ES2413756T3 - Aparato y método para recibir una señal - Google Patents

Abstract

Un método para recibir señales de un receptor, el método comprende: demodular las señales recibidas mediante el uso de un método de multiplexación por división de frecuencia ortogonal, OFDM; obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, la trama de señal comprende símbolos de datos de preámbulo y por lo menos un segmento de datos, cada segmento de datos incluye símbolos de datos de conexión de capa física, PLP, de una o múltiples PLP, los símbolos de datos de preámbulo tienen información de señalización de capa 1, L1, la información de señalización L1 incluye información de identificación de segmento de datos que identifica el segmento de datos, información de identificación de PLP que identifica a cada PLP llevada en el segmento de datos; información de comienzo de ranura que indica una posición de inicio de una banda de ranura existente en la trama de señal, e información de anchura de ranura que indica una anchura de la banda de ranura; demapear los símbolos de datos de preámbulo en bits de datos de preámbulo y los símbolos de datos de PLP en bits de datos de PLP; y decodificar los bits de datos de preámbulo y los bits de datos de PLP, en donde los símbolos de datos de preámbulo son bloques L1 divididos del mismo ancho de banda y en donde, cuando una ventana de sintonización del receptor incluye partes de bloques L1 diferentes, unas subportadoras de los bloques L1 incluidas en la ventana de sintonización son reordenadas por el receptor.

Description

Aparato y método para recibir una señal.

Antecedentes de la invención

Campo de la invención

La presente invención se refiere a un método para la recepción de una señal y un aparato para la recepción de una señal, y, más particularmente, a un método para la recepción de una señal y un aparato para la recepción de una señal que puedan mejorar la eficacia de transmisión de datos.

Descripción de la técnica relacionada

Como se ha desarrollado una tecnología de difusión digital, los usuarios han recibido una imagen en movimiento de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo de compresión y alto rendimiento de hardware, se proporcionará a los usuarios un mejor entorno en el futuro. Un sistema de televisión digital (DTV) puede recibir una señal de difusión digital y proporcionar a los usuarios una diversidad de servicios complementarios así como una señal de vídeo y una señal de audio.

La difusión de vídeo digital (DVB)-C2 es la tercera especificación que se une a la familia de DVB de sistemas de transmisión de segunda generación. Desarrollado en 1994, en la actualidad DVB-C está implantado en más de 50 millones de sintonizadores de cable por todo el mundo. En conformidad con los demás sistemas de segunda generación DVB, DVB-C2 usa una combinación de códigos BCH y de comprobación de paridad de baja densidad (LDPC). Esta potente corrección de errores sin canal de retorno (FEC) proporciona aproximadamente una mejora de 5 dB de la relación portadora a ruido sobre DVB-C. Los esquemas de entrelazado de bits apropiados optimizan la robustez global del sistema FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se denominan conexiones de capa física (PLP). Una o más de estas PLP se multiplexan en un segmento de datos. Se aplica entrelazado bidimensional (en los dominios de tiempo y frecuencia) a cada segmento permitiendo al receptor eliminar el impacto de deterioros por ráfagas e interferencia selectiva de frecuencia tal como el ingreso de frecuencia única.

Con el desarrollo de estas tecnologías de difusión digital, se aumenta el requisito de un servicio tal como una señal de vídeo y una señal de audio y se aumenta el tamaño de los datos deseado por los usuarios o el número de canales de difusión de manera gradual.

El documento "tm3980.DVB-T2.V0.5.5.pdf", ORGANIZACIÓN DE DVB, publicado el 17 de marzo de 2008, describe un método de DVB según la técnica anterior que utiliza modulación OFDM y una trama de señal que comprende símbolos de datos de preámbulo que tienen información de señalización L1 que incluyen información de identificación de PLP (conexión de capa física)

Compendio de la invención

Por consiguiente, la presente invención se refiere a un método para la recepción de una señal y un aparato para la recepción de una señal que sustancialmente evitan uno o más problemas debidos a las limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.

Un objetivo de la presente invención es proporcionar un método según la reivindicación 1.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un receptor según la reivindicación 6.

Breve descripción de los dibujos

Los dibujos adjuntos, que se incluyen para proporcionar una comprensión adicional de la invención y se incorporan en esta solicitud y constituyen parte de la misma, ilustran una realización o realizaciones de la invención y junto con la descripción sirven para explicar el principio de la invención. En los dibujos:

La figura 1 es un ejemplo de modulación de amplitud en cuadratura (QAM) de 64 estados usada en el DVB-T europeo.

La figura 2 es un método del código binario reflejado de Gray (BRGC).

La figura 3 es una salida próxima al gausiano por modificación de 64 QAM que se usa en DVB-T.

La figura 4 es la distancia de Hamming entre el par reflejado en BRGC.

La figura 5 son las características en QAM en las que existe un par reflejado para cada eje I y eje Q.

La figura 6 es un método para modificar QAM usando un par reflejado de BRGC.

La figura 7 es un ejemplo de 64/256/1024/4096 QAM modificada. Las figuras 8 – 9 son un ejemplo de 64 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC. Las figuras 10 – 11 son un ejemplo de 256 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC. Las figuras 12 – 13 son un ejemplo de 1024 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (0 ~ 511). Las figuras 14 – 15 son un ejemplo de 1024 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (512 ~ 1023). Las figuras 16 – 17 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (0 ~ 511). Las figuras 18 – 19 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (512 ~ 1023). Las figuras 20 – 21 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (1024 ~ 1535). Las figuras 22 – 23 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (1536 ~2047). Las figuras 24 – 25 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (2048 ~2559). Las figuras 26 – 27 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (2560 ~3071). Las figuras 28 – 29 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (3072 ~3583). Las figuras 30 – 31 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (3584 ~4095). La figura 32 es un ejemplo de mapeo de bit de QAM modificada donde se modifica 256 QAM usando BRGC. La figura 33 es un ejemplo de transformación de MQAM para dar una constelación no uniforme. La figura 34 es un ejemplo de sistema de transmisión digital. La figura 35 es un ejemplo de un procesador de entrada. La figura 36 es una información que puede incluirse en una banda base (BB). La figura 37 es un ejemplo de módulo BICM. La figura 38 es un ejemplo de codificador acortado/perforado. La figura 39 es un ejemplo de aplicación de diversas constelaciones. La figura 40 es otro ejemplo de casos en los que se considera la compatibilidad entre sistemas convencionales. La figura 41 es una estructura de trama que comprende el preámbulo para la señalización L1 y símbolo de datos

para datos PLP. La figura 42 es un ejemplo de formador de tramas. La figura 43 es un ejemplo del módulo 404 de inserción de piloto mostrado en la figura 4. La figura 44 es una estructura de SP.

La figura 45 es una nueva estructura de SP o patrón piloto (PP) 5’.

La figura 46 es una estructura de PP5' sugerida. La figura 47 es una relación entre preámbulo y símbolo de datos. La figura 48 es otra relación entre preámbulo y símbolo de datos. La figura 49 es un ejemplo de perfil de retardo de canal de cable. La figura 50 es una estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112. La figura 51 es un ejemplo de modulador basado en OFDM. La figura 52 es un ejemplo de estructura de preámbulo. La figura 53 es un ejemplo de decodificación de preámbulo. La figura 54 es un proceso para el diseño de preámbulo más optimizado.

La figura 55 es otro ejemplo de estructura de preámbulo. La figura 56 es otro ejemplo de decodificación de preámbulo. La figura 57 es un ejemplo de estructura de preámbulo. La figura 58 es un ejemplo de decodificación de L1. La figura 59 es un ejemplo de procesador analógico. La figura 60 es un ejemplo de sistema de receptor digital. La figura 61 es un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. La figura 62 es un ejemplo de demodulador. La figura 63 es un ejemplo de analizador sintáctico de trama. La figura 64 es un ejemplo de demodulador BICM. La figura 65 es un ejemplo de decodificación LDPC usando acortamiento/perforación. La figura 66 es un ejemplo de procesador de salida. La figura 67 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque L1 de 8 MHz. La figura 68 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque L1 de 8 MHz. La figura 69 es una nueva tasa de repetición de bloque L1 de 7,61 MHz. La figura 70 es un ejemplo de señalización L1 que se transmite en cabecera de trama. La figura 71 es el resultado de simulación de preámbulo y estructura L1. La figura 72 es un ejemplo de entrelazador de símbolo. La figura 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque L1.

Descripción de las realizaciones preferidas

Ahora se hará referencia con detalle a las realizaciones preferidas de la presente invención, cuyos ejemplos se ilustran en los dibujos adjuntos. Siempre que sea posible, se usarán los mismos números de referencia por todos los dibujos para hacer referencia a partes iguales o similares.

En la siguiente descripción, el término “servicio” es indicativo de cualquiera de los contenidos de difusión que pueden ser transmitidos/recibidos por el aparato de transmisión/recepción de señal.

La modulación de amplitud en cuadratura (QAM) usando el código binario reflejado de Gray (BRGC) se usa como modulación en un entorno de transmisión por difusión en el que se usa la modulación codificada entrelazada de bit (BICM). La figura 1 muestra un ejemplo de 64 QAM usada en la DVB-T europea.

El BRGC puede realizarse usando el método mostrado en la figura 2. Un BRGC de n bits puede realizarse añadiendo un código inverso de BRGC de (n-1) bits (es decir, código reflejado) detrás de (n-1) bits, añadiendo ceros delante del BRGC de (n-1) bits original, y añadiendo unos al principio del código reflejado. El código BRGC realizado con este método tiene una distancia de Hamming entre códigos adyacentes de uno (1). Además, cuando el BRGC se aplica a la QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos más adyacentes al punto, es uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos más adyacentes al punto, es dos (2). Tales características de las distancias de Hamming entre un punto de constelación específico y otros puntos adyacentes pueden doblarse según la regla de mapeo de Gray en QAM.

Para hacer que un sistema sea robusto contra el ruido gausiano blanco aditivo (AWGN), la distribución de señales transmitidas desde un transmisor puede realizarse cerca de la distribución gausiana. Para poder hacer eso, pueden modificarse las ubicaciones de los puntos en la constelación. La figura 3 muestra una salida cercana a la gausiana modificando la 64 QAM usada en DVB-T. Tal constelación puede doblarse como QAM no uniforme (NU-QAM).

Para realizar una constelación de QAM no uniforme, puede usarse la función de distribución acumulativa gausiana (CDF). En el caso de 64, 256 o 1024 QAM, es decir, 2^N AM, la QAM puede dividirse en dos N-PAM independientes. Al dividir la CDF gausiana en N secciones de idéntica probabilidad y al permitir que un punto de señal en cada sección represente la sección, puede realizarse una constelación con una distribución gausiana. Dicho de otro modo, la coordenada xj de la N-PAM no uniforme recién definida puede definirse del siguiente modo: La figura 3 es un ejemplo de transformación de 64-QAM de DVB-T para dar NU-64 QAM usando los métodos anteriores. La figura 3 representa el resultado de modificar coordenadas de cada eje I y eje Q usando los métodos anteriores y mapeando los puntos de constelación previos respecto a las coordenadas recién definidas. En el caso

5 de QAM de 32, 128 o 512, es decir, QAM de cruz, que no es QAM 2^N, al modificar Pj apropiadamente puede hallarse una nueva coordenada.

Una realización de la presente invención puede modificar QAM usando BRGC al usar características de BRGC. Según se muestra en la figura 4, la distancia de Hamming entre par reflejado en BRGC es uno porque difiere sólo en un bit que se añade al principio de cada código. La figura 5 muestra las características en QAM en las que existe el

10 par reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, el par reflejado existe a cada lado de la línea de puntos negra.

Al usar pares reflejados existentes en QAM, puede reducirse la potencia media de una constelación QAM mientras se mantiene la regla de mapeo de Gray en QAM. Dicho de otro modo, en una constelación en la que una potencia media se normaliza como 1, puede aumentarse la distancia euclidiana mínima en la constelación. Cuando se aplica esta QAM modificada a sistemas de comunicación o difusión, es posible implementar bien un sistema más robusto

15 contra el ruido usando la misma energía que en un sistema convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento como sistema convencional pero que usa menos energía.

La figura 6 muestra un método para modificar QAM usando el par reflejado de BRGC. La figura 6a muestra una constelación y la figura 6b muestra un diagrama de flujo para modificar QAM usando el par reflejado de BRGC. En primer lugar, es necesario hallar un punto objetivo con la mayor potencia entre los puntos de constelación. Los 20 puntos candidatos son puntos en los que ese punto objetivo puede moverse y son los puntos más próximos del par reflejado del punto objetivo. Entonces, es necesario hallar un punto vacío (es decir, un punto que todavía no ha sido tomado por otros puntos) con la menor potencia entre los puntos candidatos y se compara la potencia del punto objetivo y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es menor, el punto objetivo se mueve hacia el punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia media de los puntos en

25 constelación alcanza un mínimo mientras se mantiene la regla de mapeo de Gray.

La figura 7 muestra un ejemplo de 64/256/1024/4096-QAM modificada. Los valores mapeados de Gray se corresponden con las figuras 8 ~ 31 respectivamente. Además de estos ejemplos, pueden realizarse otros tipos de QAM modificada que permitan una optimización de potencia idéntica. Esto se debe a que un punto objetivo puede moverse a múltiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida puede aplicarse no sólo a la

30 64/256/1024/4096-QAM, sino también a la QAM en cruz, una QAM de mayor tamaño, o modulaciones que usan un BRGC distinto de QAM.

La figura 32 muestra un ejemplo de mapeo de bit de QAM modificada en donde la 256-QAM se modifica usando BRGC. La figura 32a y la figura 32b muestran el mapeo de los bits más significativos (MSB). Los puntos indicados como círculos rellenos representan mapeos de unos y los puntos indicados como círculos en blanco representan 35 mapeos de ceros. De la misma manera, cada bit se mapea como se muestra en las figuras (a) a (h) en la figura 32, hasta que se mapean los bits menos significativos (LSB). Según se muestra en la figura 32, la QAM modificada puede permitir la decisión de bit usando sólo los ejes I o Q como QAM convencional, excepto por un bit que se encuentra junto al MSB (figura 32c y figura 32d). Al usar estas características, puede realizarse un receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Puede implementarse un receptor eficaz mediante la

40 comprobación de ambos valores I y Q únicamente cuando se determina el bit junto al MSB y calculando sólo I o Q para el resto de bits. Este método puede aplicarse a LLR aproximada, LLR exacta o decisión firme.

Al usar la QAM modificada o MQAM, que usa las características del BRGC anterior, puede realizarse la constelación no uniforme o NU-MQAM. En la ecuación anterior en la que se usa la CDF gausiana, Pj puede modificarse para adaptarse a MQAM. Al igual que QAM, en MQAM, pueden considerarse dos PAM con eje I y eje Q. Sin embargo, a

45 diferencia de QAM, en la que varios puntos correspondientes a un valor de cada eje PAM son idénticos, el número de puntos cambia en MQAM. Si un número de puntos que corresponden al valor de orden j de PAM se define como nj en una MQAM donde existe un total de M puntos de constelación, entonces Pj puede definirse como sigue:

Al usar el Pj recién definido, MQAM puede transformarse en una constelación no uniforme. Pj puede definirse como sigue para el ejemplo de 256-MQAM.

La figura 33 es un ejemplo de transformación de MQAM para dar una constelación no uniforme. La NU-MQAM realizada usando estos métodos puede conservar características de receptores MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. De este modo, puede implementarse un receptor eficaz. Además, puede implementarse un sistema más robusto contra el ruido que el NU-QAM previo. Para un sistema de transmisión por difusión más eficaz, es posible hibridar MQAM y NU-MQAM. Dicho de otro modo, puede implementarse un sistema más robusto contra el ruido usando MQAM para un entorno en el que se usa un código de corrección de errores con una alta tasa de código y si no usando NU-MQAM. Para tal caso, un transmisor puede permitir que un receptor tenga información de tasa de código de un código de corrección de errores usado actualmente y un tipo de modulación usado actualmente de tal manera que el receptor pueda demodular según la modulación usada actualmente.

La figura 34 muestra un ejemplo de sistema de transmisión digital. Las entradas pueden comprender varios flujos de MPEG-TS o flujos de GSE (encapsulación de flujo general). Un módulo 101 de procesador de entrada puede añadir parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar la planificación para un módulo 102 BICM. El módulo 102 BICM puede añadir redundancia y datos de entrelazado para la corrección de error de canal de transmisión. Un formador 103 de tramas puede formar tramas añadiendo pilotos e información de señalización de capa física. Un modulador 104 puede realizar modulación en símbolos de entrada en métodos eficaces. Un procesador analógico 105 puede realizar diversos procesos para convertir señales digitales de entrada en señales analógicas de salida.

La figura 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo MPEG-TS o GSE de entrada puede ser transformado por el preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesarán de manera independiente. Cada uno de esos flujos puede ser bien una trama TS completa que incluye múltiples componentes de servicio o bien una trama TS mínima que incluye componente de servicio (es decir, vídeo o audio). Además, cada uno de estos flujos puede ser un flujo GSE que transmite bien múltiples servicios o bien un único servicio.

La interfaz 202-1 de entrada puede asignar un número de bits de entrada igual a la máxima capacidad de datos de campo de una trama de banda base (BB). Puede insertarse un rellenado para completar la capacidad de bloque de código LDPC/BCH. El módulo 203-1 sincronizador de flujo de entrada puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del flujo de transporte (o flujo genérico empaquetado), con el fin de garantizar un retardo y tasas de bit constantes de extremo a extremo.

Con el fin de permitir la recombinación de flujo de transporte sin requerir memoria adicional en el receptor, los flujos de transporte de entrada son retardados por compensadores 204-1~n de retardo que consideran parámetros de entrelazado de las PLP de datos en un grupo y la correspondiente PLP común. Los módulos 205-1~n de borrado de paquetes nulos pueden aumentar la eficacia de transmisión eliminando paquetes nulos insertados para un caso de servicio de VBR (tasa de bit variable). Los módulos 206-1~n de codificador de comprobación de redundancia cíclica (CRC) pueden añadir paridad CRC para aumentar la fiabilidad de transmisión de la trama BB. Los módulos 207-1~n de inserción de cabecera BB pueden añadir la cabecera de trama BB en una parte de comienzo de la trama BB. La información que puede incluirse en la cabecera BB se muestra en la figura 36.

Un módulo 208 de fusionador/segmentador puede realizar segmentación de trama BB desde cada PLP, fusionando las tramas BB de múltiples PLP, y planificando cada trama BB dentro de una trama de transmisión. Por tanto, el módulo 208 de fusionador/segmentador puede emitir información de señalización L1 que se refiere a una asignación de PLP en la trama. Finalmente, un módulo 209 de aleatorizador BB puede aleatorizar los flujos de bits de entrada para minimizar la correlación entre los bits dentro de los flujos de bits. Los módulos sombreados en la figura 35 son módulos usados cuando el sistema de transmisión usa una única PLP, los demás módulos en la figura 35 son módulos usados cuando el dispositivo de transmisión usa múltiples PLP.

La figura 37 muestra una realización de módulo BICM. La figura 37a muestra una trayectoria de datos y la figura 37b muestra una trayectoria L1 de módulo BICM. Un módulo 301 de codificador externo y un módulo 303 de codificador interno pueden añadir redundancia a los flujos de bits de entrada para corrección de errores. Un módulo 302 de entrelazador externo y un módulo 304 de entrelazador interno pueden entrelazar bits para evitar el error en ráfaga. El módulo 302 de entrelazador externo puede omitirse si el BICM es específicamente para DVB-C2. Un módulo 305 de demultiplexador de bit puede controlar la fiabilidad de cada salida de bit del módulo 304 de entrelazador interno. Un módulo 306 de mapeador de símbolo puede mapear flujos de bits de entrada en flujos de símbolos. En este momento, es posible usar cualquiera de entre una QAM convencional, una MQAM que use el BRGC mencionado anteriormente para una mejora de rendimiento, una NU-QAM que use modulación no uniforme, o una NU-MQAM que use modulación no uniforme aplicada a BRGC para una mejora de rendimiento. Para construir un sistema que sea más robusto contra el ruido, pueden considerarse las combinaciones de modulaciones que usan MQAM y/o NU-MQAM dependiendo de la tasa de código del código de corrección de error y la capacidad de constelación. En este momento, el módulo 306 de mapeador de símbolo puede usar una constelación apropiada según la tasa de código y la capacidad de constelación. La figura 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones.

El caso 1 muestra un ejemplo del uso de sólo NU-MQAM a baja tasa de código para la implementación simplificada de sistema. El caso 2 muestra un ejemplo de uso de constelación optimizada en cada tasa de código. El transmisor puede enviar información acerca de la tasa de código del código de corrección de error y la capacidad de constelación al receptor de tal manera que el receptor puede usar una constelación apropiada. La figura 40 muestra otro ejemplo de los casos en los que se considera la compatibilidad entre los sistemas convencionales. Además de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para la optimización del sistema.

El módulo 307 de inserción de cabecera ModCod mostrado en la figura 37 puede tomar información de realimentación de codificación y modulación adaptativa (ACM)/codificación y modulación variable (VCM) y añadir información de parámetro usada en la codificación y modulación a un bloque FEC como cabecera. El tipo de modulación/cabecera de tasa de código (ModCod) puede incluir la siguiente información:

*

Tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta

*

Tasa de código (3 bits)

*

Modulación (3 bits) - hasta 64K QAM

*

Identificador de PLP (8 bits)

El módulo 308 de entrelazador de símbolo puede realizar el entrelazado en el dominio de símbolo para obtener efectos de entrelazado adicionales. Procesos similares realizados en la trayectoria de datos pueden realizarse sobre la trayectoria de señalización L1 pero con parámetros (301--1) posiblemente diferentes. En este punto, puede usarse un módulo (303-1) de código acortado/perforado para código interno. La figura 38 muestra un ejemplo de codificación LDPC usando acortamiento/perforación. El proceso de acortamiento puede realizarse en bloques de entrada que tienen menos bits que un número de bits requerido para la codificación LDPC puesto que muchos bits cero requeridos para la codificación LDPC pueden rellenarse (301c). Los flujos de bits de entrada rellenados con ceros pueden tener bits de paridad a través de la codificación LDPC (302c). En este momento, para flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, pueden eliminarse los ceros (303c) y para los flujos de bits de paridad, puede realizarse perforación (304c) según tasas de código. Estos flujos de bits de información y flujos de bits de paridad procesados pueden multiplexarse en secuencias originales y emitirse (305c).

La figura 41 muestra una estructura de trama que comprende el preámbulo para la señalización L1 y el símbolo de datos para datos de PLP. Puede verse que los símbolos de preámbulo y de datos se generan cíclicamente, usando una trama como unidad. Los símbolos de datos comprenden el tipo 0 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación fija y el tipo 1 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación variable. Para el tipo 0 de PLP, información tal como modulación, tipo de FEC y tasa de código FEC se transmite en el preámbulo (véase la figura 42 para el módulo 401 de inserción de cabecera de trama). Para el tipo 1 de PLP, la información correspondiente puede transmitirse en la cabecera de bloque FEC de un símbolo de datos (véase la figura 37 para el módulo 307 de inserción de cabecera ModCod). Mediante la separación de tipos de PLP, la sobrecarga ModCod puede reducirse en un 3~4% desde una tasa de transmisión total, para el tipo 0 de PLP que se transmite a una tasa de transmisión de bits fija. En un receptor, para PLP de modulación/codificación fija de tipo 0 de PLP, el eliminador r401 de cabecera de trama mostrado en la figura 63 puede extraer información sobre modulación y tasa de código FEC y proporcionar la información extraída a un módulo de decodificación BICM. Para PLP decodificación/modulación variable de tipo 1 de PLP, los módulos de extractor r307, r307-1 ModCod mostrados en la figura 64 pueden extraer y proporcionar los parámetros necesarios para decodificación BICM.

La figura 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un módulo 401 de inserción de cabecera de trama puede formar una trama a partir de flujos de símbolos de entrada y puede añadir una cabecera de trama al frente de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente información:

*

Número de canales unidos (4 bits)

*

Intervalo de seguridad (2 bits)

*

PAPR (2 bits)

*

Patrón piloto (2 bits)

*

Identificación de sistema digital (16 bits)

*

Identificación de trama (16 bits)

*

Longitud de trama (16 bits) - número de símbolos de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) por trama

*

Longitud de supertrama (16 bits) - número de tramas por supertrama

*

número de PLP (8 bits)

*

para cada PLP Identificación de PLP (8 bits) Id de unión de canal (4 bits) Inicio de PLP (9 bits) Tipo de PLP (2 bits) - PLP común u otras Tipo de carga útil de PLP (5 bits) Tipo de MC (1 bit) - modulación y codificación fija/variable si tipo MC = modulación y codificación fija

Tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta

Tasa de código (3 bits)

Modulación (3 bits) - hasta 64K QAM

fin si;

Número de canales de ranura (2 bits)

para cada ranura

Inicio de ranura (9 bits)

Anchura de ranura (9 bits)

fin para;

Anchura de PLP (9 bits) - número máximo de bloques FEC de PLP

Tipo de entrelazado de tiempo PLP (2 bits)

fin para;

* CRC-32 (32 bits)

El entorno de unión de canal se supone para la información L1 transmitida en la cabecera de trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por tanto, para cada canal usado en la unión se necesita información tal como identificador PLP, identificador de unión de canal y dirección de inicio PLP. Una realización de esta invención sugiere transmitir el campo ModCod en cabecera de trama FEC si el tipo de PLP soporta modulación/codificación variable y transmitir el campo ModCod en cabecera de trama si el tipo de PLP soporta modulación/codificación fija para reducir la sobrecarga de señalización. Además, si existe una banda de ranura para cada PLP, al transmitir la dirección de inicio de la ranura y su anchura, puede hacerse innecesario decodificar portadoras correspondientes en el receptor.

La figura 43 muestra un ejemplo de patrón piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de unión de canal. Según se muestra, si las posiciones SP son coincidentes con posiciones piloto de preámbulo, puede darse la estructura piloto irregular.

La figura 43a muestra un ejemplo de módulo 404 de inserción de piloto como se muestra en la figura 42. Como se representa en la figura 43, si se usa una banda de frecuencia única (por ejemplo, 8 MHz), el ancho de banda disponible es de 7,61 MHz, pero si se unen bandas de frecuencia múltiples, pueden eliminarse las bandas de seguridad, de este modo la eficacia de frecuencia puede aumentar enormemente. La figura 43b es un ejemplo de módulo 504 de inserción de preámbulo como se muestra en la figura 51 que se transmite en la parte frontal de la trama e incluso con unión de canal, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es el ancho de banda de bloque L1. Esta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza exploración de canal inicial.

Los patrones piloto existen tanto para los símbolos de preámbulo como de datos. Para el símbolo de datos, pueden usarse patrones (SP) de piloto dispersos. El patrón piloto 5 (PP5) y el patrón piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para la interpolación sólo de frecuencia. PP5 tiene x=12, y=4, z=48 para GI=1/64 y PP7 tiene x=24, y=4, z=96 para GI=1/128. La interpolación adicional de tiempo también es posible para una mejor estimación de canal. Los patrones piloto para el preámbulo pueden cubrir todas las posiciones piloto posibles para la adquisición inicial de canal. Además, las posiciones piloto de preámbulo deberían ser coincidentes con las posiciones SP y se desea un patrón piloto único tanto para el preámbulo como para SP. También podrían usarse pilotos de preámbulo para la interpolación en tiempo y todo preámbulo podría tener un patrón piloto idéntico. Estos requisitos son importantes para la detección C2 en la exploración y son necesarios para la estimación de desplazamiento de frecuencia con correlación de secuencia de aleatorización. En un entorno de unión de canal, la coincidencia en las posiciones piloto debería mantenerse también para la unión de canal ya que la estructura piloto irregular puede degradar el rendimiento de la interpolación.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un símbolo OFDM es 48 y si una distancia y entre SP correspondientes a una portadora SP específica a lo largo del eje de tiempo es 4, una distancia x eficaz después de la interpolación en tiempo se vuelve 12. Esto es cuando una fracción de intervalo de seguridad (GI) es 1/64. Si la fracción GI es 1/128, puede usarse x=24, y=4 y z=96. Si se usa la unión de canal, las posiciones SP pueden hacerse coincidir con las posiciones piloto de preámbulo al generar puntos no continuos en la estructura de piloto disperso.

En este momento, las posiciones piloto de preámbulo pueden coincidir con todas las posiciones SP de símbolo de datos. Cuando se usa la unión de canal, el segmento de datos en el que se transmite un servicio puede determinarse independientemente de la granularidad del ancho de banda de 8 MHz. Sin embargo, para reducir la sobrecarga para direccionar segmentos de datos, puede seleccionarse la transmisión para empezar en la posición SP y acabar en la posición SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el módulo r501 de estimación de canal mostrado en la figura 62 puede realizar una interpolación de tiempo para obtener los pilotos mostrados con líneas de puntos en la figura 43 y realizar la interpolación de frecuencia. En este momento, para puntos no continuos cuyos intervalos se designan como 32 en la figura 43, tanto si se realizan interpolaciones a derecha e izquierda separadamente como interpolaciones en un solo lado entonces puede implementarse la realización de la interpolación en el otro lado usando las posiciones piloto ya interpoladas cuyo intervalo es 12 como un punto de referencia. En este momento, la anchura del segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, de este modo un receptor puede minimizar el consumo de energía realizando una estimación de canal y decodificando únicamente las subportadoras necesarias.

La figura 44 muestra otro ejemplo de PP5 aplicado en entorno de unión de canal o una estructura de SP para mantener la distancia eficaz x como 12 para evitar la estructura SP irregular mostrada en la figura 43 cuando se usa una unión de canal. La figura 44a es una estructura de SP para símbolo de datos y la figura 44b es una estructura de SP para símbolo de preámbulo.

Como se muestra, si la distancia SP se mantiene consistente en caso de unión de canal, no habrá problemas en la interpolación de frecuencia pero las posiciones piloto entre el símbolo de datos y el preámbulo pueden no coincidir. Dicho de otro modo, esta estructura no necesita una estimación de canal adicional para una estructura SP irregular, sin embargo, las posiciones SP usadas en unión de canal y las posiciones piloto de preámbulo se vuelven diferentes para cada canal.

La figura 45 muestra una nueva estructura SP o PP5' para proporcionar una solución a los dos problemas previamente mencionados en el entorno de unión de canal. Específicamente, una distancia piloto de x=16 puede solucionar esos problemas. Para conservar la densidad piloto o para mantener la misma sobrecarga, un PP5' puede tener x=16, y=3, z=48 para GI=1/64 y un PP7' puede tener x=16, y=6, z=96 para GI=1/128. La capacidad de interpolación sólo de frecuencia todavía puede mantenerse. Las posiciones piloto se representan en la figura 45 por comparación con la estructura PP5.

La figura 46 muestra un ejemplo de un nuevo patrón SP o estructura PP5' en entorno de unión de canal. Como se muestra en la figura 46, si se usa cualquier canal o unión de canal único, puede proporcionarse una distancia piloto eficaz x=16. Además, como las posiciones SP pueden hacerse coincidir con las posiciones piloto de preámbulo, puede evitarse el deterioro de la estimación de canal provocado por la irregularidad SP o las posiciones SP no coincidentes. Dicho de otro modo, la posición SP no irregular existe para el interpolador de frecuencia y se proporciona coincidencia entre el preámbulo y las posiciones SP.

Consecuentemente, los nuevos patrones SP propuestos pueden ser ventajosos porque puede usarse un único patrón SP para un canal tanto único como unido; no puede provocarse ninguna estructura piloto irregular, de este modo es posible una buena estimación de canal; las posiciones SP piloto y de preámbulo pueden mantenerse coincidentes; la densidad piloto puede mantenerse igual que para PP5 y PP7 respectivamente; y también puede conservarse la capacidad de interpolación sólo de frecuencia.

Además, la estructura de preámbulo puede cumplir con los requisitos tal como que las posiciones piloto de preámbulo deberían cubrir todas las posiciones SP posibles para la adquisición de canal inicial; el número máximo de portadoras debería ser 3409 (7,61 MHz) para la exploración inicial; deberían usarse exactamente los mismos patrones piloto y flujo de aleatorización para la detección C2; y no se requiere ningún preámbulo específico de detección como P1 en T2.

En términos de relación con estructura de trama, la granularidad de posición de segmento de datos puede modificarse hasta 16 portadoras en lugar de 12, de este modo puede darse menos sobrecarga de direccionamiento de posición y no se esperan otros problemas en relación a la condición de segmento de datos, la condición de ranura nula, etc.

Por tanto, en el módulo r501 de estimación de canal de la figura 62, pueden usarse pilotos en todo preámbulo cuando se realiza interpolación en tiempo de SP de símbolo de datos. Por tanto, puede mejorarse la adquisición de canal y estimación de canal en los límites de trama.

Ahora, considerando los requisitos referidos al preámbulo y a la estructura piloto, hay consenso en que las posiciones de pilotos de preámbulo y SP deberían coincidir independientemente de la unión de canal; el número de portadoras totales en el bloque L1 debería poder dividirse por la distancia piloto para evitar una estructura irregular en el borde de banda; los bloques L1 deberían repetirse en el dominio de frecuencia; y los bloques L1 siempre deberían poder decodificarse en la posición de ventana de sintonizador arbitrario. Unos requisitos adicionales serían que las posiciones y patrones piloto deberían repetirse por periodos de 8 MHz; el desplazamiento de frecuencia de portadora correcto debería estimarse sin conocer la unión de canal; y la decodificación de L1 (reordenar) es imposible antes de que se compense el desplazamiento de frecuencia.

La figura 47 muestra una relación entre símbolo de datos y preámbulo cuando se usan las estructuras de preámbulo como se muestra en la figura 52 y la figura 53. El bloque L1 puede repetirse en periodos de 6 MHz. Para la decodificación de L1, debería hallarse tanto el desplazamiento de frecuencia como el patrón de cambio de preámbulo. La decodificación de L1 no es posible en la posición de sintonizador arbitrario sin información de unión de canal y un receptor no puede diferenciar entre valor de cambio de preámbulo y desplazamiento de frecuencia.

De este modo, es necesario obtener un receptor, específicamente para el eliminador r401 de cabecera de trama mostrado en la figura 63 para realizar una estructura de unión de canal, de decodificación de señal L1. Puesto que se conoce la cantidad de cambio de preámbulo esperada en dos regiones sombreadas verticalmente en la figura 47, el módulo r505 sincronizador tiempo/frecuencia en la figura 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia de portadora. Basándose en la estimación, la trayectoria (r308-1 ~ r301-1) de señalización L1 en la figura 64 puede decodificar el bloque L1.

La figura 48 muestra una relación entre símbolo de datos y preámbulo cuando se usa la estructura de preámbulo como se muestra en la figura 55. El bloque L1 puede repetirse en periodos de 8 MHz. Para decodificación de L1, hay que encontrar el desplazamiento sólo de frecuencia y puede no requerirse el conocimiento de unión de canal. El desplazamiento de frecuencia puede estimarse fácilmente usando la secuencia conocida de secuencia binaria pseudoaleatoria (PRBS). Según se muestra en la figura 48, los símbolos de preámbulo y de datos están alineados, de este modo puede hacerse innecesario buscar una sincronización adicional. Por tanto, para un receptor, específicamente para el módulo r401 eliminador de cabecera de trama mostrado en la figura 63, es posible que sólo sea necesario obtener el pico de correlación con secuencia de aleatorización piloto para realizar la decodificación de señal L1. El sincronizador r505 de tiempo/frecuencia en la figura 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia de portadora desde la posición de pico.

La figura 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal de cable.

Desde el punto de vista de diseño piloto, el GI actual ya sobre-protege la dispersión de retardo de canal de cable. En el peor de los casos, puede ser una opción volver a diseñar el modelo de canal. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia piloto debería ser un divisor de 3584 portadoras (z=32 o 56). Una densidad piloto de z=32 puede incrementar la sobrecarga piloto, de este modo puede escogerse z=56. Una cobertura de retardo un poco

menor puede no ser importante en el canal de cable. Por ejemplo, puede ser 8 μs para PP5' y 4 μs para PP7' en comparación con 9,3 μs (PP5) y 4,7 μs (PP7). Retardos significativos pueden ser cubiertos por ambos patrones

piloto incluso en el peor de los casos. Para la posición piloto de preámbulo, no son necesarias más que todas las posiciones SP en símbolo de datos.

Si se puede ignorar la trayectoria de retardo de -40 dB, la dispersión de retardo real puede volverse 2,5 μs, 1/64 GI = 7 μs, o 1/128 GI = 3,5 μs. Esto muestra que el parámetro de distancia piloto, z=56 puede ser un valor lo

suficientemente bueno. Además, z=56 puede ser un valor conveniente para estructurar el patrón piloto que permite la estructura de preámbulo mostrada en la figura 48.

La figura 50 muestra la estructura de piloto dispersa que usa z=56 y z=112 que se construye en el módulo 404 de inserción de pilotos en la figura 42. Se proponen PP5' (x=14, y=4, z=56) y PP7' (x=28, y=4, z=112). Podrían insertarse portadoras de borde para cerrar el borde.

Tal como se muestra en la figura 50, los pilotos están alineados a 8 MHz con respecto a cada borde de la banda, cada posición piloto y estructura piloto puede repetirse cada 8 MHz. De este modo, esta estructura puede soportar la estructura de preámbulo mostrada en la figura 48. Además, puede usarse una estructura piloto común entre símbolos de datos y preámbulo. Por tanto, el módulo r501 de estimación de canal en la figura 62 puede realizar estimación de canal usando interpolación en los símbolos de datos y preámbulo porque no puede producirse ningún patrón piloto irregular, independientemente de la posición de la ventana que se decide por ubicaciones de segmento de datos. En este momento, el uso de interpolación sólo de frecuencia puede ser suficiente para compensar la distorsión de canal por dispersión de retardo. Si adicionalmente se realiza interpolación en tiempo, puede realizarse una estimación de canal más precisa.

Consecuentemente, en el nuevo patrón piloto propuesto, la posición piloto y el patrón pueden repetirse basándose en un periodo de 8 MHz. Puede usarse un único patrón piloto para símbolos de datos y preámbulo. La decodificación de L1 puede ser siempre posible sin conocimiento de la unión de canal. Además, el patrón piloto propuesto puede no afectar a la comunidad con T2 porque puede usarse la misma estrategia piloto de patrón piloto disperso; T2 ya usa 8 patrones piloto diferentes; y puede no aumentarse una complejidad de receptor significativa por patrones piloto modificados. Para una secuencia de aleatorización piloto, el periodo de PRBS puede ser 2047 (secuencia m); la generación PRBS puede reiniciarse cada 8 MHz, de los que el periodo es 3584; la tasa de repetición piloto de 56 también puede ser primos entre sí con 2047; y puede no esperarse un problema de PAPR.

La figura 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de símbolo de entrada pueden ser transformados en dominio de tiempo por el módulo 501 IFFT. En caso necesario, puede reducirse la relación entre potencia pico y promedio (PAPR) en el módulo 502 de reducción PAPR. Para métodos PAPR, puede usarse reserva de tono o extensión de constelación activa (ACE). El módulo 503 de inserción de GI puede copiar al menos parte de un símbolo OFDM eficaz para rellenar el intervalo de seguridad en forma de prefijo cíclico.

El módulo 504 de inserción de preámbulo puede insertar un preámbulo en el frente de cada trama transmitida de tal manera que un receptor pueda detectar una señal digital, trama y adquirir adquisición de desplazamiento de tiempo/frecuencia. En este momento, la señal de preámbulo puede realizar señalización de capa física tal como tamaño FFT (3 bits) y tamaño de intervalo de seguridad (3 bits). El módulo 504 de inserción de preámbulo puede omitirse si el modulador es específicamente para DVB-C2.

La figura 52 muestra un ejemplo de una estructura de preámbulo para unión de canal, generada en el módulo 504

de inserción de preámbulo en la figura 51. Un bloque L1 completo debería “poder decodificarse siempre” en

cualquier posición de la ventana de sintonización de 7,61 MHz arbitraria y no debería producirse pérdida de señalización L1 independientemente de la posición de ventana de sintonizador. Según se muestra, los bloques L1 pueden repetirse en dominio de frecuencia en periodos de 6 MHz. El símbolo de datos puede unirse por canal para cada 8 MHz. Si, para decodificación de L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador r603 representado en la figura 61 que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el eliminador r401 de cabecera de trama en la figura 63 necesita volver a disponer el bloque L1 con cambio cíclico recibido (figura 53) a su forma original. Esta redisposición es posible porque el bloque L1 se repite para cada bloque de 6 MHz. La figura 53a puede reordenarse en la figura 53b.

La figura 54 muestra un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado. La estructura de preámbulo de la figura 52 usa sólo 6 MHz del ancho de banda de sintonizador total de 7,61 MHz para la decodificación de L1. En términos de eficacia espectral, el ancho de banda de sintonizador de 7,61 MHz no se utiliza completamente. Por tanto, puede haber una optimización adicional en la eficacia espectral.

La figura 55 muestra otro ejemplo de estructura de preámbulo o estructura de símbolos de preámbulo para una eficacia espectral total, que se genera en el módulo 401 de inserción de cabecera de trama en la figura 42. Justo como el símbolo de datos, los bloques L1 pueden repetirse en dominio de frecuencia en periodos de 8 MHz. Un

bloque L1 completo sigue siendo todavía “siempre decodificable” en cualquier posición de ventana de sintonizador

de 7,61 MHz arbitraria. Tras la sintonización, los datos de 7,61 MHz pueden considerarse como un código perforado de manera virtual. Teniendo exactamente el mismo ancho de banda para los símbolos de datos y preámbulo y exactamente la misma estructura piloto para los símbolos de datos y preámbulo se puede maximizar la eficacia espectral. Otras características tales como propiedad de cambio cíclico y no enviar el bloque L1 en caso de que no haya segmento de datos pueden mantenerse sin cambios. Dicho de otro modo, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de símbolos de datos o, tal como se muestra en la figura 57, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (en este caso, es 7,61 MHz). El ancho de banda de sintonizador puede definirse como un ancho de banda que corresponde a un número de portadoras activas totales cuando se usa un único canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede corresponder al número de portadoras activas totales (en este caso, es 7,61 MHz).

La figura 56 muestra un código perforado de manera virtual. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque L1 de 8 MHz pueden considerarse como de código perforado. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la figura 61 usa un ancho de banda de 7,61 MHz para decodificación L1, el eliminador r401 de cabecera de trama en la figura 63 necesita redisponer el bloque L1 con cambio cíclico, recibido en su forma original tal como se muestra en la figura 56. En este momento, se realiza decodificación de L1 usando todo el ancho de banda del sintonizador. Una vez que se redispone el bloque L1, un espectro del bloque L1 redispuesto puede tener una región en blanco dentro del espectro tal como se muestra en el lado derecho superior de la figura 56 porque un tamaño original del bloque L1 es un ancho de banda de 8 MHz.

Una vez que la región en blanco se ha rellenado con ceros, o bien después de desentrelazado en dominio de símbolo por parte del desentrelazador r403 de frecuencia en la figura 63 o por el desentrelazador r308-1 de símbolo en la figura 64 o después de desentrelazado en dominio de bits por el demapeador r306-1 de símbolo, el multiplexador r305-1 de bit y el desentrelazador r304-1 interno en la figura 64, el bloque puede tener una forma que aparece como perforada tal como se muestra en el lado derecho inferior de la figura 56.

Este bloque L1 puede decodificarse en el módulo r303-1 de decodificación perforada/acortada en la figura 64. Mediante el uso de esta estructura de preámbulo, puede utilizarse todo el ancho de banda de sintonizador, de este modo puede aumentarse la eficacia espectral y la ganancia de codificación. Además, puede usarse una estructura piloto y ancho de banda idénticos para los símbolos de datos y preámbulo.

Además, si el ancho de banda de preámbulo o si el ancho de banda de símbolos de preámbulo se fija como un ancho de banda de sintonizador según se muestra en la figura 58, (es de 7,61 MHz en el ejemplo), puede obtenerse un bloque L1 completo tras la redisposición incluso sin perforación. Dicho de otro modo, para una trama con símbolos de preámbulo, en donde los símbolos de preámbulo tienen por lo menos un bloque de capa 1 (L1), puede decirse, que el bloque L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de una banda de radiofrecuencia (RF) de 8 MHz.

De este modo, puede maximizarse la eficacia espectral y el rendimiento de decodificación de L1. Dicho de otro modo, en un receptor, la decodificación puede realizarse en el módulo r303-1 de decodificación perforada/acortada en la figura 64, después de realizar sólo desentrelazado en el dominio de símbolo.

Consecuentemente, la nueva estructura de preámbulo propuesta puede ser ventajosa porque es completamente compatible con el preámbulo usado previamente excepto porque el ancho de banda es diferente; los bloques L1 se repiten en periodos de 8 MHz; el bloque L1 siempre puede descodificarse independientemente de la posición de ventana de sintonizador; puede usarse un ancho de banda de sintonizador total para decodificación de L1; una eficacia espectral máxima puede garantizar más ganancia de codificación; el bloque L1 incompleto puede considerarse como con codificación perforada; puede usarse una estructura piloto simple e igual, tanto para el preámbulo como para los datos; y puede usarse un ancho de banda idéntico tanto para el preámbulo como para los datos.

La figura 59 muestra un ejemplo de un procesador analógico. Un módulo 601 DAC puede convertir una entrada de señal digital en una señal analógica. Después de la transmisión, el ancho de banda de frecuencia se convierte de manera ascendente 602 y puede transmitirse la señal 603 filtrada analógica.

La figura 60 muestra un ejemplo de un sistema de receptor digital. La señal recibida es convertida en señal digital en un módulo de proceso analógico r105. Un demodulador r104 puede convertir la señal en datos en dominio de frecuencia. Un analizador sintáctico r103 de trama puede eliminar pilotos y cabeceras y permitir la selección de información de servicio que necesita decodificarse. Un demodulador r102 BICM puede corregir errores en el canal de transmisión. Un procesador r101 de salida puede restablecer la información de sincronización y el flujo de servicio transmitido originalmente.

La figura 61 muestra un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. Un módulo r603 de sintonizador/AGC puede seleccionar un ancho de banda de frecuencia deseado a partir de la señal recibida. Un convertidor r602 descendente puede restablecer la banda base. Un módulo ADC r601 puede convertir la señal analógica en señal digital.

La figura 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un módulo r506 detector de trama puede detectar el preámbulo, comprobar si existe una señal digital correspondiente y detectar un inicio de una trama. Un módulo r505 sincronizador de tiempo/frecuencia puede realizar sincronización en los dominios de tiempo y frecuencia. En este momento, para la sincronización de dominio de tiempo, puede usarse una correlación de intervalo de seguridad. Para la sincronización de dominio de frecuencia, puede usarse una correlación o el desplazamiento puede estimarse a partir de información de fase de una subportadora que se transmite en el dominio de frecuencia. Un módulo r504 eliminador de preámbulo puede eliminar el preámbulo del frente de la trama detectada. Un módulo r503 eliminador de GI puede eliminar el intervalo de seguridad. Un módulo FFT r501 puede transformar la señal en el dominio de tiempo en una señal en el dominio de frecuencia. Un módulo r501 de estimación/ecualización de canal puede compensar errores estimando la distorsión en el canal de transmisión usando un símbolo piloto. El módulo r504 eliminador de preámbulo puede omitirse si el demodulador es específicamente para DVB-C2.

La figura 63 muestra un ejemplo de analizador sintáctico de trama. Un módulo r404 eliminador de piloto puede eliminar símbolos piloto. Un módulo r403 desentrelazador de frecuencia puede realizar desentrelazado en el dominio de frecuencia. Un fusionador r402 de símbolos OFDM puede restablecer la trama de datos a partir de flujos de símbolo transmitidos en símbolos OFDM. Un módulo r401 eliminador de cabecera de trama puede extraer señalización de capa física de la cabecera de cada trama y eliminar la cabecera. La información extraída puede usarse como parámetros para los siguientes procesos en el receptor.

La figura 64 muestra un ejemplo de un demodulador BICM. La figura 64a muestra una trayectoria de datos y la figura 64b muestra una trayectoria de señalización L1. Un desentrelazador r308 de símbolo puede realizar desentrelazado en el dominio de símbolo. Un extractor r307 ModCod puede extraer parámetros ModCod del frente de cada trama BB y hacer que los parámetros estén disponibles para los siguientes procesos de decodificación y demodulación variable/adaptativa. Un demapeador r306 de símbolo puede demapear flujos de símbolo de entrada en flujos de razón de verosimilitud logarítmica (LLR) de bits. Los flujos de LLR de bits de salida pueden calcularse usando una constelación usada en un mapeador 306 de símbolo del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM o NU-MQAM mencionadas anteriormente, calculando tanto el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit más próximo a MSB y calculando bien el eje I o bien el eje Q cuando se calcula el resto de bits, puede implementarse un demapeador de símbolo eficaz. Este método puede aplicarse a, por ejemplo, decisión LLR aproximada, LLR exacta y firme.

Cuando se usa una constelación optimizada según la capacidad de constelación y la tasa de código del código de corrección de error en el mapeador 306 de símbolo del transmisor, el demapeador r306 de símbolo del receptor puede obtener una constelación usando la información de capacidad de constelación y tasa de código transmitida desde el transmisor. El multiplexador r305 de bit del receptor puede realizar una función inversa del demultiplexador 305 de bit del transmisor. El desentrelazador interno r304 y el desentrelazador externo r302 del receptor pueden realizar funciones inversas del entrelazador interno 304 y el entrelazador externo 302 del transmisor, respectivamente para obtener el flujo de datos en su secuencia original. El desentrelazador externo r302 puede omitirse si el demodulador BICM es específicamente para DVB-C2.

El decodificador interno r303 y el decodificador externo r301 del receptor pueden realizar procesos de decodificación correspondientes para el codificador interno 303 y el codificador externo 301 del transmisor, respectivamente, para corregir errores en el canal de transmisión. En la trayectoria de señalización L1 pueden realizarse procesos similares a los realizados en la trayectoria de datos, pero con diferentes parámetros (r308-1 ~ r301-1). En este punto, tal como se explica en la parte de preámbulo, puede usarse un módulo r303-1 de codificación acortada/perforada para la decodificación de señal L1.

La figura 65 muestra un ejemplo de decodificación LDPC usando acortamiento/perforación. Un demultiplexador r301a puede emitir por separado parte de paridad y parte de información de código sistemático de flujos de bits de entrada. Para la parte de información, puede realizarse un rellenado (r302a) con ceros según un número de flujos de bits de entrada de decodificador LDPC, para la parte de paridad, pueden generarse flujos de bits de entrada para (r303a) el decodificador LDPC mediante desperforación de la parte perforada. La decodificación (r304a) LDPC puede realizarse en flujos de bits generados, y los ceros en la parte de información pueden eliminarse y emitirse (r305a).

La figura 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un desaleatorizador r209 BB puede restablecer flujos de bits aleatorizados (209) en el transmisor. Un divisor r208 puede restablecer tramas BB que corresponden a múltiples PLP que se multiplexan y transmiten desde el transmisor según la trayectoria PLP. Para cada trayectoria PLP, los eliminadores r207-1~n de cabecera BB pueden eliminar la cabecera que se transmite en el frente de la trama BB. Un decodificador r206-1~n CRC puede realizar decodificación CRC y hacer que las tramas BB fiables estén disponibles para la selección. Un módulo r205-1~n de inserción de paquetes nulos puede restablecer los paquetes nulos que se eliminaron para una mayor eficacia de transmisión en su ubicación original. Un módulo r204-1~n de recuperación de retardo puede restablecer un retardo que existe entre cada trayectoria PLP.

Unos módulos r203-1~n de recuperación de reloj de salida pueden restablecer la sincronización original del flujo de servicio a partir de la información de sincronización transmitida desde los módulos de sincronización 203-1~n de flujo de entrada. Unos módulos r202-1~n de interfaz de salida pueden restablecer los datos en el paquete TS/GS de los flujos de bits de entrada que se segmentan en la trama BB. Un módulo r201-1~n de procesado posterior de salida puede restablecer múltiples flujos TS/GS en un flujo TS/GS completo, en caso necesario. Los bloques sombreados mostrados en la figura 66 representan módulos que pueden usarse cuando se procesa una única PLP de una vez y el resto de bloques representan módulos que pueden usarse cuando se procesan múltiples PLP al mismo tiempo.

Los patrones piloto de preámbulo se diseñaron con cuidado para evitar un aumento de PAPR, de este modo es necesario considerar si la tasa de repetición L1 puede aumentar PAPR. El número de bits de información L1 varía dinámicamente según la unión de canal, el número de PLP, etc. En detalle, es necesario considerar cosas tales como que el tamaño de bloque L1 fijo puede introducir una sobrecarga innecesaria; la señalización L1 debería protegerse más que los símbolos de datos; y el entrelazado de tiempo de bloque L1 puede mejorar la robustez sobre el deterioro de canal tal como la necesidad de ruido impulsivo.

Para una tasa de repetición de bloque L1 de 8 MHz, según se muestra en la figura 67, la eficacia espectral total (aumento de un 26,8% de BW) se muestra con perforación virtual, pero PAPR puede aumentarse porque el ancho de banda L1 es el mismo que el de los símbolos de datos. Para la tasa de repetición de 8 MHz, puede usarse entrelazado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para la comunidad y el mismo patrón puede repetirse en sí mismo en un periodo de 8 MHz tras el entrelazado.

Para una tasa de repetición de bloque L1 de 6 MHz, según se muestra en la figura 68, puede mostrarse una eficacia espectral reducida sin perforación virtual. Puede producirse un problema similar de PAPR como para el caso de 8 MHz puesto que los anchos de banda de símbolo de datos y L1 comparten LCM = 24 MHz. Para la tasa de repetición de 6 MHz, puede usarse entrelazado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para la comunidad y el mismo patrón puede repetirse en sí mismo en un periodo de 24 MHz tras el entrelazado.

La figura 69 muestra una nueva tasa de repetición de bloque L1 de 7,61 MHz o ancho de banda de sintonizador total. Puede obtenerse una eficacia espectral total (aumento de un 26,8% de BW (ancho de banda)) sin perforación virtual. Puede no haber un problema de PAPR puesto que los anchos de banda de símbolo de datos y L1 comparten LCM=1704 MHz. Para la tasa de repetición de 7,61 MHz, puede usarse entrelazado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para la comunidad y el mismo patrón puede repetirse en sí mismo en periodos de aproximadamente 1704 MHz tras el entrelazado.

La figura 70 es un ejemplo de señalización L1 que se transmite en la cabecera de trama. Cada información en señalización L1 puede transmitirse al receptor y puede usarse como un parámetro de decodificación. Especialmente, la información puede usarse en la trayectoria de señal L1 mostrada en la figura 64 y las PLP pueden transmitirse en cada segmento de datos. Puede obtenerse una robustez aumentada para cada PLP.

La figura 72 es un ejemplo de un entrelazador 308-1 de símbolo tal como se muestra en la trayectoria de señalización L1 en la figura 37 y también puede ser un ejemplo de su desentrelazador r308-1 de símbolo correspondiente tal como se muestra en la trayectoria de señalización L1 en la figura 64. Los bloques con líneas oblicuas representan los bloques L1 y los bloques lisos representan portadoras de datos. Los bloques L1 pueden transmitirse no sólo dentro de un único preámbulo, sino que también pueden transmitirse dentro de múltiples bloques OFDM. Dependiendo de un tamaño de bloque L1, el tamaño del bloque de entrelazado puede variar. Dicho de otro modo, num_L1_sym y L1_span pueden ser diferentes entre sí. Para minimizar una sobrecarga innecesaria, los datos pueden transmitirse dentro del resto de portadoras de los símbolos OFDM en los que se transmite el bloque L1. En este punto, puede garantizarse una eficacia espectral total porque el ciclo de repetición del bloque L1 sigue siendo un ancho de banda de sintonizador total. En la figura 72, los números en bloques con líneas oblicuas representan el orden de bit dentro de un único bloque LDPC.

Consecuentemente, cuando los bits se escriben en una memoria de entrelazado en la dirección de fila según un índice de símbolo tal como se muestra en la figura 72 y se leen en la dirección de columna según un índice de portadora, puede obtenerse un efecto de entrelazado de bloque. Dicho de otro modo, puede entrelazarse un bloque LDPC en el dominio de tiempo y el dominio de frecuencia y entonces puede transmitirse. Num_L1_sym puede ser un valor predeterminado, por ejemplo, un número entre 2-4 puede fijarse como un número de símbolos OFDM. En este punto, para aumentar la granularidad del tamaño de bloque L1, puede usarse un código LDPC perforado/acortado que tenga una longitud mínima de la palabra de código para protección L1.

La figura 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque L1. La figura 73 ilustra la figura 72 en dominio de trama. Tal como se muestra en el lado izquierdo de la figura 73a, los bloques L1 pueden abarcar el ancho de banda de sintonizador total o tal como se muestra en el lado derecho de la figura 73b, los bloques L1 pueden abarcarse de manera parcial y el resto de las portadoras pueden usarse para portadora de datos. En cualquier caso, puede observarse que la tasa de repetición del bloque L1 puede ser idéntica a un ancho de banda de sintonizador total. Además, para los símbolos OFDM que usan señalización L1 incluyendo el preámbulo, puede realizarse entrelazado de sólo símbolo mientras que no se permite una transmisión de datos en esos símbolos OFDM. Consecuentemente, para el símbolo OFDM usado para señalización L1, un receptor puede realizar decodificación de L1 realizando desentrelazado sin decodificación de datos. En este punto, el bloque L1 puede transmitir señalización L1 de trama actual o señalización L1 de una trama posterior. En el lado de receptor, los parámetros L1 decodificados de la trayectoria de decodificación de señalización L1 mostrada en la figura 64 pueden utilizarse para el proceso de decodificación para la trayectoria de datos del analizador sintáctico de trama de la trama posterior.

Resumiendo, en un transmisor, puede realizarse un entrelazado de bloques de la región L1 escribiendo bloques en una memoria en una dirección de fila y leyendo los bloques escritos de la memoria en una dirección de columna. En un receptor, puede realizarse desentrelazado de bloques de la región L1 escribiendo bloques en una memoria en una dirección de columna y leyendo los bloques escritos de la memoria en una dirección de fila. Las direcciones de lectura y escritura del transmisor y receptor pueden intercambiarse.

Cuando se realiza simulación con suposiciones tales como CR=1/2 para protección L1 y para comunidad de T2; puede obtenerse mapeo de símbolo 16-QAM; densidad piloto de 6 en el preámbulo; número de LDPC corta implica que se realiza una cantidad requerida de perforación/acortamiento, los resultados o conclusiones tales como sólo preámbulo para transmisión L1 pueden no ser suficientes; el número de símbolos OFDM depende de la cantidad del tamaño de bloque L1; puede usarse la palabra de código LDPC más corta (por ejemplo información de 192 bits) entre el código acortado/perforado para flexibilidad y granularidad fina; y el rellenado puede añadirse si se requiere con una sobrecarga despreciable. El resultado se resume en la figura 71.

Consecuentemente, para una tasa de repetición de bloque L1, el ancho de banda de sintonizador total sin perforación virtual puede ser una buena solución y aún puede surgir un problema de no PAPR con eficacia espectral total. Para señalización L1, una estructura de señalización eficaz puede permitir una configuración máxima en un entorno de unión de 8 canales, 32 ranuras, 256 segmentos de datos y 256 PLP. Para la estructura de bloque L1, puede implementarse una señalización L1 flexible según el tamaño de bloque L1. El entrelazado de tiempo puede realizarse para una mejor robustez para comunidad de T2. Menos sobrecarga puede permitir transmisión de datos en el preámbulo.

El entrelazado de bloque del bloque L1 puede realizarse para obtener mejor robustez. El entrelazado puede realizarse con un número predefinido fijo de símbolos L1 (num_L1_sym) y un número de portadoras abarcadas por L1 como parámetro (L1_span). La misma técnica se usa para entrelazado de preámbulo P2 en DVB-T2.

Puede usarse un bloque L1 de tamaño variable. El tamaño es adaptable a la cantidad de bits de señalización L1, dando como resultado una sobrecarga reducida. Puede obtenerse eficacia espectral total sin problema de PAPR. Una repetición de menos de 7,61 MHz puede significar que puede enviarse más redundancia pero sin usar. Puede surgir un problema de no PAPR por la tasa de repetición de 7,61 MHz para el bloque L1.

Mediante el uso de los métodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas es posible implementar una estructura, receptor y transmisor digital eficaz de señalización de capa física.

Mediante la transmisión de información ModCod en cada cabecera de trama BB necesaria para ACM/VCM y la transmisión del resto de señalización de capa física en una cabecera de trama, puede minimizarse la sobrecarga de señalización.

Puede implementarse QAM modificada para una transmisión más eficaz con respecto a la energía o un sistema de difusión digital más robusto con respecto al ruido. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y sus combinaciones.

Puede implementarse una QAM no uniforme mejorada para una transmisión más eficaz con respecto a la energía o un sistema de difusión digital más robusto con respecto al ruido. También se describe un método para el uso de tasa de código del código de corrección de error de NU-MQAM y MQAM. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y sus combinaciones.

El método de señalización L1 sugerido puede reducir la sobrecarga en un 3-4% minimizando la sobrecarga de señalización durante la unión de canal.

Para los expertos en la técnica será evidente que pueden realizarse diversas modificaciones y variaciones en la presente invención sin apartarse de la invención.

Claims (10)

1. REIVINDICACIONES

   1. Un método para recibir señales de un receptor, el método comprende:

   demodular las señales recibidas mediante el uso de un método de multiplexación por división de frecuencia ortogonal, OFDM;

   obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, la trama de señal comprende símbolos de datos de preámbulo y por lo menos un segmento de datos, cada segmento de datos incluye símbolos de datos de conexión de capa física, PLP, de una o múltiples PLP, los símbolos de datos de preámbulo tienen información de señalización de capa 1, L1, la información de señalización L1 incluye información de identificación de segmento de datos que identifica el segmento de datos, información de identificación de PLP que identifica a cada PLP llevada en el segmento de datos; información de comienzo de ranura que indica una posición de inicio de una banda de ranura existente en la trama de señal, e información de anchura de ranura que indica una anchura de la banda de ranura;

   demapear los símbolos de datos de preámbulo en bits de datos de preámbulo y los símbolos de datos de PLP en bits de datos de PLP; y

   decodificar los bits de datos de preámbulo y los bits de datos de PLP,

   en donde los símbolos de datos de preámbulo son bloques L1 divididos del mismo ancho de banda y en donde, cuando una ventana de sintonización del receptor incluye partes de bloques L1 diferentes, unas subportadoras de los bloques L1 incluidas en la ventana de sintonización son reordenadas por el receptor.

2. 2.

   El método según la reivindicación 1, en donde una longitud de la información de identificación de segmento de datos es de 8 bits.

3. 3.

   El método según la reivindicación 1, en donde la información de señalización L1 incluye además informaciónde TIPO DE CARGA ÚTIL DE PLP, que indica un tipo de datos de carga útil llevados por la PLP e información de TIPO DE PLP que indica si un tipo de la PLP es una PLP común.

4. 4.

   El método según la reivindicación 1, en donde la información de señalización L1 comprende además información de número de ranuras que indica un número de bandas de ranuras que existen en la trama de señal.

5. 5.

   El método según la reivindicación 1, en donde los bits de datos de preámbulo son decodificados mediante un esquema de codificación acortado y perforado de corrección de errores sin canal de retorno, FEC.

6. 6.

   Un receptor para recibir señales para la transmisión de vídeo digital, el receptor comprende:

   un demulador (r104) configurado para demodular las señales recibidas usando un método de multiplexación por división de frecuencia ortogonal, OFDM;

   un analizador sintáctico (r103) configurado para obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, la trama de señal comprende símbolos de datos de preámbulo y por lo menos un segmento de datos, cada segmento de datos incluye símbolos de datos de conexión de capa física, PLP, de una o múltiples PLP, los símbolos de datos de preámbulo tienen información de señalización de capa 1, L1, la información de señalización L1 incluye información de identificación de segmento de datos que identifica el segmento de datos, información de identificación de PLP que identifica a cada PLP llevada en el segmento de datos; información de comienzo de ranura que indica una posición de inicio de una banda de ranura existente en la trama de señal, e información de anchura de ranura que indica una anchura de la banda de ranura;

   un demapeador (r306; r306-1) configurado para demapear los símbolos de datos de preámbulo en bits de datos de preámbulo y símbolos de datos de PLP en bits de datos de PLP; y

   un decodificador (r303; r303-1) configurado para decodificar los bits de datos de preámbulo y los bits de datos de PLP,

   en donde los símbolos de datos de preámbulo son bloques L1 divididos del mismo ancho de banda y en donde, cuando una ventana de sintonización del receptor incluye partes de bloques L1 diferentes, unas subportadoras de los bloques L1 incluidas en la ventana de sintonización son reordenadas por el receptor.

7. 7.

   El receptor según la reivindicación 6, en donde una longitud de la información de identificación de segmento de datos es de 8 bits.

8. 8.

   El receptor según la reivindicación 6, en donde la información de señalización L1 incluye además información de TIPO DE CARGA ÚTIL DE PLP, que indica un tipo de datos de carga útil llevados por la PLP e información de TIPO DE PLP que indica si un tipo de la PLP es una PLP común.

9. 9.

   El receptor según la reivindicación 6, en donde la información de señalización L1 incluye además información de número de ranuras que indica un número de bandas de ranuras que existen en la trama de señal.

10. 10.

    El receptor según la reivindicación 6, en donde los bits de datos de preámbulo son decodificados mediante un esquema de codificación acortado y perforado de corrección de errores sin canal de retorno, FEC.