cada PLP forme una trama de transmisión,
sin que la FECFRAME se alinee con una posición de inicio de una
trama de transmisión. Por tanto, puede eliminarse una sobrecarga de
rellenado, lo que puede producirse cuando una anchura de segmento de
datos es estrecha. Un receptor, cuando un tipo de segmento de datos
es CCM, puede obtener información de ModCod a partir del preámbulo
en la trayectoria de señalización L1 del demodulador de BICM tal
como se muestra en la figura 64, en lugar de obtenerlo de la
cabecera de FECFRAME. Además, incluso cuando se produce un zapeo en
una ubicación aleatoria de trama de transmisión, puede realizarse la
sincronización de FECFRAME sin retardo porque la dirección de inicio
de PLP ya puede obtenerse del preámbulo.
La figura 96 muestra otro ejemplo de campos de
señalización L1 que pueden reducir la sobrecarga de direccionamiento
de PLP.
La figura 97 muestra el número de símbolos de
QAM que corresponden a una FECFRAME dependiendo de los tipos de
modulación. En este punto, un divisor común superior de símbolo de
QAM es 135, por tanto, puede reducirse una sobrecarga de
log2(135)\approx7 bits. Por tanto, la figura 96 es
diferente de la figura 95 porque puede reducirse un número de bits
de campo PLP_start desde 21 bits hasta 14 bits. Éste es el resultado
de considerar 135 símbolos como un único grupo y direccionar el
grupo. Un receptor puede obtener un índice de portadora de OFDM
donde la PLP comienza en una trama de transmisión después de obtener
el valor de campo PLP_start y multiplicarlo por 135.
La figura 99 y la figura 101 muestran ejemplos
de entrelazador (308) de símbolos que puede entrelazar en el tiempo
símbolos de datos que se envían desde el módulo (307) de inserción
de cabecera ModCod en la trayectoria de datos del módulo de BICM
tal como se muestra en la figura 37.
La figura 99 es un ejemplo de entrelazador de
bloque que puede operar según segmentos de datos. El valor de fila
significa un número de células de carga útil en cuatro de los
símbolos OFDM dentro de un segmento de datos. Puede que no sea
posible el entrelazado basado en símbolos OFDM porque el número de
células puede cambiar entre células OFDM adyacentes. El valor de
columna K significa una profundidad de entrelazado de tiempo, que
puede ser 1, 2, 4, 8, o 16 ... La señalización de K para cada
segmento de datos puede realizarse dentro de la señalización L1. El
entrelazador (403) de frecuencia tal como se muestra en la figura 42
puede realizarse antes del entrelazador (308) de tiempo tal como se
muestra en la figura 37.
La figura 100 muestra un rendimiento de
entrelazado del entrelazador de tiempo tal como se muestra en la
figura 99. Se supone que un valor de columna es 2, un valor de fila
es 8, una anchura de segmento de datos es de 12 células de datos, y
que no hay pilotos continuos en el segmento de datos. La figura
superior en la figura 100 es una estructura de símbolo OFDM cuando
no se realiza entrelazado de tiempo y la figura inferior de la
figura 100 es una estructura de símbolo OFDM cuando se realiza
entrelazado de tiempo. Las células negras representan al piloto
disperso y las células que no son negras representan células de
datos. La misma clase de células de datos representa un símbolo
OFDM. En la figura 100, las células de datos que corresponden a un
único símbolo OFDM están entrelazadas en dos símbolos. Se usa una
memoria de entrelazado que corresponde a ocho símbolos OFDM pero la
profundidad de entrelazado corresponde a sólo dos símbolos OFDM, por
tanto, no se obtiene una profundidad de entrelazado total.
Se sugiere la figura 101 para lograr una
profundidad de entrelazado total. En la figura 101, las células
negras representan pilotos dispersos y las células que no son negras
representan células de datos. El entrelazador de tiempo tal como se
muestra en la figura 101 puede implementarse en forma de
entrelazador de bloque y puede entrelazar segmentos de datos. En la
figura 101, un número de columna, K representa una anchura de
segmento de datos, un número de fila, N representa una profundidad
de entrelazado de tiempo y el valor, K pueden ser valores
aleatorios, es decir, K=1, 2, 3, .... El proceso de entrelazado
incluye escribir una célula de datos en forma de giro de columna y
leer en una dirección de columna, excluyendo posiciones piloto. Es
decir, puede decirse que el entrelazado se realiza de manera girada
en fila-columna.
Además, en un transmisor, las células que se
leen en forma de giro de columna de la memoria de entrelazado
corresponden a un único símbolo OFDM y las posiciones piloto de los
símbolos OFDM pueden mantenerse mientras se entrelazan las
células.
Asimismo, en un receptor, las células que se
leen en forma de giro de columna de la memoria de desentrelazado
corresponden a un único símbolo OFDM y las posiciones piloto de los
símbolos OFDM pueden mantenerse mientras se desentrelazan en el
tiempo las células.
La figura 102 muestra un rendimiento de
entrelazado de tiempo de la figura 101 Como comparación con la
figura 99, se supone que un número de filas es 8, una anchura de
segmento de datos es de 12 células de datos, y que no hay pilotos
continuos en el segmento de datos. En la figura 102, las células de
datos que corresponden a un único símbolo OFDM están entrelazadas en
ocho símbolos OFDM. Tal como se muestra en la figura 102, se usa una
memoria de entrelazado que corresponde a ocho símbolos OFDM y la
profundidad de entrelazado resultante corresponde a ocho símbolos
OFDM, por tanto, se obtiene una profundidad de entrelazado
total.
El entrelazador de tiempo tal como se muestra en
la figura 101 puede ser ventajoso porque la profundidad de
entrelazado total puede obtenerse usando una memoria idéntica; la
profundidad de entrelazado puede ser flexible, en oposición a la
figura 99; por consiguiente, una longitud de trama de transmisión
también puede ser flexible, es decir, las filas no necesitan ser
múltiplos de cuatro. Adicionalmente, el entrelazador de tiempo usado
para el segmento de datos, puede ser idéntico al método de
entrelazado usado para el preámbulo y también puede tener similitud
con un sistema de transmisión digital que usa OFDM general.
Específicamente, puede usarse el entrelazador (308) de tiempo tal
como se muestra en la figura 37 antes de usar el entrelazador (403)
de frecuencia tal como se muestra en la figura 42. Según una
complejidad de receptor, puede no requerirse una memoria adicional
distinta de la lógica de control de dirección adicional que puede
requerir una complejidad muy pequeña.
La figura 103 muestra un desentrelazador (r308)
de símbolo correspondiente en un receptor. Puede realizar un
desentrelazado después de recibir la emisión del eliminador (r401)
de cabecera de trama. En los procesos de desentrelazado, comparado
con la figura 99, los procesos de escritura y lectura del
entrelazado de bloque se invierten. Mediante el uso de información
de posición piloto, el desentrelazador de tiempo puede realizar un
desentrelazado virtual al no escribir en o leer desde una posición
piloto en la memoria de entrelazador y al escribir en o leer desde
una posición de célula de datos en la memoria de entrelazador. La
información desentrelazada puede emitirse hacia el módulo (r307) de
extractor ModCod.
La figura 104 muestra otro ejemplo de
entrelazado de tiempo. La escritura puede realizarse en dirección
diagonal y la lectura fila por fila. Como en la figura 101, el
entrelazado se realiza teniendo en cuenta las posiciones piloto. La
lectura y la escritura no se realizan para posiciones piloto sino
que se accede a una memoria de entrelazado considerando sólo
posiciones de célula de datos.
La figura 105 muestra un resultado de
entrelazado usando el método mostrado en la figura 104. Cuando se
compara con la figura 102, las células con los mismos patrones se
dispersan no sólo en el dominio de tiempo, sino también en el
dominio de frecuencia. En otras palabras, puede obtenerse una
profundidad de entrelazado total tanto en los dominios de tiempo
como de frecuencia.
La figura 108 muestra un desentrelazador (r308)
de símbolo de un receptor correspondiente. La emisión del módulo
(r401) de eliminador de cabecera de trama puede desentrelazarse.
Cuando se compara con la figura 99, el desentrelazado ha conmutado
el orden de lectura y escritura. El desentrelazador de tiempo puede
usar información de posición piloto para realizar un desentrelazado
virtual de manera que no se realice una lectura o escritura en
posiciones piloto sino de modo que pueda realizarse una lectura o
escritura sólo en posiciones de célula de datos. Los datos
desentrelazados pueden emitirse hacia un módulo (r307) de extractor
ModCod.
La figura 106 muestra un ejemplo del método de
direccionamiento de la figura 105. NT significa profundidad de
entrelazado de tiempo y ND significa anchura de segmento de datos.
Se supone que un valor de fila, N es 8, una anchura de segmento de
datos es de 12 células de datos, y que no hay pilotos continuos en
el segmento de datos. La figura 106 representa un método para
generar direcciones para escribir datos en una memoria de
entrelazado en el tiempo, cuando un transmisor realiza un
entrelazado de tiempo. El direccionamiento comienza desde una
primera dirección con dirección de fila (RA) = 0 y dirección de
columna (CA) = 0. En cada aparición de direccionamiento, se
incrementan RA y CA. Para RA, puede realizarse una operación de
módulo con los símbolos OFDM usados en el entrelazador de tiempo.
Para CA, puede realizarse una operación de módulo con un número de
portadoras que corresponde a una anchura de segmento de datos. RA
puede incrementarse por 1 cuando las portadoras que corresponden a
un segmento de datos se escriben en una memoria. La escritura en una
memoria puede realizarse sólo cuando una ubicación de dirección
actual no es una ubicación de un piloto. Si la ubicación de
dirección actual es una ubicación de un piloto, sólo puede
aumentarse el valor de dirección.
En la figura 106, un número de columna, K
representa la anchura de segmento de datos, un número de fila, N
representa la profundidad de entrelazado de tiempo y el valor, K
puede ser un valor aleatorio, es decir, K=1, 2,
3, .... El proceso de entrelazado puede incluir escribir células de datos en forma de giro de columna y leer en dirección de columna, excluyendo las posiciones piloto. En otras palabras, la memoria de entrelazado virtual puede incluir posiciones piloto pero las posiciones piloto pueden excluirse en un entrelazado real.
3, .... El proceso de entrelazado puede incluir escribir células de datos en forma de giro de columna y leer en dirección de columna, excluyendo las posiciones piloto. En otras palabras, la memoria de entrelazado virtual puede incluir posiciones piloto pero las posiciones piloto pueden excluirse en un entrelazado real.
La figura 109 muestra un desentrelazado, un
proceso inverso de entrelazado de tiempo tal como se muestra en la
figura 104. La escritura fila por fila y la lectura en dirección
diagonal pueden restablecer células en secuencias originales.
El método de direccionamiento usado en un
transmisor puede usarse en un receptor. El receptor puede escribir
datos recibidos en una memoria de desentrelazador de tiempo fila por
fila y puede leer los datos escritos usando valores de dirección
generados e información de ubicación piloto que puede generarse de
una manera similar con la de un transmisor. Como una manera
alternativa, los valores de dirección generados y la información
piloto que se usaron para la escritura pueden usarse para la lectura
fila por fila.
Estos métodos pueden aplicarse en un preámbulo
que transmite L1. Puesto que cada símbolo OFDM que comprende un
preámbulo puede tener pilotos en ubicaciones idénticas, puede
realizarse o bien el entrelazado que se refiere a valores de
dirección teniendo en cuenta las ubicaciones de piloto o bien el
entrelazado que se refiere a valores de dirección sin tener en
cuenta las ubicaciones de piloto. Para el caso de referirse a
valores de dirección sin tener en cuenta las ubicaciones de piloto,
el transmisor almacena datos cada vez en una memoria de entrelazado
de tiempo. Para tal caso, un tamaño de la memoria requerida para
realizar preámbulos de entrelazado/desentrelazado en un receptor o
un transmisor se vuelve idéntico a un número de células de carga
útil que existe en los símbolos OFDM usados para entrelazado de
tiempo.
La figura 107 es otro ejemplo de entrelazado de
tiempo L1. En este ejemplo, el entrelazado de tiempo puede colocar
portadoras en todos los símbolos OFDM mientras que las portadoras
podrían ubicarse en un único símbolo OFDM si no se realiza ningún
entrelazado de tiempo. Por ejemplo, para los datos ubicados en un
primer símbolo OFDM, la primera portadora del primer símbolo OFDM se
ubicará en su ubicación original. La segunda portadora del primer
símbolo OFDM se ubicará en un segundo índice de portadora del
segundo símbolo OFDM. En otras palabras, la i-ésima portadora de
datos que se ubica en un n-ésimo símbolo OFDM se ubicará en un
i-ésimo índice de portadora del símbolo OFDM de orden (i+n) mod N,
donde i= 0, 1, 2 ... número de portadora-1, n=0, 1,
2 ..., N-1, y N es un número de símbolos OFDM usados
en entrelazado de tiempo L1. En este método de entrelazado de tiempo
L1, puede decirse que el entrelazado para todos los símbolos OFDM
se realiza en forma de giro de columna tal como se muestra en la
figura 107. Aunque las posiciones piloto no se ilustren en la figura
107, tal como se mencionó anteriormente, puede aplicarse entrelazado
a todos los símbolos OFDM que Incluyen símbolos piloto. Es decir,
puede decirse que el entrelazado puede realizarse para todos los
símbolos OFDM sin considerar posiciones piloto o independientemente
de si los símbolos OFDM son símbolos piloto o no.
Si un tamaño de un bloque LDPC usado en L1 es
menor que un tamaño de un único símbolo OFDM, las portadoras
restantes pueden tener copias de partes del bloque LDPC o pueden
estar rellenadas con ceros. En este punto, puede realizarse un mismo
entrelazado de tiempo como anteriormente. De manera similar, en la
figura 107, un receptor puede realizar desentrelazado almacenando
todos los bloques usados en entrelazado de tiempo L1 en una memoria
y leyendo los bloques en el orden en que se han entrelazado, es
decir, en el orden de los números escritos en los bloques mostrados
en la figura 107.
Cuando se usa un entrelazador de bloque tal como
se muestra en la figura 106, se usan dos memorias intermedias.
Específicamente, mientras que una memoria intermedia está
almacenando símbolos de entrada, los símbolos introducidos
previamente pueden leerse a partir de la otra memoria intermedia.
Una vez que estos procesos se realizan para un bloque de entrelazado
de símbolo, puede realizarse un desentrelazado cambiando el orden de
lectura y escritura, para evitar un conflicto de acceso de memoria.
Este desentrelazado de estilo "ping-pong" puede
tener una lógica de generación de dirección simple. Sin embargo,
puede aumentarse la complejidad de hardware cuando se usan dos
memorias intermedias de entrelazado de símbolo.
La figura 110 muestra un ejemplo de un
desentrelazador (r308 o r308-1) de símbolo tal como
se muestra en la figura 64. Esta realización propuesta de la
invención puede usar sólo una única memoria intermedia para realizar
el desentrelazado. Una vez generado un valor de dirección mediante
la lógica de generación de direcciones, el valor de dirección puede
emitirse desde la memoria de la memoria intermedia y puede
realizarse una operación in situ almacenando un símbolo que
se introduce en la misma dirección. Mediante estos procesos, puede
evitarse un conflicto de acceso de memoria mientras que se lee y
escribe. Además, puede realizarse un desentrelazado de símbolo
usando sólo una única memoria intermedia. Los parámetros pueden
definirse para explicar esta regla de generación de dirección. Tal
como se muestra en la figura 106, pueden definirse varias filas de
una memoria de desentrelazado como una profundidad de entrelazado de
tiempo, D y puede definirse varias columnas de la memoria de
desentrelazado como una profundidad de segmento de datos, W. A
continuación, el generador de direcciones puede generar las
siguientes direcciones.
\newpage
Muestra de orden i en bloque de orden j,
incluyendo piloto
Las direcciones incluyen posiciones piloto, por
tanto, se supone que los símbolos de entrada incluyen posiciones
piloto, Si los símbolos de entrada que incluyen sólo símbolos de
datos necesitan procesarse, puede requerirse una lógica de control
adicional que se salta las direcciones correspondientes. En este
punto, i representa un índice de símbolo de entrada, j representa un
índice de bloque de entrelazado de entrada, y N=D*W representa una
longitud de bloque de entrelazado. Mod operation representa
la operación módulo que emite el resto después de la división.
Div operation representa la operación de división que emite
un cociente después de la división. Ri,j y Ci,j representan
dirección de fila y dirección de columna de entrada de símbolo de
orden i de bloque de entrelazado de orden j, respectivamente. Tw
representa el valor de giro de columna para direcciones en las que
se ubican los símbolos. Dicho de otro modo, cada columna puede
considerarse como una memoria intermedia en la que se realiza un
giro independiente según valores Tw. Li,j representa una dirección
cuando se implementa una única memoria intermedia en una memoria
secuencial de una dimensión, no en dos dimensiones. Li,j pueden
tener valores de desde 0 hasta (N-1). Son posibles
dos métodos diferentes. Li,j(1) se usa cuando la matriz de
memoria se conecta fila por fila y Li,j(2) se usa cuando la
matriz de memoria se conecta columna por columna.
La figura 111 muestra un ejemplo de direcciones
de fila y columna para desentrelazado de tiempo cuando D es 8 y W
es 12. J comienza desde j=0 y para cada valor j, una primera fila
puede representar la dirección de fila y una segunda fila puede
representar la dirección de columna. La figura 111 muestra sólo
direcciones de los 24 primeros símbolos. Cada índice de columna
puede ser idéntico al índice de símbolo de entrada i.
La figura 113 muestra un ejemplo de un
transmisor OFDM usando un segmento de datos. Tal como se muestra en
la figura 113, el transmisor puede comprender una trayectoria de
PLP de datos, una trayectoria de señalización L1, un formador de
tramas y una parte de modulación OFDM. La trayectoria de PLP de
datos se indica por bloques con líneas horizontales y líneas
verticales. La trayectoria de señalización L1 se indica por bloques
con líneas oblicuas. Los módulos (701-0,
701-N, 701-K y
701-M) de procesamiento de entrada pueden comprender
bloques y secuencias del módulo (202-1) de interfaz
de entrada, módulo (203-1) sincronizador de flujo de
entrada, módulo (204-1) compensador de retardo,
módulo (205-1) de borrado de paquetes nulos,
codificador (206-1 CRC), módulo
(207-1) de inserción de cabecera BB y aleatorizador
209 BB realizados para cada PLP tal como se muestra en la figura 35.
Los módulos (702-0, 702-N,
702-K y 702-M) FEC pueden comprender
bloques y secuencias del codificador (301) exterior y el codificador
(303) interior tal como se muestra en la figura 37. Un módulo
(702-L1) FEC usado en la trayectoria L1 puede
comprender bloques y secuencias del codificador
(301-1) exterior y el codificador
(303-1) interior acortado/perforado tal como se
muestra en la figura 37. El módulo (700-L1) de señal
L1 puede generar información L1 requerida para comprender una
trama.
Los módulos (703-0,
703-N, 703-K y
703-M) de entrelazado de bit pueden comprender
bloques y secuencias del entrelazador (304) interno y
demultiplexador (305) de bit tal como se muestra en la figura 37. El
entrelazador (703-L1) de bit usado en la
trayectoria L1 puede comprender bloques y secuencias del
entrelazador (304-1) interior y demultiplexador
(305-1) de bit tal como se muestra en la figura 37.
Los módulos (704-0, 704-N,
704-K y 704-M) de mapeador de
símbolos pueden realizar funciones idénticas con las funciones del
mapeador (306) de símbolo mostrado en la figura 37. El módulo
(704-L1) de mapeador de símbolo usado en la
trayectoria L1 puede realizar funciones idénticas con las funciones
del mapeador (306-1) de símbolo mostrado en la
figura 37. Los módulos (705-0,
705-N, 705-K y
705-M) de cabecera FEC pueden realizar funciones
idénticas con las funciones del módulo (307) de inserción de
cabecera ModCod mostrado en la figura 37. El módulo
(705-L1) de cabecera FEC para la trayectoria L1
puede realizar funciones idénticas con las funciones del módulo
(307-1) de inserción de cabecera ModCod mostrado en
la figura 37.
Los módulos (706-0 y
706-K) de mapeador de segmento de datos pueden
planificar bloques FEC para segmentos de datos correspondientes y
pueden transmitir los bloques FEC planificados, donde los bloques
FEC corresponden a PLP que se asignan a cada segmento de datos. El
mapeador (707-L1) de preámbulo puede planificar
bloques FEC de señalización L1 para los preámbulos. Los bloques FEC
de señalización L1 se transmiten en preámbulos. Los módulos
(708-0 y 708-K) de entrelazador de
tiempo pueden realizar funciones idénticas con las funciones del
entrelazador (308) de símbolo mostrado en la figura 37 que pueden
entrelazar segmentos de datos. El entrelazador
(708-L1) de tiempo usado en la trayectoria L1 puede
realizar funciones idénticas con las funciones del entrelazador
(308-1) de símbolo mostrado en la figura 37.
Alternativamente, el entrelazador
(708-L1) de tiempo usado en la trayectoria L1 puede
realizar funciones idénticas con el entrelazador
(308-1) de símbolo mostrado en la figura 37, pero
sólo en símbolos de preámbulo.
Los bloques (709-0 y
709-K) de entrelazador de frecuencia pueden realizar
entrelazado de frecuencia en segmentos de datos. El entrelazador
(709-L1) de frecuencia usado en la trayectoria L1
puede realizar entrelazado de frecuencia según el ancho de banda de
preámbulo.
El módulo (710) de generación de pilotos puede
generar pilotos adecuados para el piloto continuo (CP), piloto
disperso (SP), borde de segmento de datos y preámbulo. Una trama
puede formarse (711) a partir de la planificación del segmento de
datos, preámbulo y piloto en el módulo (711). El módulo (712) IFFT y
el módulo (713) de inserción GI pueden realizar funciones idénticas
con las funciones de los bloques de módulo (501) IFFT y el módulo
(503) de inserción GI mostrados en la figura 51, respectivamente.
Finalmente, el módulo (714) DAC puede convertir señales digitales en
señales analógicas y las señales convertidas pueden
transmitirse.
La figura 114 muestra un ejemplo de un receptor
OFDM que usa un segmento de datos. En la figura 114, el sintonizador
(r700) puede realizar las funciones del módulo (r603)
sintonizador/AGC y las funciones del módulo (r602) convertidor
descendente mostrado en la figura 61. El ADC (r701) puede convertir
las señales analógicas recibidas en señales digitales. El módulo
(r702) sincronizador de tiempo/frecuencia puede realizar funciones
idénticas con las funciones del módulo (r505) sincronizador de
tiempo/frecuencia mostrado en la figura 62. El módulo (r703)
detector de trama puede realizar funciones idénticas con las
funciones del módulo (r506) detector de trama mostrado en la figura
62.
En este punto, después de haberse realizado la
sincronización de tiempo/frecuencia, puede mejorarse la
sincronización usando el preámbulo en cada trama que se envía desde
el módulo (r703) detector de trama durante el proceso de
seguimiento.
El módulo (r704) eliminador GI y el módulo
(r705) FFT pueden realizar funciones idénticas con las funciones del
módulo (r503) eliminador GI y el módulo (r502) FFT mostrados en la
figura 62, respectivamente.
El módulo (r706) estimador de canal y el módulo
(r707) de ecualización de canal pueden realizar una parte de
estimación de canal y una parte de ecualización de canal del módulo
(r501) de canal Est/Eq tal como se muestra en la figura 62. El
analizador (r708) sintáctico de trama puede emitir un preámbulo y
segmento de datos cuando se transmiten los servicios seleccionados
por un usuario. Los bloques indicados por líneas oblicuas procesan
un preámbulo. Los bloques indicados por líneas horizontales que
pueden incluir PLP común, procesan segmentos de datos. El
desentrelazador (r709-L1) de frecuencia usado en la
trayectoria L1 puede realizar desentrelazado de frecuencia dentro
del ancho de banda de preámbulo. El desentrelazador (r709) de
frecuencia usado en la trayectoria de segmento de datos puede
realizar desentrelazado de frecuencia dentro del segmento de datos.
El decodificador (r712-L1) de cabecera FEC,
desentrelazador (r710-L1) de tiempo y demapeador
(r713-L1) de símbolos usados en la trayectoria L1
pueden realizar funciones idénticas con las funciones del módulo
(r307)-1 extractor ModCod, el desentrelazador
(r308-1) de símbolo y el demapeador
(r306-1) de símbolos mostrados en la figura 64.
El desentrelazador (r714-L1) de
bit puede comprender bloques y secuencias del demultiplexador
(r305-1) de bit y desentrelazador
(r304-1) interior tal como se muestra en la figura
64. El decodificador (r715-L1) FEC puede comprender
bloques y secuencias del codificador (r303-1)
interior acortado/perforado y el decodificador
(r301-1) exterior mostrados en la figura 64. En
este punto, la salida de la trayectoria L1 puede ser información de
señalización L1 y puede enviarse a un controlador de sistema para
restablecer datos de PLP que se transmiten en segmentos de
datos.
datos.
El desentrelazador (r710) de tiempo usado en la
trayectoria de segmento de datos puede realizar funciones idénticas
con las funciones del desentrelazador (r308) de símbolo mostrado en
la figura 64. El analizador (r711) sintáctico de segmentos de datos
puede emitir PLP seleccionada por el usuario de los segmentos de
datos y, en caso necesario, PLP común asociada con la PLP
seleccionada por el usuario. Los decodificadores
(r712-C y r712-K) de cabecera FEC
pueden realizar funciones idénticas con las funciones del extractor
(r307) ModCod mostrado en la figura 64. Los demapeadores
(r713-C y r713-K) de símbolos pueden
realizar funciones idénticas con las funciones del demapeador (r306)
de símbolo mostrado en la figura 64.
Los desentrelazadores (r714-C y
r714-K) de bit pueden comprender bloques y
secuencias del demultiplexador (r305) de bit y desentrelazador
(r304) interior tal como se muestra en la figura 64. Los
decodificadores (r715-C y r715-K)
FEC pueden comprender bloques y secuencias del decodificador (r303)
interior y el decodificador r301 exterior tal como se muestra en la
figura 64. Finalmente, los módulos (r716-C y
r716-K) procesadores de salida pueden comprender
bloques y secuencias del desaleatorizador (r209) BB, módulo
(r207-1) eliminador de cabecera BB, decodificador
(r206-1) CRC, módulo (r205-1) de
inserción de paquetes nulos, recuperador (r204-1) de
retardo, recuperador (r203-1) de reloj de salida, e
interfaz (r202-1) de salida que se realizan para
cada PLP en la figura 35. Si se usa una PLP común, la PLP común y la
PLP de datos asociada con la PLP común pueden transmitirse a un
recombinador de TS y pueden transformarse en una PLP seleccionada
por el usuario.
Debe observarse a partir de la figura 114, que
en un receptor, los bloques en la trayectoria L1 no están
secuenciados de manera simétrica con respecto a un transmisor a
diferencia de la trayectoria de datos donde los bloques están
posicionados de manera simétrica o en secuencia opuesta de un
transmisor. Dicho de otro modo, para la trayectoria de datos, el
desentrelazador (r709) de frecuencia, desentrelazador (r710) de
tiempo, analizador (r711) sintáctico de segmentos de datos y
decodificador (r712-C y r712-K) de
cabecera FEC están posicionados. Sin embargo, para la trayectoria
L1, el desentrelazador (r709-L1) de frecuencia,
decodificador (r712-L1) de cabecera FEC y
desentrelazador (r710) de tiempo-L1 están
posicionados.
La figura 112 muestra un ejemplo de entrelazado
de bloque general en un dominio de símbolo de datos en el que los
pilotos no se usan. Tal como se observa a partir de la figura 112a,
la memoria de entrelazado puede llenarse sin pilotos negros. Para
formar una memoria rectangular, pueden usarse células de relleno en
caso necesario. En la figura 112a, las células de relleno se indican
como células con líneas oblicuas. En el ejemplo, debido a que un
piloto continuo puede solaparse con un tipo de patrón de piloto
disperso, se requieren un total de tres células de relleno durante
cuatro de duración de símbolo OFDM. Finalmente, en la figura 112b,
se muestra contenido de memoria entrelazado.
Como en la figura 112a, puede realizarse o bien
una escritura fila por fila y realizar giro de columna; o bien
escritura en forma de giro desde el inicio. La salida del
entrelazador puede comprender la lectura fila por fila a partir de
la memoria. Los datos de salida que se han leído pueden colocarse
tal como se muestra en la figura 112c cuando se considera la
transmisión OFDM. En este momento, por motivos de simplicidad, puede
ignorarse el entrelazado de frecuencia. Tal como se observa en la
figura 112, la diversidad de frecuencia no es tan elevada como la de
la figura 106, sino que se mantiene a un nivel similar. Sobre todo,
puede ser ventajoso porque la memoria requerida para realizar el
entrelazado y desentrelazado puede optimizarse. En el ejemplo, el
tamaño de memoria puede reducirse de W * D a (W-1) *
D. Como la anchura del segmento de datos se hace más grande, el
tamaño de memoria puede reducirse adicionalmente.
Para las entradas de desentrelazador de tiempo,
un receptor debe restablecer el contenido de memoria intermedia como
en la figura central de la figura 112 considerando las células de
relleno. Básicamente, los símbolos OFDM pueden leerse símbolo por
símbolo y pueden guardarse fila por fila. Entonces puede deshacerse
el giro correspondiente al giro de columna. La salida del
desentrelazador puede emitirse mediante lectura fila por fila a
partir de la memoria de la figura 112a. De este modo, en comparación
con el método mostrado en la figura 106, puede minimizarse la
sobrecarga de piloto, y por consiguiente puede minimizarse la
memoria de entrelazado/desentrelazado.
La figura 115 muestra el entrelazador de tiempo
(figura 115a) y desentrelazador de tiempo (figura 115b).
La figura 115a muestra un ejemplo de un
entrelazador (708-L1) de tiempo para la trayectoria
L1 de la figura 113. Tal como se muestra en la figura 115a, el
entrelazado de tiempo para el preámbulo en el que se transmite L1,
puede incluir entrelazado de células de datos L1, excluyendo pilotos
que habitualmente se transmiten en el preámbulo. El método de
entrelazado puede incluir la escritura de datos de entrada en una
dirección diagonal (líneas continuas) y la lectura de datos fila por
fila (líneas discontinuas), que se usan de manera idéntica a los
métodos mostrados con referencia a la figura 106.
La figura 115b muestra un ejemplo de un
desentrelazador (r712-L1) de tiempo en la
trayectoria L1 tal como se muestra en la figura 114. Tal como se
muestra en la figura 115b, para un preámbulo en el que se transmite
L1, puede realizarse un desentrelazado de célula de datos L1,
excluyendo los pilotos que se transmiten con regularidad en el
preámbulo. El método de desentrelazado puede ser idéntico al método
tal como se muestra en la figura 109 en el que los datos de entrada
se escriben fila por fila (líneas continuas) y se leen en una
dirección diagonal (líneas discontinuas). Los datos de entrada no
incluyen ningún piloto, por consiguiente, los datos de salida tienen
células de datos L1 que tampoco incluyen piloto. Cuando un receptor
usa una única memoria intermedia en un desentrelazador de tiempo
para el preámbulo, puede usarse la estructura de generador de
direcciones que tiene una memoria de desentrelazador tal como se
muestra en la figura 110.
\newpage
El desentrelazado (r712-L1)
puede realizarse usando operaciones de dirección tal como sigue:
En las operaciones anteriores, una longitud de
una fila, W es una longitud de una fila de una memoria de
entrelazado tal como se muestra en la figura 115. La longitud de
columna, D es una profundidad de entrelazado de tiempo de preámbulo,
que es un número de símbolos OFDM que se requieren para transmitir
preámbulos.
La figura 116 muestra un ejemplo de formación de
símbolos OFDM mediante la planificación de pilotos y preámbulos de
entrada a partir del formador (711) de tramas tal como se muestra en
la figura 113. Las células en blanco forman una cabecera L1 que es
una señal de salida de la cabecera (705-L1) FEC en
la trayectoria L1, tal como se muestra en la figura 113. Las células
grises representan pilotos continuos para el preámbulo que se
generan mediante el módulo (710) de generación de pilotos tal como
se muestra en la figura 113. Las células con patrones representan
las células de señalización L1 que son una señal de salida del
mapeador (707-L1) de preámbulo tal como se muestra
en la figura 113. La figura 116a representa símbolos OFDM cuando el
entrelazado de tiempo está desactivado y la figura derecha
representa símbolos OFDM cuando el entrelazado de tiempo está
activado. La cabecera L1 puede excluirse del entrelazado de tiempo
porque la cabecera L1 transmite una longitud de campo de
señalización L1 e información de etiqueta de
activación/desactivación de entrelazado de tiempo. Se debe a que la
cabecera L1 se añade antes del entrelazado de tiempo. Como se
mencionó anteriormente, el entrelazado de tiempo se realiza
excluyendo células piloto. El resto de células de datos L1 puede
entrelazarse tal como se muestra en la figura 115, a continuación
puede asignarse a subportadoras OFDM.
La figura 117 muestra un ejemplo de
entrelazadores (708-0\sim708-K) de
tiempo que pueden entrelazar símbolos de datos que se envían desde
los mapeadores (706-0\sim706-K) de
segmentos de datos en la trayectoria de datos de un transmisor OFDM
usando el segmento de datos mostrado en la figura 113. El
entrelazado de tiempo puede realizarse para cada segmento de datos.
Los símbolos con entrelazado de datos puede emitirse a
entrelazadores (709-0\sim709-K)
de frecuencia.
La figura 117 también muestra un ejemplo de un
entrelazador de tiempo simple que usa una única memoria intermedia.
La figura 117a muestra una estructura de símbolos OFDM antes del
entrelazado de tiempo. Los bloques con los mismos patrones
representan el mismo tipo de símbolos OFDM. Las figuras 117b y 117c
muestran estructuras de símbolos OFDM después del entrelazado de
tiempo. El método de entrelazado de tiempo puede dividirse en tipo
1 y tipo 2. Cada tipo puede realizarse alternativamente para
símbolos pares y símbolos impares. Por consiguiente un receptor
puede realizar desentrelazado. Una de las razones de usar
alternativamente el tipo 1 y el tipo 2 es reducir la memoria
requerida en un receptor usando una única memoria intermedia durante
el desentrelazado de tiempo.
La figura (117b) muestra un entrelazado de
tiempo que usa entrelazado de tipo 1. Los símbolos de entrada pueden
escribirse en una dirección diagonal descendente y pueden leerse en
una dirección de fila. La figura 117c muestra un entrelazado de
tiempo que usa entrelazado de tipo 2. Los símbolos de entrada pueden
escribirse en una dirección diagonal ascendente y pueden leerse en
una dirección de fila. La diferencia entre el tipo 1 y el tipo 2 es
si una dirección de escritura del símbolo de entrada es ascendente
o descendente. Los dos métodos son diferentes en la manera de
escribir los símbolos, sin embargo los dos métodos son idénticos en
cuanto a mostrar profundidad de entrelazado de tiempo total y
diversidad de frecuencia total. Sin embargo, el uso de estos métodos
puede provocar un problema durante la sincronización en un receptor
porque se usan dos esquemas de entrelazado.
Puede haber dos posibles soluciones. La primera
solución puede ser señalizar 1 bit de un tipo de entrelazado de un
primer bloque de entrelazador que viene primero después de cada
preámbulo, a través de la señalización L1 de preámbulo. Este método
realiza un entrelazado correcto mediante señalización. La segunda
solución puede ser formar una trama para tener una longitud de un
número par de bloques de entrelazado. Usando este método, un primer
bloque de entrelazado de cada trama puede tener un tipo idéntico,
por tanto, puede solucionarse el problema de sincronización de
bloque de entrelazado. Por ejemplo, el problema de la sincronización
puede solucionarse aplicando un entrelazado de tipo 1 a un primer
bloque de entrelazado y consecutivamente aplicándolo a los
siguientes bloques de entrelazado dentro de cada trama, terminando
entonces un último bloque de entrelazado de cada trama con
entrelazado de tipo 2. Este método requiere componer una trama de
dos bloques de entrelazado pero puede ser ventajoso porque no se
requiere señalización adicional como en el primer método.
La figura 122 muestra una estructura de un
desentrelazador (r710) de tiempo de un receptor mostrado en la
figura 114. El desentrelazado de tiempo puede realizarse en salidas
del desentrelazador (r709) de frecuencia. El desentrelazador de
tiempo de la figura 122 representa un esquema de desentrelazado que
es un proceso inverso de un entrelazado de tiempo mostrado en la
figura 117. El desentrelazado, comparado con la figura 117, tendrá
una manera opuesta de leer y escribir. Dicho de otro modo, el
desentrelazador de tipo 1 puede escribir símbolos de entrada en una
dirección de fila y puede leer los símbolos escritos en una
dirección diagonal descendente. El desentrelazador de tipo 2 puede
escribir símbolos de entrada en dirección diagonal descendente y
puede leer los símbolos escritos en una dirección de fila. Estos
métodos pueden permitir escribir los símbolos recibidos cuando los
símbolos se leen previamente haciendo que una dirección de escritura
de símbolos del desentrelazador de tipo 2 sea idéntica a una
dirección de lectura de símbolos de un desentrelazador de tipo 1.
Por tanto, un receptor puede realizar desentrelazado usando una
única memoria intermedia. Además, puede realizarse una simple
implementación porque se realizan métodos de desentrelazado de tipo
1 y tipo 2 escribiendo y leyendo símbolos o bien en una dirección
diagonal o bien en una dirección de fila.
Sin embargo, el uso de estos métodos puede
provocar un problema en la sincronización en un receptor por el uso
de dos esquemas de entrelazado. Por ejemplo, el desentrelazado de
los símbolos entrelazados de tipo 1 en forma de tipo 2 puede
provocar un deterioro en el rendimiento. Puede haber dos posibles
soluciones. La primera solución puede ser determinar un tipo de un
bloque de entrelazado que viene después de un preámbulo, usando 1
bit de un tipo de entrelazado de una parte de señalización L1
transmitida. La segunda solución puede ser realizar un
desentrelazado usando un tipo según un primer bloque de entrelazado
dentro de una trama, si un número de bloques de entrelazado dentro
de una trama es un número par. El símbolo desentrelazado puede
emitirse a un analizador (r711) sintáctico de segmentos de
datos.
La figura 118 muestra una lógica de generación
de direcciones que es idéntica con una lógica de generación de
direcciones de una única memoria intermedia, cuando un entrelazador
de bloque usa dos memorias intermedias como en la figura 106. La
lógica de generación de direcciones puede realizar funciones
idénticas a las funciones mostradas en la figura 106. Mediante la
definición de una profundidad de entrelazado de tiempo D como un
número de filas de una memoria de desentrelazado y la definición de
una anchura de segmento de datos W como un número de columna, pueden
generarse las direcciones mostradas en la figura 118 mediante un
generador de direcciones. Las direcciones pueden incluir posiciones
piloto. Para aplicar un entrelazado de tiempo a símbolos de entrada
que incluyen sólo símbolos de datos, puede requerirse una lógica de
control que pueda saltarse las direcciones. Las direcciones usadas
en los preámbulos de entrelazado pueden no requerir posiciones
piloto y el entrelazado puede realizarse usando bloques L1. La i
representa un índice de un símbolo de entrada, N=D*W representa una
longitud de bloque de entrelazado. Ri y Ci representan una dirección
de fila y una dirección de columna de un símbolo de entrada de orden
i, respectivamente. Tw representa un valor de giro de columna o
parámetro de giro desde una dirección en la que se ubica un símbolo.
Li representa direcciones cuando se implementa una memoria
dimensional que tiene una única memoria intermedia. Los valores de
Li pueden ser desde 0 hasta (N-1). En esta memoria
dimensional, son posibles al menos dos métodos. Li(1) acopla
una matriz de memoria fila por fila y Li(2) acopla una matriz
de memoria columna por columna. Un receptor puede usar la lógica de
generación de direcciones en la lectura de símbolos durante un
desentrelazado.
La figura 119 muestra otro ejemplo de un
preámbulo. Para un caso en el que se usa un símbolo OFDM que tiene
un tamaño de 4K-FFT en un ancho de banda de 7,61 MHz
y se usan una sexta portadora dentro de un símbolo OFDM y portadoras
en ambos extremos como pilotos, puede suponerse que un número de
portadoras que puede usarse en señalización L1 es 2840. Cuando se
unen múltiples canales, pueden existir múltiples anchos de banda de
preámbulo. El número de portadoras puede cambiar dependiendo de un
tipo de pilotos que vaya a usarse, un tamaño de FFT, un número de
canales unidos, y otros factores. Si un tamaño de una L1_XFEC_FRAME
que incluye L1_cabecera (H) que va a asignarse a un único símbolo
OFDM y el bloque L1 FEC (L1_FEC1) es menor que un único símbolo OFDM
(5w-a-1), puede repetirse
L1_XFEC_FRAME incluyendo L1_cabecera para llenar una parte restante
del único símbolo OFDM (5w-a-2).
Esto es similar a la estructura de preámbulo de la figura 93. Para
que un receptor reciba un segmento de datos ubicado en un
determinado ancho de banda de canales unidos, puede ubicarse una
ventana de sintonizador del receptor en un determinado ancho de
banda.
Si una ventana de sintonizador de un receptor se
ubica como 5w-a-3 de la figura 119,
puede producir un resultado incorrecto durante la fusión de
L1_XFEC_FRAME repetidas. El caso 1 de la figura 119 puede ser un
ejemplo de este tipo. Un receptor halla L1_cabecera (H) para ubicar
la posición de inicio de una L1_cabecera (H) dentro de una ventana
de sintonizador, pero la L1_cabecera hallada puede ser una cabecera
de una L1_XFEC_FRAME incompleta
(5w-a-4). La información de
señalización L1 puede no obtenerse correctamente si se obtiene una
longitud de L1_XFEC_FRAME basándose en esa L1_cabecera y un resto de
la parte (5w-a-5) se añade a una
posición de inicio de esa L1_cabecera. Para evitar un caso de este
tipo, un receptor puede necesitar operaciones adicionales para
hallar una cabecera de una L1_XFEC_FRAME completa. La figura 120
muestra tales operaciones. En el ejemplo, para hallar una cabecera
de una L1_XFEC_FRAME completa, si existe una L1_XFEC_FRAME
incompleta en un preámbulo, un receptor puede usar al menos dos
L1_cabeceras para hallar una ubicación de inicio de L1_cabecera para
fusionar L1_XFEC_FRAME. En primer lugar, un receptor puede hallar
L1_cabecera a partir de un símbolo OFDM de preámbulo
(5w-b-1). A continuación, usando una
longitud de una L1_XFEC_FRAME dentro de la L1_cabecera hallada, el
receptor puede comprobar si cada L1_XFEC_FRAME dentro de un símbolo
OFDM actual es un bloque completo
(5w-b-2). Si no lo es, el receptor
puede hallar otra L1_cabecera a partir del símbolo de preámbulo
actual (5w-b-3). A partir de una
distancia calculada entre una L1_cabecera recién hallada y una
L1_cabecera previa, puede determinarse si una cierta L1_XFEC_FRAME
es un bloque completo (5w-b-4). A
continuación, puede usarse una L1_cabecera de una L1_XFEC_FRAME
completa como punto determinado para la fusión. Usando el punto
determinado, puede fusionarse la L1_XFEC_FRAME
(5w-b-5). Usando estos procesos,
puede esperarse el caso 2 o la fusión correcta mostrada en la figura
119 en un receptor. Estos procesos pueden realizarse en el
decodificador (r712-L1) de cabecera FEC en la
trayectoria de señal L1 de la figura 114.
La figura 121 es un ejemplo de una estructura de
preámbulo que puede eliminar las operaciones adicionales mencionadas
anteriormente en un receptor. A diferencia de la estructura de
preámbulo previa, cuando se llena una parte restante de un símbolo
OFDM, sólo L1_FEC1 de una L1_XFEC_FRAME, excluyendo L1_cabecera (H)
puede llenarse repetidamente
(5w-c-2). De este modo, cuando un
receptor halla una posición de inicio de una L1_cabecera (H) para
fusionar L1_XFEC_FRAME, puede hallarse L1_cabecera de sólo
L1_XFEC_FRAME completa (5w-c-4), por
tanto, sin operaciones adicionales, puede fusionarse L1_XFEC_FRAME
usando la L1_cabecera hallada. Por tanto, pueden eliminarse los
procesos tales como 5w-b-2,
5w-b-3 y
5w-b-4 mostrados en la figura 120 en
un receptor. Estos procesos y procesos homólogos de los procesos
pueden realizarse en un decodificador FEC (r712-L1)
de cabecera en la trayectoria de señal L1 de un receptor de la
figura 114 y en la cabecera (705-L1) FEC en la
trayectoria de señal L1 de un transmisor de la figura 113.
El desentrelazador (r712-L1) de
tiempo en la trayectoria L1 de un receptor de la figura 81 puede
desentrelazar células de bloque L1 o células con patrones,
excluyendo otras células tales como cabecera de preámbulo y células
piloto. Las células de bloque L1 se representan por células con
patrones tal como se muestra en la figura 116. La figura 123 muestra
otro ejemplo de un transmisor OFDM que usa segmentos de datos. Este
transmisor puede tener una estructura idéntica y puede realizar una
función idéntica con el transmisor de la figura 113, a excepción de
los bloques añadidos y modificados. El mapeador
(1007-L1) de preámbulo puede mapear bloques L1 y
cabeceras de bloque L1 que son salidas de la cabecera
(705-L1) FEC en símbolos de preámbulo usados en una
trama de transmisión. Específicamente, la cabecera de bloque L1
puede repetirse para cada preámbulo y el bloque L1 puede dividirse
tanto como un número de preámbulos usados. El entrelazador
(1008-L1) de tiempo puede entrelazar bloques L1 que
se dividen en preámbulos. En este punto, la cabecera de bloque L1
puede o bien incluirse en el entrelazado o bien no incluirse en el
entrelazado. El que la cabecera de bloque L1 se incluya o no, no
puede cambiar una estructura de señal de una cabecera de bloque L1
pero puede cambiar un orden de entrelazado y transmisión de bloques
L1. El módulo (1015-L1) de repetición L1_XFEC puede
repetir los bloques L1_XFEC con entrelazado de tiempo dentro de un
ancho de banda de preámbulo. En este punto, la cabecera de bloque L1
puede o bien repetirse dentro de un preámbulo o no repetirse dentro
de un preámbulo.
Mediante el uso de los métodos y dispositivos
sugeridos, entre otras ventajas es posible implementar una
estructura, receptor y transmisor digital eficaz de señalización de
capa física.
Mediante la transmisión de información ModCod en
cada cabecera de trama BB necesaria para ACM/VCM y la transmisión
del resto de señalización de capa física en una cabecera de trama,
puede minimizarse la sobrecarga de señalización.
Puede implementarse QAM modificada para una
transmisión más eficaz con respecto a la energía o un sistema de
difusión digital más robusto con respecto al ruido. El sistema puede
incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo dado a conocer y
sus combinaciones.
Puede implementarse una QAM no uniforme mejorada
para una transmisión más eficaz con respecto a la energía o un
sistema de difusión digital más robusto con respecto al ruido.
También se describe un método del uso de tasa de código del código
de corrección de error de NU-MQAM y MQAM. El sistema
puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo dado a
conocer y sus combinaciones.
El método de señalización L1 sugerido puede
reducir la sobrecarga en un 3\sim4% minimizando la sobrecarga de 1
señalización durante la unión de canal.
Para los expertos en la técnica será evidente
que pueden realizarse diversas modificaciones y variaciones en la
presente invención sin apartarse de la invención, según las
reivindicaciones.
Claims (14)
1. Método para la transmisión de al menos una
señal de difusión que tiene datos de servicio para suministrar datos
de preámbulo y servicio, comprendiendo el método
codificar los datos de preámbulo;
entrelazar en el tiempo los datos de preámbulo
codificados mediante una forma de giro de
fila-columna, en el que la forma de giro de
fila-columna comprende células de entrada que se
escriben en serie en una memoria de entrelazado en una dirección
diagonal, y se leen en serie por filas;
formar una trama de señal basándose en los datos
de servicio y los datos de preámbulo entrelazados en el tiempo;
modular la trama de señal mediante un método de
multiplexación por división de frecuencia ortogonal, OFDM; y
transmitir la trama de señal modulada
en el que la etapa de entrelazar en el tiempo
comprende escribir símbolos de datos de preámbulo en la memoria de
entrelazado según direcciones en la memoria de entrelazado,
caracterizado porque las direcciones se determinan tal como
sigue:
para el símbolo de entrada de orden i de la
memoria de entrelazado,
donde Ci es un índice de columna y
Ri es un índice de fila para el símbolo de entrada de orden i, W es
un número de columnas de la memoria de entrelazado, D es un número
de filas de la memoria de entrelazado y Div operation
representa la operación de división que emite un cociente después de
la
división.
\vskip1.000000\baselineskip
2. Método según la reivindicación 1,
caracterizado porque la codificación de los datos de
preámbulo comprende además codificar los datos de preámbulo
mediante un esquema de comprobación de paridad de baja densidad,
LDPC, acortado y perforado.
3. Método según la reivindicación 1,
caracterizado porque comprende además;
codificar los datos de servicio; y
entrelazar en el tiempo los datos de servicio
codificados mediante una forma de giro de
fila-columna, comprendiendo la forma de giro de
fila-columna células de entrada que se escriben en
serie en la memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y se
leen en serie por filas.
\vskip1.000000\baselineskip
4. Método según la reivindicación 3,
caracterizado porque el entrelazado en el tiempo se realiza
considerando posiciones piloto.
5. Método para la recepción de una señal de
difusión, que comprende;
recibir la señal de difusión incluyendo una
trama de señal, comprendiendo la trama de señal símbolos de datos de
preámbulo y símbolos de datos de servicio, teniendo los símbolos de
datos de preámbulo información de señalización L1 para señalizar los
símbolos de datos de servicio;
demodular la señal de difusión recibida mediante
el uso de un método de multiplexación por división de frecuencia
ortogonal, OFDM;
desentrelazar en el tiempo los símbolos de datos
de preámbulo de la trama de señal mediante una forma de giro de
fila-columna, comprendiendo la forma de giro de
fila-columna células de entrada que se escriben en
serie en una memoria de desentrelazado en una dirección diagonal, y
se leen en serie por filas;
demapear los símbolos de datos de preámbulo
desentrelazados en el tiempo en bits; y
\newpage
decodificar los bits mediante un esquema de
decodificación de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC,
acortado y perforado,
en el que el desentrelazado en el tiempo
comprende escribir los símbolos de datos de preámbulo en la memoria
de desentrelazado según direcciones en la memoria de desentrelazado,
caracterizado porque las direcciones se determinan tal como
sigue:
para el símbolo de entrada de orden i de la
memoria de desentrelazado,
donde Ci es un índice de columna y
Ri es un índice de fila para el símbolo de entrada de orden i, W es
un número de columnas de la memoria de desentrelazado, D es un
número de filas de la memoria de desentrelazado y Div
operation representa la operación de división que emite un
cociente después de la
división.
\vskip1.000000\baselineskip
6. Método según la reivindicación 5,
caracterizado porque comprende además;
entrelazar en el tiempo los símbolos de datos de
servicio mediante una forma de giro de fila-columna,
comprendiendo la forma de giro de fila-columna
células de entrada que se escriben en serie en la memoria de
desentrelazado en una dirección diagonal, y se leen en serie por
filas; y
codificar los símbolos de datos desentrelazados
en el tiempo mediante un esquema de comprobación de paridad de baja
densidad, LDPC.
\vskip1.000000\baselineskip
7. Método según la reivindicación 6,
caracterizado porque el desentrelazado en el tiempo se
realiza considerando posiciones piloto.
8. Transmisor para la transmisión de al menos
una señal de difusión que tiene datos de servicio para suministrar
datos de preámbulo y servicio, comprendiendo el transmisor
medios (102) para codificar los datos de
preámbulo;
medios (102) para entrelazar en el tiempo los
datos de preámbulo codificados mediante una forma de giro de
fila-columna, en el que la forma de giro de
fila-columna comprende células de entrada que se
escriben en una memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y
se leen en serie por filas;
medios (103) para formar una trama de señal
basándose en los datos de servicio y los datos de preámbulo
entrelazados en el tiempo;
medios (104) para modular la trama de señal
mediante un método de multiplexación por división de frecuencia
ortogonal (OFDM); y
medios (105) para transmitir la trama de señal
modulada,
en el que los medios (102) para entrelazar en el
tiempo realizan el entrelazado en el tiempo para los símbolos de
datos de preámbulo escribiendo los símbolos de datos de preámbulo en
una memoria de entrelazado según direcciones en la memoria de
entrelazado, y caracterizado porque las direcciones se
determinan tal como sigue:
para el símbolo de entrada de orden i de la
memoria de entrelazado,
donde Ci es un índice de columna y
Ri es un índice de fila para el símbolo de entrada de orden i, W es
un número de columnas de la memoria de entrelazado, D es un número
de filas de la memoria de entrelazado y Div operation
representa la operación de división que emite un cociente después de
la
división.
\vskip1.000000\baselineskip
9. Transmisor según la reivindicación 8,
caracterizado porque codificar los datos de preámbulo
comprende además codificar los datos de preámbulo mediante un
esquema de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC,
acortado/perforado.
10. Transmisor según la reivindicación 8,
caracterizado porque comprende además;
medios (102) para codificar los datos de
servicio;
medios (102) para entrelazar en el tiempo los
datos de servicio codificados mediante una forma de giro de
fila-columna, en el que la forma de giro de
fila-columna comprende células de entrada que se
escriben en serie en la memoria de entrelazado en una dirección
diagonal, y se leen en serie por filas.
\vskip1.000000\baselineskip
11. Transmisor según la reivindicación 8,
caracterizado porque los medios (102) para entrelazar en el
tiempo realizan el entrelazado en el tiempo sin considerar las
posiciones piloto.
12. Receptor para la recepción de una señal de
difusión, que comprende;
medios para recibir la señal de difusión
incluyendo una trama de señal, comprendiendo la trama de señal
símbolos de datos de preámbulo y símbolos de datos de servicio,
teniendo los símbolos de datos de preámbulo información de
señalización L1 para señalizar los símbolos de datos de
servicio,
medios (r104) para demodular la señal de
difusión recibida mediante el uso de un método de multiplexación por
división de frecuencia ortogonal, OFDM;
medios (r102) para desentrelazar en el tiempo
los símbolos de datos de preámbulo de la trama de señal mediante una
forma de giro de fila-columna, comprendiendo la
forma de giro de fila-columna células de entrada que
se escriben en serie en una memoria de desentrelazado en una
dirección diagonal, y se leen en serie por filas;
medios (r102) para demapear los símbolos de
datos de preámbulo desentrelazados en el tiempo en bits; y
medios (r102) para decodificar los bits usando
un esquema de decodificación de comprobación de paridad de baja
densidad, LDPC, acortado y perforado,
en el que los medios (r102) para desentrelazar
en el tiempo realizan desentrelazado en el tiempo para los símbolos
de datos de preámbulo escribiendo los símbolos de datos de preámbulo
en la memoria de desentrelazado según direcciones en la memoria de
desentrelazado, caracterizado porque las direcciones se
determinan tal como sigue:
para el símbolo de entrada de orden i de la
memoria de desentrelazado,
donde Ci es un índice de columna y
Ri es un índice de fila para el símbolo de entrada de orden i, W es
un número de columnas de la memoria de desentrelazado, D es un
número de filas de la memoria de desentrelazado y Div
operation representa la operación de división que emite un
cociente después de la
división.
\vskip1.000000\baselineskip
13. Receptor según la reivindicación 12,
caracterizado porque los medios (r102) para desentrelazar en
el tiempo realizan el desentrelazado en el tiempo de los símbolos de
datos de servicio mediante una forma de giro de
fila-columna, en el que las células de entrada se
escriben en serie en la memoria de desentrelazado en una dirección
diagonal, y se leen en serie por filas; y
los medios (r102) para decodificar realizan la
decodificación de los símbolos de datos desentrelazados en el tiempo
usando un esquema de decodificación LDPC.
\vskip1.000000\baselineskip
14. Receptor según la reivindicación 12,
caracterizado porque los medios (r102) para desentrelazar en
el tiempo realizan el desentrelazado en el tiempo sin considerar las
posiciones piloto.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US14473609P | 2009-01-15 | 2009-01-15 | |
US144736P | 2009-01-15 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
ES2374649T3 true ES2374649T3 (es) | 2012-02-20 |
Family
ID=41131831
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
ES09161875T Active ES2374649T3 (es) | 2009-01-15 | 2009-06-03 | Aparato para la transmisión y recepción de una señal y método de transmisión y recepción de una señal. |
Country Status (10)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP2209246B1 (es) |
KR (1) | KR101556166B1 (es) |
CN (1) | CN102282843B (es) |
AT (1) | ATE526744T1 (es) |
DK (1) | DK2209246T3 (es) |
ES (1) | ES2374649T3 (es) |
PL (1) | PL2209246T3 (es) |
PT (1) | PT2209246E (es) |
SI (1) | SI2209246T1 (es) |
WO (1) | WO2010082713A1 (es) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2536030A1 (en) * | 2011-06-16 | 2012-12-19 | Panasonic Corporation | Bit permutation patterns for BICM with LDPC codes and QAM constellations |
GB2515539A (en) * | 2013-06-27 | 2014-12-31 | Samsung Electronics Co Ltd | Data structure for physical layer encapsulation |
CN106416266B (zh) | 2014-06-02 | 2019-08-20 | Lg电子株式会社 | 发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法 |
WO2016140514A1 (en) * | 2015-03-02 | 2016-09-09 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Transmitter and segmentation method thereof |
CN109997401B (zh) * | 2016-11-29 | 2021-02-12 | 华为技术有限公司 | 通信方法、设备及系统 |
KR101927811B1 (ko) * | 2016-12-27 | 2018-12-11 | 국방과학연구소 | 에일리어싱을 활용한 부분 나이키스트 통신신호 획득 장치 및 그 제어 방법 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1131603C (zh) * | 2001-07-13 | 2003-12-17 | 清华大学 | 宽带多媒体业务的有线接入方法 |
JP5415280B2 (ja) | 2007-01-16 | 2014-02-12 | コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェ | データビット又はシンボルをインタリーブするためのシステム、装置及び方法 |
KR100921465B1 (ko) * | 2007-04-19 | 2009-10-13 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 방송 신호 송수신기 및 그 제어 방법 |
-
2009
- 2009-05-12 KR KR1020117018702A patent/KR101556166B1/ko active IP Right Grant
- 2009-05-12 WO PCT/KR2009/002513 patent/WO2010082713A1/en active Application Filing
- 2009-05-12 CN CN200980154690.3A patent/CN102282843B/zh active Active
- 2009-06-03 ES ES09161875T patent/ES2374649T3/es active Active
- 2009-06-03 DK DK09161875.1T patent/DK2209246T3/da active
- 2009-06-03 PL PL09161875T patent/PL2209246T3/pl unknown
- 2009-06-03 EP EP09161875A patent/EP2209246B1/en not_active Not-in-force
- 2009-06-03 PT PT09161875T patent/PT2209246E/pt unknown
- 2009-06-03 AT AT09161875T patent/ATE526744T1/de not_active IP Right Cessation
- 2009-06-03 SI SI200930126T patent/SI2209246T1/sl unknown
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DK2209246T3 (da) | 2012-01-23 |
KR20110104555A (ko) | 2011-09-22 |
PT2209246E (pt) | 2012-01-10 |
EP2209246B1 (en) | 2011-09-28 |
WO2010082713A1 (en) | 2010-07-22 |
CN102282843B (zh) | 2014-08-20 |
EP2209246A1 (en) | 2010-07-21 |
KR101556166B1 (ko) | 2015-09-30 |
SI2209246T1 (sl) | 2012-01-31 |
CN102282843A (zh) | 2011-12-14 |
PL2209246T3 (pl) | 2012-06-29 |
ATE526744T1 (de) | 2011-10-15 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
ES2436081T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal | |
ES2427164T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal | |
ES2372023T3 (es) | Aparato para la transmisión y recepción de una señal y método de transmisión y recepción de una señal. | |
ES2435841T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal | |
ES2385794T3 (es) | Aparato y método de transmisión y recepción de una señal de difusión | |
ES2429351T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método para transmitir y recibir una señal | |
ES2413756T3 (es) | Aparato y método para recibir una señal | |
ES2440796T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal | |
ES2394773T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método para transmitir y recibir una señal | |
ES2446392T3 (es) | Aparato y método para transmitir y recibir una señal de difusión | |
ES2406070T3 (es) | Aparato y método para transmitir y recibir una sañal de difusión | |
ES2432098T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal | |
ES2371387T3 (es) | Aparato para la transmisión y recepción de una señal y método de transmisión y recepción de una señal. | |
ES2436880T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal | |
ES2534105T3 (es) | Aparato y método para transmitir y recibir una señal de difusión | |
ES2385021T3 (es) | Aparato para la transmisión y recepción de una señal y método de transmisión y recepción de una señal | |
ES2395480T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método para transmitir y recibir una señal | |
ES2374649T3 (es) | Aparato para la transmisión y recepción de una señal y método de transmisión y recepción de una señal. | |
ES2425770T3 (es) | Aparato y método para transmitir y recibir una señal usando intercalado en el tiempo | |
ES2529097T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal | |
ES2445194T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal | |
ES2450057T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal | |
ES2394793T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método para transmitir y recibir una señal | |
ES2404182T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal |