ES2350681T3 - Aparato y método para transmitir y recibir una señal. - Google Patents

Abstract

Método de transmisión de una señal de difusión a un receptor que tiene datos para datos de servicio y preámbulo, comprendiendo el método: correlacionar bits de datos de preámbulo para dar símbolos de datos de preámbulo y bits de datos para dar símbolos de datos; formar al menos un segmento de datos basándose en los símbolos de datos; formar una trama de señal basándose en los símbolos de datos de preámbulo y el segmento de datos; modular la trama de señal mediante un método de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM); y transmitir la trama de señal modulada, caracterizado porque los símbolos de datos de preámbulo se dividen en bloques de al menos una capa 1 (L1), correspondiendo el ancho de banda del bloque de L1 a un número de subportadoras activas asignadas a un único canal.

Description

Aparato y método para transmitir y recibir una señal.

Sector de la técnica

La presente invención se refiere a un método para transmitir y recibir una señal y a un aparato para transmitir y recibir una señal, y más particularmente, a un método para transmitir y recibir una señal y a un aparato para transmitir y recibir una señal, que pueden mejorar la eficacia de transmisión de datos.

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Estado de la técnica

Debido al desarrollo de una tecnología de difusión digital, los usuarios han recibido una imagen en movimiento de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo de compresión y un alto rendimiento de hardware, se proporcionará un mejor entorno a los usuarios en el futuro. Un sistema de televisión digital (DTV) puede recibir una señal de difusión digital y proporcionar una diversidad de servicios complementarios a los usuarios así como una señal de vídeo y una señal de audio.

La difusión de vídeo digital (DVB)-C2 es la tercera especificación que se ha unido a la familia de DVB de sistemas de transmisión de segunda generación. Desarrollada en 1994, actualmente la DVB-C se emplea en más de 50 millones de sintonizadores de cable en todo el mundo. En línea con los demás sistemas de DVB de segunda generación, DVB-C2 usa una combinación de códigos de comprobación de paridad de baja densidad (LDPC) y BCH. Esta potente corrección de errores en recepción (FEC) proporciona una mejora de aproximadamente 5 dB de la relación portadora a ruido con respecto a DVB-C. Esquemas apropiados de entrelazado de bits optimizan la robustez global del sistema de FEC. Ampliadas por una cabecera, estas tramas se denominan tuberías de capa física (PLP). Se multiplexa una o más de estas PLP para dar un segmento de datos. Se aplica un entrelazado bidimensional (en los dominios de tiempo y frecuencia) a cada segmento permitiendo al receptor eliminar el impacto de deterioros de ráfaga e interferencia selectiva de frecuencia tal como ingreso de una única frecuencia.

Con el desarrollo de estas tecnologías de difusión digital, se aumenta la necesidad de un servicio tal como una señal de vídeo y una señal de audio y la cantidad de datos deseada por los usuarios o el número de canales de difusión se aumenta gradualmente.

El documento "Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2) - DVB document A122- TM 3980 Rev. 5" [en línea] del 1 de junio de 2008 (01-06-2008), DVB PROJECT, describe la correlación convencional de la señal L1 de DVB-C2.

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Objeto de la invención

Por consiguiente, la presente invención se refiere a un método para transmitir y recibir una señal y a un aparato para transmitir y recibir una señal que evitan sustancialmente uno o más problemas debidos a limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.

Un objeto de la presente invención es proporcionar un método de transmisión de una señal de difusión a un receptor que tiene datos para datos de servicio y preámbulo, comprendiendo el método: correlacionar bits de datos de preámbulo para dar símbolos de datos de preámbulo y bits de datos para dar símbolos de datos; formar al menos un segmento de datos basándose en los símbolos de datos; formar una trama de señal basándose en los símbolos de datos de preámbulo y el segmento de datos; modular la trama de señal mediante un método de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM); y transmitir la trama de señal modulada, en el que los símbolos de datos de preámbulo se dividen en bloques de al menos una capa 1 (L1), correspondiendo el ancho de banda del bloque de L1 a un número de subportadoras activas asignadas a un único canal.

Otro aspecto de la presente invención proporciona un método de recepción de una señal de difusión, comprendiendo el método; demodular señales recibidas mediante el uso de un método de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM); detectar una trama de señal a partir de las señales demoduladas, comprendiendo la trama de señal símbolos de preámbulo y símbolos de datos; decorrelacionar para dar bits para los símbolos de preámbulo y bits para los símbolos de datos; y decodificar los bits para los símbolos de preámbulo mediante un esquema de decodificación mediante LDPC (comprobación de paridad de baja densidad) perforado y abreviado, en el que los símbolos de preámbulo se dividen en bloques de al menos una capa 1 (L1), correspondiendo el ancho de banda del bloque de L1 a un número de subportadoras activas asignadas a un único canal.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un transmisor de transmisión de una señal de difusión que tiene datos para datos de servicio y preámbulo a un receptor, comprendiendo el transmisor: un correlacionador configurado para correlacionar bits de datos de preámbulo para dar símbolos de datos de preámbulo y bits de datos para dar símbolos de datos; un formador de segmentos de datos configurado para formar al menos un segmento de datos basándose en los símbolos de datos; un formador de tramas configurado para formar una trama de señal basándose en los símbolos de datos de preámbulo y el segmento de datos; un modulador configurado para modular la trama de señal mediante un método de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM); y una unidad de transmisión configurada para transmitir la trama de señal modulada, en el que el transmisor está configurado para procesar señales en las que los símbolos de datos de preámbulo se dividen en bloques de al menos una capa 1 (L1), correspondiendo el ancho de banda del bloque de L1 a un número de subportadoras activas asignadas a un único
canal.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un receptor de recepción de una señal de difusión, comprendiendo el receptor: un demodulador configurado para demodular señales recibidas mediante el uso de un método de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM); un analizador sintáctico de tramas configurado para obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, comprendiendo la trama de señal símbolos de preámbulo y símbolos de datos, un decorrelacionador configurado para decorrelacionar la trama de señal obtenida para dar bits para los símbolos de preámbulo y bits para los símbolos de datos; y un decodificador configurado para decodificar los bits para los símbolos de preámbulo mediante un esquema de decodificación mediante LDPC (comprobación de paridad de baja densidad) perforado y abreviado, en el que el receptor está configurado para procesar señales en las que los símbolos de preámbulo se dividen en bloques de al menos una capa 1 (L1), correspondiendo el ancho de banda del bloque de L1 a un número de subportadoras activas asignadas a un único
canal.

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Descripción de las figuras

Los dibujos adjuntos, que se incluyen para proporcionar un entendimiento adicional de la invención y se incorporan en, y constituyen parte de, esta solicitud, ilustran realización/realizaciones de la invención y junto con la descripción sirven para explicar el principio de la invención. En los dibujos:

la figura 1 es un ejemplo de modulación de amplitud en cuadratura de 64 (QAM) usada en DVB-T europea.

La figura 2 es un método de código binario reflejado de Gray (BRGC).

La figura 3 es una salida próxima a una gausiana modificando la 64-QAM usada en DVB-T.

La figura 4 es una distancia de Hamming entre pares reflejados en BRGC.

La figura 5 son características de QAM en las que existe un par reflejado para cada uno del eje I y eje Q.

La figura 6 es un método de modificación de QAM usando un par reflejado de BRGC.

La figura 7 es un ejemplo de 64/256/1024/4096-QAM modificada.

Las figuras 8-9 son un ejemplo de 64-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC.

Las figuras 10-11 son un ejemplo de 256-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC.

Las figuras 12-13 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (0\sim51).

Las figuras 14-15 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (512\sim1023).

Las figuras 16-17 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (0\sim511).

Las figuras 18-19 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (512\sim1023).

Las figuras 20-21 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (1024\sim1535).

Las figuras 22-23 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (1536\sim2047).

Las figuras 24-25 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (2048\sim2559).

Las figuras 26-27 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (2560\sim3071).

Las figuras 28-29 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (3072\sim3583).

Las figuras 30-31 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (3584\sim4095).

La figura 32 es un ejemplo de correlación de bits de QAM modificada en la que se modifica 256-QAM usando BRGC.

La figura 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en constelación no uniforme.

La figura 34 es un ejemplo de sistema de transmisión digital.

La figura 35 es un ejemplo de un procesador de entrada.

La figura 36 es una información que puede incluirse en una banda base (BB).

La figura 37 es un ejemplo de BICM.

La figura 38 es un ejemplo de codificador abreviado/perforado.

La figura 39 es un ejemplo de aplicación de diversas constelaciones.

La figura 40 es otro ejemplo de casos en los que se considera la compatibilidad entre sistemas convencionales.

La figura 41 es una estructura de trama que comprende preámbulo para señalización de L1 y símbolo de datos para datos de PLP.

La figura 42 es un ejemplo de formador de tramas.

La figura 43 es un ejemplo de inserto piloto (404) mostrado en la figura 4.

La figura 44 es una estructura de SP.

La figura 45 es una nueva estructura de SP o patrón piloto (PP) 5'.

La figura 46 es una estructura de PP5' sugerida.

La figura 47 es una relación entre preámbulo y símbolo de datos.

La figura 48 es otra relación entre preámbulo y símbolo de datos.

La figura 49 es un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable.

La figura 50 es una estructura piloto dispersada que usa z=56 y z=112.

La figura 51 es un ejemplo de modulador basado en OFDM.

La figura 52 es un ejemplo de estructura de preámbulo.

La figura 53 es un ejemplo de decodificación de preámbulo.

La figura 54 es un procedimiento para diseñar un preámbulo más optimizado.

La figura 55 es otro ejemplo de estructura de preámbulo

La figura 56 es otro ejemplo de decodificación de preámbulo.

La figura 57 es un ejemplo de estructura de preámbulo.

La figura 58 es un ejemplo de decodificación de L1.

La figura 59 es un ejemplo de procesador analógico.

La figura 60 es un ejemplo de sistema receptor digital.

La figura 61 es un ejemplo de procesador analógico usado en un receptor.

La figura 62 es un ejemplo de demodulador.

La figura 63 es un ejemplo de analizador sintáctico de tramas.

La figura 64 es un ejemplo de demodulador de BICM.

La figura 65 es un ejemplo de decodificación mediante LDPC usando abreviación/perforación.

La figura 66 es un ejemplo de procesador de salida.

Descripción detallada de la invención

Ahora se hará referencia en detalle a las realizaciones preferentes de la presente invención, ejemplos de las cuales se ilustran en los dibujos adjuntos. Siempre que sea posible, se usarán los mismos números de referencia en todos los dibujos para referirse a partes iguales o similares.

En la siguiente descripción, el término "servicio" es indicativo de contenido de difusión que puede transmitirse/recibirse por el aparato de transmisión/recepción de señales.

Se usa la modulación de amplitud en cuadratura (QAM) usando código binario reflejado de Gray (BRGC) como modulación en un entorno de transmisión de difusión en el que se usa modulación codificada entrelazada de bits (BICM) convencional. La figura 1 muestra un ejemplo de 64-QAM usada en DVB-T europea.

Puede realizarse BRGC usando el método mostrado en la figura 2. Puede realizarse un BRGC de n bits añadiendo un código inverso de BRGC de (n-1) bits (es decir, código reflejado) a una parte posterior de (n-1) bits, añadiendo varios 0 a la parte delantera del BRGC de (n-1) bits original, y añadiendo varios 1 a una parte delantera del código reflejado. El código BRGC realizado mediante este método tiene una distancia de Hamming entre códigos adyacentes de uno (1). Además, cuando se aplica BRGC a QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos que están más próximamente adyacentes al punto, es de uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos más próximamente adyacentes al punto es de dos (2). Tales características de distancias de Hamming entre un punto de constelación específico y otros puntos adyacentes puede duplicarse como regla de correlación de Gray en QAM.

Para preparar un sistema robusto frente al ruido gausiano blanco aditivo (AWGN), puede realizarse la distribución de señales transmitidas desde un transmisor próxima a la distribución gausiana. Para poder hacer eso, pueden modificarse ubicaciones de puntos en la constelación. La figura 3 muestra una salida próxima a una gausiana modificando 64-QAM usada en DVB-T. Tal constelación puede duplicarse como QAM no uniforme (NU-QAM).

Para realizar una constelación de QAM no uniforme, puede usarse la función de distribución acumulativa gausiana (CDF). En caso de 64, 256 ó 1024-QAM, es decir, 2^N AM, puede dividirse la QAM en dos N-PAM independientes. Dividiendo la CDF gausiana en N secciones de probabilidad idéntica y permitiendo que un punto de señal en cada sección represente a la sección, puede realizarse una constelación que tiene distribución gausiana. En otras palabras, la coordenada xj de la N-PAM no uniforme recién definida puede definirse de la siguiente
manera:

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1

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La figura 3 es un ejemplo de transformación de 64QAM de DVB-T en NU-64QAM usando los métodos anteriores. La figura 3 representa un resultado de modificar coordenadas de cada eje I y eje Q usando los métodos anteriores y correlacionar los puntos de constelación anterior con coordenadas recién definidas. En caso de 32, 128 ó 512-QAM, es decir, QAM cruzada, que no es 2^N QAM, modificando Pj apropiadamente, puede encontrarse una nueva
coordenada.

Una realización de la presente invención puede modificar QAM usando BRGC usando características de BRGC. Tal como se muestra en la figura 4, la distancia de Hamming entre el par reflejado en BRGC es de uno porque sólo se diferencia en un bit que se añade a la parte delantera de cada código. La figura 5 muestra las características en QAM en las que existe un par reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, existe un par reflejado en cada lado de la línea negra de puntos.

Usando pares reflejados que existen en QAM, puede disminuirse una potencia promedio de una constelación de QAM al tiempo que se mantiene la regla de correlación de Gray en QAM. En otras palabras, en una constelación en la que se normaliza una potencia promedio como 1, puede aumentarse la distancia euclídea mínima en la constelación. Cuando se aplica esta QAM modificada a sistemas de comunicación o difusión, es posible implementar o bien un sistema más robusto frente al ruido usando la misma energía que un sistema convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento que un sistema convencional pero que usa menos energía.

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La figura 6 muestra un método de modificación de QAM usando un par reflejado de BRGC. La figura 6a muestra una constelación y la figura 6b muestra un diagrama de flujo para modificar QAM usando un par reflejado de BRGC. En primer lugar, se necesita encontrar el punto objetivo que tiene la mayor potencia entre los puntos de la constelación. Los puntos candidatos son puntos en los que puede moverse ese punto objetivo y son los puntos vecinos más cercanos al par reflejado del punto objetivo. Después, se necesita encontrar un punto vacío (es decir, un punto que aún no ha sido tomado por otros puntos) que tiene la menor potencia entre los puntos candidatos y se comparan la potencia del punto objetivo y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es inferior, el punto objetivo se mueve al punto candidato. Estos procedimientos se repiten hasta que la potencia promedio de los puntos en la constelación alcanza un mínimo mientras se mantiene la regla de correlación de
Gray.

La figura 7 muestra un ejemplo de 64/256/1024/4096-QAM modificada. Los valores correlacionados de Gray corresponden a las figuras 8 \sim 31 respectivamente. Además de estos ejemplos, pueden realizarse otros tipos de QAM modificada que permiten una optimización de potencia idéntica. Esto se debe a que un punto objetivo puede moverse a múltiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida puede aplicarse no sólo a la 64/256/1024/4096-QAM, sino también a QAM cruzada, una QAM de tamaño mayor, o modulaciones usando otros BRGC distintos de
QAM.

La figura 32 muestra un ejemplo de correlación de bits de QAM modificada en la que se modifica la 256-QAM usando BRGC. La figura 32a y la figura 32b muestran la correlación de los bits más significativos (MSB). Los puntos designados como círculos negros representan correlaciones de unos y los puntos designados como círculos blancos representan correlaciones de ceros. De la misma manera, cada bit se correlaciona tal como se muestra en las figuras (a) a (h) en la figura 32, hasta que se correlacionan los bits menos significativos (LSB). Tal como se muestra en la figura 32, la QAM modificada puede permitir la decisión de bits usando sólo los ejes I o Q como la QAM convencional, excepto por un bit que está a continuación del MSB (la figura 32c y la figura 32d). Usando estas características, puede realizarse un receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Puede implementarse un receptor eficaz comprobando valores tanto de I como de Q sólo cuando se determina el bit a continuación del MSB y calculando sólo I o Q para el resto de los bits. Este método puede aplicarse a LLR aproximada, LLR exacta o decisión
firme.

Usando QAM modificada o MQAM, que usa las características de BRGC anterior, puede realizarse una constelación no uniforme o NU-MQAM. En la ecuación anterior en la que se usa CDF gausiana, Pj puede modificarse para ajustarse a MQAM. Al igual que QAM, en MQAM, pueden considerarse dos PAM que tienen eje I y eje Q. Sin embargo, a diferencia de QAM en la que un número de puntos correspondientes a un valor de cada eje de PAM son idénticos, el número de puntos cambia en MQAM. Si un número de puntos que corresponde al valor j-ésimo de PAM se define como nj en una MQAM en la que existe un total de M puntos de constelación, entonces Pj puede definirse de la siguiente manera:

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2

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Usando el Pj recién definido, puede transformarse la MQAM en una constelación no uniforme. El Pj puede definirse de la siguiente manera para el ejemplo de 256-MQAM.

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3

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La figura 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en constelación no uniforme. La NU-MQAM realizada usando estos métodos puede conservar características de receptores de MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. Por tanto, puede implementarse un receptor eficaz. Además, puede implementarse un sistema más robusto frente al ruido que la NU-QAM anterior. Para un sistema de transmisión de difusión más eficaz, es posible la hibridación de MQAM y NU-MQAM. En otras palabras, puede implementarse un sistema más robusto frente al ruido usando MQAM para un entorno en el que se usa un código de corrección de errores con una alta tasa de código y usando NU-MQAM por lo demás. Para un caso de este tipo, un transmisor puede hacer que un receptor tenga información de tasa de código de un código de corrección de errores y una clase de modulación actualmente usada de tal manera que el receptor puede demodular según la modulación actualmente usada.

La figura 34 muestra un ejemplo de sistema de transmisión digital. Las entradas pueden comprender un número de flujos de MPEG-TS o flujos de GSE (encapsulación de flujo general). Un módulo (101) de procesador de entrada puede añadir parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar la planificación para un módulo (102) de BICM. El módulo (102) de BICM puede añadir redundancia y entrelazar datos para la corrección de errores del canal de transmisión. Un formador (103) de tramas puede formar tramas añadiendo pilotos e información de señalización de capa física. Un modulador (104) puede realizar la modulación en símbolos de entrada en métodos eficaces. Un procesador (105) analógico puede realizar diversos procedimientos para convertir señales digitales de entrada en señales analógicas de salida.

La figura 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. Puede transformarse flujo MPEG-TS o GSE de entrada mediante un preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesarán independientemente. Cada uno de esos flujos puede ser o bien una trama de TS completa que incluye múltiples componentes de servicio o bien una trama de TS mínima que incluye una componente de servicio (es decir, vídeo o audio). Además, cada uno de estos flujos puede ser un flujo de GSE que transmite o bien múltiples servicios o bien un único servi-
cio.

El módulo (202-1) de interfaz de entrada puede asignar un número de bits de entrada igual a la capacidad de campo de datos máxima de una trama de banda base (BB). Puede insertarse un relleno para completar la capacidad de bloque del código LDPC/BCH. El módulo (203-1) de sincronización de flujo de entrada puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del flujo de transporte (o flujo genérico paquetizado), con el fin de garantizar el retardo y tasas de transmisión de bits constantes de extremo a extremo.

Con el fin de permitir la recombinación de flujo de transporte sin requerir memoria adicional en el receptor, se retardan los flujos de transporte de entrada por compensadores (204-1\simn) de retardo que consideran parámetros de entrelazado de las PLP de datos en un grupo y la correspondiente PLP común. Módulos (205-1\simn) de eliminación de paquetes vacíos pueden aumentar la eficacia de transmisión eliminando paquetes vacíos insertados para un caso de servicio de VBR (tasa de transmisión de bits variable). Módulos (206-1\simn) de codificador de comprobación de redundancia cíclica (CRC) pueden añadir paridad de CRC para aumentar la fiabilidad de la transmisión de la trama de BB. Módulos (207-1\simn) de inserción de cabecera de BB pueden añadir cabecera de trama de BB en la parte inicial de una trama de BB. La información que puede incluirse en la cabecera de BB se muestra en la figura
36.

Un módulo (208) fusionador/segmentador puede realizar la segmentación de trama de BB a partir de cada PLP, la fusión de tramas de BB a partir de múltiples PLP, y la planificación de cada trama de BB dentro de una trama de transmisión. Por tanto, el módulo (208) fusionador/segmentador puede emitir información de señalización de L1 que se refiere a la asignación de PLP en la trama. Por último, un módulo (209) aleatorizador de BB puede aleatorizar flujos de bits de entrada para minimizar la correlación entre bits dentro de flujos de bits. Los módulos en sombreado en la figura 35 son módulos usados cuando el sistema de transmisión usa una única PLP, los demás módulos en la figura 35 son módulos usados cuando el dispositivo de transmisión usa múltiples PLP.

La figura 37 muestra un ejemplo de módulo de BICM. La figura 37a muestra una trayectoria de datos y la figura 37b muestra una trayectoria de L1 de módulo de BICM. Un módulo (301) codificador externo y un módulo (303) codificador interno pueden añadir redundancia a flujos de bits de entrada para la corrección de errores. Un módulo (302) entrelazador externo y un módulo (304) entrelazador interno pueden entrelazar bits para impedir el error de ráfaga. El módulo (302) entrelazador externo puede omitirse si la BICM es específicamente para DVB-C2. Un módulo (305) demultiplexador de bits puede controlar la fiabilidad de cada bit emitido desde el módulo (304) entrelazador interno. Un módulo (306) correlacionador de símbolos puede correlacionar flujos de bits de entrada para dar flujos de símbolos. En este momento, es posible usar cualquiera de una QAM convencional, una MQAM que usa la BRGC mencionada anteriormente para mejorar el rendimiento, una NU-QAM que usa modulación no uniforme, o una NU-MQAM que usa modulación no uniforme con BRGC aplicado para mejorar el rendimiento. Para construir un sistema que es más robusto frente al ruido, pueden considerarse combinaciones de modulaciones usando MQAM y/o NU-MQAM dependiendo de la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de constelación. En este momento, el módulo (306) correlacionador de símbolos puede usar una constelación apropiada según la tasa de código y la capacidad de la constelación. La figura 39 muestra un ejemplo de tales
combinaciones.

El caso 1 muestra un ejemplo de usar sólo NU-MQAM con una tasa de código baja para una implementación de sistema simplificada. El caso 2 muestra un ejemplo de usar constelación optimizada en cada tasa de código. El transmisor puede enviar información sobre la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de la constelación al receptor de tal manera que el receptor puede usar una constelación apropiada. La figura 40 muestra otro ejemplo de casos en los que se considera la compatibilidad entre sistemas convencionales. Además de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para la optimización del sistema.

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El módulo (307) de inserción de cabecera de ModCod mostrado en la figura 37 puede tomar información de realimentación de modulación y codificación adaptativa (ACM)/modulación y codificación variable (VCM) y añadir información de parámetros usada en la codificación y modulación a un bloque de FEC como cabecera. La cabecera de tipo modulación/tasa de código (ModCod) puede incluir la siguiente información:

* Tipo FEC (1 bits) - LDPC largo o corto

* Tasa de código (3 bits)

* Modulación (3 bits) - hasta 64 K QAM

* Identificador de PLP (8 bits).

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El módulo (308) entrelazador de símbolos puede realizar el entrelazado en el dominio de símbolos para obtener efectos de entrelazado adicionales. Pueden realizarse procedimientos similares sobre la trayectoria de datos sobre la trayectoria de señalización de L1 pero con parámetros posiblemente diferentes (301-1 \sim 308-1). En este punto, puede usarse un módulo (303-1) de código abreviado/perforado para el código interno.

La figura 38 muestra un ejemplo de codificar mediante LDPC usando abreviación/perforación. Puede realizarse un procedimiento de abreviado sobre bloques de entrada que tienen menos bits que un número de bits requerido para codificar mediante LDPC ya que pueden rellenarse (301c) muchos bits de ceros requeridos para codificar mediante LDPC. Los flujos de bits de entrada rellenados con ceros pueden tener bits de paridad mediante codificación mediante LDPC (302c). En este momento, para flujos de bits que corresponden a los flujos de bits originales, puede eliminarse los ceros (303c) y para los flujos de bits de paridad, puede realizarse la perforación (304c) según las tasas de código. Estos flujos de bits de información y flujos de bits de paridad procesados pueden multiplexarse para dar secuencias originales y emitirse (305c).

La figura 41 muestra una estructura de trama que comprende preámbulo para la señalización de L1 y símbolo de datos para datos de PLP. Puede observarse que el preámbulo y los símbolos de datos se generan cíclicamente, usando una trama como unidad. Los símbolos de datos comprenden PLP de tipo 0 que se transmite usando una modulación/codificación fija y PLP de tipo 1 que se transmite usando una modulación/codificación variable. Para PLP de tipo 0, se transmite información tal como modulación, tipo de FEC y tasa de código de FEC en el preámbulo (véase la figura 42 inserto 401 de cabecera de trama). Para PLP de tipo 1, puede transmitirse la información correspondiente en cabecera de bloque de FEC de un símbolo de datos (véase la figura 37 inserto 307 de cabecera de ModCod). Mediante la separación de los tipos de PLP, puede reducirse la sobrecarga de ModCod en un 3\sim4% a partir de una tasa de transmisión total, para PLP de tipo 0 que se transmite a una tasa de transmisión de bits fija. En un receptor, para la PLP con modulación/codificación fija de PLP de tipo 0, el elemento (r401) de eliminación de cabecera de trama mostrado en la figura 63 puede extraer información sobre la modulación y la tasa de código de FEC y proporcionar la información extraída a un módulo de decodificación de BICM. Para la PLP con modulación/codificación variable de PLP de tipo 1, los módulos (r307 y r307-1) de extracción de ModCod mostrados en la figura 64 pueden extraer y proporcionar los parámetros necesarios para la decodificación de
BICM.

La figura 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un módulo (401) de inserción de cabecera de trama puede formar una trama a partir de flujos de símbolos de entrada y puede añadir cabecera de trama en la parte delantera de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente información:

* Número de canales unidos (4 bits)

* Intervalo de seguridad (2 bits)

* PAPR (2 bits)

* Patrón piloto (2 bits)

* Identificación de sistema digital (16 bits)

* Identificación de trama (16 bits)

* Longitud de trama (16 bits) - número de símbolos de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) por trama

* Longitud de supertrama (16 bits) - número de tramas por supertrama

* Número de PLP (8 bits)

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* para cada PLP

100

* CRC-32 (32 bits)

Se supone un entorno de unión de canal para la información de L1 transmitida en la cabecera de trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por tanto, se requiere información tal como identificador de PLP, identificador de unión de canal, y dirección de inicio de PLP para cada canal usado en la unión. Una realización de esta invención sugiere transmitir campo de ModCod en la cabecera de trama de FEC si el tipo de PLP soporta la modulación/codificación variable y transmitir campo de ModCod en la cabecera de trama si el tipo de PLP soporta la modulación/codificación fija para reducir la sobrecarga de señalización. Además, si existe una banda de muesca para cada PLP, transmitiendo la dirección de inicio de la muesca y su ancho, puede resultar innecesario decodificar las portadoras correspondientes en el receptor.

La figura 43 muestra un ejemplo de patrón piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de unión de canal. Tal como se muestra, si las posiciones de SP coinciden con posiciones piloto de preámbulo, pueden producirse estructuras piloto irregulares.

La figura 43a muestra un ejemplo de módulo (404) de inserción de piloto tal como se muestra en la figura 42. Tal como se representa en la figura 43, si se usa una única banda de frecuencia (por ejemplo, 8 MHz), el ancho de banda disponible es de 7,61 MHz, pero si se unen múltiples bandas de frecuencia, pueden eliminarse las bandas de seguridad, por tanto, puede aumentarse enormemente la eficacia de frecuencia. La figura 43b es un ejemplo de módulo (504) de inserción de preámbulo tal como se muestra en la figura 51 que se transmite en la parte delantera de la trama e incluso con unión de canal, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es el ancho de banda de bloque de L1. Esto es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza la exploración de canal
inicial.

Existen patrones piloto tanto para preámbulo como para símbolos de datos. Para símbolo de datos, pueden usarse patrones piloto dispersado (SP). El patrón piloto 5 (PP5) y el patrón piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para la interpolación de sólo frecuencia. PP5 tiene x=12, y=4, z=48 para GI=1/64 y PP7 tiene x=24, y=4, z=96 para GI=1/128. También es posible una interpolación de tiempo adicional para una mejor estimación de canal. Los patrones piloto para el preámbulo pueden cubrir todas las posibles posiciones piloto para la adquisición de canal inicial. Además, las posiciones piloto de preámbulo deben coincidir con las posiciones SP y se desea un único patrón piloto tanto para el preámbulo como para el SP. También pueden usarse pilotos de preámbulo para la interpolación de tiempo y cada preámbulo puede tener un patrón piloto idéntico. Estos requisitos son importantes para la detección de C2 en la exploración y necesarios para la estimación de desplazamiento de frecuencia con correlación de secuencia de aleatorización. En un entorno de unión de canal, la coincidencia en las posiciones piloto también debe mantenerse para la unión de canal dado que una estructura piloto irregular puede degradar el rendimiento de la
interpolación.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersados (SP) en un símbolo de OFDM es de 48 y si una distancia y entre SP correspondiente a una portadora de SP específica a lo largo del eje de tiempo es de 4, una distancia x eficaz tras la interpolación de tiempo se vuelve 12. Esto es cuando una fracción de intervalo de seguridad (GI) es de 1/64. Si la fracción de GI es de 1/128, puede usarse x=24, y=4 y z=96. Si se usa unión de canal, puede hacerse que las posiciones de SP coincidan con posiciones piloto de preámbulo generando puntos no continuos en una estructura piloto dispersado.

En este momento, las posiciones piloto de preámbulo pueden coincidir con todas las posiciones SP de símbolo de datos. Cuando se usa unión de canal, puede determinarse el segmento de datos en el que se transmite un servicio, independientemente de la granularidad del ancho de banda de 8 MHz. Sin embargo, para reducir la sobrecarga para el direccionamiento de segmento de datos, puede elegirse iniciar la transmisión desde una posición SP y terminarla en una posición SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el módulo (r501) de estimación de canal mostrado en la figura 62 puede realizar la interpolación de tiempo para obtener los pilotos mostrados en líneas en puntos en la figura 43 y realizar la interpolación de frecuencia. En este momento, para puntos no continuos cuyos intervalos se designan como 32 en la figura 43, puede implementarse o bien realizar interpolaciones a la izquierda y a la derecha por separado o bien realizar interpolaciones sólo en un lado y después realizar la interpolación en el otro lado usando las posiciones piloto ya interpoladas cuyo intervalo es 12 como punto de referencia. En este momento, el ancho de segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, por tanto, un receptor puede minimizar el consumo de potencia realizando una estimación de canal y decodificando sólo las subportadoras necesarias.

La figura 44 muestra otro ejemplo de PP5 aplicado en un entorno de unión de canal o una estructura de SP para mantener una distancia x eficaz como 12 para evitar una estructura de SP irregular mostrada en la figura 43 cuando se usa unión de canal. La figura 44a es una estructura de SP para símbolo de datos y la figura 44b es una estructura de SP para símbolo de preámbulo.

Tal como se muestra, si la distancia de SP se mantiene constante en caso de unión de canal, no habrá ningún en la interpolación de frecuencia pero las posiciones piloto entre preámbulo y símbolo de datos pueden no coincidir. En otras palabras, esta estructura no requiere estimación de canal adicional para una estructura SP irregular, sin embargo, las posiciones SP usadas en la unión de canal y las posiciones piloto de preámbulo se vuelven diferentes para cada canal.

La figura 45 muestra una nueva estructura SP o PP5' para proporcionar una solución a los dos problemas mencionados anteriormente en el entorno de unión de canal. Específicamente, una distancia piloto de x=16 puede solucionar esos problemas. Para conservar la densidad piloto o para mantener la misma sobrecarga, un PP5' puede tener x=16, y=3, z=48 para GI=1/64 y un PP7' puede tener x=16, y=6, z=96 para GI=1/128. Todavía puede mantenerse la capacidad de interpolación de sólo frecuencia. Las posiciones piloto se representan en la figura 45 para su comparación con la estructura PP5.

La figura 46 muestra un ejemplo de un nuevo patrón SP o estructura PP5' en entorno de unión de canal. Tal como se muestra en la figura 46, tanto si se usa un único canal como unión de canal, puede proporcionarse una distancia piloto eficaz de x=16. Además, dado que puede hacerse que las posiciones SP coincidan con posiciones piloto de preámbulo, puede evitarse el deterioro de la estimación de canal provocado por una irregularidad de SP o posiciones SP no coincidentes. En otras palabras, no existe ninguna posición SP irregular para el interpolador de frecuencia y se proporciona coincidencia entre posiciones SP y preámbulo.

Por consiguiente, los nuevos patrones SP propuestos pueden ser ventajosos porque puede usarse un único patrón SP tanto para canal único como unido; no puede provocarse ninguna estructura piloto irregular, por tanto es posible una buena estimación de canal; pueden mantenerse coincidentes tanto las posiciones piloto SP como preámbulo; la densidad piloto puede mantenerse igual que para PP5 y PP7 respectivamente; y también puede conservarse la capacidad de interpolación de sólo frecuencia.

Además, la estructura de preámbulo puede cumplir requisitos tales como que las posiciones piloto de preámbulo deben cubrir todas las posibles posiciones SP para la adquisición de canal inicial; el número de portadoras máximo debe ser de 3409 (7,61 MHz) para la exploración inicial; deben usarse exactamente los mismos patrones piloto y secuencia de aleatorización para la detección de C2; y no se requiere preámbulo específico de detección tal como P1 en T2.

En cuanto a la relación con la estructura de trama, la granularidad de la posición de segmento de datos puede modificarse para 16 portadoras en vez de 12, por tanto, puede producirse menos sobrecarga de direccionamiento de posición y no puede esperarse otro problema referente a la condición del segmento de datos, condición de ranura vacía, etc.

Por tanto, en el módulo (r501) de estimación de canal de la figura 62, pueden usarse pilotos en cada preámbulo cuando se realiza la interpolación de tiempo de SP de símbolo de datos. Por tanto, puede mejorarse la adquisición de canal y la estimación de canal en los límites de trama.

Ahora, con respecto a los requisitos relacionados con el preámbulo y la estructura piloto, existe consenso en cuanto a que las posiciones de pilotos de preámbulo y SP deben coincidir independientemente de la unión de canal; el número de portadoras totales en el bloque de L1 debe poder dividirse entre la distancia piloto para evitar una estructura irregular en el borde de la banda; los bloques de L1 deben repetirse en el dominio de frecuencia; y los bloques de L1 siempre deben poder decodificarse en la posición de ventana de sintonizador arbitraria. Requisitos adicionales serán que los patrones y las posiciones piloto deben repetirse en un periodo de 8 MHz; debe estimarse el desplazamiento de frecuencia de portadora correcto sin conocimiento de unión de canal; y la decodificación de L1 (reordenación) es imposible antes de compensarse el desplazamiento de frecuencia.

La figura 47 muestra una relación entre preámbulo y símbolo de datos cuando se usan las estructuras de preámbulo tal como se muestran en la figura 52 y la figura 53. El bloque de L1 puede repetirse en un periodo de 6 MHz. Para la decodificación de L1, debe encontrarse tanto el desplazamiento de frecuencia como el patrón de desplazamiento de preámbulo. La decodificación de L1 no es posible en la posición de sintonizador arbitraria sin información de unión de canal y un receptor no puede diferenciar entre valor de desplazamiento de preámbulo y desplazamiento de
frecuencia.

Por tanto, un receptor, específicamente para que un elemento (r401) de eliminación de cabecera de trama mostrado en la figura 63 realice la decodificación de señal de L1, se necesita obtener la estructura de unión de canal. Dado que se conoce la cantidad de desplazamiento de preámbulo esperada en dos regiones en sombreado verticales en la figura 47, el módulo (r505) de sincronización de tiempo/frecuencia en la figura 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia de la portadora. Basándose en la estimación, la trayectoria de señalización de L1 (r308-1 \sim r301-1) en la figura 64 puede decodificar L1.

La figura 48 muestra una relación entre preámbulo y símbolo de datos cuando se usa la estructura de preámbulo tal como se muestra en la figura 55. El bloque de L1 puede repetirse en un periodo de 8 MHz. Para la decodificación de L1, sólo se necesita encontrar el desplazamiento de frecuencia y puede no requerirse conocimiento de unión de canal. El desplazamiento de frecuencia puede estimarse fácilmente usando una secuencia conocida de secuencia binaria pseudoaleatoria (PRBS). Tal como se muestra en la figura 48, se alinean símbolos de datos y preámbulo, por tanto, una búsqueda de sincronización adicional puede resultar innecesaria. Por tanto, para un receptor, específicamente para el módulo (r401) de elemento de eliminación de cabecera de trama mostrado en la figura 63, es posible que sólo se necesite obtener el pico de correlación con secuencia de aleatorización piloto para realizar la decodificación de la señal de L1. El módulo (r505) de sincronización de tiempo/frecuencia en la figura 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia de la portadora a partir de la posición del pico.

La figura 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal de cable.

Desde el punto de vista del diseño piloto, el GI actual ya sobreprotege la dispersión de retardo del canal de cable. En el peor caso, rediseñar el modelo de canal puede ser una opción. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia piloto debe ser un divisor de 3584 portadoras (z=32 ó 56). Una densidad piloto de z=32 puede aumentar la sobrecarga piloto, por tanto, puede elegirse z=56. Una cobertura de retardo ligeramente inferior puede no ser importante en el canal de cable. Por ejemplo, puede ser de 8 \mus para PP5' y 4 \mus para PP7' en comparación con 9,3 \mus (PP5) y 4,7 \mus (PP7). Pueden cubrirse retardos significativos por ambos patrones piloto incluso en el peor caso. Para la posición piloto de preámbulo, no se necesitan más que todas las posiciones SP en símbolo de datos.

Si puede ignorarse la trayectoria de retardo de -40 dB, la dispersión de retardo real puede volverse de 2,5 us, 1/64 GI = 7 \mus, ó 1/128 GI = 3,5 \mus. Esto muestra que el parámetro de distancia piloto, z=56 puede ser un valor lo bastante bueno. Además, z=56 puede ser un valor conveniente para estructurar un patrón piloto que permite la estructura de preámbulo mostrada en la figura 48.

La figura 50 muestra una estructura piloto dispersada que usa z=56 y z=112 que se construye en el módulo (404) de inserción de piloto en la figura 42. Se proponen PP5' (x=14, y=4, z=56) y PP7' (x=28, y=4, z=112). Pueden insertarse portadoras de borde para cerrar el borde.

Tal como se muestra en la figura 50, se alinean pilotos a 8 MHz desde cada borde de la banda, cada posición piloto y estructura piloto puede repetirse cada 8 MHz. Por tanto, esta estructura puede soportar la estructura de preámbulo mostrada en la figura 48. Además, puede usarse una estructura piloto común entre símbolos de datos y de preámbulo. Por tanto, el módulo (r501) de estimación de canal en la figura 62 puede realizar la estimación de canal usando interpolación en símbolos de datos y de preámbulo dado que no puede producirse ningún patrón piloto irregular, independientemente de la posición de ventana que se decide por las ubicaciones de segmentos de datos. En este momento, usar sólo la interpolación de frecuencia puede ser suficiente para compensar la distorsión de canal a partir de la dispersión de retardo. Si se realiza adicionalmente interpolación de tiempo, puede realizarse una estimación de canal más precisa.

Por consiguiente, en el nuevo patrón piloto propuesto, puede repetirse el patrón y la posición piloto basándose en un periodo de 8 MHz. Puede usarse un único patrón piloto tanto para símbolos de datos como de preámbulo. La decodificación de L1 siempre puede ser posible sin conocimiento de unión de canal. Además, el patrón piloto propuesto puede no afectar a la concepción común con T2 porque puede usarse la misma estrategia piloto de patrón piloto dispersado; T2 ya usa 8 patrones piloto diferentes; y no puede aumentarse una complejidad de receptor significativa mediante patrones piloto modificados. Para una secuencia de aleatorización piloto, el periodo de PRBS puede ser de 2047 (secuencia m); la generación de PRBS puede reiniciarse cada 8 MHz, cuyo periodo es de 3584; la tasa de repetición piloto de 56 también puede ser co-prima con 2047; y no puede esperarse ningún problema de PAPR.

La figura 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Pueden transformarse flujos de símbolos de entrada en dominio de tiempo mediante el módulo (501) de IFFT. Si es necesario, puede reducirse la relación potencia pico a potencia promedio (PAPR) en un módulo (502) de reducción de PAPR. Para métodos de PAPR, puede usarse una extensión de constelación activa (ACE) o reserva de tono. El módulo (503) de inserción de GI puede copiar al menos parte del símbolo de OFDM eficaz para llenar el intervalo de seguridad en forma de prefijo cíclico.

El módulo (504) de inserción de preámbulo puede insertar preámbulo en la parte delantera de cada trama transmitida de tal manera que un receptor puede detectar señal digital, trama y adquirir adquisición de desplazamiento de tiempo/frecuencia. En este momento, la señal de preámbulo puede realizar la señalización de capa física tal como el tamaño de FFT (3 bits) y el tamaño de intervalo de seguridad (3 bits). El módulo (504) de inserción de preámbulo puede omitirse si el modulador es específicamente para DVB-C2.

La figura 52 muestra un ejemplo de una estructura de preámbulo para la unión de canal, generada en el módulo (504) de inserción de preámbulo en la figura 51. Un bloque de L1 completo debe ser "siempre decodificable" en cualquier posición de ventana de sintonización de 7,61 MHz arbitraria y no debe producirse ninguna pérdida de señalización de L1 independientemente de la posición de ventana de sintonizador. Tal como se muestra, los bloques de L1 pueden repetirse en el dominio de frecuencia en un periodo de 6 MHz. El símbolo de datos puede unirse a canal para cada 8 MHz. Si, para la decodificación de L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador (r603) representado en la figura 61 que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el elemento (r401) de eliminación de cabecera de trama en la figura 63 necesita redisponer el bloque de L1 desplazado cíclico recibido (figura 53) en su forma original. Esta redisposición es posible porque el bloque de L1 se repite para cada bloque de 6 MHz. La figura 53a puede reordenarse para dar la figura 53b.

La figura 54 muestra un procedimiento para diseñar un preámbulo más optimizado. La estructura de preámbulo de la figura 52 sólo usa 6 MHz del ancho de banda de sintonizador total de 7,61 MHz para la decodificación de L1. En cuanto a la eficacia de espectro, el ancho de banda de sintonizador de 7,61 MHz no se usa completamente. Por tanto, puede haber una optimización adicional en la eficacia de espectro.

La figura 55 muestra otro ejemplo de estructura de preámbulo o estructura de símbolos de preámbulo para una eficacia de espectro completa, generada en el módulo (401) de inserción de cabecera de trama en la figura 42. Al igual que el símbolo de datos, los bloques de L1 pueden repetirse en el dominio de frecuencia en un periodo de 8 MHz. Un bloque de L1 completo todavía es "siempre decodificable" en cualquier posición de ventana de sintonización de 7,61 MHz arbitraria. Tras la sintonización, los datos de 7,61 MHz pueden considerarse como un código virtualmente perforado. Tener exactamente el mismo ancho de banda tanto para los símbolos de datos como de preámbulo y exactamente la misma estructura piloto tanto para los símbolos de datos como de preámbulo puede maximizar la eficacia de espectro. Otras características tales como la propiedad desplazada cíclica y no enviar bloque de L1 en caso de que no haya segmento de datos pueden mantenerse sin cambios. En otras palabras, el ancho de banda de símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de símbolos de datos o, tal como se muestra en la figura 57, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (en este caso, es de 7,61 MHz). El ancho de banda del sintonizador puede definirse como un ancho de banda que corresponde a un número de portadoras activas totales cuando se usa un único canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede corresponder al número de portadoras activas totales (en este caso, es de 7,61 MHz).

El número de portadoras activas por canal puede ser diferente dependiendo del método de recuento como apreciará cualquier experto en la técnica. Es decir, en la figura 46, se transmiten 3409 portadoras activas por un único canal que corresponden a un ancho de banda de 7,61 MHz. Sin embargo, si no se cuenta ninguno de los bordes de canal, puede decirse que el número de portadoras por un único canal es de 3408.

La figura 56 muestra un código virtualmente perforado. Los datos de 7,61 MHz en el bloque de L1 de 8 MHz pueden considerarse código perforado. Cuando un sintonizador (r603) mostrado en la figura 61 usa un ancho de banda de 7,61 MHz para una decodificación de L1, el elemento (r401) de eliminación de cabecera de trama en la figura 63 necesita redisponer el bloque de L1 desplazado cíclico, recibido, en su forma original tal como se muestra en la figura 56. En este momento, la decodificación de L1 se realiza usando todo el ancho de banda del sintonizador. Una vez redispuesto el bloque de L1, un espectro del bloque de L1 redispuesto puede tener una región vacía dentro del espectro tal como se muestra en el lado superior derecho de la figura 56 porque un tamaño original del bloque de L1 es de un ancho de banda de 8 MHz.

Una vez que la región vacía se rellena con ceros, o bien tras desentrelazar el dominio de símbolos mediante el desentrelazador (r403) de frecuencia en la figura 63 o bien mediante el desentrelazador (r308-1) de símbolos en la figura 64 o bien tras desentrelazar en el dominio de bits mediante el decorrelacionador (r306-1) de símbolos, el multiplexor (r305-1) de bits y el desentrelazador (r304-1) interno en la figura 64, el bloque puede tener una forma que parece estar perforada tal como se muestra en el lado derecho inferior de la figura 56.

Este bloque de L1 puede decodificarse en el módulo (r303-1) de decodificación perforada/abreviada en la figura 64. Usando esta estructura de preámbulo, puede usarse todo el ancho de banda del sintonizador, por tanto puede aumentarse la eficacia de espectro y la ganancia de codificación. Además, puede usarse una estructura piloto y ancho de banda idéntica para los símbolos de datos y de preámbulo.

Además, si el ancho de banda de preámbulo o el ancho de banda de los símbolos de preámbulo se fijan como un ancho de banda del sintonizador tal como se muestra en la figura 58, (es de 7,61 MHz en el ejemplo), puede obtenerse un bloque de L1 completo tras la redisposición incluso sin perforación. En otras palabras, para una trama que tiene símbolos de preámbulo, en la que los símbolos de preámbulo tienen un bloque de al menos una capa 1 (L1), puede decirse que el bloque de L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de la banda de radiofrecuencia (RF) de 8 MHz.

Por tanto, pueden maximizarse la eficacia de espectro y el rendimiento de decodificación de L1. En otras palabras, en un receptor, puede realizarse la decodificación en el módulo (r303-1) de decodificación perforada/abreviada en la figura 64, tras realizar sólo el desentrelazado en el dominio de símbolos.

Por consiguiente, la nueva estructura de preámbulo propuesta puede ser ventajosa porque es totalmente compatible con el preámbulo usado anteriormente excepto porque el ancho de banda es diferente; los bloques de L1 se repiten en un periodo de 8 MHz; el bloque de L1 siempre puede ser decodificable independientemente de la posición de ventana del sintonizador; puede usarse el ancho de banda del sintonizador completo para la decodificación de L1; una eficacia de espectro máxima puede garantizar más ganancia de codificación; el bloque de L1 incompleto puede considerarse código perforado; puede usarse una estructura piloto sencilla e igual tanto para preámbulo como para datos; y puede usarse un ancho de banda idéntico tanto para preámbulo como para datos.

La figura 59 muestra un ejemplo de un procesador analógico. Un módulo (501) DAC puede convertir la señal digital introducida en señal analógica. Tras la conversión ascendente (502) y la filtración analógica (503) del ancho de banda de frecuencia de transmisión puede transmitirse la señal.

La figura 60 muestra un ejemplo de un sistema receptor digital. La señal recibida se convierte en señal digital en un módulo (r105) de procesamiento analógico. Un demodulador (r104) puede convertir la señal en datos en el dominio de frecuencia. Un analizador (r103) sintáctico de tramas puede eliminar pilotos y cabeceras y permitir la selección de información de servicio que se necesita decodificar. Un demodulador (r102) de BICM puede corregir errores en el canal de transmisión. Un procesador (r101) de salida puede restaurar el flujo de servicio originalmente transmitido e información de sincronismo.

La figura 61 muestra un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. Un módulo (r603) de sintonizador/AGC puede seleccionar el ancho de banda de frecuencia deseado a partir de una señal recibida. Un módulo (r602) de conversión descendente puede restaurar la banda base. Un módulo (r601) ADC puede convertir la señal analógica en señal digital.

La figura 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un módulo (r506) de detección de trama puede detectar el preámbulo, comprobar si existe una señal digital correspondiente, y detectar un inicio de una trama. Un módulo (r505) de sincronización de tiempo/frecuencia puede realizar la sincronización en los dominios de tiempo y frecuencia. En este momento, para la sincronización en el dominio de tiempo, puede usarse una correlación de intervalo de seguridad. Para la sincronización en el dominio de frecuencia, puede usarse una correlación o puede estimarse un desplazamiento a partir de la información de fase de una subportadora que se transmite en el dominio de frecuencia. Un módulo (r504) de eliminación de preámbulo puede eliminar el preámbulo de la parte delantera de la trama detectada. Un módulo (r503) de eliminación de GI puede eliminar el intervalo de seguridad. Un módulo (r501) de FFT puede transformar una señal en el dominio de tiempo en una señal en el dominio de frecuencia. Un módulo (r501) de estimación/ecualización de canal puede compensar errores estimando la distorsión en el canal de transmisión usando símbolo piloto. El módulo (r504) de eliminación de preámbulo puede omitirse si el demodulador es específicamente para DVB-C2.

La figura 63 muestra un ejemplo de analizador sintáctico de tramas. Un módulo (r404) de eliminación de piloto puede eliminar el símbolo piloto. Un módulo (r403) de desentrelazado de frecuencia puede realizar el desentrelazado en el dominio de frecuencia. Un fusionador (r402) de símbolos de OFDM puede restaurar trama de datos a partir de flujos de símbolos transmitidos en símbolos de OFDM. Un módulo (r401) de eliminación de cabecera de trama puede extraer señalización de capa física a partir de la cabecera de cada trama transmitida y eliminar la cabecera. La información extraída puede usarse como parámetros para procedimientos siguientes en el receptor.

La figura 64 muestra un ejemplo de un demodulador de BICM. La figura 64a muestra una trayectoria de datos y la figura 64b muestra una trayectoria de señalización de L1. Un desentrelazador (r308) de símbolos puede realizar el desentrelazado en el dominio de símbolos. Un extractor (r307) de ModCod puede extraer parámetros de ModCod de la parte delantera de cada trama de BB y hacer que los parámetros estén disponibles para procedimientos siguientes de demodulación y decodificación adaptativa/variable. Un decorrelacionador (r306) de símbolos puede decorrelacionar flujos de símbolos de entrada para dar flujos de relación de probabilidad logarítmica (LLR) de bits. Los flujos de LLR de bits de salida pueden calcularse usando una constelación usada en un correlacionador (306) de símbolos del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM o NU-MQAM mencionadas anteriormente, calculando tanto el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit más próximo a MSB y calculando o bien el eje I o bien el eje Q cuando se calcula el resto de los bits, puede implementarse un decorrelacionador de símbolos eficaz. Este método puede aplicarse, por ejemplo, a LLR aproximada, LLR exacta o decisión firme.

Cuando se usa una constelación optimizada según la capacidad de la constelación y la tasa de código del código de corrección de errores en el correlacionador (306) de símbolos del transmisor, el decorrelacionador (r306) de símbolos del receptor puede obtener una constelación usando la información de tasa de código y capacidad de la constelación transmitida desde el transmisor. El multiplexor (r305) de bits del receptor puede realizar una función inversa a la del demultiplexador (305) de bits del transmisor. El desentrelazador (r304) interno y el desentrelazador (r302) externo del receptor pueden realizar funciones inversas a las del entrelazador (304) interno y el entrelazador (302) externo del transmisor, respectivamente para conseguir el flujo de bits en su secuencia original. El desentrelazador (r302) externo puede omitirse si el demodulador de BICM es específicamente para DVB-C2.

El decodificador (r303) interno y el decodificador (r301) externo del receptor pueden realizar procedimientos de decodificación correspondientes a los del codificador (303) interno y el codificador (301) externo del transmisor, respectivamente, para corregir errores en el canal de transmisión. Procedimientos similares realizados en la trayectoria de datos pueden realizarse en la trayectoria de señalización de L1, pero con diferentes parámetros (r308-1 \sim r301-1). En este punto, como se explicó en la parte del preámbulo, puede usarse un módulo de código abreviado/perforado para la decodificación de la señal de L1.

La figura 65 muestra un ejemplo de decodificación mediante LDPC usando abreviación/perforación. Un demultiplexador (r301a) puede emitir por separado parte de información y parte de paridad de código sistemático a partir de flujos de bits de entrada. Para la parte de información, puede realizarse un rellenado con ceros (r302a) según un número de flujos de bits de entrada del decodificador de LDPC, para la parte de paridad, los flujos de bits de entrada para (r303a) el decodificador de LDPC pueden generarse desperforando la parte perforada. La decodificación mediante LDPC (r304a) puede realizarse en flujos de bits generados, pueden eliminarse los ceros en la parte de información y emitirse (r305a).

La figura 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un desaleatorizador (r209) de BB puede restaurar flujos de bits aleatorizados (209) en el transmisor. Un divisor (r208) puede restaurar tramas de BB que corresponden a múltiples PLP que se multiplexan y transmiten desde el transmisor según la trayectoria de PLP. Para cada trayectoria de PLP, un elemento (r207-1\simn) de eliminación de cabecera de BB puede eliminar la cabecera que se transmite en la parte delantera de la trama de BB. Un decodificador (r206-1\simn) de CRC puede realizar la decodificación mediante CRC y hacer que las tramas de BB fiables estén disponibles para la selección. Un módulo (r205-1-n) de inserción de paquetes vacíos puede restaurar paquetes vacíos que se eliminaron para una eficacia de transmisión superior en su ubicación original. Un módulo (r204-1\simn) de recuperación de retardo puede restaurar un retardo que existe entre cada trayectoria de PLP.

Un módulo (r203-1-n) de recuperación de reloj de salida puede restaurar el sincronismo original del flujo de servicio a partir de información de sincronismo transmitida desde los módulos (203-1\simn) de sincronización de flujo de entrada. Un módulo (r202-1\simn) de interfaz de salida puede restaurar datos en paquete de TS/GS a partir de flujos de bits de entrada que se segmentan en la trama de BB. Un módulo (r201-1\simn) de procesamiento posterior de salida puede restaurar múltiples flujos de TS/GS en un flujo de TS/GS completo, si es necesario. Los bloques sombreados mostrados en la figura 66 representan módulos que pueden usarse cuando se procesa una única PLP cada vez y el resto de los bloques representan módulos que pueden usarse cuando se procesan múltiples PLP a la vez.

Usando los métodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas, es posible implementar un transmisor digital eficaz, receptor y estructura de señalización de capa física.

Transmitiendo información de ModCod en cada cabecera de trama de BB que se necesita para ACM/VCM y transmitiendo el resto de la señalización de capa física en una cabecera de trama, puede minimizarse la sobrecarga de señalización.

Puede implementarse una QAM modificada para una transmisión más eficaz en cuanto a la energía o un sistema de difusión digital más robusto frente al ruido. El sistema puede incluir transmisor y receptor para cada ejemplo dado a conocer y las combinaciones de los mismos.

Puede implementarse una QAM no uniforme mejorada para una transmisión más eficaz en cuanto a la energía o un sistema de difusión digital más robusto frente al ruido. También se describe un método para usar tasa de código de código de corrección de errores de NU-MQAM y MQAM. El sistema puede incluir transmisor y receptor para cada ejemplo dado a conocer y las combinaciones de los mismos.

El método de señalización de L1 sugerido puede reducir la sobrecarga en un 3\sim4% minimizando la sobrecarga de señalización durante la unión de canal.

Resultará evidente para los expertos en la técnica que pueden realizarse diversas modificaciones y variaciones en la presente invención sin apartarse de la invención.

Claims (14)

1. Método de transmisión de una señal de difusión a un receptor que tiene datos para datos de servicio y preámbulo, comprendiendo el método:

correlacionar bits de datos de preámbulo para dar símbolos de datos de preámbulo y bits de datos para dar símbolos de datos;

formar al menos un segmento de datos basándose en los símbolos de datos;

formar una trama de señal basándose en los símbolos de datos de preámbulo y el segmento de datos;

modular la trama de señal mediante un método de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM); y

transmitir la trama de señal modulada, caracterizado porque

los símbolos de datos de preámbulo se dividen en bloques de al menos una capa 1 (L1), correspondiendo el ancho de banda del bloque de L1 a un número de subportadoras activas asignadas a un único canal.

2. Método según la reivindicación 1, caracterizado porque el ancho de banda del bloque de L1 es de 7,61 MHz.

3. Método según una cualquiera de las reivindicaciones 1 y 2, caracterizado porque el bloque de L1 tiene información de señalización de L1 del segmento de datos.

4. Método según una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque además comprende: codificar mediante LDPC los datos de preámbulo mediante un esquema de LDPC perforado y abreviado.

5. Método de recepción de una señal de difusión, comprendiendo el método;

demodular señales recibidas mediante el uso de un método de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM);

detectar una trama de señal a partir de las señales demoduladas, comprendiendo la trama de señal símbolos de preámbulo y símbolos de datos;

decorrelacionar para dar bits para los símbolos de preámbulo y bits para los símbolos de datos; y decodificar los bits para los símbolos de preámbulo mediante un esquema de decodificación mediante LDPC (comprobación de paridad de baja densidad) perforado y abreviado caracterizado porque los símbolos de preámbulo se dividen en bloques de al menos una capa 1 (L1), correspondiendo el ancho de banda del bloque de L1 a un número de subportadoras activas asignadas a un único canal.

6. Método según la reivindicación 5, caracterizado porque el ancho de banda del bloque de L1 es de 7,61 MHz.

7. Método según una cualquiera de las reivindicaciones 5 y 6, caracterizado porque el bloque de L1 tiene información de señalización de L1 del segmento de datos.

8. Transmisor de transmisión de una señal de difusión que tiene datos para datos de servicio y preámbulo a un receptor, comprendiendo el transmisor:

un correlacionador configurado para correlacionar bits de datos de preámbulo para dar símbolos de datos de preámbulo y bits de datos para dar símbolos de datos;

un formador de segmentos de datos configurado para formar al menos un segmento de datos basándose en los símbolos de datos;

un formador de tramas configurado para formar una trama de señal basándose en los símbolos de datos de preámbulo y el segmento de datos;

un modulador configurado para modular la trama de señal mediante un método de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM); y

una unidad de transmisión configurada para transmitir la trama de señal modulada, caracterizado porque

el transmisor está configurado para procesar señales en las que los símbolos de datos de preámbulo se dividen en bloques de al menos una capa 1 (L1), correspondiendo el ancho de banda del bloque de L1 a un número de subportadoras activas asignadas a un único canal.

9. Transmisor según la reivindicación 8, caracterizado porque el ancho de banda del bloque de L1 es de 7,61 MHz.

10. Transmisor según una cualquiera de las reivindicaciones 8 y 9, caracterizado porque el bloque de L1 tiene información de señalización de L1 del segmento de datos.

11. Transmisor según una cualquiera de las reivindicaciones 8 y 10, caracterizado porque además comprende:

un codificador de LDPC configurado para codificar los datos de preámbulo mediante un esquema de LDPC perforado y abreviado.

12. Receptor de recepción de una señal de difusión, comprendiendo el receptor;

un demodulador configurado para demodular señales recibidas mediante el uso de un método de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM);

un analizador sintáctico de tramas configurado para obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, comprendiendo la trama de señal símbolos de preámbulo y símbolos de datos,

un decorrelacionador configurado para decorrelacionar la trama de señal obtenida para dar bits para los símbolos de preámbulo y bits para los símbolos de datos; y

un decodificador configurado para decodificar los bits para los símbolos de preámbulo mediante un esquema de decodificación mediante LDPC (comprobación de paridad de baja densidad) perforado y abreviado, caracterizado porque

el receptor está configurado para procesar señales en las que los símbolos de preámbulo se dividen en bloques de al menos una capa 1 (L1), correspondiendo el ancho de banda del bloque de L1 a número de subportadoras activas asignadas a un único canal.

13. Receptor según la reivindicación 12, caracterizado porque el ancho de banda del bloque de L1 es de 7,61 MHz.

14. Receptor según la reivindicación 12, caracterizado porque el bloque de L1 tiene información de señalización de L1 del segmento de datos.