ES2559032T3 - Aparato y método para transmitir y recibir una señal - Google Patents

Abstract

Un aparato para transmitir una señal de difusión, comprendiendo el aparato: un codificador externo (301-1) para codificación externa de datos de señalización; un codificador externo (301) para codificación externa de datos de servicio; un codificador interno (303-1) para codificación interna de los datos de señalización codificados externos mediante un esquema de codificación LDPC; un codificador interno (303) para codificación interna de los datos de servicio codificados externos mediante un esquema de codificación LDPC; un primer entrelazador (304-1) para entrelazado de bits de los datos de señalización codificados internos; un segundo entrelazador (304) para entrelazado de bits de los datos de servicio codificados internos; un demultiplexor (305-1) para demultiplexación de bits en los datos de señalización entrelazados; un demulitiplexor (305) para demultiplexación de bits en los datos de servicio entrelazados; un primer mapeador de símbolos (306-1) para mapear en constelación bits de los datos de señalización en símbolos de preámbulo; un segundo mapeador de símbolos (306) para mapear en constelación los bits demultiplexados en los datos de servicio entrelazados en símbolos de datos de servicio; un insertador de cabecera (307) para insertar una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de servicio y construir al menos un segmento de datos en base a la cabecera y los símbolos de datos de servicio; un tercer entrelazador (308-1) para entrelazar datos en los símbolos de preámbulo; un cuarto entrelazador (308) para entrelazar el al menos un segmento de datos; un constructor de tramas (103) para construir una trama de señal en base a los datos intercalados en los símbolos de preámbulo y el al menos un segmento de datos intercalado; un modulador (104) para modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencias Ortogonales, OFDM; y un transmisor (105) para transmitir la trama de señal modulada, en donde los símbolos de preámbulo se dividen en la dirección de la frecuencia en bloques de capa 1, L1, del mismo ancho de banda y el ancho de banda de cada bloque L1 corresponde a un número total de subportadoras activas asignadas a un único canal, los bloques L1 se repiten en el dominio de la frecuencia con una tasa de repetición que es el ancho de banda del bloque L1.

Description

DESCRIPCIÓN

Aparato y método para transmitir y recibir una señal

Campo de la invención

La presente invención se refiere a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal y más particularmente, a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir 5 una señal, que son capaces de mejorar la eficacia de transmisión de datos.

Descripción de la técnica relacionada

A medida que se ha ido desarrollando la tecnología de difusión digital, los usuarios han recibido una imagen en movimiento de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo de compresión y el alto rendimiento del hardware, se proporcionará un mejor entorno para los usuarios en el futuro. Un sistema de televisión digital 10 (TVD) puede recibir una señal de difusión digital y proporcionar una diversidad de servicios complementarios a usuarios así como una señal de vídeo y una señal de audio.

El documento de SONY, “Response to the DVB-C2 Call for Technologies (CfT), 16 de junio de 2008, sitio web DVB-C2, describe una tecnología de difusión digital de la técnica anterior.

La difusión de vídeo digital (DVB)-C2 es la tercera especificación que se une a la familia DVB de sistemas de 15 transmisión de segunda generación. Desarrollada en 1994, en la actualidad la especificación DVB-C se utiliza en más de 50 millones de sintonizadores de cable en todo el mundo. En línea con el resto de sistemas de segunda generación DVB, la especificación DVB-C2 usa una combinación de códigos BCH y comprobación de paridad de baja densidad (LDPC). Esta potente corrección de errores hacia adelante (FEC) proporciona una mejora de aproximadamente de 5 dB en la relación portadora a ruido con respecto a la especificación DVB-C. Los esquemas 20 de entrelazado de bits apropiados optimizan la robustez global del sistema FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se denominan canales de capa física (PLP). Uno o varios de estos PLP se multiplexan en un segmento de datos. Se aplica entrelazado bidimensional (en los dominios de tiempo y frecuencia) a cada segmento, lo que permite al receptor eliminar el impacto de la degradación de ráfaga y la interferencia selectiva en frecuencia tal como la entrada de frecuencia única. 25

Con el desarrollo de estas tecnologías de difusión digital aumentó la exigencia para un servicio tal como una señal de vídeo y una señal de audio y aumentó gradualmente el tamaño de datos deseado por usuarios o el número de canales de difusión.

Compendio de la invención

Cualquier aparición del término “realización” en la descripción tiene que ser considerado como un “aspecto de la 30 invención”, la invención que se define en las reivindicaciones independientes adjuntas. Por consiguiente, la presente invención se refiere a un método y a un dispositivo para transmitir y un método y a un dispositivo que sustancialmente obvian uno o más problemas debidos a las limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.

Un objeto de la presente invención es proporcionar un método para transmitir una señal de difusión a un receptor que tiene datos de servicio y datos de preámbulo, según la reivindicación 4. 35

Otro aspecto de la presente invención proporciona un método para recibir una señal de difusión, según la reivindicación 10.

Otro aspecto más de la presente invención proporciona un transmisor para transmitir una señal de difusión que tiene datos de servicio y datos de preámbulo a un receptor, según la reivindicación 1.

Otro aspecto más de la presente invención proporciona un receptor para recibir una señal de difusión, según la 40 reivindicación 7.

Breve descripción de los dibujos

Los dibujos adjuntos, que se incluyen para proporcionar un mayor entendimiento de la invención y se incorporan en y constituyen una parte de esta solicitud, ilustran (una) realización (es) de la invención y conjuntamente con la descripción sirven para explicar el principio de la invención. En los dibujos: 45

La figura 1 es un ejemplo de modulación de amplitud en cuadratura (QAM) de 64 estados usada en la especificación DVB-T europea.

La figura 2 es un método de código Gray binario reflejado (BRGC).

La figura 3 es un resultado cercano al gaussiano modificando la 64-QAM usada en DVB-T.

La figura 4 es la distancia de Hamming entre el par reflejado en BRGC.

La figura 5 son características en QAM en la que existe un par reflejado para cada eje I y eje Q.

La figura 6 es un método para modificar QAM usando un par reflejado de BRGC.

La figura 7 es un ejemplo de 64/256/1024/4096-QAM modificada.

Las figuras 8-9 son un ejemplo de 64-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC. 5

Las figuras 10-11 son un ejemplo de 256-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC.

Las figuras 12-13 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (0∼511).

Las figuras 14-15 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (512∼1023).

Las figuras 16-17 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (0∼511).

Las figuras 18-19 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (512∼1023). 10

Las figuras 20-21 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (1024∼1535).

Las figuras 22-23 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (1536∼2047).

Las figuras 24-25 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (2048∼2559).

Las figuras 26-27 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (2560∼3071).

Las figuras 28-29 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (3072∼3583). 15

Las figuras 30-31 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (3584∼4095).

La figura 32 es un ejemplo de mapeo de bits de QAM modificada en el que 256-QAM se modifica usando BRGC.

La figura 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una constelación no uniforme.

La figura 34 es un ejemplo de un sistema de transmisión digital.

La figura 35 es un ejemplo de un procesador de entrada. 20

La figura 36 es una información que puede incluirse en la banda base (BB).

La figura 37 es un ejemplo de BICM.

La figura 38 es un ejemplo de codificador reducido/perforado.

La figura 39 es un ejemplo de aplicación de diversas constelaciones.

La figura 40 es otro ejemplo de casos en los que se considera la compatibilidad entre sistemas convencionales. 25

La figura 41 es una estructura de trama que comprende un preámbulo para la señalización L1 y un símbolo de datos para datos PLP.

La figura 42 es un ejemplo de constructor de tramas.

La figura 43 es un ejemplo de inserción de piloto (404) mostrada en la figura 4.

La figura 44 es una estructura de SP. 30

La figura 45 es una nueva estructura de SP o patrón de piloto (PP) 5'.

La figura 46 es una estructura PP5' sugerida.

La figura 47 es una relación entre símbolo de datos y preámbulo.

La figura 48 es otra relación entre símbolo de datos y preámbulo.

La figura 49 es un ejemplo de perfil de retardo de canal de cable. 35

La figura 50 es una estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112.

La figura 51 es un ejemplo de modulador basado en OFDM.

La figura 52 es un ejemplo de estructura de preámbulo.

La figura 53 es un ejemplo de decodificación de preámbulo.

La figura 54 es un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado.

La figura 55 es otro ejemplo de estructura de preámbulo. 5

La figura 56 es otro ejemplo de decodificación de preámbulo.

La figura 57 es un ejemplo de estructura de preámbulo.

La figura 58 es un ejemplo de decodificación de L1.

La figura 59 es un ejemplo de procesador analógico.

La figura 60 es un ejemplo de sistema receptor digital. 10

La figura 61 es un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor.

La figura 62 es un ejemplo de demodulador.

La figura 63 es un ejemplo de analizador sintáctico de tramas.

La figura 64 es un ejemplo de Demodulador de BICM.

La figura 65 es un ejemplo de decodificación LDPC usado reducción / perforación. 15

La figura 66 es un ejemplo de procesador de salida.

Descripción de las realizaciones preferidas

Ahora se hará referencia en detalle a las realizaciones preferidas de la presente invención, cuyos ejemplos se ilustran en los dibujos adjuntos. Cuando sea posible se usarán los mismos números de referencia en todos los dibujos para hacer referencia a las mismas partes o a partes similares. 20

En la siguiente descripción, el término “servicio” es indicativo de cualquier contenido de difusión que pueda transmitirse/recibirse mediante el aparato de transmisión/recepción de señal.

La modulación de amplitud en cuadratura (QAM) usando código Gray binario reflejado (BRGC) se usa como modulación en un entorno de transmisión de difusión en el que se usa modulación codificada de entrelazado de bits (BICM) . La figura 1 muestra un ejemplo de 64-QAM usada en la especificación DVB-T europea. 25

Puede realizarse un BRGC usando el método mostrado en la figura 2. Puede realizarse un BRGC de n bits añadiendo un código inverso de BRGC de (n-1) bits (es decir, código reflejado) en la parte trasera de los (n-1) bits, añadiendo 0s a la parte delantera del BRGC de (n-1) bits original y añadiendo 1s a la parte delantera del código reflejado. El código de BRGC realizado mediante este método tiene una distancia de Hamming entre códigos adyacentes de uno (1). Además, cuando se aplica BRGC a QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los 30 cuatro puntos más cercanos al punto, es de uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos más próximamente adyacentes al punto, es de dos (2) . Tales características de distancias de Hamming entre un punto de constelación específico y otros puntos adyacentes pueden denominarse como regla de mapeo de Gray en QAM.

Para realizar un sistema robusto frente a ruido aditivo blanco gaussiano (AWGN), la distribución de señales 35 transmitidas desde un transmisor puede realizarse cercana a una distribución gaussiana. Para poder hacer esto, pueden modificarse las ubicaciones de puntos en la constelación. La figura 3 muestra un resultado cercano al gaussiano modificando la 64-QAM usada en DVB-T. Tal constelación puede denominarse como QAM no uniforme (NU-QAM).

Para realizar una constelación de QAM no uniforme, puede la función de distribución acumulada gaussiana (CDF). 40 En el caso de 64, 256 o 1024 QAM, es decir, 2^N AM, QAM puede dividirse en dos N-PAM independientes. Dividiendo la CDF gaussiana en N secciones de probabilidad idéntica y permitiendo que un punto de señal en cada sección represente la sección, puede realizarse una constelación con distribución gaussiana. En otras palabras, la coordenada xj de la N-PAM no uniforme recién definida puede definirse como sigue:

(Ec. 1)

La figura 3 es un ejemplo de transformación de 64QAM de DVB-T en NU-64QAM usando los métodos anteriores. La figura 3 representa un resultado de modificar las coordenadas de cada eje I y eje Q usando los métodos anteriores y mapear los puntos de constelación anteriores con coordenadas recién definidas. En el caso de 32, 128 o 512 QAM, 5 es decir, QAM cruzada, que no es 2^N QAM, modificando Pj apropiadamente, puede hallarse una nueva coordenada.

Una realización de la presente invención puede modificar QAM usando BRGC usando características de BRGC. Tal como se muestra en la figura 4, la distancia de Hamming entre el par reflejado en BRGC es de uno porque difiere sólo en un bit que se añade en la parte delantera de cada código. La figura 5 muestra las características en QAM 10 donde existe un par reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, existe un par reflejado a cada lado de la línea negra de puntos.

Usando pares reflejados existentes en QAM, puede reducirse una potencia promedio de una constelación QAM mientras se mantiene la regla de mapeo de Gray en QAM. En otras palabras, en una constelación en la que se normaliza la potencia promedio como 1, puede incrementarse la distancia euclidiana mínima en la constelación. 15 Cuando esta QAM modificada se aplica a sistemas de difusión o comunicación, es posible implementar o bien un sistema más robusto en cuanto al ruido usando la misma energía que en un sistema convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento que un sistema convencional pero que usa menos energía.

La figura 6 muestra un método para modificar QAM usando un par reflejado de BRGC. La figura 6a muestra una constelación y la figura 6b muestra un diagrama de flujo para modificar QAM usando un par reflejado de BRGC. En 20 primer lugar hay que hallar un punto objetivo que tenga la potencia más alta de entre los puntos de la constelación. Los puntos candidatos son puntos en los que el punto objetivo puede moverse y son los puntos vecinos más cercanos del par reflejado del punto objetivo. A continuación, hay que hallar un punto vacío (es decir, un punto que aún no se ha adoptado por otros puntos) que tenga la potencia más pequeña de entre los puntos candidatos y se compara la potencia del punto objetivo y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es 25 más pequeña, el punto objetivo se mueve al punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia promedio de los puntos en la constelación alcance un mínimo mientras se mantiene la regla de mapeo de Gray.

La figura 7 muestra un ejemplo de 64/256/1024/4096-QAM modificada. Los valores a los que se ha aplicado un mapeo de Gray corresponden a las figuras 8 ∼ 31 respectivamente. Además de estos ejemplos, puede realizarse otros tipos de QAM modificada que permiten una optimización de potencia idéntica. Esto se debe a que un punto 30 objetivo puede moverse a múltiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida puede aplicarse no sólo a la 64/256/1024/4096-QAM, sino también a la QAM cruzada, una QAM de tamaño más grande o modulaciones usando otro BRGC que no sean QAM.

La figura 32 muestra un ejemplo de mapeo de bits de QAM modificada en el que la 256-QAM se modifica usando BRGC. La figura 32a y la figura 32b muestran el mapeo de los bits más significativos (MSB). Los puntos designados 35 como círculos rellenos representan mapeos de unos y los puntos designados como círculos en blanco representan mapeos de ceros. De la misma manera, cada bit se mapea tal como se muestra en las figuras de la (a) a (h) en la figura 32, hasta que se mapeen los bits menos significativos (LSB). Tal como se muestra en la figura 32, la QAM modificada puede permitir decisión de bits usando sólo los ejes I o Q como la QAM convencional, excepto por un bit que está al lado de MSB (la figura 32c y la figura 32d). Usando estas características, puede realizarse un receptor 40 simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Puede implementarse un receptor eficaz comprobando tanto el valor I como Q sólo cuando se determine el bit al lado de MSB y calculando sólo I o Q para el resto de bits. Este método puede aplicarse a LLR aproximada, LLR exacta o decisión dura (hard decision).

Usando la QAM modificada o MQAM, que usa las características de BRGC anteriores, puede realizarse una constelación no uniforme o NU-MQAM. En la ecuación anterior, en la que se usa CDF gaussiana, puede modificarse 45 Pj para adaptarse a la MQAM. Al igual que en la QAM, en la MQAM pueden considerarse dos PAM que tienen eje I y eje Q. Sin embargo, a diferencia de la QAM en la que varios puntos que corresponden a un valor de cada eje de PAM son idénticos, el número de puntos cambia en MQAM. Si varios puntos que corresponden al valor j-ésimo de PAM se definen como nj en una MQAM en la que existe un total de M puntos de constelación, entonces Pj puede definirse como sigue: 50

(Ec. 2)

Usando el Pj recién definido, la MQAM puede transformarse en una constelación no uniforme. Pj puede definirse como sigue para el ejemplo de 256-MQAM.

La figura 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una constelación no uniforme. La NU-MQAM realizada 5 usando estos métodos puede conservar características de receptores de MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. Por tanto, puede implementarse un receptor eficaz. Además, puede implementarse un sistema más robusto en cuanto al ruido que la NU-QAM anterior. Para un sistema de transmisión de difusión más eficaz, es posible la hibridación de MQAM y NU-MQAM. En otras palabras, puede implementarse un sistema más robusto en cuanto al ruido usando una MQAM para un entorno en el que se usa un código de corrección de errores con una 10 tasa de código alta y usando NU-MQAM en caso contrario. Para tal caso, un transmisor puede dejar que un receptor tenga información de tasa de código de un código de corrección de errores actualmente usado y un tipo de modulación actualmente usado de manera que el receptor pueda demodular según la modulación actualmente usada.

La figura 34 muestra un ejemplo de sistema de transmisión digital. Las entradas pueden comprender varios flujos 15 MPEG-TS o flujos GSE (encapsulación de flujo general). Un módulo 101 de procesador de entrada puede añadir parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar planificación para un módulo 102 BICM. El módulo 102 BICM puede añadir redundancia y entrelazar datos para corrección de errores de canal de transmisión. Un constructor 103 de tramas puede construir tramas añadiendo información de señalización de capa física y pilotos. Un modulador 104 puede realizar modulación en símbolos de entrada en métodos eficaces. Un procesador 105 analógico puede 20 realizar diversos procesos para convertir las señales digitales de entrada en señales analógicas de salida.

La figura 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo MPEG-TS o GSE de entrada puede transformarse mediante el procesador de entrada en un total de n flujos que se procesarán de manera independiente. Cada uno de estos flujos puede ser o bien una trama TS completa que incluye múltiples componentes de servicio o bien una trama TS mínima que incluye un componente de servicio (es decir, vídeo o 25 audio). Además, cada uno de estos flujos puede ser un flujo GSE que transmite o bien múltiples servicios o bien un solo servicio.

El módulo 202-1 de interfaz de entrada puede asignar varios bits de entrada iguales a la capacidad máxima del campo de datos de una trama de banda base (BB). Puede insertarse un relleno para completar la capacidad del bloque de código LDPC/BCH. El módulo 203-1 de sincronización de flujo de entrada puede proporcionar un 30 mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del flujo de transporte (o flujo genérico empaquetado), para garantizar un retardo y tasas de bits constantes de extremo a extremo.

Para permitir que el flujo de transporte se recombine sin requerir memoria adicional en el receptor, los flujos de transporte de entrada se retardan mediante compensadores 204-1∼n de retardo considerando parámetros de entrelazado de los PLP de datos en un grupo y el PLP común correspondiente. Los módulos 205-1∼n de borrado de 35 paquetes nulos pueden aumentar la eficacia de transmisión extrayendo un paquete nulo insertado para un caso de servicio VBR (tasa de bits variable). Los módulos 206-1∼n de codificador de comprobación de redundancia cíclica (CRC) pueden añadir paridad CRC para aumentar la fiabilidad de la transmisión de la trama de BB. Los módulos 207-1∼n de inserción de cabecera de BB pueden añadir una cabecera de trama de BB en una parte inicial de la trama de BB. La información que puede incluirse en la cabecera de BB se muestra en la figura 36. 40

Un módulo 208 fusionador/segmentador puede realizar segmentación de trama de BB de cada PLP, fusión de tramas de BB de múltiples PLP y planificación de cada trama de BB dentro de una trama de transmisión. Por tanto, el módulo 208 fusionador/segmentador puede emitir información de señalización L1 que se refiere a una asignación de PLP en trama. Por último, un módulo 209 encriptador de BB puede aleatorizar flujos de bits de entrada para minimizar la correlación entre bits dentro de flujos de bits. Los módulos sombreados en la figura 35 son módulos 45 usados cuando el sistema de transmisión usa un único PLP, los otros módulos en la figura 35 son módulos usados cuando el dispositivo de transmisión usa múltiples PLP.

La figura 37 muestra un ejemplo de módulo BICM. La figura 37a muestra una trayectoria de datos y la figura 37b muestra la trayectoria de L1 del módulo BICM. Un módulo 301 codificador externo y un módulo 303 codificador interno pueden añadir redundancia a los flujos de bits de entrada para la corrección de errores. Un módulo 302 50 entrelazador externo y un módulo 304 entrelazador interno pueden entrelazar bits para evitar el error de ráfaga. El módulo 302 entrelazador externo puede omitirse si el BICM es específicamente para DVB-C2. Un módulo 305 demultiplexador de bits puede controlar la fiabilidad de cada salida de bits desde el módulo 304 entrelazador interno. Un módulo 306 mapeador de símbolos puede mapear flujos de bits de entrada en flujos de símbolos. En este momento, es posible usar cualquier QAM convencional, una MQAM que usa el BRGC mencionado anteriormente 55

para mejorar el rendimiento, una NU-QAM que usa modulación no uniforme o una NU-MQAM que usa un BRGC con modulación no uniforme aplicada para mejorar el rendimiento. Para construir un sistema que sea más robusto frente al ruido, pueden considerarse combinaciones de modulaciones usando MQAM y/o NU-MQAM dependiendo de la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de constelación. En este momento, el módulo 306 mapeador de símbolos puede usar una constelación apropiada según la tasa de código y la capacidad de 5 constelación. La figura 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones.

El caso 1 muestra un ejemplo del uso de sólo NU-MQAM a una tasa de código baja para una implementación de sistema simplificada. El caso 2 muestra un ejemplo del uso de una constelación optimizada a cada tasa de código. El trasmisor puede enviar información acerca de la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de constelación al receptor de manera que el receptor pueda usar una constelación apropiada. La figura 40 muestra 10 otro ejemplo de casos en los que se considera la compatibilidad entre sistemas convencionales. Además de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para optimizar el sistema. El módulo 307 de inserción de cabecera ModCod mostrado en la figura 37 puede tomar información de realimentación de codificación y modulación adaptativa (ACM) / modulación y codificación variable (VCM) y añadir información de parámetros usada en la codificación y modulación a un bloque FEC como cabecera. La cabecera de tipo de modulación/tasa de codificación 15 (ModCod) puede incluir la siguiente información:

* Tipo FEC (1 bit) - LDPC largo o corto

* Tasa de codificación (3 bits)

* Modulación (3 bits) – hasta QAM de 64K

* Identificador de PLP (8 bits) 20

El módulo 308 entrelazador de símbolos puede realizar el entrelazado en el dominio de símbolo para obtener efectos de entrelazado adicionales. Pueden realizarse procesos similares realizados en la trayectoria de datos en la trayectoria de señalización de L1 pero con parámetros posiblemente diferentes (301-1 ∼ 308-1). En este punto puede usarse un módulo (303-1) de código reducido/perforado para un código interno.

La figura 38 muestra un ejemplo de codificación LDPC usando reducción / perforación. El proceso de reducción 25 puede realizarse en bloques de entrada que tienen menos bits que un número requerido de bits para la codificación LDPC ya que puedan rellenarse muchos bits cero requeridos para la codificación LDPC (301c) . Los flujos de bits de entrada rellenados con ceros pueden tener bits de paridad a través de la codificación LDPC (302c). En este momento, para los flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, pueden extraerse los ceros (303c) y para los flujos de bits de paridad puede realizarse perforación (304c) según las tasas de codificación. Estos flujos de 30 bits de información y flujos de bits de paridad procesados pueden multiplexarse en secuencias originales y emitirse (305c).

La figura 41 muestra una estructura de trama que comprende un preámbulo para la señalización de L1 y un símbolo de datos para datos de PLP. Puede observarse que el preámbulo y los símbolos de datos se generan cíclicamente, usando una trama como unidad. Los símbolos de datos comprenden un PLP de tipo 0 que se transmite usando una 35 modulación/codificación fija y un PLP de tipo 1 que se transmite usando una modulación/codificación variable. Para el PLP de tipo 0, la información tal como modulación, tipo de FEC y la tasa de código FEC se transmite en el preámbulo (véase la inserción 401 de cabecera de trama de la figura 42). Para el PLP de tipo 1, la información correspondiente puede transmitirse en la cabecera de bloque FEC de un símbolo de datos (véase la inserción 307 de cabecera ModCod de la figura 37). Mediante la separación de los tipos de PLP, la sobrecarga de ModCod puede 40 reducirse en un 3∼4% respecto de una tasa de transmisión total, para el PLP de tipo 0 que se transmite a una tasa de transmisión de bits fija. En un receptor, para el PLP de modulación/codificación fija de PLP de tipo 0, el extractor r401 de cabecera de trama mostrado en la figura 63 puede extraer información sobre modulación y tasa de código FEC y proporcionar la información extraída para un módulo de decodificación BICM. Para el PLP de modulación/codificación variable de PLP de tipo 1, los módulos de extracción de ModCod, r307 y r307-1 mostrados 45 en la figura 64, pueden extraer y proporcionar los parámetros necesarios para la decodificación BICM.

La figura 42 muestra un ejemplo de un constructor de tramas. Un módulo 401 de inserción de cabecera de trama puede formar una trama a partir de flujos de símbolos de entrada y puede añadir la cabecera de trama en la parte delantera de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente información:

* Número de canales unidos (4 bits) 50

* Intervalo de guarda (2 bits)

* PAPR (2 bits)

* Patrón de piloto (2 bits)

* Identificación de sistema digital (16 bits)

* Identificación de trama (16 bits)

* Longitud de trama (16 bits) – número de símbolos de multiplexación por división de frecuencias ortogonales (OFDM) por trama

* Longitud de supertrama (16 bits) – número de tramas por supertramas 5

* número de PLP (8 bits)

* para cada PLP

Identificación de PLP (8 bits)

Id de unión de canales (4 bits)

Inicio de PLP (9 bits) 10

Tipo de PLP (2 bits) - PLP común u otros

Tipo de carga útil de PLP (5 bits)

Tipo de MC (1 bit) - modulación & codificación fija/variable

si el tipo de MC == modulación & codificación fija

Tipo de FEC (1 bits) - LDPC largo o corto 15

Tasa de código (3 bits)

Modulación (3 bits) - hasta QAM de 64K

fin si;

Número de canales de ranura (2 bits)

para cada ranura 20

inicio de ranura (9 bits)

ancho de ranura (9 bits)

fin para;

ancho de PLP (9 bits) – número máximo de bloques de FEC del PLP

Tipo de entrelazado de tiempo de PLP (2 bits) 25

fin para;

* CRC-32 (32 bits)

El entorno de unión de canales se asume para la información de L1 transmitida en la cabecera de trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por tanto, la información tal como identificador de PLP, identificador de unión de canales y dirección de inicio de PLP se requiere para cada canal usado en la 30 unión. Una realización de esta invención sugiere la transmisión del campo ModCod en la cabecera de trama de FEC si el tipo de PLP soporta modulación/codificación variable y la transmisión del campo ModCod en la cabecera de trama si el tipo de PLP soporta modulación/codificación fija para reducir la sobrecarga de señalización. Además, si existe una banda de ranura para cada PLP, transmitiendo la dirección de inicio de la ranura y su ancho, la decodificación de las portadoras correspondientes en el receptor puede resultar innecesaria. 35

La figura 43 muestra un ejemplo de patrón de piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de unión de canales. Tal como se muestra, si las posiciones de SP son coincidentes con posiciones de piloto del preámbulo, puede producirse una estructura de piloto irregular.

La figura 43a muestra un ejemplo del módulo 404 de inserción de piloto tal como se muestra en la figura 42. Tal como se representa en la figura 43, si se usa una sola banda de frecuencia (por ejemplo, 8 MHz), el ancho de banda 40 disponible es de 7,61 MHz, pero si se unen múltiples bandas de frecuencia, pueden extraerse las bandas de guarda, por tanto, la eficacia de frecuencia puede aumentar en gran medida. La figura 43b es un ejemplo de módulo 504 de

inserción de preámbulo tal como se muestra en la figura 51 que se transmite en la parte delantera de la trama e incluso con unión de canales, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es el ancho de banda del bloque L1. Esta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza una exploración de canales inicial.

Los patrones de piloto existen tanto para el preámbulo como para los símbolos de datos. Para el símbolo de datos 5 pueden usarse patrones de piloto disperso (SP). El patrón de piloto 5 (PP5) y el patrón de piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para la interpolación de sólo frecuencia. PP5 tiene x=12, y=4, z=48 para GI=1/64 y PP7 tiene x=24, y=4, z=96 para GI=1/128. También es posible la interpolación de tiempo adicional para una mejor estimación de canales. Los patrones de piloto para el preámbulo pueden cubrir todas las posiciones de piloto posibles para la adquisición de canales inicial. Además, las posiciones de piloto de preámbulo deben ser 10 coincidentes con las posiciones de SP y se desea un solo patrón de piloto tanto para el preámbulo como para el SP. Los pilotos de preámbulo también podrían usarse para la interpolación de tiempo y todos los preámbulos podrían tener un patrón de piloto idéntico. Estos requisitos son importantes para la detección de C2 en la exploración y son necesarios para la estimación de desplazamiento de frecuencia con una correlación de secuencias de encriptación. En un entorno de unión de canales, la coincidencia en las posiciones de piloto también deberá mantenerse para la 15 unión de canales porque una estructura de piloto irregular puede degradar el rendimiento de interpolación.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un símbolo de OFDM es de 48 y si una distancia y entre SP correspondientes a una portadora de SP específica a lo largo del eje de tiempo es de 4, una distancia x efectiva después de la interpolación de tiempo da 12. Esto es cuando una fracción de intervalo de guarda (GI) es de 1/64. Si la fracción GI es de 1/128, puede usarse x=24, y=4 y z=96. Si se usa la unión de canales, las posiciones de SP 20 pueden hacerse coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo generando puntos no continuos en la estructura de piloto disperso.

En este momento, las posiciones de piloto de preámbulo pueden ser coincidentes con todas las posiciones de SP de símbolo de datos. Cuando se usa la unión de canales, puede determinarse el segmento de datos en el que se transmite un servicio independientemente de una granularidad de ancho de banda de 8 MHz. Sin embargo, para 25 reducir la sobrecarga para el direccionamiento de segmentos de datos, puede escogerse una transmisión que empiece en la posición de SP y que termine en la posición de SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el módulo r501 de estimación de canales mostrado en la figura 62 puede realizar interpolación de tiempo para obtener pilotos mostrados en las líneas de puntos en la figura 43 y realizar interpolación de frecuencia. En este momento, para puntos no continuos cuyos intervalos se designan como 30 32 en la figura 43, puede implementarse o bien la realización de interpolaciones a izquierda y derecha de manera separada o bien la realización de interpolaciones en sólo un lado, realizándose entonces la interpolación en el otro lado usando las posiciones de piloto ya interpoladas cuyo intervalo es 12 como un punto de referencia. En este momento, el ancho del segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, por tanto, un receptor puede minimizar el consumo de potencia realizando una estimación de canales y decodificando sólo las subportadoras necesarias. 35

La figura 44 muestra otro ejemplo de PP5 aplicado en el entorno de unión de canales o una estructura de SP para mantener la distancia x efectiva en 12 para evitar la estructura de SP irregular mostrada en la figura 43 cuando se usa la unión de canales. La figura 44a es una estructura de SP para el símbolo de datos y la figura 44b es una estructura de SP para el símbolo de preámbulo.

Tal como se muestra, si la distancia de SP se mantiene consistente en caso de unión de canales, no habrá problema 40 en la interpolación de frecuencia pero las posiciones de piloto entre el símbolo de datos y el preámbulo pueden no ser coincidentes. En otras palabras, esta estructura no requiere una estimación de canales adicional para una estructura de SP irregular, sin embargo, las posiciones de SP usadas en la unión de canales y las posiciones de piloto de preámbulo se vuelven diferentes para cada canal.

La figura 45 muestra una nueva estructura de SP o PP5' para proporcionar una solución a los dos problemas 45 mencionados anteriormente en el entorno de unión de canales. Específicamente, una distancia de piloto de x=16 puede resolver esos problemas. Para preservar la densidad de piloto o mantener la misma sobrecarga, un PP5' puede tener x=16, y=3, z=48 para GI=1/64 y un PP7' puede tener x=16, y=6, z=96 para GI=1/128. Aún puede mantenerse la capacidad de interpolación de sólo frecuencia. Las posiciones de piloto se representan en la figura 45 para la comparación con la estructura de PP5. 50

La figura 46 muestra un ejemplo de un nuevo patrón de SP o estructura de PP5' en el entorno de unión de canales. Tal como se muestra en la figura 46, si se usa ya sea un único canal o una unión de canales, puede proporcionarse una distancia de piloto efectiva x=16. Además, debido a que las posiciones de SP pueden hacerse coincidentes con posiciones de piloto de preámbulo, puede evitarse el deterioro de la estimación de canales provocado por la irregularidad de SP o posiciones de SP no coincidentes. En otras palabras, no existe ninguna posición de SP 55 irregular para el interpolador de frecuencia y se proporciona coincidencia entre el preámbulo y las posiciones de SP.

Por consiguiente, los nuevos patrones de SP propuestos pueden ser ventajosos porque puede usarse un único patrón de SP tanto para un único canal como para canales unidos; no puede provocarse ninguna estructura de piloto

irregular, por tanto es posible una buena estimación de canales; las posiciones de piloto tanto de SP como de preámbulo pueden mantenerse coincidentes; la densidad de piloto puede mantenerse igual que para PP5 y PP7 respectivamente; y la capacidad de interpolación de sólo frecuencia también puede preservarse.

Además, la estructura de preámbulo puede cumplir los requisitos tales como que las posiciones de piloto de preámbulo deben cubrir todas las posiciones de SP posibles para la adquisición de canales inicializar; el número 5 máximo de portadoras debe ser de 3409 (7,61 MHz) para la exploración inicial; deben usarse exactamente los mismos patrones de piloto y secuencia de encriptación para la detección de C2; y no se requiere ningún preámbulo de detección específica como P1 en T2.

En cuanto a la relación con la estructura de trama, la granularidad de posición de segmento de datos puede modificarse a 16 portadoras en vez de 12, por tanto, puede producirse menos sobrecarga de direccionamiento de 10 posición y no puede esperarse ningún otro problema con respecto a la condición de segmento de datos, condición de ranura nula, etc.

Por tanto, en el módulo r501 de estimación de canales de la figura 62 pueden usarse pilotos en todos los preámbulos cuando se realiza interpolación de tiempo de SP de símbolo de datos. Por tanto, puede mejorarse la adquisición de canales y la estimación de canales en los límites de trama. 15

Ahora, con respecto a los requisitos relacionados con el preámbulo y la estructura de piloto, hay consenso en que las posiciones de pilotos de preámbulo y SP deben coincidir independientemente de la unión de canales; el número de portadoras totales en el bloque L1 debe dividirse por distancia de piloto para evitar la estructura irregular en el borde de banda; los bloques L1 deben repetirse en el dominio de frecuencia; y los bloques L1 siempre deben poder decodificarse en la posición arbitraria de ventana de sintonizador. Requisitos adicionales serían que los patrones y 20 las posiciones de piloto deben repetirse en un periodo de 8 MHz; el desplazamiento correcto de frecuencia portadora debe estimarse sin conocimiento de unión de canales; y la decodificación de L1 (reordenamiento) es imposible antes de que se compense el desplazamiento de frecuencia.

La figura 47 muestra una relación entre un símbolo de datos y un preámbulo cuando se usan las estructuras de preámbulos tal como se muestra en la figura 52 y la figura 53. El bloque L1 puede repetirse en un periodo de 6 MHz. 25 Para la decodificación de L1, deben hallarse tanto el desplazamiento de frecuencia como el patrón de desplazamiento de preámbulo. La decodificación de L1 no es posible en una posición de sintonizador arbitraria sin información de unión de canales y un receptor no puede diferenciar entre el valor de desplazamiento de preámbulo y el desplazamiento de frecuencia.

Por tanto, un receptor, específicamente para que el extractor r401 de cabecera de trama mostrado en la figura 63 30 realice la decodificación de señal de L1, debe obtener la estructura de unión de canales. Debido a que se conoce la cantidad de desplazamiento de preámbulo esperada en dos regiones sombreadas verticalmente en la figura 47, el módulo r505 de sincronización de tiempo/frecuencia en la figura 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia portadora. Basándose en la estimación, la trayectoria de señalización de L1 (r308-1 ∼ r301-1) en la figura 64 puede decodificar L1. 35

La figura 48 muestra una relación entre el símbolo de datos y el preámbulo cuando se usa la estructura de preámbulo tal como se muestra en la figura 55. El bloque L1 puede repetirse en un periodo de 8 MHz. Para la decodificación de L1, sólo tiene que hallarse el desplazamiento de frecuencia y puede no ser necesario el conocimiento de unión de canales. El desplazamiento de frecuencia puede estimarse fácilmente usando una secuencia binaria pseudoaleatoria (PRBS, Pseudo Random Binary Sequence). Tal como se muestra en la figura 48, 40 el preámbulo y los símbolos de datos están alineados, por tanto, la búsqueda de sincronización adicional puede resultar innecesaria. Por tanto, para un receptor, específicamente para el módulo r401 extractor de cabecera de trama mostrado en la figura 63, es posible que sólo tenga que obtenerse el pico de correlación con secuencia de encriptación de piloto para realizar la decodificación de señal de L1. El módulo r505 de sincronización de tiempo/frecuencia en la figura 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia portadora a partir de la posición de 45 pico.

La figura 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal de cable.

Desde el punto de vista del diseño de piloto, el GI actual ya sobreprotege el ensanchamiento de retardo de canal de cable. En el peor caso, el rediseño del modelo de canal puede ser una opción. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia de piloto debe ser un divisor de 3584 portadoras (z=32 o 56). Una densidad de piloto de 50 z=32 puede aumentar la sobrecarga de piloto, por tanto, puede escogerse z=56. Una cobertura de retardo ligeramente menor puede no ser importante en el canal de cable. Por ejemplo, puede ser de 8 μs para PP5' y de 4 μs para PP7' en comparación con 9,3 μs (PP5) y 4,7 μs (PP7). Retardos significativos pueden estar cubiertos por ambos patrones de piloto incluso en el peor caso. Para la posición de piloto de preámbulo, no se necesitan más que todas las posiciones de SP en el símbolo de datos. 55

Si puede ignorarse la trayectoria de retardo de -40 dB, el ensanchamiento de retardo real puede volverse 2,5 μs, 1/64 GI = 7 μs o 1/128 GI = 3,5 μs. Esto muestra que el parámetro de distancia de piloto, z=56, puede ser un valor

suficientemente bueno. Además, z=56 puede ser un valor conveniente para estructurar un patrón de piloto que permite la estructura de preámbulos mostrada en la figura 48.

La figura 50 muestra una estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112 que se construye en el módulo 404 de inserción de piloto en la figura 42. Se proponen PP5' (x=14, y=4, z=56) y PP7' (x=28, y=4, z=112). Las portadoras de borde podrían insertarse para cerrar el borde. 5

Tal como se muestra en la figura 50, los pilotos están alineados en 8 MHz desde cada borde de la banda, cada posición de piloto y estructura de piloto puede repetirse cada 8 MHz. Por tanto, esta estructura puede soportar la estructura de preámbulo mostrada en la figura 48. Además, puede usarse una estructura de piloto común entre el preámbulo y los símbolos de datos. Por tanto, el módulo r501 de estimación de canales en la figura 62 puede realizar una estimación de canales usando la interpolación en el preámbulo y los símbolos de datos porque no puede 10 producirse ningún patrón de piloto irregular, independientemente de la posición de ventana que se decide por las ubicaciones de segmento de datos. En este momento, usar sólo la interpolación de frecuencia puede ser suficiente para compensar la distorsión de canales del ensanchamiento de retardo. Si adicionalmente se realiza interpolación de tiempo, puede realizarse una estimación de canales más precisa.

Por consiguiente, en el nuevo patrón de piloto propuesto, la posición y patrón de piloto puede repetirse basándose 15 en un periodo de 8 MHz. Un único patrón de piloto puede usarse tanto para el preámbulo como para los símbolos de datos. La decodificación de L1 siempre puede ser posible sin el conocimiento de unión de canales. Además, el patrón de piloto propuesto no puede afectar a la comunidad con T2 porque puede usarse la misma estrategia de piloto de patrón de piloto disperso; T2 ya usa 8 patrones de piloto diferentes; y no puede aumentarse significativamente la complejidad del receptor mediante patrones de piloto modificados. Para una secuencia de 20 encriptación de piloto, el periodo de PRBS puede ser de 2047 (m-secuencia); la generación de PRBS puede restablecerse cada 8 MHz, siendo el periodo de 3584; la tasa de repetición de piloto de 56 también puede ser un número primo respecto a 2047; y no puede esperarse ningún problema de PAPR.

La figura 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de símbolos de entrada pueden transformarse en el dominio de tiempo por el módulo 501 de IFFT. Si es necesario, la relación de potencia pico a 25 promedio (PAPR) puede reducirse en el módulo 502 de reducción de PAPR. Para métodos de PAPR, puede usarse la extensión de constelación activa (ACE) o reserva de tono. El módulo 503 de inserción de GI puede copiar la última parte del símbolo de OFDM efectivo para llenar el intervalo de guarda en una forma de prefijo cíclico.

El módulo 504 de inserción de preámbulo puede insertar el preámbulo en la parte delantera de cada trama transmitida de modo que un receptor pueda detectar la señal digital, la trama y adquirir la adquisición de 30 desplazamiento de tiempo/frecuencia. En este momento, la señal de preámbulo puede realizar señalización de capa física tal como el tamaño de FFT (3 bits) y el tamaño de intervalo de guarda (3 bits). El módulo 504 de inserción de preámbulo puede omitirse si el modulador es específicamente para DVB-C2.

La figura 52 muestra un ejemplo de una estructura de preámbulo para la unión de canales, generada en el módulo 504 de inserción de preámbulo en la figura 51. Un bloque L1 completo debe ser “siempre decodificable” en cualquier 35 posición arbitraria de ventana de sintonización de 7,61 MHz y no puede ocurrir ninguna pérdida de señalización de L1 independientemente de la posición de ventana de sintonizador. Tal como se muestra, los bloques L1 pueden repetirse en el dominio de frecuencia en un periodo de 6 MHz. El símbolo de datos puede experimentar unión de canales cada 8 MHz. Si, para la decodificación de L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador r603 representado en la figura 61, que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el extractor r401 de cabecera de trama en la 40 figura 63 necesita reordenar el bloque L1 desplazado, cíclico, recibido (figura 53) a su forma original. Esta reordenación es posible porque el bloque L1 se repite cada bloque de 6 MHz. La figura 53a puede reordenarse en la figura 53b.

La figura 54 muestra un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado. La estructura de preámbulo de la figura 52 usa sólo 6 MHz del ancho de banda de sintonizador total de 7,61 MHz para la decodificación de L1. En cuanto a 45 la eficacia de espectro, el ancho de banda de sintonizador de 7,61 MHz no se utiliza completamente. Por tanto, puede haber una optimización adicional en la eficacia de espectro.

La figura 55 muestra otro ejemplo de estructura de preámbulo o estructura de símbolos de preámbulo para una eficacia de espectro completa, generada en el módulo 401 de inserción de cabecera de trama en la figura 42. Al igual que el símbolo de datos, los bloques L1 pueden repetirse en el dominio de frecuencia en el periodo de 8 MHz. 50 Un bloque L1 completo es aún “siempre decodificable” en cualquier posición arbitraria de ventana de sintonización de 7,61 MHz. Después de la sintonización, los datos de 7,61 MHz pueden considerarse como un código virtualmente perforado. Tener exactamente el mismo ancho de banda tanto para el preámbulo como para los símbolos de datos y exactamente la misma estructura de piloto tanto para el preámbulo como para los símbolos de datos puede maximizar la eficacia del espectro. Otras características tales como propiedad desplazada cíclicamente y no envío 55 del bloque L1 en caso de ausencia de segmento de datos, pueden mantenerse sin cambios. En otras palabras, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de los símbolos de datos o, tal como se muestra en la figura 57, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda del

sintonizador (en el presente caso, es 7,61 MHz). El ancho de banda del sintonizador puede definirse como un ancho de banda que corresponde a varias portadoras activas totales cuando se usa un único canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede corresponder al número de portadoras activas totales (en el presente documento, es 7,61 MHz).

El número de portadoras activas por canal puede ser diferente dependiendo del método de recuento, tal como 5 cualquier experto en la técnica apreciará. Es decir, en la figura 46, se transmiten 3409 portadoras activas por cada canal individual que corresponden al ancho de banda de 7,61 MHz. Sin embargo, si no se cuenta ninguno de los bordes de canal, puede decirse que el número de portadoras por cada canal individual es de 3408.

La figura 56 muestra un código virtualmente perforado. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque L1 de 8 MHz pueden considerarse como codificados y perforados. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la figura 61 usa un ancho de 10 banda de 7,61 MHz para la decodificación de L1, el extractor r401 de cabecera de trama en la figura 63 necesita reordenar el bloque L1 desplazado, cíclico, recibido en su forma original, tal como se muestra en la figura 56. En este momento, la decodificación de L1 se realiza usando todo el ancho de banda del sintonizador. Una vez reordenado el bloque L1, un espectro del bloque L1 reordenado puede tener una región en blanco dentro del espectro tal como se muestra en el lado derecho superior de la figura 56 porque un tamaño original del bloque L1 es 15 de 8 MHz de ancho de banda.

Una vez que la región en blanco se rellena con ceros o bien después del desentrelazado en el dominio de símbolo por el desentralazador r403 de frecuencias en la figura 63 o por el desentralazador r308-1 de símbolos en la figura 64 o después del desentrelazado en el dominio de bits por el demapeador r306-1 de símbolos, el multiplexador r3051 de bits y el desentrelazador r304-1 interno en la figura 64, el bloque puede tener una forma que parece 20 perforada tal como se muestra en el lado derecho inferior de la figura 56.

Este bloque L1 puede decodificarse en el módulo r303-1 de decodificación perforada/reducida en la figura 64. Usando esta estructura de preámbulo, puede utilizarse todo el ancho de banda del sintonizador, por tanto la eficacia de espectro y la ganancia de codificación pueden aumentarse. Además, puede usarse un ancho de banda y una estructura de piloto idénticos para el preámbulo y los símbolos de datos. 25

Además, si el ancho de banda de preámbulo o el ancho de banda de símbolos de preámbulo se establece como un ancho de banda del sintonizador tal como se muestra en la figura 58, (es 7,61 MHz en el ejemplo), puede obtenerse un bloque L1 completo después de la reordenación incluso sin perforación. En otras palabras, para una trama que tiene símbolos de preámbulo, teniendo los símbolos de preámbulo al menos un bloque de capa 1 (L1), puede decirse que el bloque L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 30 MHz de los 8 MHz de la banda de radiofrecuencia (RF).

Por tanto, puede maximizarse la eficacia de espectro y el rendimiento de decodificación de L1. En otras palabras, en un receptor, la decodificación puede realizarse en el módulo r303-1 de decodificación perforada/reducida en la figura 64, después de realizar sólo el desentrelazado en el dominio de símbolo.

Por consiguiente, la nueva estructura de preámbulo propuesta puede ser ventajosa porque es completamente 35 compatible con el preámbulo usado anteriormente excepto porque el ancho de banda es diferente; los bloques L1 se repiten en un periodo de 8 MHz; el bloque L1 siempre puede decodificarse independientemente de la posición de ventana de sintonizador; puede usarse todo el ancho de banda del sintonizador para la decodificación de L1; la eficacia de espectro máxima puede garantizar más ganancia de codificación; el bloque L1 incompleto puede considerarse como codificado y perforado; puede usarse la misma estructura de piloto simple tanto para el 40 preámbulo como para los datos; y puede usarse un ancho de banda idéntico tanto para el preámbulo como para los datos.

La figura 59 muestra un ejemplo de un procesador analógico. Un módulo 601 de DAC puede convertir la entrada de señal digital en una señal analógica. Después de que el ancho de banda de frecuencia de transmisión se haya convertido en sentido ascendente (602) y filtrado analógicamente (603) puede transmitirse la señal. 45

La figura 60 muestra un ejemplo de un sistema de receptor digital. La señal recibida se convierte en una señal digital en un módulo r105 de procesamiento analógico. Un demodulador r104 puede convertir la señal en datos en el dominio de frecuencia. Un analizador r103 sintáctico de tramas puede extraer los pilotos y las cabeceras y permite la selección de información de servicio que tiene que decodificarse. Un demodulador r102 de BICM puede corregir errores en el canal de transmisión. Un procesador r101 de salida puede restaurar el flujo de servicio y la información 50 de sincronismo originalmente transmitidos.

La figura 61 muestra un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. Un módulo r603 de sintonizador/AGC puede seleccionar un ancho de banda de frecuencia deseado a partir de la señal recibida. Un módulo r602 de conversión descendente puede restaurar la banda base. Un módulo r601 de ADC pude convertir la señal analógica en señal digital. 55

La figura 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un módulo r506 de detección de tramas puede detectar el preámbulo, comprobar si existe una señal digital correspondiente y detectar un inicio de una trama. Un módulo r505 de sincronización de tiempo/frecuencia puede realizar la sincronización en los dominios de frecuencia y tiempo. En este momento, para la sincronización en el dominio de tiempo, puede usarse una correlación de intervalo de guarda. Para la sincronización en el dominio de frecuencia, puede usarse la correlación o puede estimarse el desplazamiento 5 a partir de la información de fase de una subportadora que se transmite en el dominio de frecuencia. Un módulo r504 de extracción de preámbulo puede extraer el preámbulo de la parte delantera de la trama detectada. Un módulo r503 de extracción de GI puede extraer el intervalo de guarda. Un módulo r501 de FFT puede transformar la señal en el dominio de tiempo en una señal en el dominio de frecuencia. Un módulo r501 de estimación/ecualización de canales puede compensar errores estimando la distorsión en el canal de transmisión usando el símbolo de piloto. El módulo 10 r504 de extracción de preámbulo puede omitirse si el demodulador es específicamente para DVB-C2.

La figura 63 muestra un ejemplo de analizador sintáctico de tramas. Un módulo r404 de extracción de piloto puede extraer el símbolo piloto. Un módulo r403 de desentrelazado de frecuencia puede realizar el desentrelazado en el dominio de frecuencia. Un fusionador r402 de símbolos OFDM puede restaurar la trama de datos a partir de los flujos de símbolos transmitidos en los símbolos OFDM. Un módulo r401 de extracción de cabecera de trama puede 15 extraer la señalización de capa física de la cabecera de cada trama transmitida y extraer la cabecera. La información extraída puede usarse como parámetros para los siguientes procesos en el receptor.

La figura 64 muestra un ejemplo de un demodulador BICM. La figura 64a muestra una trayectoria de datos y la figura 64b muestra una trayectoria de señalización de L1. Un desentrelazador r308 de símbolos puede realizar el desentrelazado en el dominio de símbolo. Un extractor r307 de ModCod puede extraer parámetros de ModCod de la 20 parte delantera de cada trama de BB y hacer que los parámetros estén disponibles para los siguientes procesos de decodificación y demodulación adaptiva/variable. Un demapeador r306 de símbolos puede demapear flujos de símbolos de entrada en flujos de razón de verosimilitud logarítmica (LLR) de bits. Los flujos de LLR de bits de salida pueden calcularse usando una constelación usada en un mapeador 306 de símbolos del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM o NU-MQAM mencionada anteriormente, calculando tanto el eje I 25 como el eje Q cuando se calcula el bit más cercano al MSB y calculando o bien el eje I o bien el eje Q cuando se calculan el resto de bits, puede implementarse un demapeador de símbolos eficaz. Este método puede aplicarse a, por ejemplo, LLR aproximada, LLR exacta o decisión dura.

Cuando se usa una constelación optimizada según la capacidad de constelación y la tasa de código del código de corrección de errores en el mapeador 306 de símbolos del transmisor, el demapeador r306 de símbolos del receptor 30 puede obtener una constelación usando la tasa de código y la información de capacidad de constelación transmitida desde el transmisor. El multiplexador r305 de bits del receptor puede realizar una función inversa a la del demultiplexador 305 de bits del transmisor. El desentrelazador r304 interno y el desentrelazador r302 externo del receptor pueden realizar funciones inversas a las del entrelazador 304 interno y el entrelazador 302 externo del transmisor, respectivamente para conseguir el flujo de bits en su secuencia original. El desentrelazador r302 externo 35 puede omitirse si el demodulador de BICM es específicamente para DVB-C2.

El decodificador r303 interno y el decodificador r301 externo del receptor pueden realizar procesos de decodificación correspondientes al codificador 303 interno y el codificador 301 externo del transmisor, respectivamente, para corregir errores en el canal de transmisión. Pueden realizarse procesos similares realizados en la trayectoria de datos en una trayectoria de señalización de L1, pero con diferentes parámetros (r308-1 ∼ r301-1). En este punto, tal 40 como se explicó en la parte de preámbulo, puede usarse un módulo r303-1 de código reducido/perforado para la decodificación de señal de L1.

La figura 65 muestra un ejemplo de decodificación de LDPC usando reducción/perforación. Un demultiplexador r301a puede emitir por separado una parte de información y una parte de paridad de código sistemático a partir de los flujos de bits de entrada. Para la parte de información, puede realizarse un rellenado (r302a) con ceros según 45 varios flujos de bits de entrada del decodificador de LDPC, para la parte de paridad pueden generarse flujos de bits de entrada para (r303a) el decodificador de LDPC deshaciendo la perforación de la parte perforada. La decodificación (r304a) de LDPC puede realizarse en flujos de bits generados, pueden extraerse los ceros en la parte de información y emitirse (r305a).

La figura 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un encriptador r209 de BB puede restaurar los flujos de 50 bits aleatorizados (209) en el transmisor. Un divisor r208 puede restaurar las tramas de BB que corresponden a múltiples PLP que se multiplexan y se transmiten desde el transmisor según la trayectoria de PLP. Para cada trayectoria de PLP, un extractor r207-1∼n de cabecera de BB puede extraer la cabecera que se transmite en la parte delantera de la trama de BB. Un decodificador r206-1∼n de CRC puede realizar la decodificación de CRC y hacer que las tramas de BB fiables estén disponibles para su selección. Unos módulos r205-1∼n de inserción de paquetes 55 nulos pueden restaurar los paquetes nulos que se extrajeron para una mayor eficacia de transmisión en su ubicación original. Unos módulos r204-1∼n de recuperación de retardo pueden restaurar un retardo que existe entre cada trayectoria de PLP.

Unos módulos r203-1∼n de recuperación de reloj de salida pueden restaurar el sincronismo original del flujo de servicio a partir de la información de sincronía transmitida desde los módulos 203-1∼n de sincronización de flujo de entrada. Unos módulos r202-1-n de interfaz de salida pueden restaurar los datos en el paquete TS/GS a partir de los flujos de bits de entrada que están segmentados en la trama de BB. Unos módulos r201-1∼n de procesamiento posterior de salida pueden restaurar múltiples flujos de TS/GS en un flujo de TS/GS completo, si es necesario. Los 5 bloques sombreados mostrados en la figura 66 representan módulos que pueden usarse cuando se procesa un único PLP cada vez y el resto de los bloques representan módulos que pueden usarse cuando se procesan múltiples PLP al mismo tiempo.

Usando los métodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas es posible implementar un transmisor digital eficaz, un receptor y una estructura de señalización de capa física. 10

Mediante la transmisión de información de ModCod en cada cabecera de trama de BB necesaria para ACM/VCM y la transmisión del resto de la señalización de capa física en una cabecera de trama, puede minimizarse la sobrecarga de señalización.

Puede implementarse QAM modificada para una transmisión de energía más eficaz o un sistema de difusión digital más robusto en cuanto al ruido. El sistema puede incluir un transmisor y un receptor para cada ejemplo dado a 15 conocer y las combinaciones de los mismos.

Puede implementarse una QAM no uniforme mejorada para una transmisión de energía más eficaz o un sistema de difusión digital más robusto en cuanto al ruido. También se describe un método que usa una tasa de código de corrección de errores de NU-MQAM y MQAM. El sistema puede incluir un transmisor y un receptor para cada ejemplo dado a conocer y las combinaciones de los mismos. 20

El método de señalización de L1 sugerido puede reducir la sobrecarga en un 3∼4 % minimizando la sobrecarga de señalización durante la unión de canales.

Será evidente para los expertos en la técnica que pueden realizarse diversas modificaciones y variaciones en la presente invención sin apartarse de la invención.

25

Claims (12)

1. REIVINDICACIONES

   1. Un aparato para transmitir una señal de difusión, comprendiendo el aparato:

   un codificador externo (301-1) para codificación externa de datos de señalización;

   un codificador externo (301) para codificación externa de datos de servicio; 5

   un codificador interno (303-1) para codificación interna de los datos de señalización codificados externos mediante un esquema de codificación LDPC;

   un codificador interno (303) para codificación interna de los datos de servicio codificados externos mediante un esquema de codificación LDPC;

   un primer entrelazador (304-1) para entrelazado de bits de los datos de señalización codificados internos; 10

   un segundo entrelazador (304) para entrelazado de bits de los datos de servicio codificados internos;

   un demultiplexor (305-1) para demultiplexación de bits en los datos de señalización entrelazados;

   un demulitiplexor (305) para demultiplexación de bits en los datos de servicio entrelazados;

   un primer mapeador de símbolos (306-1) para mapear en constelación bits de los datos de señalización en símbolos de preámbulo; 15

   un segundo mapeador de símbolos (306) para mapear en constelación los bits demultiplexados en los datos de servicio entrelazados en símbolos de datos de servicio;

   un insertador de cabecera (307) para insertar una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de servicio y construir al menos un segmento de datos en base a la cabecera y los símbolos de datos de servicio;

   un tercer entrelazador (308-1) para entrelazar datos en los símbolos de preámbulo; 20

   un cuarto entrelazador (308) para entrelazar el al menos un segmento de datos;

   un constructor de tramas (103) para construir una trama de señal en base a los datos intercalados en los símbolos de preámbulo y el al menos un segmento de datos intercalado;

   un modulador (104) para modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencias Ortogonales, OFDM; y 25

   un transmisor (105) para transmitir la trama de señal modulada,

   en donde los símbolos de preámbulo se dividen en la dirección de la frecuencia en bloques de capa 1, L1, del mismo ancho de banda y el ancho de banda de cada bloque L1 corresponde a un número total de subportadoras activas asignadas a un único canal, los bloques L1 se repiten en el dominio de la frecuencia con una tasa de repetición que es el ancho de banda del bloque L1. 30
2. 2. El aparato según la reivindicación 1, en donde el ancho de banda del bloque L1 es 7,61 MHz.
3. 3. El aparato según la reivindicación 1, en donde el bloque L1 tiene información de señalización L1 para señalizar el al menos un segmento de datos.
4. 4. Un método para transmitir una señal de difusión, el método que comprende:

   codificar externamente datos de señalización; 35

   codificar externamente datos de servicio;

   codificar internamente los datos de señalización codificados externos mediante un esquema de codificación LDPC;

   codificar internamente los datos de servicio codificados externos mediante un esquema de codificación LDPC;

   entrelazar bits de los datos de señalización codificados internos; 40

   entrelazar bits de los datos de servicio codificados internos;

   demultiplexar bits en los datos de señalización entrelazados;

   demultiplexar bits en los datos de servicio entrelazados;

   mapear en constelación bits de los datos de señalización en símbolos de preámbulo;

   mapear en constelación los bits demultiplexados en los datos de servicio entrelazados en símbolos de datos de servicio; 5

   insertar una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de servicio y construir al menos un segmento de datos en base a la cabecera y los símbolos de datos de servicio;

   entrelazar datos en los símbolos de preámbulo;

   entrelazar el al menos un segmento de datos;

   construir una trama de señal en base a los datos intercalados en los símbolos de preámbulo y el al menos un 10 segmento de datos intercalado;

   modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencias Ortogonales (OFDM); y

   transmitir la trama de señal modulada,

   en donde los símbolos de preámbulo se dividen en la dirección de la frecuencia en bloques de Capa 1, L1, del 15 mismo ancho de banda y el ancho de banda de cada bloque L1 corresponde a un número total de subportadoras activas asignadas a un único canal, los bloques L1 se repiten en el dominio de la frecuencia con una tasa de repetición que es el ancho de banda del bloque L1.
5. 5. El método según la reivindicación 4, en donde el ancho de banda del bloque L1 es 7,61 MHz.
6. 6. El método según la reivindicación 4, en donde el bloque L1 tiene información de señalización L1 para señalizar el 20 segmento de datos.
7. 7. Un aparato para recibir una señal de difusión, comprendiendo el aparato;

   un proceso analógico (r105) para recibir una señal que incluye una trama de señal que incluye símbolos de preámbulo y al menos un segmento de datos en base a símbolos de datos de servicio;

   un demodulador (r104) para demodular la trama de señal recibida mediante un método de Multiplexación por 25 División de Frecuencias Ortogonales, OFDM;

   un primer desentrelazador (r308) para desentrelazar el al menos un segmento de datos;

   un segundo desentrelazador (r308-1) para desentrelazar datos en los símbolos de preámbulo;

   un extractor de cabecera (r307) para extraer una cabecera de la trama de señal;

   un primer demapeador de símbolos (r306) para demapeado de constelación de los símbolos de datos de servicio 30 en los datos desentrelazados del al menos un segmento de datos en bits de datos de servicio;

   un segundo demapeador de símbolos (r306-1) para demapeado de constelación de los datos desentrelazados en los símbolos de preámbulo en bits de datos de señalización;

   un primer multiplexador de bits (r305) para multiplexar los bits de datos de servicio;

   un segundo multiplexador de bits (r305-1) para multiplexar los bits de datos de señalización; 35

   un tercer desentrelazador (r304) para desentrelazado de bits de los bits de datos de servicio multiplexados;

   un cuarto desentrelazador (r304-1) para desentrelazado de bits de los bits de datos de señalización multiplexados;

   un decodificador interno (r303) para decodificación interna de los bits de datos de servicio desentrelazados mediante un esquema de codificación LDPC; 40

   un decodificador interno (r303-1) para decodificación interna de los bits de datos de señalización mediante el esquema de decodificación LDPC;

   un decodificador externo (r301) para decodificación externa de los bits de datos de servicio decodificados internos; y

   un decodificador externo (r301-1) para decodificación externa de los datos de señalización mediante el esquema de decodificación BCH,

   en donde los símbolos de preámbulo se dividen en la dirección de la frecuencia en bloques de Capa 1, L1, del 5 mismo ancho de banda y el ancho de banda de cada bloque L1 corresponde a un número total de subportadoras activas asignadas a un único canal, los bloques L1 se repiten en el dominio de la frecuencia con una tasa de repetición que es el ancho de banda del bloque L1.
8. 8. El aparato según la reivindicación 7, en donde el ancho de banda del bloque L1 es 7,61 MHz.
9. 9. El aparato según la reivindicación 7, en donde el bloque L1 tiene información de señalización L1 para señalizar el 10 al menos un segmento de datos.
10. 10. Un método para recibir una señal de difusión, comprendiendo el método;

    recibir una señal que incluye una trama de señal que incluye símbolos de preámbulo y al menos un segmento de datos en base a símbolos de datos de servicio;

    demodular la trama de señal recibida mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencias 15 Ortogonales, OFDM;

    desentrelazar el al menos un segmento de datos;

    desentrelazar datos en los símbolos de preámbulo;

    extraer una cabecera de la trama de señal;

    demapear constelación de los símbolos de datos de servicio en los datos desentrelazados del al menos un 20 segmento de datos en bits de datos de servicio;

    demapear constelación de los datos desentrelazados en los símbolos de preámbulo en bits de datos de señalización;

    multiplexar los bits de datos de servicio;

    multiplexar los bits de datos de señalización; 25

    desentrelazar bits de los bits de datos de servicio multiplexados;

    desentrelazar bits de los bits de datos de señalización multiplexados;

    decodificar internamente los bits de datos de servicio desentrelazados de bits mediante un esquema de codificación LDPC;

    decodificar internamente los bits de datos de señalización mediante el esquema de decodificación LDPC; 30

    decodificar externamente los bits de datos de servicio decodificados internos; y

    decodificar externamente los datos de señalización mediante el esquema de decodificación BCH,

    en donde los símbolos de preámbulo se dividen en la dirección de la frecuencia en bloques de Capa 1, L1, del mismo ancho de banda y el ancho de banda de cada bloque L1 corresponde a un número total de subportadoras activas asignadas a un único canal, los bloques L1 se repiten en el dominio de la frecuencia con una tasa de 35 repetición que es el ancho de banda del bloque L1.
11. 11. El método según la reivindicación 10, en donde el ancho de banda del bloque L1 es 7,61 MHz.
12. 12. El método según la reivindicación 10, en donde el bloque L1 tiene información de señalización L1 para señalizar el al menos un segmento de datos.

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