ES2436782T3

ES2436782T3 - Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal

Info

Publication number: ES2436782T3
Application number: ES11165575.9T
Authority: ES
Inventors: Woo Suk Ko; Sang Chul Moon
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2008-12-15
Filing date: 2009-06-03
Publication date: 2014-01-07
Anticipated expiration: 2029-06-03
Also published as: ES2432098T3; DK2385639T3; EP2385639A2; DK2388936T3; SI2200196T1; EP2385639B1; WO2010071272A1; CN103647920B; CN102246518B; HRP20130936T1; DK2200196T3; ATE520213T1; PT2388936E; PL2200196T3; PT2200196E; PT2385639E; EP2388936A2; PL2385639T3; EP2200196A1; EP2388936A3

Abstract

Un método para transmitir una señal de difusión, el método que comprende: codificar datos de Conducto de Capa Física, PLP, para transportar al menos un servicio; codificar datos de señalización de Capa 1, L1, para señalizar los datos de PLP, en donde la codificación dedatos de señalización de L1 además comprende; codificar externamente los datos de señalización de L1 mediante un esquema de codificación de Bose-Chadhuri-Hocquenghem, BCH, y codificar internamente los datos de señalización de L1 codificados externamente mediante un esquemade codificación de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC; entrelazar en el tiempo selectivamente los datos de señalización de L1 codificados mediante una formatrenzada fila-columna, en donde la forma trenzada fila-columna comprende celdas de datos de señalizaciónde L1 de entrada escritas en serie en una memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y leídas porfilas en serie, sin considerar posiciones de piloto, y sacar un bloque de Entrelazado en el Tiempo, TI, de L1;formar una trama de señal que incluye símbolos de preámbulo y símbolos de los datos de PLP codificados,en donde los símbolos de preámbulo incluyen al menos un bloque de TI de L1 y una cabecera de L1, endonde el al menos un bloque de TI de L1 y la cabecera de L1 se repiten en un símbolo de preámbulo; modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal,OFDM; y transmitir la trama de señal modulada, en donde la cabecera de L1 incluye la información del modo de TI de L1 que indica la profundidad deentrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1.

Description

Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal

Antecedentes de la invención

Campo de la invención

La presente invención se refiere a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal, y más particularmente, a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal, que son capaces de mejorar la eficacia de transmisión de datos.

Descripción de la técnica relacionada

Según se ha desarrollado la tecnología de difusión digital, los usuarios han recibido una imagen en movimiento de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo de compresión y el alto rendimiento del hardware, se proporcionará a los usuarios un mejor entorno en el futuro. Un sistema de televisión digital (DTV) puede recibir una señal de difusión digital y proporcionar una diversidad de servicios complementarios a los usuarios así como una señal de vídeo y una señal de audio.

La Difusión de Vídeo Digital (DVB)-C2 es la tercera especificación que se une a la familia de DVB de sistemas de transmisión de segunda generación. Desarrollada en 1994, hoy en día DVB-C está desplegada en más de 50 millones de sintonizadores de cable por todo el mundo. En línea con los otros sistemas DVB de segunda generación, DVB-C2 usa una combinación de códigos BCH y de Comprobación de paridad de baja densidad (LDPC). Esta potente Corrección de Errores sin Canal de Retorno (FEC) proporciona una mejora de alrededor de 5 dB de la relación portadora a ruido sobre DVB-C. Los esquemas de entrelazado de bits apropiados optimizan la robustez global del sistema FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se denominan Conductos de Capa Física (PLP). Una, o más, de estos PLP se multiplexan en un segmento de datos. Se aplica entrelazado bidimensional (en los dominios del tiempo y de la frecuencia) a cada segmento permitiendo al receptor eliminar el impacto de los deterioros por ráfagas y la interferencia selectiva de frecuencia tal como el ingreso de frecuencia única.

Con el desarrollo de estas tecnologías de difusión digital, se aumenta el requisito de un servicio tal como una señal de vídeo y una señal de audio y se aumenta de manera gradual el tamaño de los datos deseados por los usuarios o el número de canales de difusión. El proyecto DVB “Frame structure channel and modulation for a second generation terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)”, Difusión de Vídeo Digital (en línea) junio de 2008 (), describe técnicas de codificación de canal de estructura de trama para sistemas de difusión.

Compendio de la invención

Por consiguiente, la presente invención está dirigida a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal que sustancialmente evitan uno o más problemas debidos a las limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.

Un objeto de la presente invención es proporcionar un método para transmitir una señal de difusión, el método que comprende: codificar los datos del Conducto de Capa Física, PLP, para transportar al menos un servicio; codificar los datos de señalización de Capa 1, L1, para señalizar los datos de PLP, en donde la codificación de datos de señalización de L1 además comprende: codificar externamente los datos de señalización de L1 mediante un esquema de codificación Bose-Chadhuri-Hocquenghem, BCH, y codificar internamente los datos de señalización de L1 codificados externamente mediante un esquema de codificación de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC; entrelazar en el tiempo selectivamente los datos de señalización de L1 codificados mediante una forma trenzada fila-columna, en donde la forma trenzada fila-columna comprende celdas de datos de señalización de L1 de entrada escritas en serie en una memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y leídas por filas en serie, sin considerar posiciones de piloto, y sacar un bloque de Entrelazado en el Tiempo, TI, de L1; formar una trama de señal que incluye símbolos de preámbulo y símbolos de datos de PLP codificados, en donde los símbolos de preámbulo incluyen al menos un bloque de TI de L1 y una cabecera de L1, en donde el al menos un bloque de TI de L1 y la cabecera de L1 se repiten en un símbolo de preámbulo; modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y transmitir la trama de señal modulada, en donde la cabecera de L1 incluye la información del modo de TI de L1 que indica la profundidad del entrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1.

Otro aspecto de la presente invención proporciona un método de recepción de una señal de difusión, que comprende: recibir la señal de difusión incluyendo una trama de señal; demodular la señal de difusión recibida mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; analizar sintácticamente la trama de señal a partir de la señal de difusión demodulada, en donde la trama de señal incluye símbolos de preámbulo y símbolos de datos de Conducto de Capa Física, PLP, en donde los símbolos de preámbulo incluyen al menos un bloque de Entrelazado en el Tiempo, TI, de Capa 1, L1, y una cabecera de L1 en la parte delantera de al menos un bloque de TI de L1, en donde el al menos un bloque de TI de L1 y la cabecera de L1 se repiten en un símbolo de preámbulo, en donde la cabecera de L1 incluye la información del modo de TI de L1 que indica la

profundidad de desentrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1; desentrelazar en el tiempo selectivamente los símbolos de preámbulo incluyendo el al menos un bloque de TI de L1 mediante una forma trenzada fila-columna, en donde la forma trenzada fila-columna comprende celdas de datos de señalización de L1 de entrada escritas en serie en una memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y leídas por filas en serie, sin considerar las posiciones de piloto; decodificar los datos de señalización de L1 en los símbolos de preámbulo desentrelazados en el tiempo, para señalizar los datos de PLP en donde la decodificación de los datos de señalización de L1 en los símbolos de preámbulo desentrelazados en el tiempo además comprende: decodificar internamente los datos de señalización de L1 mediante un esquema de codificación de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC y decodificar externamente los datos de señalización de L1 decodificados internamente mediante un esquema de codificación Bose-Chadhuri-Hocquenghem, BCH; decodificar los datos de PLP en la trama de señal analizada sintácticamente, para recibir al menos un servicio.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un transmisor de transmisión de una señal de difusión a un receptor, el transmisor que comprende: medios para codificar datos del Conducto de Capa Física, PLP, para transportar al menos un servicio; medios para codificar datos de señalización de Capa 1, L1, para señalizar los datos de PLP, en donde los medios para codificar datos de señalización de L1 además comprenden: medios para codificar externamente los datos de señalización de L1 mediante un esquema de codificación Bose-Chadhuri-Hocquenghem, BCH, y medios para codificar internamente los datos de señalización de L1 codificados externamente mediante un esquema de codificación de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC; medios para entrelazar en el tiempo selectivamente los datos de señalización de L1 codificados mediante una forma trenzada fila-columna, en donde la forma trenzada fila-columna comprende celdas de datos de señalización de L1 de entrada escritas en serie en una memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y leídas por filas en serie, sin considerar posiciones de piloto, y sacar un bloque de Entrelazado en el Tiempo, TI, de L1; medios para formar una trama de señal que incluye símbolos de preámbulo y símbolos de los datos de PLP codificados, en donde los símbolos de preámbulo incluyen al menos un bloque de TI de L1 y una cabecera de L1, en donde el al menos un bloque de TI de L1 y la cabecera de L1 se repiten en un símbolo de preámbulo; medios para modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y medios para transmitir la trama de señal modulada, en donde la cabecera de L1 incluye la información del modo de TI de L1 que indica la profundidad del entrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un receptor de recepción de una señal de difusión, el receptor que comprende: medios para recibir la señal de difusión incluyendo una trama de señal; medios para demodular la señal de difusión recibida mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; medios para analizar sintácticamente la trama de señal a partir de la señal de difusión demodulada, en donde la trama de señal incluye símbolos de preámbulo y símbolos de datos de Conducto de Capa Física, PLP, en donde los símbolos de preámbulo incluyen al menos un bloque de Entrelazado en el Tiempo, TI, de Capa 1, L1, y una cabecera de L1 en la parte delantera de al menos un bloque de TI de L1, en donde el al menos un bloque de TI de L1 y la cabecera de L1 se repiten en un símbolo de preámbulo, en donde la cabecera de L1 incluye la información del modo de TI de L1 que indica la profundidad de desentrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1; medios para desentrelazar en el tiempo selectivamente los símbolos de preámbulo incluyendo el al menos un bloque de TI de L1 en una forma trenzada fila-columna, en donde la forma trenzada fila-columna comprende celdas de datos de señalización de L1 de entrada escritas en serie en una memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y leídas por filas en serie, sin considerar las posiciones de piloto; medios para decodificar los datos de señalización de L1 en los símbolos de preámbulo desentrelazados en el tiempo, para señalizar los datos de PLP en donde los medios para decodificar los datos de señalización de L1 en los símbolos de preámbulo desentrelazados en el tiempo además comprenden: medios para decodificar internamente los datos de señalización de L1 mediante un esquema de codificación de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC y medios para decodificar externamente los datos de señalización de L1 decodificados internamente mediante un esquema de codificación Bose-Chadhuri-Hocquenghem, BCH; medios para decodificar datos de PLP en la trama de señal analizada sintácticamente, para recibir al menos un servicio.

Breve descripción de las figuras

Los dibujos anexos, que se incluyen para proporcionar una comprensión adicional de la invención y se incorporan en y constituyen parte de esta solicitud, ilustran una(unas) realización(realizaciones) de la invención y junto con la descripción sirven para explicar el principio de la invención. En los dibujos:

La Fig. 1 es un ejemplo de modulación de amplitud en cuadratura (QAM) de 64 estados usada en la DVB-T europea.

La Fig. 2 es un método de Código Binario Reflejado de Gray (BRGC).

La Fig. 3 es una salida próxima a gaussiana modificando 64 QAM usado en DVB-T.

La Fig. 4 es la distancia de Hamming entre un Par reflejado en BRGC.

La Fig. 5 son características en QAM en donde existe un Par reflejado para cada eje I y eje Q.

La Fig. 6 es un método de modificación de QAM usando un Par reflejado de BRGC.

La Fig. 7 es un ejemplo de 64/256/1024/1024 QAM modificada. Las Fig. 8 - 9 son un ejemplo de 64 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC. Las Fig. 10 - 11 son un ejemplo de 256 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC. Las Fig. 12 - 13 son un ejemplo de 1024 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0 ~ 511). Las Fig. 14 - 15 son un ejemplo de 1024 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512 ~ 1023). Las Fig. 16 - 17 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0 ~ 511). Las Fig. 18 - 19 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512 ~ 1023). Las Fig. 20 - 21 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1024 ~ 1535). Las Fig. 22 - 23 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1536 ~ 2047). Las Fig. 24 - 25 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2048 ~2559). Las Fig. 26 - 27 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2560 ~3071). Las Fig. 28 - 29 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3072 ~3583). Las Fig. 30 - 31 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3584 ~4095). La Fig. 32 es un ejemplo de mapeo de bit de QAM modificada donde se modifica 256 QAM usando BRGC. La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una constelación no uniforme. La Fig. 34 es un ejemplo de sistema de transmisión digital. La Fig. 35 es un ejemplo de un procesador de entrada. La Fig. 36 es una información que se puede incluir en Banda Base (BB). La Fig. 37 es un ejemplo de BICM. La Fig. 38 es un ejemplo de codificador acortado/perforado. La Fig. 39 es un ejemplo de aplicación de diversas constelaciones. La Fig. 40 es otro ejemplo de casos en los que se considera la compatibilidad entre sistemas convencionales. La Fig. 41 es una estructura de trama que comprende un preámbulo para señalización de L1 y un símbolo de datos

para datos de PLP. La Fig. 42 es un ejemplo de formador de tramas. La Fig. 43 es un ejemplo de inserción de piloto (404) mostrado en la Fig. 4. La Fig. 44 es una estructura de SP. La Fig. 45 es una nueva estructura de SP o Patrón Piloto (PP) 5'. La Fig. 46 es una estructura de PP5' sugerida. La Fig. 47 es una relación entre un preámbulo y símbolo de datos. La Fig. 48 es otra relación entre un preámbulo y símbolo de datos. La Fig. 49 es un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable. La Fig. 50 es una estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112. La Fig. 51 es un ejemplo de modulador basado en OFDM. La Fig. 52 es un ejemplo de estructura de preámbulo. La Fig. 53 es un ejemplo de Decodificación de preámbulo. La Fig. 54 es un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado.

La Fig. 55 es otro ejemplo de estructura de preámbulo.

La Fig. 56 es otro ejemplo de Decodificación de preámbulo.

La Fig. 57 es un ejemplo de Estructura de preámbulo.

La Fig. 58 es un ejemplo de decodificación de L1.

La Fig. 59 es un ejemplo de procesador analógico.

La Fig. 60 es un ejemplo de sistema receptor digital.

La Fig. 61 es un ejemplo de procesador analógico usado en un receptor.

La Fig. 62 es un ejemplo de demodulador.

La Fig. 63 es un ejemplo de analizador sintáctico de trama.

La Fig. 64 es un ejemplo de demodulador BICM.

La Fig. 65 es un ejemplo de decodificación LDPC usando acortamiento/perforación.

La Fig. 66 es un ejemplo de procesador de salida.

La Fig. 67 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz.

La Fig. 68 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz.

La Fig. 69 es una nueva tasa de repetición de bloque de L1 de 7,61 MHz.

La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en una cabecera de trama.

La Fig. 71 es el resultado de simulación de preámbulo y estructura de L1.

La Fig. 72 es un ejemplo de entrelazador de símbolo.

La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque de L1.

La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 75 es un ejemplo de entrelazado/desentrelazado en frecuencia o tiempo.

La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de

FECFRAME en el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 en la trayectoria de datos del módulo BICM mostrado en la Fig. 3. La Fig. 77 está mostrando una estructura para una cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 mencionada

anteriormente.

La Fig. 79 está mostrando ejemplos de una estructura de trama FEC y de trama de transmisión.

La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1.

La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa.

La Fig. 82 está mostrando una estructura de bloque de señalización de L1.

La Fig. 83 está mostrando un entrelazado en tiempo de L1.

La Fig. 84 está mostrando un ejemplo de extracción de información de modulación y código. La Fig. 85 está mostrando otro ejemplo de señalización de L1 previa.

La Fig. 86 está mostrando un ejemplo de programación de bloque de señalización de L1 que se transmite en un preámbulo. La Fig. 87 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa donde se considera un aumento de potencia. La Fig. 88 está mostrando un ejemplo de señalización de L1.

La Fig. 89 está mostrando otro ejemplo de extracción de información de modulación y código. La Fig. 90 está mostrando otro ejemplo de extracción de información de modulación y código. La Fig. 91 está mostrando un ejemplo de sincronización de L1 previa. La Fig. 92 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa. La Fig. 93 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. La Fig. 94 está mostrando un ejemplo de trayectoria de señalización de L1. La Fig. 95 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 96 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 97 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 98 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. La Fig. 99 es un ejemplo del entrelazador de símbolo. La Fig. 100 está mostrando un rendimiento de entrelazado del entrelazador en tiempo de la Fig. 99. La Fig. 101 es un ejemplo de entrelazador de símbolo. La Fig. 102 está mostrando un rendimiento de entrelazado del entrelazador en tiempo de la Fig. 101. La Fig. 103 es un ejemplo de desentrelazador de símbolo. La Fig. 104 es otro ejemplo de entrelazado en tiempo. La Fig. 105 es un resultado de entrelazado usando el método mostrado en la Fig. 104. La Fig. 106 es un ejemplo del método de direccionamiento de la Fig. 105. La Fig. 107 es otro ejemplo de entrelazado en tiempo de L1. La Fig. 108 es un ejemplo de desentrelazador de símbolo. La Fig. 109 es otro ejemplo de desentrelazador.

Descripción de las realizaciones preferidas

Ahora se hará referencia en detalle a las realizaciones preferidas de la presente invención, ejemplos de las cuales se ilustran en los dibujos adjuntos. Siempre que sea posible, se usarán los mismos números de referencia a lo largo de los dibujos para referirse a partes iguales o similares.

En la siguiente descripción, el término "servicio" es indicativo de cualquiera de los contenidos de difusión que se pueden transmitir/recibir por el aparato de transmisión/recepción de señal.

Una modulación de amplitud en cuadratura (QAM) que usa un Código Binario Reflejado de Gray (BRGC) se usa como modulación en un entorno de transmisión por difusión donde se usa la Modulación Codificada Entrelazada de Bit (BICM). La Fig. 1 muestra un ejemplo de 64 QAM usada en la DVB-T europea.

El BRGC se puede hacer usando el método mostrado en la Fig. 2. Un BRGC de n bits se puede hacer añadiendo un código inverso de BRGC de (n-1) bits (es decir, código reflejado) a una parte trasera de (n-1) bits, añadiendo ceros a una parte delantera del BRGC de (n-1) bits original, y añadiendo unos a una parte delantera del código reflejado. El código BRGC hecho mediante este método tiene una distancia de Hamming entre códigos adyacentes de uno (1). Además, cuando el BRGC se aplica a la QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos más cercanamente adyacentes al punto, es uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos más cercanamente adyacentes al punto, es dos (2). Tales características de las distancias de Hamming entre un punto de constelación específico y otros puntos adyacentes se pueden denominar como regla de mapeo de Gray en QAM.

Para hacer un sistema robusto frente al Ruido Blanco Gaussiano Aditivo (AWGN), la distribución de señales transmitidas desde un transmisor se puede hacer cercana a una distribución gaussiana. Para ser capaces de hacer eso, se pueden modificar las ubicaciones de los puntos en la constelación. La Fig. 3 muestra una salida cercana a gaussiana modificando la 64 QAM usada en DVB-T. Tal constelación se puede denominar como QAM no uniforme (NU-QAM).

Para hacer una constelación de QAM no uniforme, se puede usar la Función de Distribución Acumulativa (CDF) Gaussiana. En caso de 64, 256, ó 1024 QAM, es decir, 2^N AM, la QAM puede dividirse en dos N-PAM independientes. Dividiendo la CDF gaussiana en N secciones de idéntica probabilidad y permitiendo que un punto de señal en cada sección represente la sección, se puede hacer una constelación que tenga una distribución gaussiana. En otras palabras, la coordenada xj de la N-PAM no uniforme recién definida se puede definir como sigue:

La Fig. 3 es un ejemplo de transformación de 64 QAM de DVB-T para dar NU-64 QAM usando los métodos anteriores. La Fig. 3 representa el resultado de modificar las coordenadas de cada eje I y eje Q usando los métodos anteriores y mapeando los puntos de constelación previos a las coordenadas recién definidas. En caso de 32, 128, o 512 QAM, es decir, QAM cruzada, que no es 2^N QAM, modificando Pj apropiadamente, se puede encontrar una nueva coordenada.

Una realización de la presente invención puede modificar una QAM que usa BRGC usando características de BRGC. Como se muestra en la Fig. 4, la distancia de Hamming entre un Par reflejado en BRGC es uno porque difiere solamente en un bit que se añade a la parte delantera de cada código. La Fig. 5 muestra las características en QAM donde existe el Par reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, el par reflejado existe a cada lado de la línea de puntos negra.

Usando los Pares reflejados existentes en QAM, se puede reducir la potencia media de una constelación QAM mientras se mantiene la regla de mapeo de Gray en QAM. En otras palabras, en una constelación donde una potencia media está normalizada como 1, se puede aumentar la distancia euclidiana mínima en la constelación. Cuando se aplica esta QAM modificada a sistemas de comunicación o difusión, es posible implementar o bien un sistema más robusto al ruido usando la misma energía que un sistema convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento que un sistema convencional pero que usa menos energía.

La Fig. 6 muestra un método de modificación de QAM que usa un Par reflejado de BRGC. La Fig. 6a muestra una constelación y la Fig. 6b muestra un diagrama de flujo para modificar QAM usando un Par reflejado de BRGC. En primer lugar, necesita ser encontrado un punto objetivo que tiene la potencia más alta entre los puntos de la constelación. Los puntos candidatos son puntos donde ese punto objetivo puede moverse y son los puntos colindantes más cercanos del par reflejado del punto objetivo. Entonces, necesita ser encontrado un punto vacío (es decir, un punto que todavía no está tomado por otros puntos) que la potencia más pequeña entre los puntos candidatos y se comparan la potencia del punto objetivo y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es menor, el punto objetivo se mueve al punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia media de los puntos en la constelación alcanza un mínimo mientras se mantiene la regla de mapeo de Gray.

La Fig. 7 muestra un ejemplo de 64/256/1024/4096 QAM modificada. Los valores mapeados de Gray corresponden a las Fig. 8~31 respectivamente. Además de estos ejemplos, se pueden realizar otros tipos de QAM modificada que permitan idéntica optimización de potencia. Esto es debido a que un punto objetivo puede moverse a múltiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida se puede aplicar a, no solamente la 64/256/1024/4096 QAM, sino también a QAM cruzada, una QAM de mayor tamaño, o modulaciones que usan un BRGC distinto de QAM.

La Fig. 32 muestra un ejemplo de mapeo de bit de QAM modificada donde una 256 QAM se modifica usando BRGC. La Fig. 32a y la Fig. 32b muestran el mapeo de los Bits Más Significativos (MSB). Los puntos indicados como círculos rellenos representan mapeos de unos y los puntos indicados como círculos en blanco representan mapeos de ceros. De la misma manera, cada bit se mapea como se muestra en las figuras (a) a (h) en la Fig. 32, hasta que se mapean los Bits Menos Significativos (LSB). Como se muestra en la Fig. 32, una QAM modificada puede permitir una decisión de bit usando solamente los ejes I o Q como una QAM convencional, excepto para un bit que está próximo al MSB (Fig. 32c y Fig. 32d). Usando estas características, se puede hacer un receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Se puede implementar un receptor eficiente comprobando los valores tanto I como Q solamente cuando se determina el bit próximo al MSB y calculando solamente I o Q para el resto de bits. Este método se puede aplicar a LLR aproximada, LLR exacta o decisión firme.

Usando la QAM modificada o MQAM, que usa las características del BRGC anterior, se puede hacer una constelación no uniforme o NU-MQAM. En la ecuación anterior donde se usa una CDF gaussiana, Pj se puede modificar para adaptarse a MQAM. Al igual que QAM, en MQAM, se pueden considerar dos PAM que tienen eje I y eje Q. Sin embargo, a diferencia de QAM donde un número de puntos correspondientes a un valor de cada eje PAM son idénticos, el número de puntos cambia en MQAM. Si un número de puntos que corresponden al valor de orden j de PAM se define como nj en una MQAM donde existe un total de M puntos de constelación, entonces Pj puede definirse como sigue:

Usando el Pj recién definido, una MQAM se puede transformar en una constelación no uniforme. Pj se puede definir como sigue para el ejemplo de 256-MQAM.

La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una constelación no uniforme. La NU-MQAM hecha usando estos métodos puede conservar características de receptores MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. De esta manera, se puede implementar un receptor eficiente. Además, se puede implementar un sistema más robusto frente al ruido que la NU-QAM previa. Para un sistema de transmisión de difusión más eficiente, es posible hibridar una MQAM y una NU-MQAM. En otras palabras, un sistema más robusto frente al ruido se puede implementar usando una MQAM para un entorno donde se usa un código de corrección de errores con una alta tasa de código y usando NU-MQAM de otro modo. Para tal caso, un transmisor puede permitir a un receptor tener información de tasa de código de un código de corrección de errores usado actualmente y una clase de modulación usada actualmente de manera que el receptor pueda demodular según la modulación usada actualmente.

La Fig. 34 muestra un ejemplo de sistema de transmisión digital. Las entradas pueden comprender varios flujos de MPEG-TS o flujos de GSE (Encapsulamiento de Flujo General). Un módulo de procesador de entrada 101 puede añadir parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar una programación para un módulo BICM 102. El módulo BICM 102 puede añadir datos de entrelazado y redundancia para corrección de error de canal de transmisión. Un formador de tramas 103 puede formar tramas añadiendo información de señalización de capa física y pilotos. Un modulador 104 puede realizar una modulación sobre símbolos de entrada en métodos eficaces. Un procesador analógico 105 puede realizar varios procesos para convertir señales digitales de entrada en señales analógicas de salida.

La Fig. 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo de MPEG-TS o GSE de entrada se puede transformar mediante el preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesarán independientemente. Cada uno de esos flujos puede ser o bien una trama de TS completa que incluye múltiples componentes de servicio

o bien una trama de TS mínima que incluye un componente de servicio (es decir, vídeo o audio). Además, cada uno de esos flujos puede ser un flujo de GSE que transmite o bien múltiples servicios o bien un único servicio.

La interfaz de entrada 202-1 puede asignar un número de bits de entrada igual a la capacidad de campo de datos máxima de una trama de Banda Base (BB). Se puede insertar un rellenado para completar la capacidad de bloque de código LDPC/BCH. El módulo sincronizador de flujo de entrada 203-1 puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del Flujo de Transporte (o Flujo Genérico empaquetado), a fin de garantizar un retardo y tasas de bit constantes de extremo a extremo.

A fin de permitir la recombinación de Flujo de Transporte sin requerir memoria adicional en el receptor, los Flujos de Transporte de entrada se retardan por compensadores de retardo 204-1~n que consideran parámetros de entrelazado de los PLP de datos en un grupo y el correspondiente PLP común. Los módulos de borrado de paquetes nulos 205-1~n pueden aumentar la eficiencia de transmisión eliminando un paquete nulo insertado para un caso de servicio de VBR (tasa de bit variable). Los módulos de codificador de Comprobación de Redundancia Cíclica (CRC) 206-1~n pueden añadir paridad de CRC para aumentar la fiabilidad de transmisión de la trama en BB. Los módulos de inserción de cabecera en BB 207-1~n pueden añadir la cabecera de trama en BB en una parte de inicio de la trama en BB. La información que se puede incluir en la cabecera en BB se muestra en la Fig. 36.

Un módulo de fusionador/segmentador 208 puede realizar una segmentación de trama en BB a partir de cada PLP, fusionando las tramas en BB de múltiples PLP, y programando cada trama en BB dentro de una trama de transmisión. Por lo tanto, el módulo de fusionador/segmentador 208 puede sacar la información de señalización de L1 que se refiere a una asignación de PLP en la trama. Finalmente, un módulo aleatorizador en BB 209 puede aleatorizar los flujos de bits de entrada para minimizar la correlación entre los bits dentro de los flujos de bits. Los módulos sombreados en la Fig. 35 son módulos usados cuando el sistema de transmisión usa un único PLP, los demás módulos en la Fig. 35 son módulos usados cuando el dispositivo de transmisión usa múltiples PLP.

La Fig. 37 muestra un ejemplo de módulo BICM. La Fig. 37a muestra una trayectoria de datos y la Fig. 37b muestra una trayectoria de L1 de módulo BICM. Un módulo codificador externo 301 y un módulo codificador interno 303 pueden añadir redundancia a los flujos de bits de entrada para corrección de errores. Un módulo entrelazador externo 302 y un módulo entrelazador interno 304 pueden entrelazar bits para evitar el error en ráfaga. El módulo entrelazador externo 302 se puede omitir si el BICM es específicamente para DVB-C2. Un módulo de demultiplexor

de bit 305 puede controlar la fiabilidad de cada salida de bit desde el módulo entrelazador interno 304. Un módulo de mapeador de símbolo 306 puede mapear flujos de bits de entrada en flujos de símbolos. En este momento, es posible usar cualquiera de una QAM convencional, una MQAM que use el BRGC mencionado anteriormente para mejora de rendimiento, una NU-QAM que usa modulación no uniforme, o una NU-MQAM que usa modulación no uniforme aplicada a BRGC para mejora de rendimiento. Para construir un sistema que es más robusto frente al ruido, se pueden considerar combinaciones de modulaciones que usan MQAM y/o NU-MQAM que dependen de la tasa de código del código de corrección de error y la capacidad de constelación. En este momento, el módulo mapeador de símbolo 306 puede usar una constelación apropiada según la tasa de código y la capacidad de constelación. La Fig. 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones.

El caso 1 muestra un ejemplo de usar solamente NU-MQAM a tasa de código baja para una implementación de sistema simplificada. El caso 2 muestra un ejemplo de usar una constelación optimizada a cada tasa de código. El transmisor puede enviar información acerca de la tasa de código del código de corrección de error y la capacidad de constelación al receptor de manera que el receptor pueda usar una constelación apropiada. La Fig. 40 muestra otro ejemplo de los casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. Además de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para la optimizar el sistema.

El módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 mostrado en la Fig. 37 puede tomar información de realimentación de codificación y modulación adaptativa (ACM)/codificación y modulación variable (VCM) y añadir información de parámetro usada en la codificación y modulación para un bloque de FEC como cabecera. La cabecera de tipo de modulación/tasa de código (ModCod) puede incluir la siguiente información:

*: Tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta

*: Tasa de código (3 bits)

*: Modulación (3 bits) - hasta 64K QAM

*: Identificador de PLP (8 bits)

El módulo de entrelazador de símbolo 308 puede realizar el entrelazado en el dominio de símbolo para obtener efectos de entrelazado adicionales. Procesos similares realizados en la trayectoria de datos se puede realizar sobre la trayectoria de señalización de L1 pero con parámetros (301-1 ~ 308-1) posiblemente diferentes. En este punto, se puede usar un módulo de código acortado/perforado (303-1) para código interno.

La Fig. 38 muestra un ejemplo de codificación LDPC usando acortamiento/perforación. El proceso de acortamiento se puede realizar sobre bloques de entrada que tienen menos bits que un número de bits requerido para la codificación LDPC de tantos bits cero requeridos para la codificación LDPC puedan rellenarse (301c). Los flujos de bits de entrada rellenados con ceros pueden tener bits de paridad a través de la codificación LDPC (302c). En este momento, para flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, se pueden eliminar los ceros (303c) y para los flujos de bits de paridad, se puede realizar una perforación (304c) según las tasas de código. Estos flujos de bits de información y flujos de bits de paridad procesados se pueden multiplexar en secuencias originales y sacar (305c).

La Fig. 41 muestra una estructura de trama que comprende un preámbulo para la señalización de L1 y un símbolo de datos para datos de PLP. Se puede ver que los símbolos de datos y preámbulo se generan cíclicamente, usando una trama como unidad. Los símbolos de datos comprenden el tipo 0 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación fija y el tipo 1 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación variable. Para el tipo 0 de PLP, información tal como la modulación, el tipo de FEC y la tasa de código de FEC se transmiten en el preámbulo (ver la Fig. 42 inserción de cabecera de trama 401). Para el tipo 1 de PLP, se puede transmitir la información correspondiente en la cabecera de bloque de FEC de un símbolo de datos (ver la Fig. 37 inserción de cabecera de ModCod 307). Mediante la separación de tipos de PLP, la sobrecarga de ModCod se puede reducir en un 3~4% desde una tasa de transmisión total, para el tipo 0 de PLP que se transmite a una tasa de bits fija. En un receptor, para PLP de modulación/codificación fija de tipo 0 de PLP, el eliminador de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63 puede extraer información sobre modulación y tasa de código FEC y proporcionar la información extraída a un módulo de decodificación BICM. Para PLP de codificación/modulación variable de tipo 1 de PLP, los módulos de extracción de ModCod, r307 y r307-1 mostrados en la Fig. 64 pueden extraer y proporcionar los parámetros necesarios para decodificación BICM.

La Fig. 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un módulo de inserción de cabecera de trama 401 puede formar una trama a partir de los flujos de símbolo de entrada y puede añadir una cabecera de trama en la parte delantera de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente información:

*: Número de canales unidos (4 bits)

*: Intervalo de seguridad (2 bits)

*: PAPR (2 bits)

*: Patrón piloto (2 bits)

*: Identificación de sistema digital (16 bits)

*: Identificación de trama (16 bits)

*: Longitud de trama (16 bits) - número de símbolos de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM) por trama

*: Longitud de supertrama (16 bits) - número de tramas por supertrama

*: número de PLP (8 bits)

*: para cada PLP identificación de PLP (8 bits) id de unión de canales (4 bits) Inicio de PLP (9 bits) Tipo de PLP (2 bits) - PLP común u otros Tipo de carga útil de PLP (5 bits) Tipo de MC (1 bit) - modulación y codificación fija/variable si tipo MC == modulación y codificación fija

tipo FEC (1 bit) - LDPC larga o corta Tasa de código (3 bits) Modulación (3 bits) - hasta 64K QAM

fin si; Número de canales de ranura (2 bits) para cada ranura

Inicio de ranura (9 bits)

Anchura de ranura (9 bits) fin para; Anchura de PLP (9 bits) - número máximo de bloques de FEC de PLP Tipo de entrelazado en tiempo de PLP (2 bits)

fin para;

* CRC-32 (32 bits)

El entorno de unión de canales se supone para la información de L1 transmitida en la Cabecera de trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por tanto, información tal como el identificador de PLP, identificador de unión de canales, y dirección de inicio de PLP se requieren para cada canal usado en la unión. Una realización de esta invención sugiere transmitir el campo ModCod en la cabecera de trama FEC si el tipo de PLP soporta modulación/codificación variable y transmitir el campo ModCod en la Cabecera de trama si el tipo de PLP soporta modulación/codificación fija para reducir la sobrecarga de señalización. Además, si existe una Banda

35 de ranura para cada PLP, transmitiendo la dirección de inicio de la Ranura y su anchura, puede volverse innecesario decodificar las portadoras correspondientes en el receptor.

La Fig. 43 muestra un ejemplo de patrón piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de unión de canales. Como se muestra, si las posiciones SP son coincidentes con posiciones de piloto de preámbulo, puede darse una estructura de piloto irregular.

40 La Fig. 43a muestra un ejemplo de módulo de inserción de piloto 404 como se muestra en la Fig. 42. Como se representa en la Fig. 43, si se usa una banda de frecuencia única (por ejemplo, 8 MHz), el ancho de banda disponible es 7,61 MHz, pero si se unen múltiples bandas de frecuencia, se pueden eliminar las bandas de

seguridad, de esta manera, la eficiencia de frecuencia puede aumentar enormemente. La Fig. 43b es un ejemplo de módulo de inserción de preámbulo 504 como se muestra en la Fig. 51 que se transmite en la parte delantera de la trama e incluso con unión de canales, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es el ancho debanda de bloque de L1. Ésta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza una exploración de canal inicial.

Los patrones piloto existen tanto para los Símbolos de Datos como el Preámbulo. Para el símbolo de datos, se pueden usar patrones piloto dispersos (SP). El Patrón Piloto 5 (PP5) y el Patrón Piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para la interpolación solamente en frecuencia. PP5 tiene x=12, y=4, z=48 para GI=1/64 y PP7 tiene x=24, y=4, z=96 para GI=1/128. La interpolación en el tiempo adicional también es posible para una mejor estimación de canal. Los patrones piloto para el preámbulo pueden cubrir todas las posiciones de piloto posibles para la adquisición inicial de canal. Además, las posiciones de piloto de preámbulo deberían ser coincidentes con las posiciones SP y se desea un único patrón piloto tanto para el preámbulo como para el SP. Los pilotos de preámbulo se podrían usar también para la interpolación en el tiempo y todo preámbulo podría tener un patrón piloto idéntico. Estos requisitos son importantes para la detección C2 en la exploración y necesarios para la estimación de desplazamiento de frecuencia con correlación de secuencia de aleatorización. En un entorno de unión de canales, la coincidencia en las posiciones de piloto se debería mantener también para unión de canales debido a que una estructura de piloto irregular puede degradar el rendimiento de la interpolación.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un símbolo OFDM es 48 y si una distancia y entre SP correspondientes a un portador SP específico a lo largo del eje de tiempo es 4, una distancia x eficaz después de la interpolación en el tiempo llega a ser 12. Esto es cuando una fracción de intervalo de seguridad (GI) es 1/64. Si la fracción de GI es 1/128, se puede usar x=24, y=4 y z=96. Si se usa unión de canales, las posiciones SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo generando puntos no continuos en la estructura de piloto disperso.

En este momento, las posiciones piloto de preámbulo pueden coincidir con todas las posiciones SP de símbolo de datos. Cuando se usa unión de canales, el segmento de datos donde se transmite un servicio, se puede determinar con independencia de la granularidad del ancho de banda de 8 MHz. Sin embargo, para reducir la sobrecarga para direccionar el segmento de datos, se puede elegir una transmisión que comienza desde la posición SP y que termina en la posición SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el módulo de estimación de canal r501 mostrado en la Fig. 62 puede realizar una interpolación en el tiempo para obtener los pilotos mostrados en líneas de puntos en la Fig. 43 y realizar la interpolación en frecuencia. En este momento, para puntos no continuos cuyos intervalos se designan como 32 en la Fig. 43, se puede implementar o bien realizar interpolaciones en la derecha y la izquierda separadamente o bien realizar interpolaciones solamente en un lado entonces realizar la interpolación en el otro lado usando las posiciones de piloto ya interpoladas cuyo intervalo es 12 como un punto de referencia. En este momento, la anchura del segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, de esta manera, un receptor puede minimizar el consumo de energía realizando una estimación de canal y decodificando solamente las subportadoras necesarias.

La Fig. 44 muestra otro ejemplo de PP5 aplicado en un entorno de unión de canales o una estructura de SP para mantener la distancia eficaz x como 12 para evitar la estructura de SP irregular mostrada en la Fig. 43 cuando se usa unión de canales. La Fig. 44a es una estructura de SP para símbolo de datos y la Fig. 44b es una estructura de SP para símbolo de preámbulo.

Como se muestra, si la distancia de SP se mantiene consistente en caso de unión de canales, no habrá problema en la interpolación en frecuencia pero las posiciones de piloto entre un símbolo de datos y un preámbulo pueden no se coincidentes. En otras palabras, esta estructura no necesita una estimación de canal adicional para una estructura de SP irregular, sin embargo, las posiciones de SP usadas en unión de canales y las posiciones de piloto de preámbulo llegan a ser diferentes para cada canal.

La Fig. 45 muestra una nueva estructura de SP o PP5' para proporcionar una solución a los dos problemas previamente mencionados en un entorno de unión de canales. Específicamente, una distancia piloto de x=16 puede resolver esos problemas. Para conservar la densidad piloto o para mantener la misma sobrecarga, un PP5' puede tener x=16, y=3, z=48 para GI=1/64 y un PP7' puede tener x=16, y=6, z=96 para GI=1/128. La capacidad de interpolación solamente en frecuencia aún se puede mantener. Las posiciones de piloto se representan en la Fig. 45 para comparación con la estructura PP5.

La Fig. 46 muestra un ejemplo de un nuevo patrón SP o estructura PP5' en un entorno de unión de canales. Como se muestra en la figura 46, si se usa o bien un único canal o bien unión de canales, se puede proporcionar una distancia piloto efectiva x=16. Además, como las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo, se puede evitar el deterioro de la estimación de canal provocado por la irregularidad SP o las posiciones de SP no coincidentes. En otras palabras, la posición de SP no irregular existe para el interpolador en frecuencia y se proporciona coincidencia entre el preámbulo y las posiciones de SP.

En consecuencia, los nuevos patrones SP propuestos pueden ser ventajosos porque se puede usar un único patrón SP tanto para un canal único como unido; se puede no causar una estructura de piloto irregular, de esta manera es posible una buena estimación de canal; se pueden mantener coincidentes tanto las posiciones de piloto SP como de preámbulo; la densidad piloto se puede mantener igual que para PP5 y PP7 respectivamente; y también se puede conservar la capacidad de interpolación solamente en frecuencia.

Además, la estructura de preámbulo puede cumplir los requisitos tales como que las posiciones de piloto de preámbulo deberían cubrir todas las posiciones de SP posibles para la adquisición de canal inicial; el número máximo de portadoras debería ser 3409 (7,61 MHz) para la exploración inicial; se deberían usar exactamente los mismos patrones piloto y secuencia de aleatorización para detección C2; y no se requiere ningún preámbulo específico de detección como P1 en T2.

En términos de relación con la estructura de trama, se puede modificar la granularidad de posición de segmento de datos a 16 portadoras en lugar de 12, de esta manera, puede darse menos sobrecarga de direccionamiento de posición y no se esperan otros problemas con respecto a la condición de segmento de datos, la condición de intervalo nulo, etc.

Por lo tanto, en el módulo de estimación de canal r501 de la Fig. 62, los pilotos en todo preámbulo se pueden usar cuando se realiza interpolación en el tiempo de SP de símbolo de datos. Por lo tanto, se puede mejorar la adquisición de canal y estimación de canal en los límites de trama.

Ahora, con respecto a los requisitos referidos al preámbulo y a la estructura de piloto, hay consenso en que las posiciones de pilotos de preámbulo y SP deberían coincidir con independencia de la unión de canales; el número de portadoras totales en el bloque de L1 debería ser divisible por la distancia piloto para evitar una estructura irregular en el borde de banda; los bloques de L1 se deberían repetir en el dominio de frecuencia; y los bloques de L1 deberían ser siempre decodificables en una posición de ventana de sintonizador arbitrario. Requisitos adicionales serían que las posiciones y patrones piloto se deberían repetir en periodos de 8 MHz; el desplazamiento de frecuencia portadora correcto se debería estimar sin conocimiento de la unión de canales; y la decodificación de L1 (reordenación) es imposible antes que se compense el desplazamiento de frecuencia.

La Fig. 47 muestra una relación entre un símbolo de datos y preámbulo cuando se usan las estructuras de preámbulo como se muestran en la Fig. 52 y la Fig. 53. El bloque de L1 se puede repetir en periodos de 6 MHz. Para la decodificación de L1, se debería encontrar tanto el desplazamiento de frecuencia como el patrón de cambio de preámbulo. La decodificación de L1 no es posible en una posición de sintonizador arbitraria sin información de unión de canales y un receptor no puede diferenciar entre un valor de cambio de preámbulo y desplazamiento de frecuencia.

De esta manera, un receptor, específicamente para el eliminador de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63 para realizar una decodificación de señal de L1, necesita ser obtenida una estructura de unión de canales. Debido a que se conoce la cantidad de cambio de preámbulo esperada en dos regiones sombreadas verticalmente en la Fig. 47, el módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia de portadora. En base a la estimación, la trayectoria de señalización de L1 (r308-1 ~ r301-1) en la Fig. 64 puede decodificar la L1.

La Fig. 48 muestra una relación entre un símbolo de datos y preámbulo cuando se usa la estructura de preámbulo como se muestra en la Fig. 55. El bloque de L1 se puede repetir en periodos de 8 MHz. Para decodificación de L1, necesita ser encontrado el desplazamiento solamente de frecuencia y se puede no requerir el conocimiento de unión de canales. El desplazamiento de frecuencia se puede estimar fácilmente usando una secuencia de Secuencia Binaria Pseudoaleatoria (PRBS) conocida. Como se muestra la Fig. 48, los símbolos de datos y preámbulo están alineados, de esta manera, puede llegar a ser innecesario buscar una sincronización adicional. Por lo tanto, para un receptor, específicamente para el módulo eliminador de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63, es posible que solamente el pico de correlación con secuencia de aleatorización piloto necesite ser obtenido para realizar la decodificación de señal de L1. El módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia de portadora desde la posición de pico.

La Fig. 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable.

Desde el punto de vista de diseño de piloto, el GI actual ya sobreprotege la dispersión de retardo del canal por cable. En el caso peor, rediseñar el modelo de canal puede ser una opción. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia piloto debería ser un divisor de 3584 portadoras (z=32 o 56). Una densidad piloto de z=32 puede aumentar la sobrecarga piloto, de esta manera, se puede elegir z=56. Una cobertura de retardo ligeramente menor puede no ser importante en un canal por cable. Por ejemplo, puede ser 8 s para PP5' y 4 s para PP7' comparado con 9,3 s (PP5) y 4,7 s (PP7). Se pueden cubrir retardos significativos por ambos patrones piloto incluso en el caso peor. Para una posición de piloto de preámbulo, no son necesarias más que todas las posiciones de SP en el símbolo de datos.

Si se puede ignorar la trayectoria de retardo de -40 dB, la dispersión de retardo real puede llegar a ser 2,5 s, 1/64 GI = 7 s, o 1/128 GI = 3,5 s. Esto muestra que el parámetro de distancia piloto, z=56 puede ser un valor lo suficientemente bueno. Además, z=56 puede ser un valor conveniente para estructurar el patrón piloto que permite la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48.

La Fig. 50 muestra la estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112 que se construye en el módulo de inserción de piloto 404 en la Fig. 42. Se proponen PP5' (x=14, y=4, z=56) y PP7' (x=28, y=4, z=112). Se podrían insertar portadoras de borde para cerrar el borde.

Como se muestra en la Fig. 50, los pilotos están alineados a 8 MHz de cada borde de la banda, cada posición de piloto y estructura de piloto se puede repetir cada 8 MHz. De esta manera, esta estructura puede soportar la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48. Además, se puede usar una estructura de piloto común entre símbolos de datos y preámbulo. Por lo tanto, el módulo de estimación de canal r501 en la Fig. 62 puede realizar la estimación de canal usando interpolación en los símbolos datos y de preámbulo debido a que puede no darse ningún patrón piloto irregular, con independencia de la posición de ventana que se decide por las ubicaciones de segmento de datos. En este momento, usar interpolación solamente de frecuencia puede ser suficiente para compensar la distorsión de canal de la dispersión de retardo. Si adicionalmente se realiza una interpolación en el tiempo, se puede realizar una estimación de canal más precisa.

En consecuencia, en el nuevo patrón piloto propuesto, la posición y el patrón piloto se pueden repetir en base a un periodo de 8 MHz. Se puede usar un único patrón piloto tanto para símbolos de datos como preámbulo. La decodificación de L1 puede ser siempre posible sin el conocimiento de unión de canales. Además, el patrón piloto propuesto puede no afectar a las partes en común con T2 debido a que se puede usar la misma estrategia de piloto de patrón piloto disperso; T2 ya usa 8 patrones piloto diferentes; y se puede no aumentar la complejidad del receptor significativamente por patrones piloto modificados. Para una secuencia de aleatorización piloto, el periodo de PRBS puede ser 2047 (secuencia m); la generación de PRBS se puede reiniciar cada 8 MHz, de los que el periodo es 3584; la tasa de repetición de piloto de 56 también puede ser coprima con 2047; y puede no esperarse un problema de PAPR.

La Fig. 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de símbolo de entrada se pueden transformar en el dominio de tiempo por el módulo de IFFT 501. En caso necesario, se puede reducir la relación de potencia pico a promedia (PAPR) en el módulo de reducción de PAPR 502. Para métodos PAPR, se puede usar una reserva de tono o extensión de constelación activa (ACE). El módulo de inserción de GI 503 puede copiar la última parte de un símbolo OFDM efectivo para rellenar el intervalo de seguridad en forma de prefijo cíclico.

El módulo de inserción de preámbulo 504 puede insertar un preámbulo en la parte delantera de cada trama transmitida de manera que un receptor pueda detectar una señal, trama digital y adquirir una adquisición de desplazamiento de tiempo/frecuencia. En este momento, la señal de preámbulo puede realizar una señalización de capa física tal como el tamaño de FFT (3 bits) y tamaño de intervalo de seguridad (3 bits). El módulo de inserción de preámbulo 504 se puede omitir si el modulador es específicamente para DVB-C2.

La Fig. 52 muestra un ejemplo de una estructura de preámbulo para unión de canales, generada en el módulo de inserción de preámbulo 504 en la Fig. 51. Un bloque de L1 completo debería ser "decodificable siempre" en cualquier posición de ventana de sintonización de 7,61 MHz arbitraria y no debería darse ninguna pérdida de señalización de L1 con independencia de la posición de ventana de sintonizador. Como se muestra, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de frecuencia en periodos de 6 MHz. El símbolo de datos puede ser de canal unido para cada 8 MHz. Si, para la decodificación de L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador r603 representado en la Fig. 61 que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el eliminador de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reordenar el bloque de L1 con cambio cíclico recibido (Fig. 53) a su forma original. Esta reordenación es posible debido a que el bloque de L1 se repite para cada bloque de 6 MHz. La Fig. 53a se puede reordenar en la Fig. 53b.

La Fig. 54 muestra un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado. La estructura de preámbulo de la Fig. 52 usa solamente 6 MHz del ancho de banda de sintonizador total de 7,61 MHz para la decodificación de L1. En términos de eficiencia espectral, el ancho de banda de sintonizador de 7,61 MHz no se utiliza completamente. Por lo tanto, puede haber una optimización adicional en eficiencia espectral.

La Fig. 55 muestra otro ejemplo de estructura de preámbulo o estructura de símbolos de preámbulo para la eficiencia espectral total, generada en el módulo de inserción de cabecera de trama 401 en la Fig. 42. Justo como el símbolo de datos, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en periodos de 8 MHz. Un bloque de L1 completo es aún "decodificable siempre" en cualquier posición de ventana de sintonizador de 7,61 MHz arbitraria. Tras la sintonización, los datos de 7,61 MHz se pueden considerar como un código perforado virtualmente. Tener exactamente el mismo ancho de banda tanto para los símbolos de datos como de preámbulo y exactamente la misma estructura de piloto para los símbolos de datos y de preámbulo puede maximizar la eficiencia espectral. Se pueden mantener sin cambios otras características tales como la propiedad de cambio cíclico y no enviar el bloque de L1 en caso de que no haya segmento de datos. En otras palabras, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de los símbolos de datos o, como se muestra en la Fig. 57, el

ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (aquí, es 7,61 MHz). El ancho de banda del sintonizador se puede definir como un ancho de banda que corresponde a un número de portadoras activas totales cuando se usa un único canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede corresponder al número de portadoras activas totales (aquí, es 7,61 MHz).

La Fig. 56 muestra un código perforado virtualmente. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque de L1 de 8 MHz se pueden considerar como codificados perforados. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la Fig. 61 usa un ancho de banda de 7,61 MHz para decodificación de L1, el eliminador de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reordenar el bloque de L1 de cambio cíclico, recibido en la forma original como se muestra en la Fig. 56. En este momento, se realiza la decodificación de L1 usando el ancho de banda entero del sintonizador. Una vez que se reordena el bloque de L1, un espectro del bloque de L1 reordenado puede tener una región en blanco dentro del espectro como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 56 debido a que un tamaño original del bloque de L1 es un ancho de banda de 8 MHz.

Una vez que la región en blanco está rellenada con ceros, o bien después de desentrelazar en el dominio de símbolo por el desentrelazador en frecuencia r403 en la Fig. 63 o por el desentrelazador de símbolo r308-1 en la Fig. 64 o después de desentrelazar en el dominio de bits por el demapeador de símbolo r306-1, el multiplexor de bit r305-1, y el desentrelazador interno r304-1 en la Fig. 64, el bloque puede tener una forma que parece estar perforada como se muestra en el lado inferior derecho de la Fig. 56.

Este bloque de L1 se puede decodificar en el módulo de decodificación perforada/acortada r303-1 en la Fig. 64. Usando esta estructura de preámbulo, se puede utilizar el ancho de banda de sintonizador entero, de esta manera se puede aumentar la eficiencia espectral y la ganancia de codificación. Además, se puede usar una estructura de piloto y ancho de banda idénticos para los símbolos de preámbulo y datos.

Además, si el ancho de banda de preámbulo o si el ancho de banda de los símbolos de preámbulo se fija como un ancho de banda de sintonizador como se muestra en la Fig. 58, (es de 7,61 MHz en el ejemplo), se puede obtener un bloque de L1 completo después de la reordenación incluso sin perforación. En otras palabras, para una trama que tiene símbolos de preámbulo, en donde los símbolos de preámbulo tienen al menos un bloque de capa 1 (L1), se puede decir, que el bloque de L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de una banda de Radiofrecuencia (RF) de 8 MHz.

De esta manera, se puede maximizar la eficiencia espectral y el rendimiento de decodificación de L1. En otras palabras, en un receptor, la decodificación se puede realizar en el módulo de decodificación perforada/acortada r303-1 en la Fig. 64, después de realizar solamente desentrelazado en el dominio de símbolo.

En consecuencia, la nueva estructura de preámbulo propuesta puede ser ventajosa porque es completamente compatible con el preámbulo usado previamente excepto en que el ancho de banda es diferente; los bloques de L1 se repiten en periodos de 8 MHz; el bloque de L1 se puede decodificar siempre con independencia de la posición de ventana de sintonizador; se puede usar un ancho de banda de sintonizador total para decodificación de L1; una eficiencia espectral máxima puede garantizar más ganancia de codificación; un bloque de L1 incompleto se puede considerar como codificado perforado; se puede usar una estructura de piloto simple e igual tanto para el preámbulo como los datos; y se puede usar un ancho de banda idéntico tanto para el preámbulo como los datos.

La Fig. 59 muestra un ejemplo de un procesador analógico. Un módulo DAC 601 puede convertir una entrada de señal digital en una señal analógica. Después de que el ancho de banda de frecuencia de transmisión se convierte ascendentemente (602) y se filtra analógicamente (603) se puede transmitir la señal.

La Fig. 60 muestra un ejemplo de un sistema de receptor digital. La señal recibida se convierte en señal digital en un módulo de proceso analógico r105. Un demodulador r104 puede convertir la señal en datos en el dominio de la frecuencia. Un analizador sintáctico de trama r103 puede eliminar pilotos y cabeceras y permitir la selección de información de servicio que necesita ser decodificada. Un demodulador BICM r102 puede corregir errores en el canal de transmisión. Un procesador de salida r101 puede restablecer la información de sincronización y el flujo de servicio transmitido originalmente.

La Fig. 61 muestra un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. Un módulo sintonizador/AGC r603 puede seleccionar el ancho de banda de frecuencia deseado a partir de la señal recibida. Un módulo convertidor descendente r602 puede restablecer la banda base. Un módulo ADC r601 puede convertir la señal analógica en señal digital.

La Fig. 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un módulo detector de trama r506 puede detectar el preámbulo, comprobar si existe una señal digital correspondiente, y detectar un inicio de una trama. Un módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 puede realizar una sincronización en los dominios del tiempo y de la frecuencia. En este momento, para una sincronización de dominio de tiempo, se puede usar una correlación de intervalo de seguridad. Para la sincronización en el dominio de la frecuencia, se puede usar una correlación o se puede estimar un desplazamiento a partir de información de fase de una subportadora que se transmite en el dominio de la frecuencia. Un módulo de eliminación de preámbulo r504 puede eliminar el preámbulo de la parte delantera de la trama detectada. Un módulo de eliminación de GI r503 puede eliminar el intervalo de seguridad. Un

módulo de FFT r501 puede transformar la señal en el dominio del tiempo en una señal en el dominio de la frecuencia. Un módulo de estimación/ecualización de canal r501 puede compensar errores estimando la distorsión en el canal de transmisión usando un símbolo piloto. El módulo de eliminación de preámbulo r504 se puede omitir si el demodulador es específicamente para DVB-C2.

La Fig. 63 muestra un ejemplo de analizador sintáctico de trama. Un módulo de eliminación de piloto r404 puede eliminar un símbolo piloto. Un módulo de desentrelazado en frecuencia r403 puede realizar un desentrelazado en el dominio de la frecuencia. Un fusionador de símbolo OFDM r402 puede restablecer la trama de datos a partir de flujos de símbolo transmitidos en símbolos OFDM. Un módulo de eliminación de cabecera de trama r401puede extraer señalización de capa física de la cabecera de cada trama transmitida y eliminar la cabecera. La información extraída se puede usar como parámetros para los siguientes procesos en el receptor.

La Fig. 64 muestra un ejemplo de un demodulador BICM. La Fig. 64a muestra una trayectoria de datos y la Fig. 64b muestra una trayectoria de señalización de L1. Un desentrelazador de símbolo r308 puede realizar un desentrelazado en el dominio de símbolo. Un extractor de ModCod r307 puede extraer parámetros de ModCod de la parte delantera de cada trama en BB y poner a disposición los parámetros para los siguientes procesos de decodificación y demodulación variable/adaptativa. Un demapeador de símbolo r306 puede demapear flujos de símbolo de entrada en flujos de Relación de Verosimilitud Logarítmica (LLR) de bits. Los flujos de LLR de bits de salida se pueden calcular usando una constelación usada en un mapeador de símbolo 306 del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM o NU-MQAM mencionada anteriormente, calculando tanto el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit más próximo al MSB y calculando o bien el eje I o el eje Q cuando se calcula el resto de bits, se puede implementar un demapeador de símbolo eficiente. Este método puede aplicarse a, por ejemplo, LLR aproximada, LLR exacta y decisión firme.

Cuando se usa una constelación optimizada según la capacidad de constelación y la tasa de código del código de corrección de error en el mapeador de símbolo 306 del transmisor, el demapeador de símbolo r306 del receptor puede obtener una constelación usando la tasa de código y la información de capacidad de constelación transmitida desde el transmisor. El multiplexor de bit r305 del receptor puede realizar una función inversa del demultiplexor de bit 305 del transmisor. El desentrelazador interno r304 y el desentrelazador externo r302 del receptor pueden realizar funciones inversas del entrelazador interno 304 y el entrelazador externo 302 del transmisor, respectivamente para obtener el flujo de datos en su secuencia original. El desentrelazador externo r302 se puede omitir si el demodulador BICM es específicamente para DVB-C2.

El decodificador interno r303 y el decodificador externo r301 del receptor pueden realizar procesos de decodificación correspondientes al codificador interno 303 y el codificador externo 301 del transmisor, respectivamente, para corregir errores en el canal de transmisión. Se pueden realizar procesos similares realizados en la trayectoria de datos, en la trayectoria de señalización de L1, pero con diferentes parámetros (r308-1 ~ r301-1). En este punto, como se explica en la parte del preámbulo, se puede usar un módulo de código acortado/perforado r303-1 para la decodificación de señal de L1.

La Fig. 65 muestra un ejemplo de decodificación LDPC usando acortamiento/perforación. Un demultiplexor r301a puede sacar separadamente parte de paridad y parte de información de código sistemático a partir de los flujos de bits de entrada. Para la parte de información, se puede realizar un rellenado de ceros (r302a) según un número de flujos de bits de entrada de decodificador LDPC, para la parte de paridad, se pueden generar flujos de bits de entrada para (r303a) el decodificador LDPC desperforando la parte perforada. La decodificación LDPC (r304a) se puede realizar en flujos de bits generados, y los ceros en la parte de información pueden eliminarse y sacar (r305a).

La Fig. 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un desaleatorizador en BB r209 puede restaurar flujos de bits aleatorizados (209) en el transmisor. Un Divisor r208 puede restaurar tramas en BB que corresponden a múltiples PLP que se multiplexan y transmiten desde el transmisor según la trayectoria de PLP. Para cada trayectoria de PLP, los eliminadores de cabecera en BB r207-1~n pueden eliminar la cabecera que se transmite en la parte delantera de la trama en BB. Un decodificador CRC r206-1~n puede una realizar decodificación CRC y poner a disposición las tramas en BB fiables para la selección. Unos módulos de inserción de paquetes nulos r2051~n pueden restaurar paquetes nulos que se eliminaron para una mayor eficiencia de transmisión en su ubicación original. Unos módulos de recuperación de retardo r204-1~n pueden restaurar un retardo que existe entre cada trayectoria de PLP.

Unos módulos de recuperación de reloj de salida r203-1~n pueden restaurar la temporización original del flujo de servicio a partir de la información de temporización transmitida desde los módulos de sincronización de flujo de entrada 203-1~n. Unos módulos de interfaz de salida r202-1~n pueden restaurar datos en el paquete de TS/GS de los flujos de bits de entrada que se segmentan en la trama en BB. Unos módulos de procesado posterior de salida r201-1~n pueden restaurar múltiples flujos de TS/GS en un flujo de TS/GS completo, si es necesario. Los bloques sombreados mostrados en la Fig. 66 representan módulos que se pueden usar cuando se procesa un único PLP de una vez y el resto de bloques representan módulos que se pueden usar cuando se procesan múltiples PLP al mismo tiempo.

Los patrones piloto de preámbulo se diseñaron con cuidado para evitar un aumento de PAPR, de esta manera, necesita ser considerado si la tasa de repetición de L1 puede aumentar la PAPR. El número de bits de información de L1 varía dinámicamente según la unión de canales, el número de PLP, etc. En detalle, es necesario considerar cosas tales como que el tamaño de bloque de L1 fijo puede introducir una sobrecarga innecesaria; la señalización de L1 se debería proteger más intensamente que los símbolos de datos; y el entrelazado en el tiempo de bloque de L1 puede mejorar la robustez sobre el deterioro de canal tal como la necesidad de ruido impulsivo.

Para una tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz, como se muestra en la Fig. 67, se exhibe una eficiencia espectral total (aumento de un 26,8% de BW) con perforación virtual pero la PAPR se puede aumentarse dado que el ancho de banda de L1 es el mismo que el de los símbolos de datos. Para la tasa de repetición de 8 MHz, se puede usar entrelazado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes comunes y el mismo patrón se puede repetir en sí mismo en un periodo de 8 MHz después del entrelazado.

Para una tasa de repetición de bloque L1 de 6 MHz, como se muestra en la Fig. 68, se puede exhibir una eficiencia espectral reducida sin perforación virtual. Se puede producir un problema similar de PAPR como para el caso de 8 MHz dado que los anchos de banda de símbolo de datos y de L1 comparten LCM=24 MHz. Para la tasa de repetición de 6 MHz, se puede usar entrelazado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes comunes y el mismo patrón se puede repetir en sí mismo en un periodo de 24 MHz después del entrelazado.

La Fig. 69 muestra una nueva tasa de repetición de bloque de L1 de 7,61 MHz o ancho de banda de sintonizador total. Se puede obtener una eficiencia espectral total (aumento de un 26,8% de BW) sin perforación virtual. Puede no haber un problema de PAPR dado que los anchos de banda de símbolo de datos y de L1 comparten LCM≈1704 MHz. Para la tasa de repetición de 7,61 MHz, se puede usar entrelazado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes comunes y el mismo patrón se puede repetir en sí mismo en periodos de alrededor de 1704 MHz tras el entrelazado.

La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de trama. Cada información en la señalización de L1 se puede transmitir al receptor y se puede usar como un parámetro de decodificación. Especialmente, la información se puede usar en la trayectoria de señal de L1 mostrada en la Fig. 64 y los PLP se pueden transmitir en cada segmento de datos. Se puede obtener una robustez aumentada para cada PLP.

La Fig. 72 es un ejemplo de un entrelazador de símbolo 308-1 como se muestra en la trayectoria de señalización de L1 en la Fig. 37 y también puede ser un ejemplo de su desentrelazador de símbolo r308-1 correspondiente como se muestra en la trayectoria de señalización de L1 en la Fig. 64. Los bloques con líneas inclinadas representan bloques de L1 y los bloques lisos representan portadoras de datos. Los bloques de L1 se pueden transmitir no solamente dentro de un único preámbulo, sino que también se pueden transmitir dentro de múltiples bloques OFDM. Dependiendo de un tamaño de bloque de L1, el tamaño del bloque de entrelazado puede variar. En otras palabras, num_L1_sym y L1_span pueden ser diferentes entre sí. Para minimizar una sobrecarga innecesaria, los datos se pueden transmitir dentro del resto de las portadoras de los símbolos OFDM donde se transmite el bloque de L1. En este punto, se puede garantizar una eficiencia espectral total debido a que el ciclo de repetición del bloque de L1 es aún un ancho de banda de sintonizador total. En la Fig. 72, los números en bloques con líneas inclinadas representan el orden de bit dentro de un único bloque LDPC.

En consecuencia, cuando los bits se escriben en una memoria de entrelazado en la dirección de fila según un índice de símbolo como se muestra en la Fig. 72 y se leen en la dirección de columna según un índice de portadora, se puede obtener un efecto de entrelazado de bloque. En otras palabras, se puede entrelazar un bloque LDPC en el dominio del tiempo y el dominio de la frecuencia y entonces se puede transmitir. Num_L1_sym puede ser un valor predeterminado, por ejemplo, se puede fijar un número entre 2~4 como un número de símbolos OFDM. En este punto, para aumentar la granularidad del tamaño de bloque de L1, se puede usar un código LDPC perforado/acortado que tenga una longitud mínima de la palabra de código para protección de L1.

La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque de L1. La Fig. 73 ilustra la Fig. 72 en el dominio de la trama. Como se muestra en la Fig. 73a, los bloques de L1 pueden estar abarcando en el ancho de banda de sintonizador total o como se muestra en la Fig. 73b, los bloques de L1 se pueden abarcar de manera parcial y el resto de las portadoras se pueden usar para portadora de datos. En cualquier caso, se puede ver que la tasa de repetición del bloque de L1 puede ser idéntica a un ancho de banda de sintonizador total. Además, para los símbolos OFDM que usan señalización de L1 incluyendo el preámbulo, se puede realizar solamente entrelazado de símbolo mientras que no se permite una transmisión de datos en esos símbolos OFDM. En consecuencia, para el símbolo OFDM usado para señalización de L1, un receptor puede decodificar la L1 realizando desentrelazado sin decodificación de datos. En este punto, el bloque de L1 puede transmitir señalización de L1 de la trama actual o señalización de L1 de una trama posterior. En el lado de receptor, los parámetros de L1 decodificados a partir de la trayectoria de decodificación de señalización de L1 mostrada en la Fig. 64 se pueden usar para el proceso de decodificación para la trayectoria de datos del analizador sintáctico de trama de la trama posterior.

En resumen, en un transmisor, se puede realizar un entrelazado de bloques de la región L1 escribiendo bloques en una memoria en una dirección de fila y leyendo los bloques escritos de la memoria en una dirección de columna. En un receptor, se puede realizar un desentrelazado de bloques de la región L1 escribiendo bloques en una memoria en

una dirección de columna y leyendo los bloques escritos de la memoria en una dirección de fila. Las direcciones de lectura y escritura del transmisor y receptor se pueden intercambiar.

Cuando se realiza simulación con suposiciones que se hacen tales como CR=1/2 para protección de L1 y para las partes comunes de T2; mapeo de símbolo 16-QAM; densidad piloto de 6 en el preámbulo; número de LDPC corta implica una cantidad requerida de perforación/acortamiento, se pueden obtener resultados o conclusiones tales como solamente el preámbulo para transmisión de L1 puede no ser suficiente; el número de símbolos OFDM depende de la cantidad del tamaño de bloque L1; se puede usar la palabra de código LDPC más corta (por ejemplo información de 192 bits) entre el código acortado/perforado para flexibilidad y granularidad fina; y el rellenado se puede añadirse si se requiere con una sobrecarga despreciable. El resultado se resume en la Fig. 71.

En consecuencia, para una tasa de repetición de bloque de L1, el ancho de banda de sintonizador total sin perforación virtual puede ser una buena solución y aún puede no surgir un problema de PAPR con eficiencia espectral total. Para señalización de L1, una estructura de señalización eficiente puede permitir una configuración máxima en un entorno de unión de 8 canales, 32 ranuras, 256 segmentos de datos y 256 PLP. Para la estructura de bloque de L1, se puede implementar una señalización de L1 flexible según el tamaño de bloque de L1. El entrelazado en el tiempo se puede realizar para una mejor robustez para las partes comunes de T2. Menos sobrecarga puede permitir la transmisión de datos en el preámbulo.

El entrelazado de bloque del bloque de L1 se puede realizar para mejor robustez. El entrelazado se puede realizar con un número predefinido fijo de símbolos de L1 (num_L1_sym) y un número de portadoras abarcadas por L1 como parámetro (L1_span). La misma técnica se usa para entrelazado de preámbulo P2 en DVB-T2.

Se puede usar un bloque de L1 de tamaño variable. El tamaño puede ser adaptable a la cantidad de bits de señalización de L1, provocando una sobrecarga reducida. Se puede obtener eficiencia espectral total sin problema de PAPR. Una repetición de menos de 7,61 MHz puede significar que se puede enviar más redundancia pero no se usa. Puede no surgir un problema de PAPR debido a la tasa de repetición de 7,61 MHz para el bloque de L1.

La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Esta Fig. 74 es diferente de la Fig. 70 porque el campo L1_span que tiene 12 bits se divide en dos campos. En otras palabras, el campo L1_span se divide en L1_column que tiene 9 bits y L1_row que tiene 3 bits. La L1_column representa el índice de portadora que abarca L1. Debido a que el segmento de datos comienza y termina cada 12 portadoras, que es la densidad piloto, los 12 bits de sobrecarga se pueden reducir en 3 bits para alcanzar 9 bits.

L1_row representa el número de símbolos OFDM que abarca L1 cuando se aplica entrelazado en el tiempo. En consecuencia, se puede realizar un entrelazado en el tiempo dentro de un área de L1_columns multiplicada por L1_rows. Alternativamente, se puede transmitir un tamaño total de bloques de L1 de manera que se pueda usar L1_span mostrado en la Fig. 70 cuando no se realiza entrelazado en el tiempo. Para tal caso, el tamaño de bloque de L1 es de 11.776 x 2 bits en el ejemplo, de esta manera 15 bits es suficiente. En consecuencia, el campo L1_span puede estar compuesto de 15 bits.

La Fig. 75 es un ejemplo de entrelazado/desentrelazado en frecuencia o tiempo. La Fig. 75 muestra una parte de una trama de transmisión completa. La Fig. 75 también muestra la unión de múltiples anchos de banda de 8 MHz. Una trama puede constar de un preámbulo que transmite bloques de L1 y un símbolo de datos que transmite datos. Las diferentes clases de símbolos de datos representan segmentos de datos para diferentes servicios. Como se muestra en la Fig. 75, el preámbulo transmite bloques de L1 para cada 7,61 MHz.

Para el preámbulo, se realiza un entrelazado en frecuencia o tiempo dentro de bloques de L1 y no se realiza entre bloques de L1. Es decir, para el preámbulo, se puede decir que el entrelazado se realiza a nivel de bloque de L1. Esto permite decodificar los bloques de L1 transmitiendo los bloques de L1 dentro de un ancho de banda de ventana de sintonizador incluso cuando se haya movido la ventana de sintonizador a una ubicación aleatoria dentro de un sistema de unión de canales.

Para la decodificación de símbolo de datos a un ancho de banda de ventana de sintonizador aleatoria, no debería darse entrelazado entre segmentos de datos. Es decir, para segmentos de datos, se puede decir que el entrelazado se realiza a nivel de segmento de datos. En consecuencia, se debería realizar entrelazado en frecuencia y entrelazado en el tiempo dentro de un segmento de datos. Por lo tanto, un entrelazador de símbolo 308 en una trayectoria de datos de un módulo BICM de transmisor como se muestra en la Fig. 37 puede realizar entrelazado de símbolo para cada segmento de datos. Un entrelazador de símbolo 308-1 en una trayectoria de señal de L1 puede realizar entrelazado de símbolo para cada bloque de L1.

Un entrelazador en frecuencia 403 mostrado en la Fig. 42 necesita realizar un entrelazado en los símbolos de datos y preámbulo separadamente. Específicamente, para el preámbulo, se puede realizar un entrelazado en frecuencia para cada bloque de L1 y para el símbolo de datos, se puede realizar un entrelazado en frecuencia para cada segmento de datos. En este punto, se puede no realizar un entrelazado en el tiempo en la trayectoria de datos o trayectoria de señal de L1 considerando un modo de baja latencia.

La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de señalización de L1 que se transmite en una cabecera de FECFRAME en el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 en la trayectoria de datos del módulo BICM como se muestra en la Fig. 37. Como se ve en la Fig. 76, para un bloque LDPC corto (tamaño=16200), puede darse una sobrecarga máxima del 3,3% que puede no ser despreciable. En el análisis, se suponen 45 símbolos para la protección de FECFRAME y el preámbulo es una señalización de L1 específica de trama C2 y la cabecera de FECFRAME es señalización de L1 específica de FECFRAME, es decir identificador PLP y Mod, Cod.

Para reducir la sobrecarga de L1, se pueden considerar planteamientos según dos tipos de segmentos de datos. Para los casos de tipo ACM/VCM y múltiples PLP, la trama se puede mantener igual que para la cabecera de FECFRAME. Para los casos de tipo ACM/VCM y único PLP, se puede eliminar el identificador de PLP de la cabecera de FECFRAME, provocando hasta el 1,8% de reducción de sobrecarga. Para los casos de tipo CCM y múltiples PLP, el campo Mod/Cod se puede eliminar de la cabecera de FECFRAME, provocando hasta el 1,5% de reducción de sobrecarga. Para los casos de tipo CCM y único PLP, no se requiere cabecera de FECFRAME, de esta manera, se puede obtener hasta el 3,3% de reducción de sobrecarga.

En una señalización de L1 acortada, se puede transmitir o bien Mod/Cod (7 bits) o bien el identificador de PLP (8 bits), pero puede ser demasiado corto para obtener alguna ganancia de codificación. Sin embargo, es posible que no se requiera sincronización debido a que los PLP pueden estar alineados con la trama de transmisión C2; se puede conocer cada ModCod de cada PLP a partir del preámbulo; y un simple cálculo puede permitir la sincronización con la FECFRAME específica.

La Fig. 77 está mostrando una estructura para una cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. En la Fig. 77, los bloques con líneas inclinadas y el formador de FECFRAME representan un diagrama de bloques detallado del módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 en la trayectoria de datos del módulo BICM como se muestra en la Fig. 37. Los bloques lisos representan un ejemplo de módulo de codificación interno 303, entrelazador interno 304, demultiplexor de bit 305, y mapeador de símbolo 306 en la trayectoria de datos del módulo BICM como se muestra en la Fig. 37. En este punto, se puede realizar una señalización de L1 acortada debido a que CCM no requiere un campo de Mod/Cod y un único PLP no requiere un identificador de PLP. En esta señal de L1 con un número reducido de bits, la señal de L1 se puede repetir tres veces en el preámbulo y se puede realizar modulación BPSK, de esta manera, es posible una señalización muy robusta. Finalmente, el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 puede insertar la cabecera generada en cada trama FEC. La Fig. 84 está mostrando un ejemplo del módulo de extracción de ModCod r307 en la trayectoria de datos del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64.

Como se muestra en la Fig. 84, la cabecera de FECFRAME se puede analizar sintácticamente (r301b), entonces los símbolos que transmiten información idéntica en símbolos repetidos se pueden retardar, alinear, y entonces combinar (combinación Rake r302b). Finalmente, cuando se realiza demodulación BPSK (r303b), se puede restaurar el campo de señal de L1 recibido y este campo de señal de L1 restaurado se puede enviar al controlador de sistema para ser usado como parámetros para decodificación. La FECFRAME analizada sintácticamente se puede enviar al demapeador de símbolo.

La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de la tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 mencionada anteriormente. Se puede observar que se obtienen alrededor de 4,8 dB de ganancia de SNR a través de una repetición de tres veces. La SNR requerida es 8,7 dB a una BER = 1E-11.

La Fig. 79 muestra ejemplos de estructuras de trama FEC y de trama de transmisión. Las estructuras de trama FEC mostradas en el lado superior derecho de la Fig. 79 representan la cabecera de FECFRAME insertada por el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 en la Fig. 37. Se puede ver que dependiendo de diversas combinaciones de condiciones es decir, tipo CCM o ACM/VCM y única o múltiples PLP, se puede insertar un tamaño diferente de cabeceras. O bien, se puede no insertar ninguna cabecera. Se pueden formar tramas de transmisión formadas según los tipos de segmento de datos y mostradas en el lado inferior izquierdo de la Fig. 79 mediante el módulo de inserción de cabecera de trama 401 del formador de trama como se muestra en la Fig. 42 y el módulo fusionador/segmentador 208 del procesador de entrada mostrado en la Fig. 35. En este punto, la FECFRAME se puede transmitir según diferentes tipos de segmento de datos. Usando este método, se puede reducir un máximo del 3,3% de sobrecarga. En el lado superior derecho de la Fig. 79, se muestran cuatro tipos diferentes de estructuras, pero un experto en la técnica entendería que éstos son sólo ejemplos, y se puede usar cualquiera de estos tipos o sus combinaciones para el segmento de datos.

En el lado de receptor, el módulo de eliminación de cabecera de trama r401 del módulo de analizador sintáctico de trama como se muestra en la Fig. 63 y el módulo de extracción de ModCod r307 del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64 puede extraer un parámetro de campo de ModCod que se requiere para la decodificación. En este punto, según los tipos de segmento de datos de transmisión, se pueden extraer parámetros de trama. Por ejemplo, para el tipo CCM, se pueden extraer parámetros a partir de la señalización de L1 que se transmite en el preámbulo y para el tipo ACM/VCM, se pueden extraer parámetros de la cabecera de FECFRAME.

Como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 79, la estructura de FECFRAME se puede dividir en dos grupos, en los que el primer grupo es las tres estructuras de trama superiores con cabecera y siendo el segundo grupo es la última estructura de trama sin cabecera.

La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 que se puede transmitir dentro del preámbulo por el módulo de inserción de cabecera de trama 401 del módulo de formador de trama mostrado en la Fig. 42. Esta señalización de L1 es diferente de la señalización de L1 previa porque el tamaño del bloque de L1 se puede transmitir en bits (L1_size, 14 bits); es posible encender/apagar el entrelazado de tiempo en el segmento de datos (dslice_time_intrlv, 1 bit); y definiendo el tipo de segmento de datos (dslice_type, 1 bit), se reduce la sobrecarga de la señalización de L1. En este punto, cuando el tipo de segmento de datos es CCM, el campo de Mod/Cod se puede transmitir dentro del preámbulo en lugar de dentro de la cabecera de FECFRAME (plp_mod (3 bits), plp_fec_type (1 bit), plp_cod (3 bits)).

En el lado receptor, el decodificador interno acortado/perforado r303-1 del demodulador BICM como se muestra en la Fig. 64 puede obtener el primer bloque LDPC, que tiene un tamaño de bloque de L1 fijo, transmitirse dentro del preámbulo, a través de decodificación. También se pueden obtener los números y el tamaño del resto de los bloques LDPC.

Se puede usar un entrelazado en el tiempo cuando múltiples símbolos OFDM son necesarios para transmisión de L1

o cuando hay un segmento de datos con entrelazado en el tiempo. Es posible un encendido/apagado flexible del entrelazado en el tiempo con un marcador de entrelazado. Para entrelazado en el tiempo del preámbulo, se puede requerir un marcador de entrelazado en el tiempo (1 bit) y un número de símbolos OFDM entrelazados (3 bits), de esta manera, se pueden proteger un total de 4 bits de manera similar a una cabecera de FECFRAME acortada.

La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de señalización L1 previa que se puede realizar en el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307-1 en la trayectoria de datos de módulo BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques con líneas inclinadas y el Formador de Preámbulo son ejemplos del módulo de inserción de cabecera de ModCod 307-1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques lisos son ejemplos del módulo de inserción de cabecera de trama 401 del Formador de trama como se muestra en la Fig. 42.

También, los bloques lisos pueden ser ejemplos de módulo de código acortado/perforado interno 303-1, entrelazador interno 304-1, demultiplexor de bit 305-1, y mapeador de símbolo 306-1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37.

Como se ve en la Fig. 81, la señal de L1 que se transmite en el preámbulo se puede proteger usando codificación LDPC acortada/perforada. Se pueden insertar parámetros relacionados en la Cabecera en forma de L1 previa. En este punto, solamente se pueden transmitir parámetros de entrelazado en el tiempo en la Cabecera del preámbulo. Para asegurar más robustez, se puede realizar una repetición de cuatro veces. En el lado receptor, para ser capaces de decodificar la señal de L1 que se transmite en el preámbulo, el módulo de extracción de ModCod r307-1 en la trayectoria de señalización de L1 del demodulador BICM como se muestra en la Fig. 64 necesita usar el módulo de decodificación mostrado en la Fig. 84. En este punto, debido a que hay una repetición de cuatro veces a diferencia de la cabecera de FECFRAME de decodificación previa, se requiere un proceso de recepción Rake que sincronice los símbolos repetidos cuatro veces y añada los símbolos.

La Fig. 82 muestra una estructura de L1 el bloque de señalización que se transmite desde el módulo de inserción de cabecera de trama 401 del módulo de formador de trama como se muestra en la Fig. 42. Está mostrando un caso donde no se usa entrelazado en el tiempo en un preámbulo. Como se muestra en la Fig. 82, se puede transmitir una clase diferente de bloques LDPC en el orden de las portadoras. Una vez que se forma y se transmite un símbolo OFDM entonces se forma y se transmite un siguiente símbolo OFDM. Para que el último símbolo OFDM sea transmitido, si hay alguna portadora pendiente, esas portadoras se pueden usar para la transmisión de datos o se pueden rellenar de manera simulada. El ejemplo en la Fig. 82 muestra un preámbulo que comprende tres símbolos OFDM. En un lado de receptor, para este caso de no entrelazado, puede omitir el desentrelazador de símbolo r308-1 en la trayectoria de señalización L1 del demodulador BICM como se muestra en la Fig. 64.

La Fig. 83 muestra un caso donde se realiza entrelazado en el tiempo de L1. Como se muestra en la Fig. 83, se puede realizar un entrelazado de bloque de una manera que se forme un símbolo OFDM para índices de portadora idénticos formando entonces unos símbolos OFDM para los siguientes índices de portadora. Como en el caso donde no se realiza entrelazado, si hay cualquier portadora pendiente, esas portadoras se pueden usar para la transmisión de datos o se pueden rellenar de manera simulada. En un lado de receptor, para este caso de no entrelazado, el desentrelazador de símbolo r308-1 en la trayectoria de señalización de L1 del demodulador BICM mostrado en la Fig. 64 puede realizar desentrelazado de bloque leyendo bloques LDPC en orden creciente de números de los bloques LDPC.

Además, puede haber al menos dos tipos de segmentos de datos. El tipo 1 de segmento de datos tiene d_slice_type = 0 en los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos no tiene cabecera de XFECFrame y tiene sus valores de mod/cod en campos de señalización de L1. El tipo 2 de segmento de datos tiene d_slice_type = 1 en

los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos tiene una cabecera de XFECFrame y tiene sus valores de mod/cod en la cabecera de XFECFrame.

XFECFrame significa trama de XFEC (compleXForward Error Correction, Corrección de Errores sin Canal de Retorno Compleja) y mod/cod significa tipo de modulación/tasa de código.

En un receptor, un analizador sintáctico de trama puede formar una trama a partir de señales demoduladas. La trama tiene símbolos de datos y los símbolos de datos pueden tener un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene XFECFrame sin cabecera de XFECFrame. También, un receptor puede extraer un campo para indicar si realizar un desentrelazado en el tiempo en los símbolos de preámbulo o no realizar un desentrelazado en el tiempo en los símbolos de preámbulo, a partir de la L1 de los símbolos de preámbulo.

En un transmisor, un formador de tramas puede formar una trama. Los símbolos de datos de la trama comprenden un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera de XFECFrame. Además, se puede insertar un campo para indicar si realizar un entrelazado en el tiempo en símbolos de preámbulo o no realizar un entrelazado en el tiempo en símbolos de preámbulo en la L1 de los símbolos de preámbulo.

Por último, para un código acortado/perforado para el módulo de inserción de cabecera de trama 401 del formador de trama mostrado en la Fig. 42, se puede determinar un tamaño mínimo de palabra de código que puede obtener ganancia de codificación y se puede transmitir en un primer bloque LDPC. De esta manera, para el resto de bloques LDPC se pueden obtener los tamaños a partir de ese tamaño de bloque de L1 transmitido.

La Fig. 85 está mostrando otro ejemplo de señalización L1 previa que se puede transmitir desde el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307-1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo BICM mostrado en la Fig. 37. La Fig. 85 es diferente de la Fig. 81 porque se ha modificado el mecanismo de protección de parte de la cabecera. Como se ve en la Fig. 85, la información del tamaño de bloque de L1 L1_size (14 bits) no se transmite en el bloque de L1, sino que se transmite en la Cabecera. En la Cabecera, también se puede transmitir información de entrelazado en el tiempo de 4 bits. Para un total de 18 bits de entrada, se usa un código BCH (45, 18) que saca 45 bits y se copia a las dos trayectorias y finalmente, se mapea QPSK. Para la trayectoria Q, se puede realizar un cambio cíclico de 1 bit para ganancia de diversidad y modulación de PRBS según la palabra de sincronización. Se pueden sacar un total de 45 símbolos QPSK de estas entradas de trayectoria I/Q. En este punto, si se fija la profundidad de entrelazado en el tiempo como un número de preámbulos que se requiere para transmitir el bloque de L1, puede no necesitar ser transmitido L1_span (3 bits) que indica la profundidad de entrelazado en el tiempo. En otras palabras, solamente se puede transmitir un marcador de encendido/apagado de entrelazado en el tiempo (1 bit). En un lado receptor, comprobando solamente un número de preámbulos transmitidos, sin usar L1_span, se puede obtener la profundidad de desentrelazado en el tiempo.

La Fig. 86 está mostrando un ejemplo de programación de bloque de señalización de L1 que se transmite en el preámbulo. Si un tamaño de información de L1 que se puede transmitir en un preámbulo es Nmax, cuando el tamaño de L1 es menor que Nmax, un preámbulo puede transmitir la información. Sin embargo, cuando el tamaño de L1 es mayor que Nmax, la información de L1 se puede dividir por igual de manera que el sub bloque de L1 dividido sea menor que Nmax, entonces el sub bloque de L1 dividido se puede transmitir en un preámbulo. En este punto, para una portadora que no se usa debido a que la información de L1 es menor que Nmax, no se transmiten datos.

En su lugar, como se muestra en la Fig. 88, se puede aumentar la potencia de las portadoras donde se transmite el bloque de L1 para mantener una potencia de señal total de preámbulo igual a la potencia de símbolo de datos. Se puede variar el factor de aumento de potencia dependiendo del tamaño de L1 transmitido y un transmisor y un receptor pueden tener un valor fijo de este factor de aumento de potencia. Por ejemplo, si solamente se usan la mitad de las portadoras totales, el factor de aumento de potencia puede ser dos.

La Fig. 87 está mostrando un ejemplo de señalización L1 previa cuando se considera el aumento de potencia. Cuando se compara con la Fig. 85, se puede ver que la potencia del símbolo QPSK se puede aumentar y enviar al formador de preámbulo.

La Fig. 89 está mostrando otro ejemplo de módulo de extracción de ModCod r307-1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64. A partir del símbolo de preámbulo de entrada, se puede sacar la FECFRAME de señalización de L1 al demapeador de símbolo y solamente se puede decodificar parte de la cabecera.

Para el símbolo de cabecera de entrada, se puede realizar demapeo QPSK y se puede obtener el valor de la Relación de Verosimilitud Logarítmica (LLR). Para la trayectoria Q, se puede realizar una demodulación de PRBS según la palabra de sincronización y se puede realizar un proceso inverso del cambio cíclico de 1 bit para restauración.

Estos dos valores de trayectoria I/Q alineados se pueden combinar y se puede obtener una ganancia de SNR. La salida de decisión firme se puede introducir en el decodificador de BCH. El decodificador de BCH puede restaurar 18 bits de L1 previa a partir de los 45 bits de entrada.

La Fig. 90 está mostrando un extractor de ModCod, homólogo de un receptor. Cuando se compara con la Fig. 89, se puede realizar un control de potencia en símbolos de entrada de demapeador QPSK para restaurar desde el nivel de potencia aumentado por el transmisor a su valor original. En este punto, se puede realizar un control de potencia considerando un número de portadoras usadas para señalización de L1 en un preámbulo y tomando la inversa del factor de aumento de potencia obtenido de un transmisor. El factor de aumento de potencia fija la potencia del preámbulo y la potencia de símbolo de datos idénticas entre sí.

La Fig. 91 está mostrando un ejemplo de sincronización L1 previa que se puede realizar en el módulo de extracción de ModCod r307-1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig.

64. Este es un proceso de sincronización para obtener una posición de inicio de Cabecera en un preámbulo. Los símbolos de entrada se pueden demapear QPSK entonces para la trayectoria Q de salida, se puede realizar una inversa del cambio cíclico de 1 bit y se puede realizar una alineación. Se pueden multiplicar dos valores de trayectorias I/Q y se pueden demodular los valores modulados por señalización L1 previa. De esta manera, la salida del multiplicador puede expresar solamente la PRBS que es una palabra de sincronización. Cuando la salida se correlaciona con una secuencia PRBS conocida, se puede obtener un pico de correlación en la Cabecera. De esta manera, se puede obtener una posición de inicio de Cabecera en un preámbulo. Si es necesario, se puede realizar un control de potencia que se realiza para restaurar el nivel de potencia original, como se muestra en la Fig. 90, en la entrada del demapeador QPSK.

La Fig. 92 está mostrando otro ejemplo de campo de cabecera de bloque de L1 que se envía al módulo de inserción de cabecera 307-1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo BICM como se muestra en la Fig. 37. Esta Fig. 92 es diferente de la Fig. 85 porque L1_span que representa la profundidad de entrelazado en el tiempo se reduce a 2 bits y los bits reservados se aumentan en 1 bit. Un receptor puede obtener un parámetro de entrelazado en el tiempo del bloque L1 a partir del L1_span transmitido.

La Fig. 93 está mostrando procesos para dividir por igual un bloque de L1 en tantas partes como un número de preámbulos insertando entonces una cabecera en cada uno de los bloques de L1 divididos y asignando entonces los bloques de L1 insertados con cabecera en un preámbulo. Esto se puede realizar cuando se realiza un entrelazado en el tiempo con un número de preámbulos donde el número de preámbulos es mayor que un número mínimo de preámbulos que se requiere para transmitir el bloque de L1. Esto se puede realizar en el bloque de L1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo BICM como se muestra en la Fig. 37. El resto de las portadoras, después de transmitir los bloques de L1 pueden tener patrones de repetición cíclica en lugar de estar rellenados con ceros.

La Fig. 94 está mostrando un ejemplo del Demapeador de Símbolos r306-1 del módulo de demodulación BICM como se muestra en la Fig. 64. Para un caso donde se repiten bloques de FEC de L1 como se muestra en la Fig. 93, se puede alinear cada punto de inicio del bloque de FEC de L1, combinar (r301f), y entonces demapear QAM (r302f) para obtener ganancia de diversidad y ganancia de SNR. En este punto, el combinador puede incluir procesos de alineación y añadir cada bloque de FEC de L1 y dividir el bloque de FEC de L1 añadido. Para un caso donde solamente se repite parte del último bloque de FEC como se muestra en la Fig. 93, solamente se puede dividir la parte repetida en tantos como un número de cabecera de bloque de FEC y la otra parte se puede dividirse por un valor que es uno menos que un número de cabecera de bloque de FEC. En otras palabras, el número de división corresponde a un número de portadoras que se añade a cada portadora.

La Fig. 98 está mostrando otro ejemplo de programación de bloque de L1. La Fig. 98 es diferente de la Fig. 93 porque, en lugar de realizar el rellenado con ceros o repetición cuando los bloques de L1 no llenan un símbolo OFDM, el símbolo OFDM se puede llenar con redundancia de paridad realizando menos perforación en el código acortado/perforado en el transmisor. En otras palabras, cuando se realiza perforación de paridad (304c) en la Fig. 38, la tasa de código efectiva se puede determinar según la relación de perforación, de esta manera, perforando tan pocos bits tengan que ser rellenados con ceros, se puede reducir la tasa de código efectiva y se puede obtener una mejor ganancia de codificación. El módulo de desperforación de paridad r303a de un receptor como se muestra en la Fig. 65 puede realizar una desperforación que considera la redundancia de paridad menos perforada. En este punto, debido a que un receptor y un transmisor pueden tener información del tamaño total de bloque de L1, se puede calcular la relación de perforación.

La Fig. 95 está mostrando otro ejemplo de campo de señalización de L1. La Fig. 95 es diferente de la Fig. 74 porque, para un caso donde el tipo de segmento de datos es CCM, se puede transmitir una dirección de inicio (21 bits) del PLP. Esto puede permitir a la FECFRAME de cada PLP formar una trama de transmisión, sin que la FECFRAME esté alineada con una posición de inicio de una trama de transmisión. De esta manera, se puede eliminar la sobrecarga de rellenado, que puede darse cuando una anchura de segmento de datos es estrecha. Un receptor, cuando un tipo de segmento de datos es CCM, puede obtener información de ModCod a partir del preámbulo en la trayectoria de señalización de L1 del demodulador BICM como se muestra en la Fig. 64, en lugar de obtenerla de la cabecera de FECFRAME. Además, incluso cuando ocurre un zapeo en una ubicación aleatoria de

una trama de transmisión, se puede realizar una sincronización de FECFRAME sin retardo debido a que la dirección de inicio de PLP puede ser ya obtenida a partir del preámbulo.

La Fig. 96 está mostrando otro ejemplo de campos de señalización de L1 que pueden reducir la sobrecarga de direccionamiento de PLP.

La Fig. 97 está mostrando el número de símbolos de QAM que corresponde a una FECFRAME dependiendo de los tipos de modulación. En este punto, un máximo común divisor de símbolo QAM es 135, de esta manera, se puede reducir una sobrecarga de log2(135) ≈ 7 bits. De esta manera, la Fig. 96 es diferente de la Fig. 95 porque se puedereducir un número de bits del campo PLP_start desde 21 bits a 14 bits. Éste es el resultado de considerar 135 símbolos como un único grupo y direccionar el grupo. Un receptor puede obtener un índice de portadora de OFDM donde el PLP comienza en una trama de transmisión después de obtener el valor del campo PLP_start y multiplicarlo por 135.

La Fig. 99 y la Fig. 101 muestran ejemplos del entrelazador de símbolos 308 que puede entrelazar en el tiempo símbolos de datos que se envían desde el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 en la trayectoria de datos del módulo BICM como se muestra en la Fig. 37.

La Fig. 99 es un ejemplo de entrelazador de bloque que puede operar sobre una base de segmento de datos. El valor de fila significa un número de celdas de carga útil en cuatro de los símbolos OFDM dentro de un segmento de datos. Puede no ser posible un entrelazado sobre la base de símbolo OFDM debido a que el número de celdas puede cambiar entre celdas OFDM adyacentes. El valor de columna K significa una profundidad de entrelazado en el tiempo, que puede ser 1, 2, 4, 8, o 16... La señalización de K para cada segmento de datos se puede realizar dentro de la señalización L1. El entrelazador en frecuencia 403 como se muestra en la Fig. 42 se puede realizar anterior al entrelazador en el tiempo 308 como se muestra en la Fig. 37.

La Fig. 100 muestra un rendimiento de entrelazado del entrelazador en el tiempo como se muestra en la Fig. 99. Se supone que un valor de columna es 2, un valor de fila es 8, una anchura de segmento de datos es de 12 celdas de datos, y que no están pilotos continuos en el segmento de datos. La figura superior de la Fig. 100 es una estructura de símbolo OFDM cuando no se realiza entrelazado en el tiempo y la figura inferior de la Fig. 100 es una estructura de símbolo OFDM cuando se realiza entrelazado en el tiempo. Las celdas negras representan un piloto disperso y las celdas que no son negras representan celdas de datos. La misma clase de celdas de datos representa un símbolo OFDM. En la Fig. 100, las celdas de datos que corresponden a un único símbolo OFDM están entrelazadas en dos símbolos. Se usa una memoria de entrelazado que corresponde a ocho símbolos OFDM pero la profundidad de entrelazado corresponde solamente a dos símbolos OFDM, de esta manera, no se obtiene una profundidad de entrelazado total.

Se sugiere la Fig. 101 para lograr una profundidad de entrelazado total. En la Fig. 101, las celdas negras representan pilotos dispersos y las celdas que no son negras representan celdas de datos. El entrelazador en el tiempo como se muestra en la Fig. 101 se puede implementar en forma de entrelazador de bloque y puede entrelazar segmentos de datos. En la Fig. 101, un número de columna, K representa una anchura de segmento de datos, un número de fila, N representa una profundidad de entrelazado de tiempo y el valor, K pueden ser valores aleatorios es decir, K=1, 2, 3, … El proceso de entrelazado incluye escribir una celda de datos en una forma trenzada de columna y leer en una dirección de columna, excluyendo posiciones piloto. Es decir, se puede decir que el entrelazado se realiza de una forma trenzada fila-columna.

Además, en un transmisor, las celdas que se leen en una forma trenzada de columna de la memoria de entrelazado corresponden a un único símbolo OFDM y las posiciones piloto de los símbolos OFDM se pueden mantener mientras se entrelazan las celdas.

También, en un receptor, las celdas que se leen en una forma trenzada de columna de la memoria de desentrelazado corresponden a un único símbolo OFDM y las posiciones piloto de los símbolos OFDM se pueden mantener mientras se desentrelazan en el tiempo las celdas.

La Fig. 102 muestra el rendimiento de entrelazado en el tiempo de la Fig. 101. Para comparación con la Fig. 99, se supone que un número de filas es 8, una anchura de segmento de datos es de 12 celdas de datos, y que no están pilotos continuos en el segmento de datos. En la Fig. 102, las celdas de datos que corresponden a un único símbolo OFDM están entrelazadas en ocho símbolos OFDM. Como se muestra en la Fig. 102, se usa una memoria de entrelazado que corresponde a ocho símbolos OFDM y la profundidad de entrelazado resultante corresponde a ocho símbolos OFDM, de esta manera, se obtiene una profundidad de entrelazado total.

El entrelazador en el tiempo como se muestra en la Fig. 101 puede ser ventajoso porque la profundidad de entrelazado total se puede obtener usando una memoria idéntica; la profundidad de entrelazado puede ser flexible, al contrario de la Fig. 99; por consiguiente, una longitud de trama de transmisión también puede ser flexible, es decir, las filas no necesitan ser múltiplos de cuatro. Adicionalmente, el entrelazador en el tiempo usado para el segmento de datos, puede ser idéntico al método de entrelazado usado para el preámbulo y también puede tener partes comunes con un sistema de transmisión digital que usa OFDM general. Específicamente, se puede usar el entrelazador en el tiempo 308 como se muestra en la Fig. 37 antes de que se use el entrelazador en frecuencia 403

como se muestra en la Fig. 42. Con respecto a una complejidad de receptor, puede no ser requerida una memoria adicional distinta de la lógica de control de dirección adicional que puede requerir una complejidad muy pequeña.

La Fig. 103 muestra un desentrelazador de símbolo r308 correspondiente en un receptor. Puede realizar un desentrelazado después de recibir la salida del módulo de eliminación de cabecera de trama r401. En los procesos de desentrelazado, comparado con la Fig. 99, se invierten los procesos de escritura y lectura del entrelazado de bloque. Usando información de posición de piloto, el desentrelazador en el tiempo puede realizar un desentrelazado virtual no escribiendo en o leyendo desde una posición de piloto en la memoria de entrelazador y escribiendo en o leyendo desde una posición de celda de datos en la memoria de entrelazador. La información desentrelazada se puede sacar en el módulo de extracción de ModCod r307.

La Fig. 104 muestra otro ejemplo de entrelazado en el tiempo. La escritura se puede realizar en dirección diagonal y la lectura fila por fila. Como en la Fig. 101, el entrelazado se realiza teniendo en cuenta las posiciones de piloto. La lectura y la escritura no se realizan para posiciones de piloto sino que se accede a una memoria de entrelazado considerando solamente posiciones de celda de datos.

La Fig. 105 muestra un resultado de entrelazado usando el método mostrado en la Fig. 104. Cuando se compara con la Fig. 102, las celdas con los mismos patrones se dispersan no solamente en el dominio del tiempo, sino también en el dominio de la frecuencia. En otras palabras, se puede obtener una profundidad de entrelazado total tanto en los dominios de tiempo como de frecuencia.

La Fig. 108 muestra un desentrelazador de símbolo r308 de un receptor correspondiente. La salida del módulo de eliminación de cabecera de trama r401 se puede desentrelazar. Cuando se compara con la Fig. 99, el desentrelazado ha conmutado el orden de lectura y escritura. El desentrelazador en el tiempo puede usar información de posición de piloto para realizar un desentrelazado virtual de manera que no se realice una lectura o escritura en posiciones de piloto sino de modo que se pueda realizar una lectura o escritura solamente en posiciones de celda de datos. Los datos desentrelazados se pueden sacar en el módulo de extracción de ModCod r307.

La Fig. 106 muestra un ejemplo del método de direccionamiento de la Fig. 105. NT significa profundidad de entrelazado de tiempo y ND significa anchura de segmento de datos. Se supone que un valor de fila, N es 8, una anchura de segmento de datos es de 12 celdas de datos, y que no están pilotos continuos en el segmento de datos. La Fig. 106 representa un método de generación de direcciones para escribir datos en una memoria de entrelazado en el tiempo, cuando un transmisor realiza un entrelazado en el tiempo. El direccionamiento comienza desde una primera dirección con Dirección de Fila (RA) = 0 y Dirección de Columna (CA) = 0. En cada aparición de direccionamiento, se incrementan RA y CA. Para RA, se puede realizar una operación de módulo con los símbolos OFDM usados en el entrelazador en el tiempo. Para CA, se puede realizar una operación de módulo con un número de portadoras que corresponde a una anchura de segmento de datos. RA se puede incrementar en 1 cuando las portadoras que corresponden a un segmento de datos se escriben en una memoria. La escritura en una memoria se puede realizar solamente cuando una ubicación de dirección actual no es una ubicación de un piloto. Si la ubicación de dirección actual es una ubicación de un piloto, solamente se puede aumentar el valor de dirección.

En la Fig. 106, un número de columna, K representa la anchura de segmento de datos, un número de fila, N representa la profundidad de entrelazado de tiempo y el valor, K puede ser unos valor aleatorio, es decir, K=1, 2, 3, … El proceso de entrelazado puede incluir escribir celdas de datos en forma trenzada de columna y leer en dirección de columna, excluyendo las posiciones de piloto. En otras palabras, la memoria de entrelazado virtual puede incluir posiciones de piloto pero las posiciones piloto se pueden excluir en un entrelazado real.

La Fig. 109 muestra un desentrelazado, un proceso inverso de entrelazado en el tiempo como se muestra en la Fig.

104. La escritura fila por fila y la lectura en dirección diagonal pueden restaurar las celdas en secuencias originales.

El método de direccionamiento usado en un transmisor se puede usar en un receptor. El receptor puede escribir los datos recibidos en una memoria de desentrelazador en el tiempo fila por fila y puede leer los datos escritos usando valores de dirección generados e información de ubicación de piloto que se puede generar de una manera similar a aquélla de un transmisor. Como una manera alternativa, los valores de dirección generados y la información piloto que fueron usados para la escritura se pueden usar para la lectura fila por fila.

Estos métodos pueden aplicarse en un preámbulo que transmite L1. Debido a que cada símbolo OFDM que comprende un preámbulo puede tener pilotos en ubicaciones idénticas, puede realizarse o bien el entrelazado que se refiere a valores de dirección teniendo en cuenta las ubicaciones de piloto o bien el entrelazado que se refiere a valores de dirección sin tener en cuenta las ubicaciones de piloto. Para el caso de referirse a valores de dirección sin tener en cuenta las ubicaciones de piloto, el transmisor almacena datos cada vez en una memoria de entrelazado en el tiempo. Para tal caso, un tamaño de la memoria requerida para realizar preámbulos de entrelazado/desentrelazado en un receptor o un transmisor llega a ser idéntico a un número de celdas de carga útil que existe en los símbolos OFDM usados para entrelazado en el tiempo.

La Fig. 107 es otro ejemplo de entrelazado en el tiempo de L1. En este ejemplo, el entrelazado en el tiempo puede colocar portadoras en todos los símbolos OFDM mientras que las portadoras se podrían ubicar en un único símbolo OFDM si no fue realizado ningún entrelazado en el tiempo. Por ejemplo, para los datos situados en un primer

símbolo OFDM, la primera portadora del primer símbolo OFDM se situará en su ubicación original. La segunda portadora del primer símbolo OFDM se situará en un segundo índice de portadora del segundo símbolo OFDM. En otras palabras, la portadora de datos de orden i que está situada en un símbolo OFDM de orden n se situará en un índice de portadora i del símbolo OFDM de orden N de (i+n) mod N, donde i= 0, 1, 2... número de portadora-1, n=0, 1, 2..., N-1, y N es un número de símbolos OFDM un usados en entrelazado en el tiempo de L1. En este método de entrelazado en el tiempo de L1, se puede decir que el entrelazado para todos los símbolos OFDM se realiza en una forma trenzada como se muestra en la Fig. 107. Incluso aunque las posiciones de piloto no se ilustren en la Fig. 107, tal como se mencionó anteriormente, se puede aplicar entrelazado a todos los símbolos OFDM incluyendo los símbolos piloto. Es decir, se puede decir que el entrelazado se puede realizar para todos los símbolos OFDM sin considerar las posiciones de piloto o con independencia de si los símbolos OFDM son símbolos piloto o no.

Si un tamaño de un bloque LDPC usado en L1 es menor que un tamaño de un único símbolo OFDM, las portadoras restantes pueden tener copias de partes del bloque LDPC o se pueden rellenar con ceros. En este punto, se puede realizar un mismo entrelazado en el tiempo como anteriormente. De manera similar, en la Fig. 107, un receptor puede realizar un desentrelazado almacenando todos los bloques usados en entrelazado en el tiempo de L1 en una memoria y leyendo los bloques en el orden en que se han entrelazado, es decir, en el orden de los números escritos en los bloques mostrados en la Fig. 107.

Usando los métodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas es posible implementar una estructura, receptor y transmisor digital eficientes de señalización de capa física.

Transmitiendo información de ModCod en cada cabecera de trama en BB que es necesaria para ACM/VCM y la transmisión del resto de la señalización de capa física en una cabecera de trama, se puede minimizar la sobrecarga de señalización.

Se puede implementar una QAM modificada para una transmisión más eficiente de energía o un sistema de difusión digital más robusto frente al ruido. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

Se puede implementar una QAM no uniforme mejorada para una transmisión más eficiente de energía o un sistema de difusión digital más robusto frente al ruido. También se describe un método de usar una tasa de código del código de corrección de error de NU-MQAM y MQAM. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

El método de señalización de L1 sugerido puede reducir la sobrecarga en un 3~4% minimizando la sobrecarga de señalización durante la unión de canales.

Será evidente a aquéllos expertos en la técnica que se pueden hacer diversas modificaciones y variaciones en la presente invención sin apartarse de la invención.

La invención además se refiere a un método de transmisión de al menos una trama de señal de difusión que tiene datos de PLP (Conducto de Capa Física) y datos de preámbulo, el método que comprende:

codificar los datos de PLP y los datos de preámbulo;

mapear los datos de PLP codificados en símbolos de datos de PLP y los datos de preámbulo codificados en símbolos de datos de preámbulo;

insertar selectivamente una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP;

formar al menos un segmento de datos de cuyo tipo es uno de una pluralidad de tipos basados en los símbolos de datos de PLP mapeados y la cabecera, en donde un primer tipo del segmento de datos no tiene la cabecera y un segundo tipo del segmento de datos tiene la cabecera;

formar una trama de señal basada en el segmento de datos y los símbolos de datos de preámbulo, en donde los símbolos de datos de preámbulo tienen información de FEC_HEADER_TYPE que indica el tipo de la cabecera, la información de FEC_HEADER_TYPE que aparece cuando el segmento de datos es el segundo tipo de segmento de datos;

modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM); y

transmitir la trama de señal modulada.

Según realizaciones adicionales que se pueden considerar solas o en combinación:

-: los símbolos de datos de preámbulo tienen información del TIPO DE SEGMENTO DE DATOS, en donde la información del TIPO DE SEGMENTO DE DATOS indica el tipo del segmento de datos, que comprende el primer tipo del segmento de datos y el segundo tipo del segmento de datos, o

-: la cabecera tiene información del ID de PLP y los parámetros de ModCod (Modulación y Codificación), o

-: la información de FEC_HEADER_TYPE es un modo normal o modo de alta eficiencia, y en donde para el modo normal la cabecera se mapea en una constelación QPSK, y para el modo de alta eficiencia la cabecera se mapea en una constelación 16 QAM.

5 La invención además se refiere a un método de recepción de una señal de difusión, el método que comprende:

demodular la señal recibida mediante el uso de un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM);

obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, la trama de señal que comprende símbolos de preámbulo y segmentos de datos, el segmento de datos que es idéntico a un grupo de

10 símbolos de datos;

desentrelazar en el tiempo los símbolos de datos a nivel de segmento de datos; y

detectar la cabecera a partir del segmento de datos entrelazado en el tiempo, en donde el segmento de datos tiene una pluralidad de tipos y un primer tipo del segmento de datos no tiene la cabecera y un segundo tipo del segmento de datos tiene la cabecera;

15 en donde los símbolos de preámbulo tienen información de FEC_HEADER_TYPE que indica el tipo de la cabecera, la información de FEC_HEADER_TYPE que aparece cuando el segmento de datos es el segundo tipo de segmento de datos.

-: los símbolos de preámbulo tienen información del TIPO DE SEGMENTO DE DATOS, en donde la

20 información del TIPO DE SEGMENTO DE DATOS indica que el tipo del segmento de datos comprende el primer tipo del segmento de datos y el segundo tipo del segmento de datos, y/o

-: la cabecera tiene información del ID de PLP y los parámetros de ModCod (Modulación y Codificación), y/o

-: la información de FEC_HEADER_TYPE es un modo normal o modo de alta eficiencia, y en donde para el

modo normal la cabecera se mapea en una constelación QPSK, y para el modo de alta eficiencia la 25 cabecera se mapea en una constelación 16 QAM.

La invención además se refiere a un transmisor de transmisión de al menos una trama de señal de difusión que tiene datos de PLP (Conducto de Capa Física) y datos de preámbulo, el transmisor que comprende:

un codificador configurado para codificar los datos de PLP y los datos de preámbulo;

un mapeador configurado para mapear los datos de PLP codificados en símbolos de datos de PLP y los 30 datos de preámbulo codificados en símbolos de datos de preámbulo;

un módulo de inserción de cabecera configurado para insertar selectivamente una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP;

un formador de segmento de datos configurado para formar al menos un segmento de datos de cuyo tipo es uno de una pluralidad de tipos basados en los símbolos de datos de PLP mapeados y la cabecera, en

35 donde un primer tipo del segmento de datos no tiene la cabecera y un segundo tipo del segmento de datos tiene la cabecera;

un formador de trama configurado para formar una trama de señal basada en el segmento de datos y los símbolos de datos de preámbulo, en donde los símbolos de datos de preámbulo tienen información de FEC_HEADER_TYPE que indica el tipo de la cabecera, la información de FEC_HEADER_TYPE que

40 aparece cuando el segmento de datos es el segundo tipo de segmento de datos;

un modulador configurado para modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM); y

una unidad de transmisión configurada para transmitir la trama de señal modulada.

45 - los símbolos de preámbulo tienen información del TIPO DE SEGMENTO DE DATOS, en donde la información del TIPO DE SEGMENTO DE DATOS indica que el tipo del segmento de datos comprende el primer tipo del segmento de datos y el segundo tipo del segmento de datos, y/o

La invención además se refiere a un receptor de recepción de una señal de difusión, el receptor que comprende:

5 un demodulador configurado para demodular la señal recibida mediante el uso de un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM);

un analizador sintáctico de tramas configurado para obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, la trama de señal que comprende símbolos de preámbulo y segmentos de datos, el segmento de datos que es idéntico a un grupo de símbolos de datos de cuyo tipo es uno de una pluralidad

10 de tipos;

un desentrelazador en el tiempo configurado para desentrelazar en el tiempo los símbolos de datos a nivel de segmento de datos; y

una unidad de detección de cabecera configurada para detectar la cabecera a partir del segmento de datos entrelazado en el tiempo, en donde un primer tipo del segmento de datos no tiene la cabecera y un segundo

15 tipo del segmento de datos tiene la cabecera;

en donde los símbolos de preámbulo tienen información de FEC_HEADER_TYPE que indica el tipo de la cabecera, la información de FEC_HEADER_TYPE que aparece cuando el segmento de datos es el segundo tipo de segmento de datos.

20 - los símbolos de preámbulo tienen información del TIPO DE SEGMENTO DE DATOS, en donde la información del TIPO DE SEGMENTO DE DATOS indica que el tipo del segmento de datos comprende el primer tipo del segmento de datos y el segundo tipo del segmento de datos, y/o

25 modo normal la cabecera se mapea en una constelación QPSK, y para el modo de alta eficiencia la cabecera se mapea en una constelación 16 QAM.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un método para transmitir una señal de difusión, el método que comprende:

codificar datos de Conducto de Capa Física, PLP, para transportar al menos un servicio;

codificar datos de señalización de Capa 1, L1, para señalizar los datos de PLP, en donde la codificación de datos de señalización de L1 además comprende;

codificar externamente los datos de señalización de L1 mediante un esquema de codificación de BoseChadhuri-Hocquenghem, BCH, y

codificar internamente los datos de señalización de L1 codificados externamente mediante un esquema de codificación de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC;

entrelazar en el tiempo selectivamente los datos de señalización de L1 codificados mediante una forma trenzada fila-columna, en donde la forma trenzada fila-columna comprende celdas de datos de señalización de L1 de entrada escritas en serie en una memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y leídas por filas en serie, sin considerar posiciones de piloto, y sacar un bloque de Entrelazado en el Tiempo, TI, de L1;

formar una trama de señal que incluye símbolos de preámbulo y símbolos de los datos de PLP codificados, en donde los símbolos de preámbulo incluyen al menos un bloque de TI de L1 y una cabecera de L1, en donde el al menos un bloque de TI de L1 y la cabecera de L1 se repiten en un símbolo de preámbulo;

modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y

transmitir la trama de señal modulada,

en donde la cabecera de L1 incluye la información del modo de TI de L1 que indica la profundidad de entrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1.
2.

El método de la reivindicación 1, en donde la codificación de datos de señalización de L1 además comprende:

añadir bits de relleno de ceros en los bits de los datos de señalización de L1 para rellenar el número requerido de bits.
3.

El método de la reivindicación 1, en donde los datos de señalización de L1 incluyen información de anchura de ranura que indica una anchura de una banda de ranura existente en la trama de señal.
4.

Un aparato para transmitir una señal de difusión, el aparato que comprende:

medios (102) para codificar los datos de Conducto de Capa Física, PLP, para transportar al menos un servicio;

medios (102) para codificar los datos de señalización de Capa 1, L1, para señalizar los datos de PLP, en donde los medios (102) para codificar los datos de señalización de L1 además comprenden:

medios (301-1) para codificar externamente los datos de señalización de L1 mediante un esquema de codificación de Bose-Chadhuri-Hocquenghem, BCH, y

medios (303-1) para codificar internamente los datos de señalización de L1 codificados externamente mediante un esquema de codificación de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC;

medios (308-1) para entrelazar en el tiempo selectivamente los datos de señalización de L1 codificados mediante una forma trenzada fila-columna, en donde la forma trenzada fila-columna comprende celdas de datos de señalización de L1 de entrada escritas en serie en una memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y leídas por filas en serie, sin considerar posiciones de piloto, y sacar un bloque de Entrelazado en el Tiempo, TI, de L1;

medios (103) para formar una trama de señal incluyendo símbolos de preámbulo y símbolos de los datos de PLP codificados, en donde los símbolos de preámbulo incluyen al menos un bloque de TI de L1 y una cabecera de L1, en donde el al menos un bloque de TI de L1 y la cabecera de L1 se repiten en un símbolo de preámbulo;

medios (104) para modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y

medios (105) para transmitir la trama de señal modulada,

en donde la cabecera de L1 incluye la información del modo de TI de L1 que indica la profundidad de entrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1.
5. El aparato de la reivindicación 4, en donde los medios (102) para codificar datos de señalización de L1 además comprenden:

5 medios (301c) para añadir bits de relleno de ceros en los bits de los datos de señalización de L1 para rellenar el número requerido de bits.
6.

El aparato de la reivindicación 4, en donde los datos de señalización de L1 incluyen información de anchura de ranura que indica una anchura de una banda de ranura existente en la trama de señal.
7.

Un método para recibir una señal de difusión, el método que comprende:

10 recibir la señal de difusión incluyendo una trama de señal;

demodular la señal de difusión recibida mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM;

analizar sintácticamente la trama de señal a partir de la señal de difusión demodulada, en donde la trama de señal incluye símbolos de preámbulo y símbolos de datos de Conducto de Capa Física, PLP, en donde

15 los símbolos de preámbulo incluyen al menos un bloque de Entrelazado en el Tiempo, TI, de Capa 1, L1 y una cabecera de L1 en la parte delantera del al menos un bloque de TI de L1, en donde el al menos un bloque de TI de L1 y la cabecera de L1 se repiten en un símbolo de preámbulo,

en donde la cabecera de L1 incluye la información del modo de TI de L1 que indica la profundidad de desentrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1;

20 desentrelazar en el tiempo selectivamente los símbolos de preámbulo incluyendo el al menos un bloque de TI de L1 mediante una forma trenzada fila-columna, en donde la forma trenzada fila-columna comprende celdas de datos de señalización de L1 de entrada escritas en serie en una memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y leídas por filas en serie, sin considerar posiciones de piloto;

decodificar datos de señalización de L1 en símbolos de preámbulo desentrelazados en el tiempo, para

25 señalizar los datos de PLP en donde la decodificación de datos de señalización de L1 en los símbolos de preámbulo desentrelazados en el tiempo además comprende:

decodificar internamente los datos de señalización de L1 mediante un esquema de codificación de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC, y

decodificar externamente los datos de señalización de L1 codificados internamente mediante un 30 esquema de codificación de Bose-Chadhuri-Hocquenghem, BCH;

decodificar datos de PLP en la trama de señal analizada sintácticamente, para recibir al menos un servicio.
8. El método de la reivindicación 7, en donde la decodificación de datos de señalización de L1 además comprende:

eliminar bits de relleno de ceros en los bits de los datos de señalización de L1 para rellenar el número requerido de bits.

35 9. El método de la reivindicación 7, en donde los datos de señalización de L1 incluyen información de anchura de ranura que indica una anchura de una banda de ranura existente en la trama de señal.
10. Un aparato para recibir una señal de difusión, el aparato que comprende:

medios (r105) para recibir la señal de difusión incluyendo una trama de señal;

medios (r104) para demodular la señal de difusión recibida mediante un método de Multiplexación por 40 División de Frecuencia Ortogonal, OFDM;

medios (r103) para analizar sintácticamente la trama de señal a partir de la señal de difusión demodulada, en donde la trama de señal incluye símbolos de preámbulo y símbolos de datos de Conducto de Capa Física, PLP, en donde los símbolos de preámbulo incluyen al menos un bloque de Entrelazado en el Tiempo, TI, de Capa 1, L1 y una cabecera de L1 en la parte delantera del al menos un bloque de TI de L1,

45 en donde el al menos un bloque de TI de L1 y la cabecera de L1 se repiten en un símbolo de preámbulo,

en donde la cabecera de L1 incluye la información del modo de TI de L1 que indica la profundidad de desentrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1;

medios (r308-1) para desentrelazar en el tiempo selectivamente los símbolos de preámbulo incluyendo el al menos un bloque de TI de L1 mediante una forma trenzada fila-columna, en donde la forma trenzada filacolumna comprende celdas de datos de señalización de L1 de entrada escritas en serie en una memoria de entrelazado en una dirección diagonal, y leídas por filas en serie, sin considerar posiciones de piloto;

5 medios (r301-1, r303-1) para decodificar datos de señalización de L1 en los símbolos de preámbulo desentrelazados en el tiempo, para señalizar los datos de PLP en donde los medios (r102) para decodificar la señalización de L1 en los símbolos de preámbulo desentrelazados en el tiempo además comprende:

medios (r303-1) para decodificar internamente los datos de señalización de L1 mediante un esquema de codificación de Comprobación de Paridad de Baja Densidad, LDPC, y

10 medios (r301-1) para decodificar externamente los datos de señalización de L1 decodificados internamente mediante un esquema de codificación de Bose-Chadhuri-Hocquenghem, BCH;

medios (r301, r303) para decodificar los datos de PLP en la trama de señal analizada sintácticamente, para recibir al menos un servicio.
11. El aparato de la reivindicación 10, en donde los medios (r301-1, r303-1) para decodificar datos de señalización 15 de L1 además incluyen:

medios (r304a) para eliminar bits de relleno de ceros en los bits de los datos de señalización de L1 para rellenar el número requerido de bits.
12. El aparato de la reivindicación 10, en donde los datos de señalización de L1 incluyen información de anchura de ranura que indica una anchura de una banda de ranura existente en la trama de señal.