ES2450057T3

ES2450057T3 - Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal

Info

Publication number: ES2450057T3
Application number: ES12195561.1T
Authority: ES
Inventors: Woo Suk Ko; Sang Chul Moon
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2008-11-13
Filing date: 2009-08-05
Publication date: 2014-03-21
Anticipated expiration: 2029-08-05
Also published as: CN102217306A; EP2187556A2; EP2187556A3; PL2568645T3; SI2568644T1; DK2568645T3; HRP20140159T1; PT2568644E; EP2187556B1; ES2453294T3; PL2568644T3; HRP20130169T1; EP2568645A1; ES2401243T3; SI2568645T1; EP2568644B1; EP2568644A1; DK2187556T3; EP2568645B1; HRP20140260T1

Abstract

Un método de transmisión de una señal de difusión de video digital para un sistema por cable a un receptor, quecomprende: codificar bits de datos de Conducto de Capa Física, PLP, mediante un esquema de codificación de comprobaciónde paridad de baja densidad, LDPC; correlacionar bits de datos de preámbulo en símbolos de datos de preámbulo y los bits de datos de PLP ensímbolos de datos de PLP; construir al menos un segmento de datos en base a los símbolos de datos de PLP, el segmento de datos quetransporta uno o múltiples datos de PLP; intercalar en tiempo los símbolos de datos de PLP dentro del segmento de datos; intercalar en frecuencia los símbolos de datos de PLP dentro del segmento de datos; construir una trama de señal en base a los símbolos de datos de preámbulo y los símbolos de datos de PLPintercalados en frecuencia dentro del segmento de datos, los símbolos de datos de preámbulo que comprendeninformación de señalización de Capa 1, L1, para señalizar el segmento de datos; insertar señales piloto en la trama de señal; modular la trama de señal, en la que se insertan las señales piloto, mediante un método de Multiplexación porDivisión de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y transmitir una señal incluyendo la trama de señal modulada.

Description

Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal

Antecedentes de la invención

Campo de la invención

La presente invención se refiere a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal, y más particularmente, a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal, que son capaces de mejorar la eficiencia de transmisión de datos.

Descripción de la técnica relacionada

A medida que se ha desarrollado la tecnología de difusión digital, los usuarios han recibido una imagen en movimiento de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo de compresión y un alto rendimiento de los componentes físicos, se proporcionará un entorno mejor a los usuarios en el futuro. Un sistema de televisión digital (DTV) puede recibir una señal de difusión digital y proporcionar una variedad de servicios complementarios a los usuarios así como una señal de vídeo y una señal de audio.

La Difusión de Video Digital (DVB)-C2 es la tercera especificación que se une a la familia de DVB de sistemas de transmisión de segunda generación. Desarrollada en 1994, hoy en día DVB-C está desplegada en más de 50 millones de sintonizadores de cable en todo el mundo. En línea con los otros sistemas DVB de segunda generación, DVB-C2 usa una combinación de códigos de Comprobación de paridad de baja densidad (LDPC) y BCH. Esta potente corrección de Errores sin Canal de Retorno (FEC) proporciona una mejora de alrededor de 5 dB de relación portadora a ruido sobre DVB-C. Esquemas apropiados de intercalado de bits optimizan la robustez general del sistema de FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se llaman Conductos de Capa Física (PLP). Uno o más de estos PLP se multiplexan en un segmento de datos. El intercalado de dos dimensiones (en los dominios del tiempo y de la frecuencia) se aplica a cada segmento permitiendo al receptor eliminar el impacto de los deterioros de ráfaga y la interferencia selectiva de frecuencia tal como una entrada de frecuencia única.

Con el desarrollo de estas tecnologías digitales de difusión, aumentó el requerimiento de un servicio tal como una señal de vídeo y señal de audio y aumentó gradualmente el tamaño de los datos deseados por los usuarios o el número de canales de difusión. Un documento titulado “Digital Video Broadcasting (DVB); Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)”, 1 de octubre de 2008 (), BORRADOR de la EN 302 755 V1.1.1 del ETSI describe un sistema DVB que usa una técnica OFDM.

Resumen de la invención

En consecuencia, la presente invención se dirige a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal que obvia sustancialmente uno o más problemas debidos a las limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.

Un objeto de la presente invención es proporcionar un método de transmisión de una señal de difusión a un receptor, que comprende: correlacionar bits de datos de preámbulo en símbolos de datos de preámbulo y bits de datos en símbolos de datos; construir al menos un segmento de datos en base a los símbolos de datos; intercalar en frecuencia los símbolos de datos a un nivel del segmento de datos; construir una trama de señal en base a los símbolos de datos de preámbulo y el segmento de datos, los símbolos de datos de preámbulo que comprenden información de señalización de Capa 1 (L1) para señalizar el segmento de datos; modular la trama de señal construida mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM); y transmitir la trama de señal modulada.

Otro aspecto de la presente invención proporciona un método de recepción de una señal de difusión, que comprende: demodular la señal recibida mediante el uso de un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM); obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, la trama de señal que comprende símbolos de preámbulo y símbolos de datos, en donde los símbolos de preámbulo tienen información de señalización de Capa 1 (L1), en donde los símbolos de datos están divididos en al menos un segmento de datos; desintercalar en frecuencia los símbolos de datos a un nivel del segmento de datos; descorrelacionar los símbolos de datos desintercalados en frecuencia en bits; y decodificar los bits mediante un esquema de decodificación LDPC (comprobación de paridad de baja densidad).

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un transmisor de transmisión de señal de difusión a un receptor, el transmisor que comprende: un correlacionador configurado para correlacionar bits de datos de preámbulo en símbolos de datos de preámbulo y bits de datos en símbolos de datos; un formador de segmento de datos configurado para construir al menos un segmento de datos en base a los símbolos de datos; un intercalador en frecuencia configurado para intercalar en frecuencia los símbolos de datos a un nivel del segmento de datos; un formador de tramas configurado para construir una trama de señal en base a los símbolos de datos de preámbulo y el segmento de datos, los símbolos de datos de preámbulo que comprenden información de señalización de Capa 1 (L1) para señalizar el segmento de datos; un modulador configurado para modular la trama de señal construida mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM); y una unidad de transmisión configurada para transmitir la trama de señal modulada.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un receptor de recepción de una señal de difusión, el receptor que comprende: un demodulador configurado para demodular la señal recibida mediante el uso de un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM); un Analizador sintáctico de tramas configurado para obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, la trama de señal que comprende símbolos de preámbulo y símbolos de datos, en donde los símbolos de preámbulo tienen información de señalización de Capa 1 (L1), en donde los símbolos de datos están divididos en al menos un segmento de datos; un desintercalador de frecuencia configurado para desintercalar en frecuencia los símbolos de datos a un nivel del segmento de datos; un descorrelacionador configurado para descorrelacionar los símbolos de datos desintercalados en frecuencia en bits; y un decodificador configurado para decodificar los bits mediante un esquema de decodificación LDPC (Comprobación de Paridad de Baja Densidad).

Breve descripción de los dibujos

Los dibujos anexos, que se incluyen para proporcionar una comprensión adicional de la invención y se incorporan en y constituyen una parte de esta solicitud, ilustran la(s) realización(es) de la invención y junto con la descripción sirven para explicar el principio de la invención. En los dibujos:

La Fig. 1 es un ejemplo de modulación de amplitud en Cuadratura -64 (QAM) usada en el DVB-T europeo. La Fig. 2 es un método de Código Gray Reflejado Binario (BRGC). La Fig. 3 una salida cerca de Gaussiana modificando la 64-QAM usada en DVB-T. La Fig. 4 es la distancia Hamming entre un par Reflejado en BRGC. La Fig. 5 es las características en QAM donde existe un par Reflejado para cada eje I y eje Q. La Fig. 6 es un método para modificar la QAM usando un par Reflejado de BRGC. La Fig. 7 es un ejemplo de 64/256/1024/4096-QAM modificada. Las Fig. 8-9 son un ejemplo de 64-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC. Las Fig. 10-11 son un ejemplo de 256-QAM modificada usando un par Reflejado de BRGC. Las Fig. 12-13 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0~511). Las Fig. 14-15 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512~1023). Las Fig. 16-17 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0~511). Las Fig. 18-19 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512~1023). Las Fig. 20-21 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1024~1535). Las Fig. 22-23 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1536~2047). Las Fig. 24-25 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2048~2559). Las Fig. 26-27 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2560~3071). Las Fig. 28-29 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3072~3583). Las Fig. 30-31 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (3584~4095). La Fig. 32 es un ejemplo de correlación de Bits de QAM Modificada donde 256-QAM se modifica usando BRGC. La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una constelación No uniforme. La Fig. 34 es un ejemplo de un sistema de transmisión digital. La Fig. 35 es un ejemplo de un procesador de entrada.

La Fig. 36 es una información que se puede incluir en banda Base (BB). La Fig. 37 es un ejemplo de BICM. La Fig. 38 es un ejemplo de un codificador acortado/perforado. La Fig. 39 es un ejemplo de aplicación de varias constelaciones. La Fig. 40 es otro ejemplo de casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. La Fig. 41 es una estructura de trama que comprende un preámbulo para la señalización de L1 y un símbolo de

datos para los datos de PLP. La Fig. 42 es un ejemplo de formador de tramas. La Fig. 43 es un ejemplo de inserción de piloto (404) mostrado en la Fig. 4. La Fig. 44 es una estructura de SP. La Fig. 45 es una nueva estructura de SP o Patrón Piloto (PP5'). La Fig. 46 es una estructura PP5' sugerida. La Fig. 47 es una relación entre el símbolo de datos y el preámbulo. La Fig. 48 es otra relación entre el símbolo de datos y el preámbulo. La Fig. 49 es un ejemplo de perfil de retardo del canal por cable. La Fig. 50 es una estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112. La Fig. 51 es un ejemplo de modulador basado en OFDM. La Fig. 52 es un ejemplo de estructura de preámbulo. La Fig. 53 es un ejemplo de decodificación de Preámbulo. La Fig. 54 es un proceso para el diseño de preámbulo más optimizado. La Fig. 55 es otro ejemplo de estructura de preámbulo. La Fig. 56 es otro ejemplo de decodificación de Preámbulo. La Fig. 57 es un ejemplo de estructura de Preámbulo. La Fig. 58 es un ejemplo de decodificación de L1. La Fig. 59 es un ejemplo de procesador analógico. La Fig. 60 es un ejemplo de sistema de receptor digital. La Fig. 61 es un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. La Fig. 62 es un ejemplo de demodulador. La Fig. 63 es un ejemplo de analizador sintáctico de tramas. La Fig. 64 es un ejemplo de demodulador de BICM. La Fig. 65 es un ejemplo de decodificación de LDPC usando acortado/perforado. La Fig. 66 es un ejemplo de procesador de salida. La Fig. 67 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 68 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 69 es una nueva tasa de repetición de bloque de L1 de 7,61 MHz. La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de trama.

La Fig. 71 es el resultado de la simulación de la estructura de L1 y del preámbulo. La Fig. 72 es un ejemplo de intercalador de símbolos. La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque de L1. La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 75 es un ejemplo de intercalado/desintercalado en frecuencia o tiempo. La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de

FECFRAME en la Inserción de Cabecera de ModCod (307) en el recorrido de los datos del módulo de BICM mostrado en la Fig. 3.

La Fig. 77 está mostrando una estructura para la cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de la tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 anteriormente mencionada.

La Fig. 79 está mostrando ejemplos de una trama de transmisión y una estructura de trama de FEC. La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa. La Fig. 82 está mostrando una estructura de bloque de señalización de L1. La Fig. 83 está mostrando un intercalado en tiempo de L1. La Fig. 84 está mostrando un ejemplo de extraer información de modulación y código. La Fig. 85 está mostrando otro ejemplo de señalización de L1 previa. La Fig. 86 está mostrando un ejemplo de programación del bloque de señalización de L1 que se transmite en un

preámbulo. La Fig. 87 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa donde se considera un aumento de potencia. La Fig. 88 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. La Fig. 89 está mostrando otro ejemplo de extraer información de modulación y código. La Fig. 90 está mostrando otro ejemplo de extraer información de modulación y código. La Fig. 91 está mostrando un ejemplo de sincronización de L1 previa.

Descripción de las realizaciones preferentes

Ahora se hará referencia en detalle a las realizaciones preferidas de la presente invención, ejemplos de las cuales se ilustran en los dibujos anexos. Siempre que sea posible, se usarán los mismos números de referencia en todos los dibujos para referirse a las mismas partes o similares.

En la siguiente descripción, el término "servicio" es indicativo de cualquiera de los contenidos de difusión que se pueden transmitir/recibir mediante el aparato de transmisión/recepción de señal.

La modulación de amplitud de cuadratura (QAM) que usa el Código Binario Reflejado Gray (BRGC) se usa como modulación en un entorno de transmisión de difusión donde se usa Modulación Codificada de Intercalado de Bits (BICM) convencional. La Fig. 1 muestra un ejemplo de 64-QAM usada en la DVB-T europea.

El BRGC se puede hacer usando el método mostrado en la Fig. 2. Un BRGC de n bits se puede hacer añadiendo un código inverso de BRGC de (n-1) bits (es decir, código reflejado) a una parte trasera de (n-1) bits, añadiendo ceros a una parte delantera de BRGC de (n-1) bits original, y añadiendo unos a una parte delantera de un código reflejado. El código BRGC hecho mediante este método tiene una distancia de Hamming entre códigos adyacentes de uno (1). Además, cuando se aplica el BRGC a la QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos que están más estrechamente adyacentes al punto, es uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos más estrechamente adyacentes al punto, es dos (2). Tales características de las distancias de Hamming entre un punto específico de la constelación y otros puntos adyacentes se pueden denominar como regla de correlación de Gray en QAM.

Para hacer un sistema robusto contra el Ruido Blanco Gaussiano Aditivo (AWGN), la distribución de las señales transmitidas desde un transmisor se puede hacer cercana a una distribución Gaussiana. Para ser capaces de hacer eso, se pueden modificar las ubicaciones de los puntos en la constelación. La Fig. 3 muestra una salida próxima a Gaussiana modificando la 64-QAM usada en DVB-T. Tal constelación se puede denominar como QAM No uniforme (NU-QAM).

Para hacer una constelación de QAM No uniforme, se puede usar la Función de Distribución Acumulativa Gaussiana (CDF). En el caso de 64, 256 o 1024 QAM, es decir, 2^N AM, la QAM se puede dividir en dos N-PAM independientes. Dividiendo la CDF Gaussiana en N secciones de probabilidad idéntica y permitiendo un punto de señal en cada sección para representar a la sección, se puede hacer a una constelación que tenga una distribución Gaussiana. En otras palabras, se puede definir la coordenada xj de la N-PAM no uniforme nuevamente definida como sigue:

La Fig. 3 es un ejemplo de transformación de 64QAM de DVB-T en NU-64QAM usando los métodos anteriores. La Fig. 3 representa un resultado de modificación de las coordenadas de cada eje I y eje Q usando los métodos anteriores y correlacionando los puntos de la constelación previos a las coordenadas nuevamente definidas. En el caso de 32, 128, o 512 QAM, es decir, QAM cruzada, la cual no es 2^N QAM, modificando adecuadamente Pj, se puede encontrar una nueva coordenada.

Una realización de la presente invención puede modificar la QAM que usa un BRGC usando las características del BRGC. Como se muestra en la Fig. 4, la distancia de Hamming entre un par Reflejado en BRGC es uno debido a que difiere solamente en un bit que se añade a la parte delantera de cada código. La Fig. 5 muestra las características en QAM donde existe el par Reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, el par Reflejado existe en cada lado de la línea negra de puntos.

Usando los pares Reflejados existentes en la QAM, se puede reducir una potencia media de una constelación QAM mientras que se mantiene la regla de correlación de Gray en QAM. En otras palabras, en una constelación donde una potencia media está normalizada como 1, se puede aumentar la distancia Euclideana mínima en la constelación. Cuando esta QAM modificada se aplica a los sistemas de difusión o de comunicación, es posible implementar o bien un sistema más robusto al ruido usando la misma energía que un sistema convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento que un sistema convencional pero que usa menos energía.

La Fig. 6 muestra un método de modificación de la QAM usando un par Reflejado de BRGC. La Fig. 6a muestra una constelación y la Fig. 6b muestra un diagrama de flujo para modificar la QAM usando un par Reflejado de BRGC. Primero, se tiene que encontrar un punto objetivo que tenga la potencia mayor entre puntos de la constelación. Los puntos candidatos son puntos donde ese punto objetivo puede moverse y son los puntos colindantes más cercanos del par reflejado del punto objetivo. Entonces, necesita ser encontrado un punto vacío (es decir, un punto que aún no está tomado por otros puntos) que tenga la potencia más pequeña entre los puntos candidatos y se comparan la potencia del punto objetivo y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es menor, el punto objetivo se mueve al punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia media de los puntos en la constelación alcance un mínimo mientras que se mantiene la regla de correlación de Gray.

La Fig. 7 muestra un ejemplo de 64/256/1024/4096-QAM modificada. Los valores corrrelacionados de Gray corresponden a las Fig. 8 ~ 31 respectivamente. Además de estos ejemplos, se pueden realizar otros tipos de QAM modificada que permiten la optimización de idéntica potencia. Esto es debido a que un punto objetivo puede moverse a múltiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida se puede aplicar a, no solamente la 64/256/1024/4096-QAM, sino también a una QAM cruzada, una QAM de mayor tamaño, o modulaciones que usan otro BRGC distinto de la QAM.

La Fig. 32 muestra un ejemplo de correlación de bits de QAM Modificada donde 256-QAM se modifica usando BRGC. La Fig. 32a y la Fig. 32b muestran correlaciones de los Bits Más Significativos (MSB). Los puntos indicados como círculos rellenos representan correlaciones de unos y puntos indicados como círculos en blanco representan correlaciones de ceros. De la misma manera, cada bit se correlaciona como se muestra en las figuras desde (a) hasta (h) en la Fig. 32, hasta que se correlacionan los Bits Menos Significativos (LSB). Como se muestra en la Fig. 32, la QAM modificada puede permitir la decisión de bits usando solamente los ejes I o Q como una QAM convencional, excepto para un bit que está próximo al MSB (Fig. 32c y Fig. 32d). Usando estas características, se puede hacer un receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Se puede implementar un receptor eficiente comprobando tanto los valores I como Q solamente cuando se determina el bit próximo al MSB y

calculando solamente I o Q para el resto de bits. Este método se puede aplicar a una LLR Aproximada, una LLR Exacta, o una decisión Severa.

Usando la QAM modificada o MQAM, que usa las características del BRGC anterior, se puede hacer una constelación No uniforme o NU-MQAM. En la ecuación anterior donde se usa una CDF Gaussiana, Pj se puede modificar para adaptar la MQAM. Al igual que la QAM, en la MQAM, se pueden considerar dos PAM que tienen eje I y eje Q. No obstante, a diferencia de la QAM donde un número de puntos que corresponden a un valor de cada eje PAM son idénticos, el número de puntos cambia en MQAM. Si un número de puntos que corresponde al valor de orden j de la PAM se define como nj en una MQAM donde existe un total de M puntos de la constelación, entonces Pj se puede definir como sigue:

Usando la Pj nuevamente definida, la MQAM se puede transformar en una constelación No uniforme. Pj se puede definir como sigue para el ejemplo de 256-MQAM.

La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de una MQAM en una constelación No uniforme. La NU-MQAM hecha usando estos métodos puede conservar las características de los receptores de MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. De esta manera, se puede implementar un receptor eficiente. Además, se puede implementar un sistema más robusto al ruido que la NU-QAM previa. Para un sistema transmisión de difusión más eficiente, es posible la hibridación de MQAM y NU-MQAM. En otras palabras, un sistema más robusto al ruido se puede implementar usando MQAM para un entorno donde se usa un código de corrección de errores con la tasa de código alta y usando la NU-MQAM de otro modo. Para tal caso, un transmisor puede permitir a un receptor tener información de la tasa de código de un código de corrección de errores usado actualmente y un tipo de modulación usado actualmente de manera que el receptor puede demodular según la modulación usada actualmente.

La Fig. 34 muestra un ejemplo de sistema de transmisión digital. Las entradas pueden comprender un número de flujos MPEG-TS o flujos GSE (Encapsulación General de Flujos). Un módulo de procesador de entrada 101 puede añadir parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar la programación para un módulo de BICM 102. El módulo de BICM 102 puede añadir redundancia e intercalar datos para la corrección de errores del canal de transmisión. Un formador de tramas 103 puede construir tramas añadiendo pilotos e información de señalización de capa física. Un modulador 104 puede realizar la modulación en los símbolos de entrada en métodos eficientes. Un procesador analógico 105 puede realizar diversos procesos para convertir las señales digitales de entrada en señales analógicas de salida.

La Fig. 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo MPEG-TS o GSE de entrada se puede transformar mediante el preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesarán independientemente. Cada uno de esos flujos pueden ser o bien una trama de TS completa que incluye múltiples componentes de servicios o una trama de TS mínima que incluye un componente de servicio (es decir, vídeo o audio). Además, cada uno de esos flujos puede ser un flujo de GSE que transmite o bien múltiples servicios o bien un único servicio.

El módulo de interfaz de entrada 202-1 puede asignar un número de bits de entrada igual a la capacidad máxima de campo de datos de una trama en Banda Base (BB). Se puede insertar un relleno para completar la capacidad de bloque de código de LDPC/BCH. El módulo de sincronización de flujo de entrada 203-1 puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del Flujo de Transporte (o Flujo Genérico empaquetado), para garantizar las tasas de bit y el retardo constantes extremo a extremo.

Para permitir que el Flujo de Transporte se recombine sin requerir memoria adicional en el receptor, los Flujos de Transporte de entrada se retardan mediante los compensadores de retardo 204-1~n considerando los parámetros de intercalado de los PLP de datos en un grupo y los PLP comunes correspondientes. Los módulos de eliminación de paquetes nulos 205-1~n pueden aumentar la eficiencia de transmisión eliminando el paquete nulo insertado para un caso de servicio de VBR (tasa variable de bit). Los módulos de codificador de Comprobación de Redundancia Cíclica (CRC) 206-1~n pueden añadir paridad de CRC para aumentar la fiabilidad de la transmisión de una trama en BB. Los módulos de inserción de cabecera en BB 207-1~n puede añadir una cabecera de trama en BB a una parte inicial de una trama en BB. La información que se puede incluir en la cabecera en BB se muestra en la Fig. 36.

Un módulo de Fusionador/segmentador 208 puede realizar la segmentación de la trama en BB de cada PLP, fusionando las tramas en BB a partir de múltiples PLP, y programando cada trama en BB dentro de una trama de transmisión. Por lo tanto, el módulo fusionador/segmentador 208 puede sacar la información de señalización de L1 que se refiere a la asignación del PLP en la trama. Por último, un módulo aleatorizador en BB 209 puede aleatorizar los flujos de bits de entrada para minimizar la correlación entre los bits dentro de los flujos de bits. Los módulos sombreados de la Fig. 35 son módulos usados cuando el sistema de transmisión usa un único PLP, los otros módulos en la Fig. 35 son módulos usados cuando el dispositivo de transmisión usa múltiples PLP.

La Fig. 37 muestra un ejemplo de módulo de BICM. La Fig. 37a muestra el recorrido de los datos y la Fig. 37b muestra el recorrido de L1 del módulo de BICM. Un módulo codificador externo 301 y un módulo codificador interno 303 pueden añadir redundancia a los flujos de bits de entrada para la corrección de errores. Un módulo intercalador externo 302 y un módulo intercalador interno 304 pueden intercalar bits para evitar error de ráfaga. El módulo intercalador Externo 302 se puede omitir si la BICM es específicamente para DVB-C2. Un módulo demultiplexor de bits 305 puede controlar la fiabilidad de cada bit sacado desde el módulo intercalador interno 304. Un módulo correlacionador de símbolos 306 puede correlacionar los flujos de bits de entrada en flujos de símbolos. En este momento, es posible usar cualquiera de una QAM convencional, una MQAM que usa el BRGC antes mencionado para mejora del rendimiento, una NU-QAM que usa modulación No uniforme, o una NU-MQAM que usa modulación No uniforme aplicada a BRGC para mejora del rendimiento. Para construir un sistema que sea más robusto frente al ruido, se pueden considerar combinaciones de modulaciones que usan MQAM y/o NU-MQAM dependiendo de la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de la constelación. En este momento, el módulo correlacionador de Símbolos 306 puede usar una constelación adecuada según la tasa de código y la capacidad de la constelación. La Fig. 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones.

El Caso 1 muestra un ejemplo de uso de NU-MQAM solamente a una tasa de código baja para la implementación simplificada del sistema. El Caso 2 muestra un ejemplo de uso de una constelación optimizada a cada tasa de código. El transmisor puede enviar información sobre la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de la constelación al receptor de manera que el receptor pueda usar una constelación adecuada. La Fig.40 muestra otro ejemplo de los casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. Además de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para optimizar el sistema.

El módulo de inserción de Cabecera de ModCod 307 mostrado en la Fig. 37 puede tomar información de realimentación de codificación y modulación Adaptativa (ACM)/codificación y modulación Variable (VCM) y añadir información de parámetros usada en la codificación y la modulación a un bloque de FEC como cabecera. La cabecera de tipo Modulación/Índice de código (ModCod) puede incluir la siguiente información:

* Tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta

*: Índice de código (3 bits)

*: Modulación (3 bits) - hasta a 64K QAM

*: Identificador de PLP (8 bits)

El módulo intercalador de Símbolos 308 puede realizar el intercalado en el dominio de símbolos para obtener efectos de intercalado adicionales. Procesos similares realizados en el recorrido de los datos se pueden realizar en el recorrido de la señalización de L1 pero con parámetros posiblemente diferentes (301-1 ~ 308-1). En este punto, se puede usar un módulo de código acortado/perforado (303-1) para código interno.

La Fig. 38 muestra un ejemplo de codificación de LDPC que usa acortamiento/perforación. El proceso de acortamiento se puede realizar en los bloques de entrada que tienen menos bits que un número requerido de bits para la codificación de LDPC de tantos bits cero requeridos para la codificación de LDPC se puede rellenar (301c). Los flujos de bits de entrada Rellenados con Ceros pueden tener bits de paridad a través de la codificación de LDPC (302c). En este momento, para los flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, los ceros se pueden eliminar (303c) y para los flujos de bits de paridad, se puede realizar una perforación (304c) según las tasas de código. Estos flujos de bits de información y flujos de bits de paridad procesados se pueden multiplexar en las secuencias originales y sacar (305c).

La Fig. 41 muestra una estructura de trama que comprende un preámbulo para la señalización de L1 y un símbolo de datos para los datos de PLP. Se puede ver que el preámbulo y los símbolos de datos se generan cíclicamente, usando una trama como unidad. Los símbolos de datos comprenden un PLP de tipo 0 que se transmite usando una modulación/codificación fija y un PLP de tipo 1 que se transmite usando una modulación/codificación variable. Para un PLP de tipo 0, la información tal como la modulación, el tipo de FEC, y la tasa de código FEC se transmiten en el preámbulo (ver la Fig. 42 inserción de cabecera de Trama 401). Para un PLP de tipo 1, la información correspondiente se puede transmitir en la cabecera de bloque de FEC de un símbolo de datos (ver la Fig. 37 inserción de cabecera de ModCod 307). Mediante la separación de los tipos de PLP, la sobrecarga de ModCod se

puede reducir en un 3~4% de una tasa de transmisión total, para un PLP de tipo 0 que se transmite a una tasa fija. En un receptor, para un PLP de modulación/codificación fija de un PLP de tipo 0, el extractor de cabecera de Trama r401 mostrado en la Fig. 63 puede extraer información sobre la Modulación y la tasa de código FEC y proporcionar la información extraída a un módulo de decodificación de BICM. Para un PLP de modulación/codificación variable de un PLP de tipo 1, los módulos de extracción de ModCod, r307 y r307-1 mostrados en la Fig. 64 pueden extraer y proporcionar los parámetros necesarios para la decodificación de BICM.

La Fig. 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un módulo de inserción de cabecera de trama 401 puede formar una trama a partir de los flujos de símbolos de entrada y puede añadir una cabecera de trama en la parte delantera de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente información:

*: Número de canales unidos (4 bits)

*: Intervalo de guarda (2 bits)

*: PAPR (2 bits)

*: Patrón Piloto (2 bits)

*: Identificación del Sistema Digital (16 bits)

*: Identificación de trama (16 bits)

*: Longitud de trama (16 bits) - número de símbolos de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM) por trama

*: Longitud de supertrama (16 bits) -número de tramas por supertrama

*: número de PLP (8 bits)

*: para cada PLP identificación de PLP (8 bits) Identificador de unión de canales (4 bits) inicio PLP (9 bits) tipo de PLP (2 bits) - PLP común u otros tipo de carga útil de PLP (5 bits) tipo de MC (1 bit) - modulación y codificación fija/variable si el tipo de MC == modulación y codificación fija

tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta

Índice de código (3 bits)

Modulación (3 bits) - hasta 64K QAM

fin sí;

Número de canales de ranura (2 bits)

para cada ranura

Inicio de ranura (9 bits)

Anchura de ranura (9 bits) fin para; anchura de PLP (9 bits) - número máximo de bloques de FEC de PLP tipo de intercalado en tiempo de PLP (2 bits)

fin para;

* CRC-32 (32 bits)

Se supone un entorno de unión de canales para la información de L1 transmitida en la cabecera de trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por lo tanto, la información tal como el identificador de PLP, el identificador de unión de canales, y la dirección de inicio de PLP se requieren para cada canal usado en la unión. Una realización de esta invención sugiere transmitir el campo de ModCod en la cabecera de trama de FEC si el tipo de PLP soporta modulación/codificación variable y transmitir el campo de ModCod en la cabecera de Trama si el tipo de PLP soporta modificación/codificación fija para reducir la sobrecarga de señalización. Además, si existe una banda de Ranura para cada PLP, mediante la transmisión de la dirección de inicio de Ranura y su anchura, puede llegar a ser innecesario decodificar las portadoras correspondientes en el receptor.

La Fig. 43 muestra un ejemplo de Patrón Piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de unión de canales. Como se muestra, si las posiciones de SP son coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo, puede producirse una estructura de piloto irregular.

La Fig. 43a muestra un ejemplo de módulo de inserción de piloto 404 como se muestra en la Fig. 42. Como se representa en la Fig. 43, si se usa una banda de frecuencia única (por ejemplo, de 8 MHz), el ancho de banda disponible es de 7,61 MHz, pero si se unen múltiples bandas de frecuencia, las bandas de guarda se pueden eliminar, de esta manera, la eficiencia de frecuencia puede aumentar extremadamente. La Fig. 43b es un ejemplo de módulo de inserción de preámbulo 504 como se muestra en la Fig. 51 que se transmite a la parte delantera de la trama e incluso con unión de canales, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es el ancho de banda del bloque de L1. Esta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza el barrido inicial de canal.

Los Patrones Piloto existen tanto para el Preámbulo como para los Símbolos de Datos. Para el símbolo de datos, se pueden usar patrones piloto dispersos (SP). El Patrón Piloto 5 (PP5) y el Patrón Piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para la interpolación solamente en frecuencia. PP5 tiene x=12, y=4, z=48 para GI=1/64 y PP7 tiene x=24, y=4, z=96 para GI=1/128. También es posible una interpolación en tiempo adicional para una mejor estimación de canal. Los patrones piloto para el preámbulo pueden cubrir todas las posiciones de piloto posibles para la adquisición inicial de canales. Además, las posiciones de piloto de preámbulo deberían ser coincidentes con las posiciones SP y se desea un único patrón piloto tanto para el preámbulo como para el SP. Los pilotos de preámbulo también se podrían usar para interpolación en tiempo y cada preámbulo podría tener un patrón piloto idéntico. Estos requerimientos son importantes para la detección C2 en el barrido y necesarios para la estimación del desplazamiento de frecuencia con correlación de secuencia de aleatorización. En un entorno de unión de canales, la coincidencia en las posiciones de piloto también se debería mantener para la unión de canales porque la estructura de piloto irregular puede degradar el rendimiento de la interpolación.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un símbolo OFDM es de 48 y si una distancia y entre SP correspondientes a una portadora de SP específica a lo largo del eje de tiempo es de 4, una distancia efectiva x después de la interpolación en el tiempo llega a ser de 12. Esto es cuando una fracción del intervalo de guarda (GI) es 1/64. Si la fracción del GI es 1/128, se puede usar x=24, y=4 y z=96. Si se usa unión de canales, las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo generando puntos no continuos en la estructura de piloto disperso.

En este momento, las posiciones de piloto de preámbulo pueden ser coincidentes con todas las posiciones SP de símbolo de datos. Cuando se usa unión de canales, el segmento de datos donde se transmite un servicio, se puede determinar con independencia de la granularidad del ancho de banda de 8 MHz. No obstante, para reducir la sobrecarga para el direccionamiento del segmento de datos, se puede elegir iniciar la transmisión desde la posición de SP y finalizar en la posición SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el módulo de estimación de canal r501 mostrado en la Fig. 62 puede realizar la interpolación en tiempo para obtener los pilotos mostrados en las líneas de puntos en la Fig. 43 y realizar la interpolación en frecuencia. En este momento, para puntos no continuos de los que se indican los intervalos como 32 en la Fig. 43, se puede implementar o bien realizar interpolaciones en la izquierda y derecha separadamente o bien realizar interpolaciones solamente en un lado luego realizar la interpolación en el otro lado usando las posiciones de piloto ya interpoladas de las que el intervalo es 12 como un punto de referencia. En este momento, la anchura del segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, de esta manara, un receptor puede minimizar el consumo de energía realizando la estimación de canal y decodificando solamente las subportadoras necesarias.

La Fig. 44 muestra otro ejemplo de PP5 aplicado en el entorno de unión de canales o una estructura de SP para mantener la distancia efectiva x como 12 para evitar la estructura de SP irregular mostrada en la Fig. 43 cuando se

usa unión de canales. La Fig. 44a es una estructura de SP para símbolo de datos y la Fig. 44b es una estructura de SP para símbolo de preámbulo.

Como se muestra, si la distancia de SP se mantiene consistente en el caso de unión de canales, no habrá ningún problema en la interpolación en frecuencia pero las posiciones de piloto entre símbolo de datos y preámbulo no pueden ser coincidentes. En otras palabras, esta estructura no requiere estimación de canal adicional para una estructura de SP irregular, no obstante, las posiciones SP usadas en unión de canales y las posiciones de piloto de preámbulo llegan a ser diferentes para cada canal.

La Fig. 45 muestra una nueva estructura de SP o PP5' para proporcionar una solución a los dos problemas antes mencionados en el entorno de unión de canales. Específicamente, una distancia de piloto de x=16 pueden resolver esos problemas. Para conservar la densidad del piloto o para mantener la misma sobrecarga, un PP5' puede tener x=16, y=3, z=48 para GI=1/64 y un PP7' puede tener x=16, y=6, z=96 para GI=1/128. La capacidad de interpolación solamente en frecuencia todavía se puede mantener. Las posiciones de piloto se representan en la Fig. 45 para comparación con la estructura PP5.

La Fig. 46 muestra un ejemplo de un nuevo Patrón SP o estructura PP5' en un entorno de unión de canales. Como se muestra en la figura 46, si o bien se usa un único canal o bien una unión de canales, se puede proporcionar una distancia de piloto efectiva de x=16. Además, debido a que las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo, se puede evitar el deterioro de la estimación de canal causado por la irregularidad de SP o las posiciones SP no coincidentes. En otras palabras, no existe posición SP irregular para el interpolador en frecuencia y se proporciona coincidencia entre el preámbulo y las posiciones de SP.

Consecuentemente, los nuevos patrones de SP propuestos pueden ser ventajosos porque el único patrón SP se puede usar tanto para el canal único como unido; no se puede causar una estructura piloto irregular, de esta manera es posible una buena estimación de canal; tanto el preámbulo como las posiciones de piloto de SP se pueden mantener coincidentes; la densidad de piloto se puede mantener la misma que para PP5 y PP7 respectivamente; y la capacidad de interpolación solamente de frecuencia también se puede conservar.

Además, la estructura de preámbulo puede cumplir los requerimientos de manera que las posiciones de piloto de preámbulo deberían cubrir todas las posiciones de SP posibles para la adquisición del canal inicial; el número máximo de portadoras debería ser de 3409 (7,61 MHz) para el barrido inicial; se deberían usar exactamente los mismos patrones piloto y secuencia de aleatorización para la detección C2; y no se requiere un preámbulo específico de detección como P1 en T2.

En términos de relación con la estructura de trama, la granularidad de posición del segmento de datos se puede modificar a 16 portadoras más que 12, de esta manera, puede haber menos sobrecarga de direccionamiento de posición y ningún otro problema con respecto a la condición de segmento de datos, condición de intervalo Nulo etc se puede esperar.

Por lo tanto, en el módulo de estimación de canal r501 de la Fig. 62, se pueden usar pilotos en cada preámbulo cuando se realiza la interpolación en tiempo del SP del símbolo de datos. Por lo tanto, se pueden mejorar la adquisición de canal y la estimación de canal en los límites de la trama.

Ahora, con respecto a los requerimientos relacionados con el preámbulo y la estructura del piloto, hay consenso en que las posiciones de pilotos de preámbulo y SP deberían coincidir con independencia de la unión de canales; el número de portadoras totales en el bloque de L1 debería ser divisible por la distancia de piloto para evitar una estructura irregular en el borde de la banda; los bloques de L1 se deberían repetir en el dominio de la frecuencia; y los bloques de L1 deberían ser siempre decodificables en una posición de ventana de sintonizador arbitraria. Requerimientos adicionales serían que las posiciones y los patrones piloto se deberían repetir en períodos de 8 MHz; el desplazamiento correcto de frecuencia portadora se debería estimar sin el conocimiento de unión de canales; y la decodificación (reordenamiento) de L1 es imposible antes de que se compense el desplazamiento de frecuencia.

La Fig. 47 muestra una relación entre el símbolo de datos y el preámbulo cuando se usan las estructuras de preámbulo como se muestra en la Fig. 52 y la Fig. 53. El bloque de L1 se puede repetir en períodos de 6 MHz. Para una decodificación de L1, se deberían encontrar tanto el desplazamiento de frecuencia como el patrón de desplazamiento de Preámbulo. La decodificación de L1 no es posible en la posición arbitraria del sintonizador sin información de unión de canales y un receptor no puede diferenciar entre el valor de desplazamiento de preámbulo y el desplazamiento de frecuencia.

De esta manera, un receptor, específicamente para el extractor de cabecera de Trama r401 mostrado en la Fig. 63 para realizar la decodificación de señal de L1, la estructura de unión de canales se necesita obtener. Debido a que se conoce la cantidad de desplazamiento de preámbulo esperada en dos regiones sombreadas verticalmente en la Fig. 47, el módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de la

frecuencia portadora. En base a la estimación, el recorrido de la señalización de L1 (r308-1 ~ r301-1) en la Fig. 64 puede decodificar la L1.

La Fig. 48 muestra una relación entre el símbolo de datos y el preámbulo cuando se usa la estructura de preámbulo como se muestra en la Fig. 55. El bloque de L1 se puede repetir en períodos de 8 MHz. Para la decodificación de L1, se necesita encontrar el desplazamiento de frecuencia solamente y puede no ser requerido el conocimiento de la unión de canales. El desplazamiento de frecuencia se puede estimar fácilmente usando una secuencia conocida de la Secuencia Binaria Pseudo-Aleatoria (PRBS). Como se muestra en la Fig. 48, el preámbulo y los datos de símbolos están alineados, de esta manera, la búsqueda de sincronización adicional puede llegar a ser innecesaria. Por lo tanto, para un receptor, específicamente para el módulo extractor de cabecera de Trama r401 mostrado en la Fig. 63, es posible que solamente el pico de correlación con la secuencia de aleatorización piloto necesite ser obtenido para realizar la decodificación de señal de L1. El módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de la frecuencia portadora desde la posición de pico.

La Fig. 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable.

Desde el punto de vista del diseño de piloto, el GI actual ya protege en exceso la dispersión de retardo del canal por cable. En el caso peor, rediseñar el modelo de canal puede ser una opción. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia de piloto debería ser un divisor de 3584 portadoras (z=32 o 56). Una densidad de piloto de z=32 puede aumentar la sobrecarga de piloto, de esta manera, se puede elegir z=56. La cobertura de retardo ligeramente menor puede no ser importante en un canal por cable. Por ejemplo, puede ser de 8 !s para PP5' y 4 !s para PP7' comparado con 9,3 !s (PP5) y 4,7 !s (PP7). Se pueden cubrir retardos significativos tanto por los patrones piloto incluso en un caso peor. Para la posición de piloto de preámbulo, no son necesarias más que todas las posiciones de SP en el símbolo de datos.

Si se puede ignorar el recorrido del retardo de -40 dB, la difusión de retardo real puede llegar a ser de 2,5 !s, 1/64 GI= 7 !s, o 1/128 GI = 3,5 !s. Esto muestra que el parámetro de distancia de piloto, z=56 puede ser un valor lo bastante bueno. Además, z=56 puede ser un valor conveniente para la estructuración del patrón piloto que permite la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48.

La Fig. 50 muestra la estructura de piloto disperso que utiliza z=56, z=112 que se construye en el módulo de inserción de piloto 404 en la Fig. 42. Se proponen PP5' (x=14, y=4, z=56) y PP7' (x=28, y=4, z=112). Se podrían insertar portadoras de borde para cerrar el borde.

Como se muestra en la Fig. 50, los pilotos están alineados a 8 MHz de cada borde de la banda, cada posición de piloto y estructura de piloto se puede repetir cada 8 MHz. De esta manera, esta estructura puede soportar la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48. Además, se puede usar una estructura de piloto común entre el preámbulo y los símbolos de datos. Por lo tanto, el módulo de estimación de canal r501 en la Fig. 62 puede realizar la estimación de canal usando la interpolación en el preámbulo y los símbolos de datos debido a que no puede ocurrir ningún patrón piloto irregular, con independencia de la posición de la ventana que se decide por las ubicaciones de segmento de datos. En este momento, usar solamente la interpolación de frecuencia puede ser suficiente para compensar la distorsión de canal a partir de la dispersión de retardo. Si se realiza adicionalmente una interpolación en el tiempo, se puede realizar una estimación de canal más precisa.

Consecuentemente, en el nuevo patrón piloto propuesto, la posición y el patrón piloto se pueden repetir en base a un período de 8 MHz. Un patrón piloto único se puede usar tanto para el preámbulo como los símbolos de datos. La decodificación de L1 siempre puede ser posible sin el conocimiento de unión de canales. Además, el patrón piloto propuesto puede no afectar en el común de los casos con T2 porque se puede usar la misma estrategia piloto del patrón piloto disperso; T2 ya usa 8 patrones piloto diferentes; y puede no ser aumentada la complejidad del receptor significativamente por los patrones piloto modificados. Para una secuencia de aleatorización de piloto, el período de PRBS puede ser 2047 (secuencia m); la generación de PRBS se puede restablecer cada 8 MHz, de los cuales el período es 3584; la tasa de repetición de piloto de 56 puede ser también coprincipal con 2047; y se puede no esperar ningún problema de PAPR.

La Fig. 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de símbolos de entrada se pueden transformar en el dominio del tiempo por el módulo IFFT 501. Si es necesario, se puede reducir la relación de potencia pico a media (PAPR) en el módulo de reducción de PAPR 502. Para los métodos de PAPR, se puede usar una extensión de constelación Activa (ACE) o una reserva de tono. El módulo de inserción de GI 503 puede copiar una última parte del símbolo OFDM efectivo para llenar el intervalo de guarda en forma de prefijo cíclico.

El módulo de inserción de preámbulo 504 puede insertar el preámbulo en la parte delantera de cada trama transmitida de manera que un receptor puede detectar la señal digital, la trama y adquirir la adquisición de desplazamiento de tiempo/frecuencia. En este momento, la señal de preámbulo puede realizar la señalización de capa física tal como el tamaño FFT (3 bits) y el tamaño de intervalo de guarda (3 bits). El módulo de inserción de Preámbulo 504 se puede omitir si el modulador es específicamente para DVB-C2.

La Fig. 52 muestra un ejemplo de una estructura de preámbulo para la unión de canales, generada en el módulo de inserción de preámbulo 504 en la Fig. 51. Un bloque de L1 completo debería ser "siempre decodificable" en cualquier posición arbitraria de la ventana de sintonización de 7,61 MHz y no debería ocurrir ninguna pérdida de señal de L1 con independencia de la posición de la ventana del sintonizador. Como se muestra, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en períodos de 6 MHz. El símbolo de datos puede ser de unión de canales para cada 8 MHz. Si, para la decodificación de L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador r603 representado en la Fig. 61 que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el extractor de cabecera de Trama r401 en la Fig. 63 necesita volver a asignar el bloque de L1 desplazado cíclico recibido (Fig. 53) a su forma original. Esta reasignación es posible debido a que el bloque de L1 se repite para cada bloque de 6MHz. La Fig. 53a se puede reordenar en la Fig. 53b.

La Fig. 54 muestra un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado. La estructura de preámbulo de la Fig. 52 usa solamente 6MHz del ancho de banda total del sintonizador de 7,61 MHz para la decodificación de L1. En términos de eficiencia espectral, el ancho de banda del sintonizador de 7,61 MHz no se utiliza plenamente. Por lo tanto, puede haber una optimización adicional en eficiencia espectral.

La Fig. 55 muestra otro ejemplo de estructura de preámbulo o estructura de símbolo de preámbulo para eficiencia espectral total, generada en el módulo de Inserción de Cabecera de Trama 401 en la Fig. 42. Al igual que el símbolo de datos, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en períodos de 8 MHz. Un bloque de L1 completo es aún "siempre decodificable" en cualquier posición de la ventana de sintonización arbitraria de 7,61 MHz. Después de la sintonización, los datos de 7,61 MHz se pueden considerar como código perforado virtualmente. Tener exactamente el mismo ancho de banda tanto para el preámbulo como los símbolos de datos y exactamente la misma estructura de piloto tanto para el preámbulo como los símbolos de datos puede maximizar la eficiencia espectral. Se pueden mantener sin cambios otros rasgos tales como la propiedad desplazada cíclica y no enviar el bloque de L1 en caso de ningún segmento de datos. En otras palabras, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de los símbolos de datos o, como se muestra en la Fig. 57, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (aquí, es de 7,61 MHz). El ancho de banda del sintonizador se puede definir como un ancho de banda que corresponde a un número total de portadoras activas cuando se usa un único canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede corresponder al número de portadoras activas totales (aquí, es de 7,61 MHz).

La Fig. 56 muestra un código perforado virtualmente. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque de L1 de 8 MHz se pueden considerar como codificados perforados. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la Fig. 61 usa un ancho de banda de 7,61 para la decodificación de L1, el extractor de cabecera de Trama r401 en la Fig. 63 necesita reasignar el bloque de L1 recibido, desplazado cíclico en la forma original como se muestra en la Fig. 56. En este momento, la decodificación de L1 se realiza usando el ancho de banda entero del sintonizador. Una vez que el bloque de L1 se reasigna, un espectro del bloque de L1 reasignado puede tener una región en blanco dentro del espectro como se muestra en la parte superior derecha de la Fig. 56 porque un tamaño original del bloque de L1 es de ancho de banda de 8 MHz.

Una vez que la región en blanco se rellena de ceros, o bien después del desintercalado en el dominio de símbolos mediante el desintercalador en frecuencia r403 en la Fig. 63 o bien por el desintercalador de símbolos r308-1 en la Fig. 64 o después del desintercalado en el dominio de bits por el descorrelacionador de símbolos r306-1, el multiplexor de bits r305-1, y el desintercalador interno r304-1 en la Fig. 64, el bloque puede tener una forma que parece estar perforada como se muestra en la parte inferior derecha de la Fig. 56.

Este bloque de L1 se puede decodificar en el módulo de decodificación perforado/acortado r303-1 en la Fig. 64. Usando estas estructuras de preámbulo, se puede utilizar el ancho de banda del sintonizador entero, de esta manera se pueden aumentar la eficiencia espectral y la ganancia de codificación. Además, se pueden usar un ancho de banda idéntico y una estructura de piloto para el preámbulo y los símbolos de datos.

Además, si el ancho de banda de preámbulo o el ancho de banda de los símbolos de preámbulo se establece como un ancho de banda de sintonizador como se muestra en la Fig. 58, (es de 7,61 MHz en el ejemplo), se puede obtener un bloque de L1 completo después de la reasignación incluso sin perforación. En otras palabras, para una trama que tiene símbolos de preámbulo, en donde los símbolos de preámbulo tienen al menos un bloque de capa 1 (L1), se puede decir que, el bloque de L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de banda de Radiofrecuencia (RF) de 8MHz.

De esta manera, se pueden maximizar la eficiencia espectral y el rendimiento de decodificación de L1. En otras palabras, en un receptor, la decodificación se puede realizar en el módulo de decodificación perforado/acortado r303-1 en la Fig.64, después de realizar solamente el desintercalado en el dominio de símbolos.

Consecuentemente, la nueva estructura de preámbulo propuesta puede ser ventajosa porque es totalmente compatible con el preámbulo usado previamente excepto que el ancho de banda es diferente; los bloques de L1 se repiten en períodos de 8 MHz; el bloque L1 puede ser siempre decodificable con independencia de la posición de la ventana del sintonizador; se puede usar el ancho de banda completo del sintonizador para la decodificación de L1; la

eficiencia espectral máxima puede garantizar más ganancia de codificación; el bloque de L1 incompleto se puede considerar como codificado perforado; la misma y simple estructura de piloto se puede usar tanto para el preámbulo como los datos; y se puede usar un ancho de banda idéntico tanto para el preámbulo como para los datos.

La Fig. 59 muestra un ejemplo de un procesador analógico. Un módulo DAC 601 puede convertir la entrada de señal digital en señal analógica. Después el ancho de banda de frecuencia de transmisión se convierte ascendentemente

(602) y se puede transmitir la señal filtrada analógica (603).

La Fig. 60 muestra un ejemplo de un sistema de receptor digital. La señal recibida se convierte en señal digital en un módulo de proceso analógico r105. Un demodulador r104 puede convertir la señal en datos en el dominio de la frecuencia. Un analizador sintáctico de tramas r103 puede quitar los pilotos y las cabeceras y permitir la selección de información de servicio que necesita ser decodificada. Un demodulador de BICM r102 puede corregir errores en el canal de transmisión. Un procesador de salida r101 puede restaurar el flujo de servicio y la información de temporización transmitidos originalmente.

La Fig. 61 muestra un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. Un módulo Sintonizador/AGC r603 puede seleccionar el ancho de banda de frecuencia deseado de la señal recibida. Un módulo de conversión descendente r602 puede restaurar la banda base. Un módulo ADC r601 puede convertir la señal analógica en señal digital.

La Fig. 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un módulo de detección de trama r506 puede detectar el preámbulo, comprobar si existe una señal digital correspondiente, y detectar un inicio de una trama. Un módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 puede realizar la sincronización en los dominios de tiempo y de la frecuencia. En este momento, para la sincronización en el dominio del tiempo, se puede usar una correlación del intervalo de guarda. Para la sincronización en dominio de la frecuencia, se puede usar la correlación o se puede estimar el desplazamiento a partir de la información de la fase de una subportadora que se transmite en el dominio de la frecuencia. Un módulo de extracción de preámbulo r504 puede extraer el preámbulo de la parte delantera de la trama detectada. Un módulo de extracción de GI r503 puede extraer el intervalo de guarda. Un módulo de FFT r501 puede transformar la señal en el dominio del tiempo en una señal en el dominio de la frecuencia. Un módulo de estimación/ecualización de canal r501 puede compensar los errores estimando la distorsión en el canal de transmisión usando el símbolo piloto. El módulo de extracción de Preámbulo r504 se puede omitir si el demodulador es específicamente para DVB-C2.

La Fig. 63 muestra un ejemplo de analizador sintáctico de tramas. Un módulo de extracción piloto r404 puede extraer un símbolo piloto. Un módulo de desintercalado de frecuencia r403 puede realizar el desintercalado en el dominio de la frecuencia. Un fusionador de símbolos OFDM r402 puede restaurar una trama de datos a partir de los flujos de símbolos transmitidos en símbolos OFDM. Un módulo de extracción de cabecera de tramas r401 puede extraer la señalización de la capa física de la cabecera de cada trama transmitida y quitar la cabecera. La información extraída se puede usar como parámetros para los siguientes procesos en el receptor.

La Fig. 64 muestra un ejemplo de un demodulador de BICM. La Fig. 64a muestra un recorrido de los datos y la Fig. 64b muestra un recorrido de la señalización de L1. Un desintercalador de símbolos r308 puede realizar el desintercalado en el dominio de símbolos. Un extractor de ModCod r307 puede extraer parámetros de ModCod de la parte delantera de cada trama en BB y hacer que los parámetros estén disponibles para los siguientes procesos de decodificación y demodulación adaptativa/variable. Un descorrelacionador de símbolos r306 puede descorrelacionar los flujos de símbolos de entrada en flujos de Relación de Probabilidad de Registro (LLR) de bits. Los flujos de LLR de bits de Salida se pueden calcular usando una constelación usada en un correlacionador de Símbolos 306 del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM o NU-MQAM anteriormente mencionada, calculando tanto el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit más cercano del MSB y calculando o bien el eje I o bien el eje Q cuando se calculan los bits restantes, se puede implementar un descorrelacionador de símbolos eficiente. Este procedimiento se puede aplicar a, por ejemplo, una LLR Aproximada, una LLR exacta, o una decisión Severa.

Cuando se usa una constelación optimizada según la capacidad de la constelación y la tasa de código del código de corrección de errores en el correlacionador de Símbolos 306 del transmisor, el descorrelacionador de Símbolos r306 del receptor puede obtener una constelación que usa la tasa de código y la información de capacidad de la constelación transmitida desde el transmisor. El multiplexor de bits r305 del receptor puede realizar una función inversa del demultiplexor de bits 305 del transmisor. El desintercalador interno r304 y el desintercalador externo r302 del receptor pueden realizar funciones inversas del intercalador interno 304 y el intercalador externo 302 del transmisor, respectivamente para obtener el flujo de bits en su secuencia original. El desintercalador externo r302 se puede omitir si el demodulador de BICM es específicamente para DVB-C2.

El decodificador interno r303 y el decodificador externo r301 del receptor pueden realizar procesos de decodificación correspondientes al codificador interno 303 y el codificador externo 301 del transmisor, respectivamente, para corregir errores en el canal de transmisión. Procesos similares a los realizados en el recorrido de los datos se pueden realizar en el recorrido de la señalización de L1, pero con diferentes parámetros (r308-1 ~ r301-1). En este

punto, como se explica en la parte del preámbulo, se puede usar un módulo de código acortado/perforado r303-1 para la decodificación de señal de L1.

La Fig. 65 muestra un ejemplo de decodificación de LDPC usando acortamiento/perforación. Un demultiplexor r301a puede sacar separadamente la parte de información y la parte de paridad del código sistemático a partir de los flujos de bits de entrada. Para la parte de información, se puede realizar un relleno de ceros (r302a) según un número de flujos de bits de entrada del decodificador de LDPC, para la parte de paridad, los flujos de bits de entrada (r303a) para el decodificador de LDPC se pueden generar desperforando la parte perforada. La decodificación de LDPC (r304a) se puede realizar sobre flujos de bits generados, se puede extraer y sacar (r305a) los ceros en la parte de información.

La Fig. 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un desaleatorizador en BB r209 puede restaurar (209) los flujos de bits aleatorizados en el transmisor. Un Divisor r208 puede restaurar las tramas en BB que corresponden a múltiples PLP que se multiplexan y transmiten desde el transmisor según el recorrido del PLP. Para cada recorrido del PLP, un extractor de cabecera en BB r207-1~n puede extraer la cabecera que se transmite en la parte delantera de la trama en BB. Un decodificador de CRC r206-1~n puede realizar la decodificación de CRC y hacer fiables las tramas en BB disponibles para la selección. Unos módulos de inserción de paquetes Nulos r205-1~n pueden restaurar los paquetes nulos que fueron extraídos para una mayor eficiencia de transmisión en su ubicación original. Unos módulos de recuperación de Retardo r204-1~n pueden restaurar un retardo que existe entre cada recorrido de PLP.

Unos módulos de recuperación de reloj de salida r203-1~n pueden restaurar la temporización original del flujo de servicios a partir de la información temporal transmitida desde los módulos de sincronización de flujos de entrada 203-1~n. Unos módulos de interfaz de salida r202-1~n pueden restaurar los datos en el paquete de TS/GS a partir de los flujos de bits de entrada que se segmentan en la trama en BB. Unos módulos de proceso posterior de salida r201-1~n pueden restaurar múltiples flujos de TS/GS en un flujo de TS/GS completo, si es necesario. Los bloques sombreados mostrados en la Fig. 66 representan módulos que se pueden usar cuando un PLP único se procesa en un momento y el resto de los bloques representan los módulos que se pueden usar cuando se procesan múltiples PLP al mismo tiempo.

Los patrones piloto de preámbulo se diseñaron cuidadosamente para evitar un aumento de PAPR, de esta manera, necesita ser considerado si la tasa de repetición de L1 puede aumentar la PAPR. El número de bits de información de L1 varía dinámicamente según la unión de canales, el número de los PLP, etc. En detalle, es necesario considerar cosas tales como que el tamaño de bloque de L1 fijo puede introducir una sobrecarga innecesaria; la señalización de L1 se debería proteger más firmemente que los símbolos de datos; y el intercalado en el tiempo del bloque de L1 puede mejorar la robustez sobre el deterioro de canal tal como la necesidad ruido impulsivo.

Para una tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz, como se muestra en la Fig. 67, la eficiencia espectral completa (26,8% de aumento de BW) se presenta con una perforación virtual pero la PAPR se puede aumentar dado que el ancho de banda de L1 es el mismo que aquél de los símbolos de datos. Para la tasa de repetición de 8 MHz, se puede usar un intercalado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para el común de los casos y el mismo patrón puede repetirse por sí mismo en un período de 8 MHz después del intercalado.

Para una tasa de repetición de bloque de L1 de 6 MHz, como se muestra en la Fig. 68, se puede presentar una eficiencia espectral reducida sin perforado virtual. Un problema similar de PAPR que para el caso de 8 MHz puede ocurrir dado que los anchos de banda de L1 y de símbolo de datos comparten LCM=24 MHz. Para la tasa de repetición de 6 MHz, el intercalado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 se puede usar para el común de los casos y el mismo patrón puede repetirse por sí mismo en un período de 24 MHz después del intercalado.

La Fig. 69 muestra una nueva tasa de repetición del bloque de L1 de 7,61 MHz o de ancho de banda de sintonizador completo. Una eficiencia espectral completa (26,8% de aumento de BW) se puede obtener sin perforación virtual. Puede no haber ningún problema de PAPR dado que los anchos de banda de L1 y de símbolos de datos comparten LCM ∀ 1704 MHz. Para la tasa de repetición de 7,61 MHz, se puede usar el intercalado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para el común de los casos y el mismo patrón puede repetirse por sí mismo en períodos de alrededor de 1704 MHz después del intercalado.

La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de trama. Cada información en la señalización de L1 se puede transmitir al receptor y se puede usar como un parámetro de decodificación. Especialmente, la información se puede usar en el recorrido de la señal de L1 mostrado en la Fig. 64 y los PLP se pueden transmitir en cada segmento de datos. Se puede obtener un aumento de robustez para cada PLP.

La Fig. 72 es un ejemplo de un intercalador de símbolos 308-1, como se muestra en el recorrido de la señalización de L1 en la Fig. 37 y también puede ser un ejemplo de su correspondiente desintercalador de símbolos r308-1 como se muestra en el recorrido de la señalización de L1 en la Fig. 64. Los bloques con líneas inclinadas representan bloques de L1 y los bloques sólidos representan las portadoras de datos. Los bloques de L1 se pueden transmitir no solamente dentro de un único preámbulo, sino que también se pueden transmitir dentro de múltiples bloques OFDM.

Dependiendo de un tamaño del bloque de L1, el tamaño del bloque de intercalado puede variar. En otras palabras, el num_L1_sym y la extensión de L1 pueden ser diferentes uno de otro. Para minimizar sobrecarga innecesaria, los datos se pueden transmitir dentro del resto de las portadoras de los símbolos OFDM donde se transmite el bloque de L1. En este punto, la eficiencia espectral plena se puede garantizar debido a que el ciclo de repetición del bloque de L1 es todavía un ancho de banda de sintonizador completo. En la Fig. 72, los números en los bloques con líneas inclinadas representan el orden de los bits dentro de un único bloque de LDPC.

Consecuentemente, cuando los bits están escritos en una memoria de intercalado en la dirección de las filas según un índice de símbolos como se muestra en la Fig. 72 y se leen en la dirección de las columnas según un índice de portadora, se puede obtener un efecto de intercalado de bloque. En otras palabras, un bloque de LDPC se puede intercalar en el dominio del tiempo y el dominio de la frecuencia y entonces se puede transmitir. El num_L1_sym puede ser un valor predeterminado, por ejemplo, se puede fijar un número entre 2~4 como un número de símbolos OFDM. En este punto, para aumentar la granularidad del tamaño de bloque de L1, se puede usar un código de LDPC perforado/acortado que tiene una longitud mínima de la palabra de código para la protección de L1.

La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de un bloque de L1. La Fig. 73 ilustra la Fig. 72 en el dominio de trama. Como se muestra en la Fig. 73a, los bloques de L1 se pueden extender en el ancho de banda del sintonizador completo o como se muestra en la Fig. 73b, los bloques de L1 pueden estar parcialmente extendidos y el resto de las portadoras se pueden usar para la portadora de datos. En cualquier caso, se puede ver que la tasa de repetición del bloque de L1 puede ser idéntica a un ancho de banda de sintonizador completo. Además, para los símbolos OFDM que usan señalización de L1 incluyendo el preámbulo, solamente se puede realizar intercalado de símbolos mientras que no se permite transmisión de datos en esos símbolos OFDM. Consecuentemente, para el símbolo OFDM usado para la señalización de L1, un receptor puede decodificar la L1 realizando el desintercalado sin decodificación de datos. En este punto, el bloque de L1 puede transmitir señalización de L1 de la trama actual o señalización de L1 de una trama posterior. En el lado del receptor, los parámetros de L1 decodificados a partir del recorrido de decodificación de la señalización de L1 mostrado en la Fig. 64 se pueden usar para decodificar el proceso para el recorrido de los datos desde el analizador sintáctico de tramas de la trama posterior.

En resumen, en un transmisor, el intercalado de los bloques de la región de L1 se puede realizar escribiendo bloques en una memoria en una dirección de las filas y leyendo los bloques escritos desde la memoria en una dirección de las columnas. En un receptor, el desintercalado de los bloques de la región L1 se puede realizar escribiendo bloques en una memoria en una dirección de las columnas y leyendo los bloques escritos desde la memoria en una dirección de las filas. Las direcciones de lectura y escritura del transmisor y receptor se pueden intercambiar.

Cuando se realiza una simulación con suposiciones tales como CR=1/2 para la protección de L1 y para el común de los casos de T2; correlación de símbolos 16-QAM; densidad de piloto de 6 en el Preámbulo; número de LDPC corta implica que se hace la cantidad requerida de perforación/acortamiento, se pueden obtener resultados o conclusiones tales como que solamente el preámbulo para la transmisión de L1 puede no ser suficiente; el número de símbolos OFDM depende de la cantidad del tamaño de bloque de L1; la palabra de código de LDPC más corta (por ejemplo, información de 192 bits) entre el código acortado/perforado se puede usar para flexibilidad y granularidad fina; y se puede añadir Relleno si se requiere con una sobrecarga insignificante. El resultado se resume en la Fig. 71.

Consecuentemente, para una tasa de repetición de bloque de L1, un ancho de banda de sintonizador completo sin perforación virtual puede ser una buena solución y aún puede no surgir un problema de PAPR con la eficiencia espectral completa. Para la señalización de L1, la estructura de señalización eficiente puede permitir una configuración máxima en un entorno de unión de 8 canales, 32 ranuras, 256 segmentos de datos, y 256 PLP. Para la estructura de bloque de L1, la señalización de L1 flexible se puede implementar según el tamaño de bloque de L1. El intercalado en tiempo se puede realizar para mejorar la robustez para el común de los casos de T2. Menos sobrecarga puede permitir la transmisión de datos en el preámbulo.

El intercalado de bloques del bloque de L1 se puede realizar para mejorar la robustez. El intercalado se puede realizar con un número predefinido fijo de símbolos de L1 (num_L1_sym) y un número de portadoras extendido por la L1 como un parámetro (L1_span). La misma técnica se usa para el intercalado de preámbulo de P2 en DVB-T2.

Se puede usar el bloque de L1 de tamaño variable. El tamaño puede ser adaptable a la cantidad de bits de señalización de L1, provocando una sobrecarga reducida. La eficiencia espectral completa se puede obtener sin problemas de PAPR. Menos de 7,61 MHz de repetición puede significar que se puede enviar más redundancia pero no se usa. Puede no surgir un problema de PAPR debido a la tasa de repetición de 7,61 MHz para el bloque de L1.

La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Esta Fig. 74 es diferente de la Fig. 70 en que el campo L1_span que tiene 12 bits está dividido en dos campos. En otras palabras, el campo L1_span está divido en una L1_column que tiene 9 bits y una L1_row con 3 bits. La L1_column representa el índice de portadora que se extiende la L1. Debido a que segmento de datos comienza y termina cada 12 portadoras, que es la densidad de piloto, los 12 bits de sobrecarga se pueden reducir en 3 bits para alcanzar 9 bits.

La L1_row representa el número de símbolos OFDM donde se extiende la L1 cuando se aplica el intercalado en tiempo. Consecuentemente, el intercalado en tiempo se puede realizar dentro de un área de L1_columns multiplicada por L1_rows. Alternativamente, un tamaño total de bloques de L1 se puede transmitir de manera que L1_span mostrada en la Fig. 70 se puede usar cuando no se realiza el intercalado en tiempo. Para tal caso, el tamaño de bloque de L1 es 11.776 x 2 bits en el ejemplo, de esta manera es suficiente 15 bits. Consecuentemente, el campo L1_span puede estar compuesto de 15 bits.

La Fig. 75 es un ejemplo de intercalado/desintercalado en frecuencia o tiempo. La Fig. 75 muestra una parte de una trama de transmisión entera. La Fig. 75 también muestra la unión de múltiples anchos de banda de 8 MHz. Una trama puede constar de un preámbulo que transmite bloques de L1 y un símbolo de datos que transmite datos. Los diferentes tipos de símbolos de datos representan segmentos de datos para diferentes servicios. Como se muestra en la Fig. 75, el preámbulo transmite bloques de L1 en cada 7,61 MHz.

Para el preámbulo, el intercalado en frecuencia o tiempo se realiza dentro de los bloques de L1 y no se realiza entre bloques de L1. Es decir, para el preámbulo, se puede decir que el intercalado se realiza a nivel de bloque de L1. Esto permite decodificar los bloques de L1 transmitiendo los bloques de L1 dentro de un ancho de banda de ventana de sintonizador incluso cuando la ventana de sintonizador se ha movido a una ubicación aleatoria dentro de un sistema de unión de canales.

Para decodificar un símbolo de datos en un ancho de banda de ventana del sintonizador aleatorio, no debería ocurrir un intercalado entre segmentos de datos. Es decir, para segmentos de datos, se puede decir que el intercalado se realiza a nivel de segmento de datos. Consecuentemente, el intercalado en frecuencia y el intercalado en tiempo se deberían realizar dentro de un segmento de datos. Por lo tanto, un intercalador de símbolos 308 en un recorrido de los datos de un módulo de BICM del transmisor como se muestra en la Fig. 37 puede realizar el intercalado de símbolos para cada segmento de datos. Un intercalador de símbolos 308-1 en un recorrido de la señal de L1 puede realizar el intercalado de símbolos para cada bloque de L1.

Un intercalador de frecuencia 403 mostrado en la Fig. 42 necesita realizar el intercalado en el preámbulo y los símbolos de datos separadamente. Específicamente, para el preámbulo, el intercalado en frecuencia se puede realizar para cada bloque de L1 y para un símbolo de datos, el intercalado en frecuencia se puede realizar para cada segmento de datos. En este punto, el intercalado en tiempo en el recorrido de los datos o el recorrido de la señal de L1 puede no ser realizado considerando el modo de baja latencia.

La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de la señalización de L1 que se transmite en una cabecera de FECFRAME en el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307 en el recorrido de los datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. Como se ve en la Fig. 76, para el bloque de LDPC corta (tamaño = 16200), puede ocurrir una sobrecarga máxima del 3,3% que puede no ser insignificante. En el análisis, se suponen 45 símbolos para la protección de FECFRAME y el preámbulo es una señalización de L1 específica de trama C2 y la cabecera de FECFRAME es una señalización de L1 específica de FECFRAME, es decir, Mod, Cod, y el identificador del PLP.

Para reducir la sobrecarga de L1, se pueden considerar planteamientos según dos tipos de segmentos de Datos. Para casos de tipo ACM/VCM y múltiples PLP, la trama se puede mantener la misma que para la cabecera de FECFRAME. Para casos de tipo ACM/VCM y PLP único, el identificador de PLP se puede extraer de la cabecera de FECFRAME, provocando una reducción de la sobrecarga de hasta 1,8%. Para casos de tipo CCM y múltiples PLP, el campo de Mod/Cod se puede quitar de la cabecera de FECFRAME, provocando una reducción de sobrecarga de hasta un 1,5%. Para casos de tipo CCM y PLP único, no se requiere cabecera de FECFRAME, de esta manera, se puede obtener una reducción de sobrecarga de hasta el 3,3%.

En una señalización de L1 acortada, se puede transmitir o bien Mod/Cod (7 bits) o bien el identificador de PLP (8 bits), pero puede ser demasiado corta para obtener cualquier ganancia de codificación. No obstante, es posible no requerir sincronización porque los PLP pueden estar alineados con la trama de la transmisión C2; toda ModCod de cada PLP se puede conocer a partir del preámbulo; y un simple cálculo puede permitir la sincronización con la FECFRAME específica.

La Fig. 77 está mostrando una estructura para una cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. En la Fig. 77, los bloques con líneas inclinadas y el Formador de FECFRAME representan un diagrama de bloques de detalle del módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307 en el recorrido de los datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. Los bloques sólidos representan un ejemplo de módulo de codificación interna 303, intercalador interno 304, demultiplexor de bits 305, y correlacionador de símbolos 306 en el recorrido de los datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. En este punto, se puede realizar la señalización de L1 acortada porque la CCM no requiere un campo de Mod/Cod y el PLP único no requiere un identificador de PLP. En esta señal de L1 con un número reducido de bits, la señal de L1 se puede repetir tres veces en el preámbulo y se puede realizar una modulación BPSK, de esta manera, es posible una señalización muy robusta. Finalmente, el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307 puede insertar la cabecera generada en cada trama FEC. La Fig. 84 está

mostrando un ejemplo del módulo de extracción de ModCod r307 en el recorrido de los datos del módulo de demodulación de BICM mostrado en la Fig. 64.

Como se muestra en la Fig. 84, la cabecera de FECFRAME se puede analizar sintácticamente (r301b), entonces los símbolos que transmiten información idéntica en símbolos repetidos se pueden retardar, alinear, y entonces combinar (combinación Rake r302b). Finalmente, cuando se realiza una demodulación BPSK (r303b), el campo de señal de L1 recibida se puede restaurar y este campo de señal de L1 restaurado se puede enviar al controlador del sistema para ser usado como parámetros para la decodificación. La FECFRAME analizada sintácticamente se puede enviar al descorrelacionador de símbolos.

La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de la tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 anteriormente mencionada. Se puede ver que se obtienen alrededor de 4,8 dB de ganancia de SNR a través de una repetición de tres veces. La SNR requerida es de 8,7 dB para BER=1E-11.

La Fig. 79 está mostrando ejemplos de tramas de transmisión y estructuras de trama FEC. Las estructuras de trama FEC mostradas en el lado superior derecho de la Fig. 79 representan la cabecera de FECFRAME insertada mediante el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307 en la Fig. 37. Se puede ver que dependiendo de diversas combinaciones de condiciones es decir, tipo CCM o ACM/VCM y único o múltiples PLP, se puede insertar diferente tamaño de cabeceras. O bien, se puede no insertar una cabecera. Las tramas de transmisión formadas según los tipos de segmento de datos y mostradas en el lado inferior izquierdo de la Fig. 79 se pueden formar por el módulo de inserción de cabecera de Trama 401 del formador de Tramas como se muestra en la Fig. 42 y el módulo fusionador/segmentador 208 del procesador de entrada mostrado en la Fig. 35. En este punto, la FECFRAME se puede transmitir según diferentes tipos de segmento de datos. Usando este método, se puede reducir un máximo del 3,3% de sobrecarga. En el lado superior derecho de la Fig. 79, se muestran cuatro tipos diferentes de estructuras, pero una persona experta en la técnica entendería que éstos son solamente ejemplos, y cualquiera de estos tipos o sus combinaciones se pueden usar para el segmento de datos.

En el lado receptor, el módulo de extracción de cabecera de Trama r401 del módulo analizador sintáctico de Tramas como se muestra en la Fig. 63 y el módulo de extracción de ModCod r307 del módulo de demodulación de BICM mostrado en la Fig. 64 pueden extraer un parámetro de campo de ModCod que se requiere para la decodificación. En este punto, según los tipos de segmento de datos de transmisión se pueden extraer los parámetros de trama. Por ejemplo, para el tipo CCM, los parámetros se pueden extraer a partir de la señalización de L1 que se transmite en el preámbulo y para el tipo ACM/VCM, los parámetros se pueden extraer a partir de la cabecera de FECFRAME.

Como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 79, la estructura de fecframe se puede dividir en dos grupos, en los que el primer grupo es las tres estructuras de trama superiores con cabecera y el segundo es la última estructura de trama sin cabecera.

La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 que se puede transmitir dentro del preámbulo mediante el módulo de inserción de cabecera de Trama 401 del módulo formador de Tramas mostrado en la Fig. 42. Esta señalización de L1 es diferente de la señalización de L1 previa en que el tamaño del bloque de L1 se puede transmitir en bits (L1_size, 14 bits); es posible encender/apagar el intercalado en tiempo en el segmento de datos (dslice_time_intrlv, 1 bit); y definiendo el tipo de segmento de datos (dslice_type, 1 bit), se reduce la sobrecarga de señalización de L1. En este punto, cuando el tipo de segmento de datos es CCM, el campo de Mod/Cod se puede transmitir dentro del preámbulo más que dentro de la cabecera de FECFRAME (plp_mod (3 bits), plp_fec_type (1 bit), plp_cod (3 bits)).

En el lado receptor, el decodificador interno acortado/perforado r303-1 de la demodulación de BICM como se muestra en la Fig. 64 puede obtener el primer bloque de LDPC, que tiene un tamaño de bloque de L1 fijo, transmitido dentro del preámbulo, a través de la decodificación. Los números y el tamaño del resto de los bloques de LDPC también se pueden obtener.

El intercalado en tiempo se puede usar cuando se necesitan múltiples símbolos OFDM para la transmisión de L1 o cuando hay un segmento de datos de intercalado en tiempo. Es posible un encendido/apagado flexible del intercalado en tiempo con una bandera de intercalado. Para el intercalado en tiempo del preámbulo, se pueden requerir una bandera de intercalado en tiempo (1 bit) y un número de símbolos OFDM intercalados (3 bits), de esta manera, se pueden proteger un total de 4 bits de una forma similar para una cabecera FECFRAME acortada.

La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa que se puede realizar en el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307-1 en el recorrido de los datos del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques con líneas inclinadas y el Formador de Preámbulo son ejemplos del módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques sólidos son ejemplos del módulo de inserción de cabecera de Trama 401 del formador de Tramas como se muestra en la Fig.

42.

También, los bloques sólidos pueden ser ejemplos del módulo de código interno acortado/perforado 303-1, intercalador interno 304-1, demultiplexor de bits 305-1, y correlacionador de símbolos 306-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37.

Como se ve en la Fig. 81, la señal de L1 que se transmite en el preámbulo se puede proteger usando codificación LDPC acortada/perforada. Se pueden insertar parámetros relacionados en la Cabecera en forma de L1 previa. En este punto, solamente se pueden transmitir los parámetros de intercalado en tiempo en la Cabecera del preámbulo. Para asegurar más robustez, se puede realizar una repetición cuatro veces. En el lado receptor, para ser capaz de decodificar la señal de L1 que se transmite en el preámbulo, el módulo de extracción de ModCod r307-1 en el recorrido de la señalización de L1 de la demodulación de BICM como se muestra en la Fig. 64 necesita usar el módulo de decodificación mostrado en la Fig. 84. En este punto, debido a que hay una repetición cuatro veces a diferencia de la cabecera de FECFRAME de decodificación anterior, se requiere un proceso de recepción Rake que sincroniza los símbolos repetidos cuatro veces y añadir los símbolos.

La Fig. 82 muestra una estructura del bloque de señalización de L1 que se transmite desde el módulo de inserción de cabecera de Trama 401 del módulo formador de Tramas como se muestra en la Fig. 42. Está mostrando un caso donde no se usa ningún intercalado en tiempo en un preámbulo. Como se muestra en la Fig. 82, se pueden transmitir diferentes tipos de bloques de LDPC en el orden de las portadoras. Una vez que un símbolo OFDM se forma y transmite entonces se forma y transmite un siguiente símbolo OFDM. Para que el último símbolo OFDM sea transmitido, si hay cualquier portadora pendiente, esas portadoras se pueden usar para la transmisión de datos o se puede rellenar de forma ficticia. El ejemplo en la Fig. 82 muestra un preámbulo que consta de tres símbolos OFDM. En un lado receptor, para este caso de no intercalado, se puede omitir el desintercalador de símbolos r308-1 en el recorrido de la señalización de L1 del demodulador de BICM como se muestra en la Fig. 64.

La Fig. 83 muestra un caso donde se realiza el intercalado en tiempo de L1. Como se muestra en la Fig. 83, el intercalado de bloques se puede realizar de una manera que forma un símbolo OFDM para índices de portadora idénticos que entonces forman unos símbolos OFDM para los siguientes índices de portadora. Como en el caso donde no se realiza ningún intercalado, si hay cualquier portadora pendiente, esas portadoras se pueden usar para la transmisión de datos o se pueden rellenar de forma ficticia. En un lado receptor, para este caso de no intercalado, el desintercalador de símbolos r308-1 en el recorrido de la señalización de L1 del demodulador de BICM mostrado en la Fig. 64 puede realizar el desintercalado de bloques leyendo los bloques de LDPC en orden creciente de los números de los bloques de LDPC.

Además, puede haber al menos dos tipos de segmentos de datos. El segmento de datos tipo 1 tiene dslice_type = 0 en los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos no tiene cabecera de XFECFrame y tiene sus valores mod/cod en campos de señalización de L1. El segmento de datos tipo 2 tiene dslice_type = 1 en los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos tiene cabecera de XFECFrame y tiene sus valores mod/cod en la cabecera de XFECFrame.

XFECFrame significa Trama de XFEC (Corrección de Errores sin Canal de Retorno Compleja) y mod/Cod significa tipo de modulación/tasa de código.

En un receptor, un analizador sintáctico de tramas puede formar una trama a partir de las señales demoduladas. La trama tiene símbolos de datos y los símbolos de datos pueden tener un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera de XFECFrame. También, un receptor puede extraer un campo para indicar si realizar el desintercalado en tiempo sobre los símbolos de preámbulo o no realizar el desintercalado en tiempo sobre los símbolos de preámbulo, desde la L1 de los símbolos de preámbulo.

En un transmisor, un formador de tramas puede construir una trama. Los símbolos de datos de la trama comprenden un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera XFECFrame. Además, un campo para indicar si realizar el intercalado en tiempo sobre símbolos de preámbulo o no realizar el intercalado en tiempo sobre símbolos de preámbulo se puede insertar en la L1 de los símbolos de preámbulo.

Por último, para el código acortado/perforado para el módulo de inserción de cabecera de Trama 401 del formador de Tramas mostrado en la Fig. 42, un tamaño mínimo de palabra de código que puede obtener ganancia de codificación se puede determinar y se puede transmitir en un primer bloque de LDPC. De esta manera, para el resto de bloques de LDPC los tamaños se pueden obtener de ese tamaño de bloque de L1 transmitido.

La Fig. 85 está mostrando otro ejemplo de señalización de L1 previa que se puede transmitir desde el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37. La Fig.85 es diferente de la Fig. 81 en que se ha modificado el mecanismo de protección de parte de la Cabecera. Como se ve en la Fig. 85, la información de tamaño de bloque de L1 L1_size (14 bits) no se transmite en el bloque de L1, sino que se transmite en la Cabecera. En la Cabecera, también se puede transmitir la información de intercalado en tiempo de 4 bits. Para un total de 18 bits de entrada, el código BCH (45, 18) que saca 45 bits se

usa y copia para los dos recorridos y finalmente, se correlaciona en QPSK. Para el recorrido Q, se puede realizar un desplazamiento cíclico de 1 bit para ganancia de diversidad y se puede realizar una modulación de PRBS según la palabra de sincronización. Un total de 45 símbolos QPSK se pueden sacar de estas entradas del recorrido I/Q. En este punto, si la profundidad de intercalado en tiempo se fija como un número de preámbulos que se requiere para transmitir el bloque de L1, L1_span (3bits) que indica que la profundidad de intercalado en tiempo puede no necesitar ser transmitida. En otras palabras, solamente se puede transmitir la bandera de encendido/apagado de intercalado de tiempo (1 bit). En un lado receptor, comprobando solamente un número de preámbulos transmitidos, sin usar la L1_span, se puede obtener la profundidad de desintercalado en tiempo.

La Fig. 86 está mostrando un ejemplo de programación de bloque de señalización de L1 que se transmite en el preámbulo. Si un tamaño de información de L1 que se puede transmitir en un preámbulo es Nmax, cuando el tamaño de L1 es menor que Nmax, un preámbulo puede transmitir la información. No obstante, cuando el tamaño de L1 es mayor que Nmax, la información de L1 se puede dividir igualmente de manera que el sub-bloque de L1 dividido es menor que Nmax, entonces el sub-bloque de L1 dividido se puede transmitir en un preámbulo. En este punto, para una portadora que no se usa debido a que la información de L1 es más pequeña que Nmax, no se transmiten datos.

En su lugar, como se muestra en la Fig. 88, la potencia de las portadoras que transmiten un bloque de L1 se puede aumentar para mantener una potencia total de señal de preámbulo igual a la potencia de símbolo de datos. El factor de aumento de potencia se puede variar dependiendo del tamaño de L1 transmitido y un transmisor y un receptor pueden tener un valor fijo de este factor de aumento de potencia. Por ejemplo, si solamente se usan la mitad de las portadoras totales, el factor de aumento de potencia puede ser dos.

La Fig. 87 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa donde se considera el aumento de potencia. Cuando se compara con la Fig. 85, se puede ver que la potencia del símbolo QPSK se puede aumentar y enviar al formador de preámbulo.

La Fig. 89 está mostrando otro ejemplo de módulo de extracción de ModCod r307-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de demodulación de BICM mostrado en la Fig. 64. A partir del símbolo de preámbulo de entrada, la FECFRAME de señalización de L1 se puede sacar en el descorrelacionador de símbolos y solamente se puede decodificar parte de la cabecera.

Para el símbolo de cabecera de entrada, se puede realizar una descorrelación QPSK y se puede obtener el valor de la Relación de Probabilidad de Registro (LLR). Para el recorrido Q, se puede realizar la demodulación de PRBS según la palabra de sincronización y se puede realizar un proceso inverso del desplazamiento cíclico de 1 bit para la restauración.

Estos dos valores de recorrido I/Q alineados se pueden combinar y se puede obtener una ganancia de SNR. La salida de la decisión severa se puede introducir dentro del decodificador de BCH. El decodificador de BCH puede restaurar 18 bits de L1 previa a partir de los 45 bits de entrada.

La Fig. 90 está mostrando una contraparte, el extractor de ModCod de un receptor. Cuando se compara con la Fig. 89, el control de potencia se puede realizar en los símbolos de entrada del descorrelacionador QPSK para restaurar desde el nivel de potencia aumentado por el transmisor a su valor original. En este punto, el control de potencia se puede realizar considerando un número de portadoras usadas para la señalización de L1 en un preámbulo y tomando un inverso del factor de aumento de potencia obtenido de un transmisor. El factor de aumento de potencia establece la potencia del preámbulo y la potencia de símbolo de datos idénticas una con otra.

La Fig. 91 está mostrando un ejemplo de sincronización de L1 previa que se puede realizar en el módulo de extracción de ModCod r307-1 sobre el recorrido de la señalización de L1 del módulo de demodulación de BICM mostrado en la Fig. 64. Este es un proceso de sincronización para obtener una posición de inicio de la Cabecera en un preámbulo. Los símbolos de entrada pueden ser descorrelacionados QPSK entonces para el recorrido Q de salida, se puede realizar un inverso de un desplazamiento cíclico de 1 bit y se puede realizar la alineación. Dos valores de los recorridos I/Q se pueden multiplicar y se pueden demodular los valores modulados por la señalización de L1 previa. De esta manera, la salida del multiplicador puede expresar solamente la PRBS que es una palabra de sincronización. Cuando la salida se correlaciona con una PRBS de secuencia conocida, se puede obtener un pico de correlación en la Cabecera. De esta manera, se puede obtener una posición de inicio de la Cabecera en un preámbulo. Si es necesario, el control de potencia que se realiza para restaurar el nivel de potencia original, como se muestra en la Fig. 90, se puede realizar en la entrada del descorrelacionador QPSK.

Usando los métodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas es posible implementar un transmisor, receptor, y estructura digitales eficientes de señalización de capa física.

Transmitiendo información de ModCod en cada cabecera de trama en BB que es necesaria para la ACM/VCM y transmitiendo el resto de la señalización de capa física en una cabecera de trama, se puede minimizar la sobrecarga de señalización.

Se puede implementar una QAM modificada para una transmisión de energía más eficiente o un sistema de difusión digital más robusto al ruido. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

Se puede implementar una QAM No uniforme Mejorada para una transmisión de energía más eficiente o un sistema

5 digital de difusión más robusto al ruido. También se describe un método de uso de tasa de código de código de corrección de errores de NU-MQAM y MQAM. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

El método de señalización de L1 sugerido puede reducir la sobrecarga en un 3~4% minimizando la sobrecarga de señalización durante la unión de canales.

10 Será evidente para aquellos expertos en la técnica que se pueden hacer diversas modificaciones y variaciones en la presente invención sin apartarse de la invención.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un método de transmisión de una señal de difusión de video digital para un sistema por cable a un receptor, que

comprende: codificar bits de datos de Conducto de Capa Física, PLP, mediante un esquema de codificación de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC;

correlacionar bits de datos de preámbulo en símbolos de datos de preámbulo y los bits de datos de PLP en

símbolos de datos de PLP; construir al menos un segmento de datos en base a los símbolos de datos de PLP, el segmento de datos que transporta uno o múltiples datos de PLP;

intercalar en tiempo los símbolos de datos de PLP dentro del segmento de datos; intercalar en frecuencia los símbolos de datos de PLP dentro del segmento de datos; construir una trama de señal en base a los símbolos de datos de preámbulo y los símbolos de datos de PLP

intercalados en frecuencia dentro del segmento de datos, los símbolos de datos de preámbulo que comprenden información de señalización de Capa 1, L1, para señalizar el segmento de datos;

insertar señales piloto en la trama de señal; modular la trama de señal, en la que se insertan las señales piloto, mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y

transmitir una señal incluyendo la trama de señal modulada.
2.

El método según la reivindicación 1, en donde la información de señalización de L1 tiene información del ID del segmento de datos que identifica el segmento de datos.
3.

El método según la reivindicación 2, en donde la longitud de la información del ID del segmento de datos es 8 bits.
4.

El método según la reivindicación 2, en donde la información de señalización de L1 además tiene información del PLP PAYLOAD TYPE que indica un tipo de datos de carga útil transportados por un PLP asociado.
5.

Un método de recepción de una señal de difusión de video digital para un sistema por cable, que comprende:

demodular una señal que transporta una trama de señal mediante el uso de un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; borrar señales piloto de la trama de señal en la señal demodulada; obtener la trama de señal, a partir de la cual se borran las señales piloto, a partir de la señal demodulada, la

trama de señal que comprende símbolos de preámbulo y al menos un segmento de datos, el segmento de datos que incluye símbolos de datos de Conducto de Capa Física, PLP, de uno o más PLP, en donde los símbolos de preámbulo tienen información de señalización de Capa 1, L1, para señalizar el segmento de datos;

desintercalar en frecuencia los símbolos de datos de PLP dentro del segmento de datos;

desintercalar en tiempo los símbolos de datos de PLP desintercalados en frecuencia dentro del segmento de datos; descorrelacionar los símbolos de datos de PLP desintercalados en frecuencia en bits de datos de PLP; y decodificar los bits de datos de PLP mediante un esquema de decodificación de comprobación de paridad de

baja densidad, LDPC.
6.

El método según la reivindicación 5, en donde la información de señalización de L1 tiene información del ID del segmento de datos que identifica el segmento de datos.
7.

El método según la reivindicación 6, en donde una longitud de la información del ID del segmento de datos es 8 bits.
8.

El método según la reivindicación 6, en donde la información de señalización de L1 además tiene información del PLP PAYLOAD TYPE que indica un tipo de datos de carga útil transportados por un PLP asociado.
9. Un transmisor de transmisión de una señal de difusión de video digital para un sistema por cable a un receptor, el transmisor que comprende:

un codificador (303) configurado para codificar bits de datos de Conducto de Capa Física, PLP, mediante un esquema de codificación de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC;

un primer correlacionador (306) configurado para correlacionar bits de datos de preámbulo en símbolos de datos de preámbulo;

un segundo correlacionador (306-1) configurado para correlacionar los bits de datos de PLP codificados en símbolos de datos de PLP;

un formador de segmento de datos configurado para construir al menos un segmento de datos en base a los símbolos de datos de PLP, el segmento de datos que transporta uno o múltiples PLP;

un intercalador en tiempo configurado para intercalar en tiempo los símbolos de datos de PLP dentro del segmento de datos;

un intercalador en frecuencia (403) configurado para intercalar en frecuencia los símbolos de datos de PLP intercalados dentro del segmento de datos;

un formador de tramas (103) configurado para construir una trama de señal en base a los símbolos de datos de preámbulo y los símbolos de datos de PLP intercalados en frecuencia dentro del segmento de datos, los símbolos de datos de preámbulo que comprenden información de señalización de Capa 1, L1, para señalizar el segmento de datos;

un insertador de pilotos (404) configurado para insertar señales piloto en la trama de señal;

un modulador (104) configurado para modular la trama de señal, en la que se insertan las señales piloto, mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y

una unidad de transmisión configurada para transmitir una señal que incluye la trama de señal modulada.
10.

El transmisor de la reivindicación 9, en donde la información de señalización de L1 tiene información del ID del segmento de datos que identifica el segmento de datos.
11.

El transmisor de la reivindicación 10, en donde la longitud de la información del ID del segmento de datos es 8 bits.
12.

El transmisor de la reivindicación 10, en donde la información de señalización de L1 además tiene información del PLP PAYLOAD TYPE que indica un tipo de datos de carga útil transportados por un PLP asociado.
13.

Un receptor de recepción de una señal de difusión de video digital para un sistema por cable, el receptor que comprende:

un demodulador (r104) configurado para demodular una señal que transporta una trama de señal mediante el uso de un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM;

un módulo de eliminación de piloto (r404) configurado para borrar señales piloto de la trama de señal en la señal modulada;

un Analizador Sintáctico de tramas (r103) configurado para obtener la trama de señal, a partir de la cual se borran las señales piloto, a partir de la señal demodulada, la trama de señal que comprende símbolos de preámbulo y al menos un segmento de datos, el segmento de datos que incluye símbolos de datos de Conducto de Capa Física, PLP, de uno o más PLP, en donde los símbolos de preámbulo tienen información de señalización de Capa 1, L1, para señalizar el segmento de datos;

un desintercalador en frecuencia (r403) configurado para desintercalar en frecuencia los símbolos de datos de PLP dentro del segmento de datos;

un desintercalador en tiempo configurado para desintercalar en tiempo los símbolos de datos de PLP desintercalados en frecuencia dentro del segmento de datos;

un descorrelacionador (r306) configurado para descorrelacionar los símbolos de datos de PLP desintercalados en frecuencia en bits de datos de PLP; y

un decodificador (r102) configurado para decodificar los bits de datos de PLP mediante un esquema de decodificación de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC.
14.

El receptor de la reivindicación 13, en donde la información de señalización de L1 tiene información del ID del segmento de datos que identifica el segmento de datos.
15.

El receptor de la reivindicación 14, en donde una longitud de la información del ID del segmento de datos es 8 bits.