PT2182669E - Dispositivo e método para transmitir e receber um sinal de difusão - Google Patents

Description

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DESCRIÇÃO

"DISPOSITIVO E MÉTODO PARA TRANSMITIR E RECEBER UM SINAL DE DIFUSÃO" ANTECEDENTES DA INVENÇÃO Campo da Invenção A presente invenção diz respeito a um método para transmitir e receber um sinal e um dispositivo para transmitir e receber um sinal, e mais especificamente, a um método para transmitir e receber um sinal e um dispositivo para transmitir e receber um sinal, os quais são capazes de melhorar a eficiência da transmissão de dados.

Descrição da Técnica Relacionada À medida que uma tecnologia de difusão digital tem sido desenvolvida, utilizadores têm recebido uma imagem em movimento de alta definição (HD) . Com desenvolvimento continuo de um algoritmo de compressão e desempenho elevado de hardware, um melhor ambiente será proporcionado para os utilizadores no futuro. Um sistema de televisão digital (DTV) pode receber um sinal de difusão digital e fornecer uma variedade de serviços suplementares aos utilizadores bem como um sinal de video e um sinal de áudio.

Difusão de Video Digital (DVB)-C2 é a terceira 2 ΡΕ2182669 especificação a juntar-se à familia DVB de sistemas de transmissão de segunda geração. Desenvolvida em 1994, DVB-C é implantada hoje em mais de 50 milhões de sintonizadores de cabo por todo o mundo. Na mesma linha dos outros sistemas de segunda geração DVB, DVB-C2 usa uma combinação de Verificação de paridade de baixa densidade (LDPC) e códigos BCH. Esta poderosa Correção de Erro Avançada (FEC) fornece cerca de 5 dB de melhoria de razão portadora-ruído sobre DVB-C. Esquemas de intercalamento de bit apropriados otimizam a robustez geral do sistema de FEC. Estendidas por um cabeçalho, estas tramas são denominadas Tubos da Camada Fisica (PLP). Um ou mais destes PLPs são multiplexados num segmento de dados. Dois intercalamentos dimensionais (nos dominios do tempo e frequência) são aplicados a cada segmento permitindo ao recetor eliminar o impacto das deficiências da rajada e interferência seletiva de frequência tal como entrada de frequência única.

Com o desenvolvimento destas tecnologias de difusão digital, um requisito para um serviço tal como um sinal de video e um sinal de áudio aumentou e a tamanho dos dados desejados por utilizadores ou o número de canais de difusão aumentaram gradualmente. WO 2007/14585 diz respeito à transmissão de uma trama de rádio entre uma estação base e uma estação móvel. Documentos DVB ORGANIZATION "tm3980.DVB-T2.V0.5.5" e "DVB_TM_C2_063_SONY_C2_CfT_response" divulgam métodos de difusão de vídeo digital da técnica anterior. 3 ΡΕ2182669

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

Consequentemente, a presente invenção é direcionada a um método para transmitir e receber um sinal e um dispositivo para transmitir e receber um sinal que previne substancialmente um ou mais problemas que se devem a limitações e desvantagens da técnica relacionada.

Um objetivo da presente invenção é proporcionar um método de transmissão de pelo menos uma trama de sinal de difusão possuindo dados de PLP (Tubo da Camada Fisica) e dados do preâmbulo, de acordo com a reivindicação 1.

Outro aspeto da presente invenção proporciona um método de receção de acordo com a reivindicação 5.

Ainda outro aspeto da presente invenção proporciona um transmissor de acordo com a reivindicação 8.

Ainda outro aspeto da presente invenção proporciona um recetor de acordo com a reivindicação 12.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

Os desenhos em anexo, que são incluídos para proporcionar uma compreensão adicional da invenção e são aqui incorporados e constituem uma parte desta aplicação, ilustram modelo(s) de realização da invenção e juntamente com a descrição servem para explicar o princípio da 4 ΡΕ2182669 invenção. Nos desenhos:

Fig. 1 é um exemplo de Modulação de amplitude em quadratura (QAM) 64 usado em DVB-T Europeia.

Fig. 2 é um método de Código de Gray Refletido Binário (BRGC).

Fig. 3 é uma saida aproximada a Gaussian através de modificação de QAM 64 usado na DVB-T.

Fig. 4 é uma distância de Hamming entre Par refletido em BRGC.

Fig. 5 são caracteristicas em QAM onde existe Par refletido para cada eixo I e eixo Q.

Fig. 6 é um método de modificação de QAM usando Par refletido de BRGC.

Fig. 7 é um exemplo de QAM 64/256/1024/4096 modificada.

Figs. 8-9 são um exemplo de QAM 64 modificada usando Par Refletido de BRGC.

Figs. 10-11 são exemplos de QAM 256 modificada usando Par Refletido de BRGC. ΡΕ2182669 5 usando usando usando usando usando usando usando usando usando

Figs. 12-13 são exemplos de QAM 1024 Par Refletido de BRGC (0-511). Figs. 14-15 são exemplos de QAM 1024 Par Refletido de BRGC (512-1023). Figs. 16-17 são exemplos de QAM 4096 Par Refletido de BRGC (0-511). Figs. 18-19 são exemplos de QAM 4096 Par Refletido de BRGC (512-1023). Figs. 20-21 são exemplos de QAM 4096 Par Refletido de BRGC (1024-1535). Figs. 22-23 são exemplos de QAM 4096 Par Refletido de BRGC (1536-2047). Figs. 24-25 são exemplos de QAM 4096 Par Refletido de BRGC (2048-2559). Figs. 26-27 são exemplos de QAM 4096 Par Refletido de BRGC (2560-3071). Figs. 28-29 são exemplos de QAM 4096 Par Refletido de BRGC (3072-3583). Figs. 30-31 são exemplos de QAM 4096 modificada modificada modificada modificada modificada modificada modificada modificada modificada modificada usando Par Refletido de BRGC (3584-4095). 6 ΡΕ2182669

Fig. 32 é um exemplo de Mapeamento de bit de QAM modificada onde QAM 256 é modificada usando BRGC.

Fig. 33 é um exemplo de transformação de MQAM em Constelação não-uniforme.

Fig. 34 é um exemplo de sistema de transmissão digital.

Fig. 35 é um exemplo de um processador de entrada.

Fig. 36 é uma informação gue pode ser incluida em

Banda de Base (BB).

Fig. 37 é um exemplo de BICM.

Fig. 38 é um exemplo de codificador reduzido/perfurado.

Fig. 39 é um exemplo de aplicação de várias constelações.

Fig. 40 é outro exemplo de casos em gue é considerada a compatibilidade entre sistemas convencionais.

Fig. 41 é uma estrutura de trama constituida por preâmbulo para sinalização LI e simbolo de dados para dados de PLP. 7 ΡΕ2182669

Fig. 42 é um exemplo de construtor de trama.

Fig. 43 é um exemplo de inserção de piloto (404) mostrado na Fig. 4.

Fig. 44 é uma estrutura de SP.

Fig. 45 é uma estrutura SP nova ou Padrão de Piloto (PP) 5'.

Fig. 46 é uma estrutura PP5' sugerida.

Fig. 47 é uma relação entre símbolo de dados e preâmbulo.

Fig. 48 é outra relação entre simbolo de dados e preâmbulo.

Fig. 49 é um exemplo de perfil de atraso do canal de cabo.

Fig. 50 é uma estrutura de piloto dispersa que utiliza z=56 e z=112.

Fig. 51 é um exemplo de modulador baseado em OFDM.

Fig. 52 é um exemplo de estrutura de preâmbulo. ΡΕ2182669

Fig. 53 é um exemplo de Descodificação de preâmbulo.

Fig. 54 é um processo para desenhar preâmbulos mais otimizados.

Fig. 55 é outro exemplo de estrutura de preâmbulo.

Fig. 56 é outro exemplo de Descodificação de preâmbulo.

Fig. 57 é um exemplo de Estrutura de preâmbulo.

Fig. 58 é um exemplo de descodificação de LI.

Fig. 59 é um exemplo de processador analógico.

Fig. 60 é um exemplo de sistema recetor digital.

Fig. 61 é um exemplo de processador analógico usado no recetor.

Fig. 62 é um exemplo de desmodulador.

Fig. 63 é um exemplo de analisador de trama.

Fig. 64 é um exemplo de desmodulador de BICM. 9 ΡΕ2182669

Fig. 65 é um exemplo de descodificação LDPC usando redução/perfuração.

Fig. 66 é um exemplo de processador de saida.

Fig. 67 é um exemplo de taxa de repetição do bloco de LI de 8 MHz.

Fig. 68 é um exemplo de taxa de repetição do bloco de LI de 8 MHz.

Fig. 69 é uma nova taxa de repetição do bloco de LI de 7,61 MHz.

Fig. 7 0 é um exemplo de sinalização de LI que é transmitida no cabeçalho da trama.

Fig. 71 é preâmbulo e resultado da simulação da Estrutura de LI.

Fig. 72 é um exemplo de intercalador de símbolo. Fig. 73 é um exemplo de uma transmissão de bloco de Ll. 10 ΡΕ2182669

DESCRIÇÃO DOS MODELOS DE REALIZAÇÃO PREFERIDOS

Será agora feita referência detalhada aos modelos de realização preferidos da presente invenção, exemplos dos quais são ilustrados nos desenhos em anexo. Sempre que possivel, os mesmos números de referência serão usados ao longo dos desenhos para fazer referência às mesmas partes ou a partes semelhantes.

Na descrição que se segue, o termo "serviço" é indicativo de quaisquer conteúdos de difusão que podem ser transmitidos/recebidos pelo dispositivo de transmissão/receção do sinal.

Modulação de amplitude em quadratura (QAM) usando Código de Gray Refletido Binário (BRGC) é utilizada como modulação num ambiente de transmissão de difusão onde é usada Modulação e Codificação Intercalada do Bit (BICM) convencional. Fig. 1 mostra um exemplo de QAM 64 utilizado em DVB-T Europeia. BRGC pode ser realizado usando o método mostrado na Fig. 2. Um BRGC de bit n pode ser realizado adicionando um código reverso de BRGC de bit (n-1) (i.e., código refletido) a um bit (n-1) de regresso, adicionando Os à frente de BRGC de bit (n-1) original, e adicionando ls à frente do código refletido. 0 código BRGC realizado por este método tem uma distância de Hamming entre códigos adjacentes de um (1). Para além disto, quando BRGC é 11 ΡΕ2182669 aplicado a QAM, a distância de Hamming entre um ponto e os quatro pontos que estão mais proximamente adjacentes ao ponto, é um (1) e a distância de Hamming entre o ponto e outros quatros pontos que são os segundos mais proximamente adjacentes ao ponto, é dois (2). Tais caracteristicas de distâncias de Hamming entre um ponto de constelação especifico e outros pontos adjacentes podem ser apelidadas como regra de Mapeamento de Gray na QAM.

Para fazer um sistema robusto contra Ruido Gaussiano Branco Aditivo (AWGN), a distribuição de sinais transmitidos de um transmissor pode ser feita de forma aproximada à distribuição de Gaussian. Para ser capaz de fazer isso, podem ser modificadas as localizações de pontos na constelação. Fig. 3 mostra uma saida aproximada a Gaussian através da modificação de QAM 64 utilizada em DVB-T. Tal constelação pode ser apelidada de QAM Não-uniforme (NU-QAM).

Para fazer uma constelação de QAM Não-uniforme, pode ser usada Função Distributiva Acumulada Gaussiana (CDF). Em caso de QAM 64, 256, ou 1024, i.e., 2ΛΝ AMs, QAM pode ser dividida em dois N-PAM independentes. Dividindo CDF Gaussiana em N secções de probabilidade idêntica e permitindo que um ponto de sinal em cada secção represente a secção, pode ser realizada uma constelação possuindo distribuição de Gaussian. Por outras palavras, coordenadas xj de N-PAM não-uniforme recentemente definido podem ser definidas como se segue: 12 ΡΕ2182669

dx = pr

Pj ' I 2.V"2.V" ' 2.V I (Eq. 1)

Fig. 3 é um exemplo da transformação de QAM 64 de DVB-T em QAM 64 NU utilizando os métodos anteriormente referidos. Fig. 3 representa um resultado da modificação de coordenadas de cada eixo I e eixo Q utilizando os métodos anteriormente referidos e mapeando os pontos de constelação prévios para coordenadas recentemente definidas. No caso de QAM 32, 128, ou 512, i.e., QAM cruzado, que não é QAM 2ΛΝ, ao modificar apropriadamente Pj, uma nova coordenada pode ser encontrada.

Um modelo de realização da presente invenção pode modificar QAM usando BRGC utilizando características de BRGC. Como mostrado na Fig. 4, a distância de Hamming entre Par refletido em BRGC é um porque difere apenas num bit que é adicionado à frente de cada código. Fig. 5 mostra as caracteristicas em QAM onde o Par refletido existe para cada eixo I e eixo Q. Nesta figura, Par refletido existe em cada lado da linha preta tracejada.

Utilizando Pares refletidos existentes em QAM, uma potência média de uma constelação de QAM pode ser reduzida enquanto se mantém a regra de mapeamento de Gray em QAM. Por outras palavras, numa constelação onde uma potência média é normalizada como 1, a distância Euclidiana minima na constelação pode ser aumentada. Quando esta QAM 13 ΡΕ2182669 modificada é aplicada à difusão ou sistemas de comunicação, é possivel implementar quer um sistema maior de resistência ao ruído utilizando a mesma energia que um sistema convencional quer um sistema com o mesmo desempenho de um sistema convencional mas que utiliza menos energia.

Fig. 6 mostra um método de modificação de QAM utilizando Par refletido de BRGC. Fig. 6a mostra uma constelação e Fig. 6b mostra um fluxograma para modificar QAM utilizando Par refletido de BRGC. Primeiro, é necessário encontrar um ponto alvo que tem a potência mais elevada de entre os pontos da constelação. Pontos candidatos são pontos onde esse ponto alvo se pode mover e são os pontos vizinhos mais próximos do par refletido do ponto alvo. Depois, um ponto vazio (i.e., um ponto que ainda não está tomado por outros pontos) possuindo a potência mais baixa tem de ser encontrado de entre os pontos candidatos e a potência do ponto alvo e a potência de um ponto candidato são comparadas. Se a potência do ponto candidato é mais baixa, o ponto alvo move-se para o ponto candidato. Estes processos são repetidos até que uma potência média dos pontos na constelação atinja um minimo enquanto mantém a regra de mapeamento de Gray.

Fig. 7 mostra um exemplo de QAM 64/256/1024/4096 modificada. Os valores mapeados de Gray correspondem às Figs. 8~31 respetivamente. Para além destes exemplos, podem ser realizados outros tipos de QAM modificada que permitem otimização de potência idêntica. Isto verifica-se porque um 14 ΡΕ2182669 ponto alvo pode mover-se para múltiplos pontos candidatos. A QAM modificada sugerida pode ser aplicada, não apenas a QAM 64/256/1024/4096, mas também a QAM cruzada, uma QAM de tamanho maior, ou modulações utilizando outros BRGC outros que não QAM.

Fig. 32 mostra um exemplo de Mapeamento de bit de QAM modificada onde QAM 256 é modificada utilizando BRGC. Fig. 32a e Fig. 32b mostram mapeamento dos Bits Mais Significativos (MSB). Pontos designados como circulos preenchidos representam mapeamentos de uns e pontos designados como circulos em branco representam mapeamentos de zeros. Da mesma maneira, cada bit é mapeado como mostrado nas figuras de (a) até (h) na Fig. 32, até que os Bits Menos Significativos (LSB) estejam mapeados. Tal como mostrado na Fig. 32, QAM modificada pode permitir a decisão de bit utilizando apenas eixos I ou Q como QAM convencionais, exceto para um bit que fica próximo de MSB (Fig. 32c e Fig. 32d). Utilizando estas caracteristicas, um recetor simples pode ser realizado modificando parcialmente um recetor para QAM. Um recetor eficiente pode ser implementado através da verificação de ambos os valores I e Q apenas quando se está a determinar o bit próximo do MSB e calculando apenas I ou Q para os restantes bits. Este método pode ser aplicado para LLR Aproximado, LLR Exato, ou Decisão firme.

Utilizando a QAM modificada ou MQAM, que utiliza as caracteristicas do BRGC anteriormente referido, pode ser 15 ΡΕ2182669 realizada constelação Não-uniforme ou NU-MQAM. Na equação anteriormente referida onde CDF Gaussiana é utilizada, Pj pode ser modificado para se encaixar a MQAM. Tal como QAM, em MQAM, dois PAMs possuindo eixo I e eixo Q pode ser considerados. Contudo, diferentemente de QAM onde um número de pontos correspondendo a um valor de cada eixo PAM são idênticos, em MQAM o número de pontos altera-se. Se um número de pontos que corresponde ao valor j de PAM é definido como nj numa MQAM onde existe um total de M pontos de constelação, então Pj pode ser definido como se segue: í-j-l y», e 1 dx - pj

Pj =

M • = 0 (Eg- 2)

Utilizando o Pj definido recentemente, MQAM pode ser transformado em constelação Não-uniforme. Pj pode ser definido como se segue para o exemplo de MQAM 256. í 2.5 10 _51_ _§1 iH 119·5 136 5 2^1 1Z1 j89 205 220 234 246 253.5|.

e [256 ’ 256’256'256’ 256 ’ 256,’ 256’ 256’ 256 ’ 256 ’ 256'256’256’256’256’256’256’ 256 J

Fig. 33 é um exemplo de transformação de MQAM em constelação Não-uniforme. A NU-MQAM realizado utilizando estes métodos pode reter caracteristicas de recetores MQAM com coordenadas modificadas de cada PAM. Assim, um recetor eficiente pode ser implementado. Para além disto, um sistema de resistência ao ruido maior do que o NU-QAM anterior pode ser implementado. Para um sistema de 16 ΡΕ2182669 transmissão de difusão mais eficiente, é possível hibridizar MQAM e NU-MQAM. Por outras palavras, um sistema maior de resistência ao ruído pode ser implementado utilizando MQAM para um ambiente onde um código de correção de erro com taxa de código elevada é usada e utilizando NU-MQAM de maneira diferente. Nesse caso, um transmissor pode deixar um recetor ter informação de taxa de código de um código de correção de erro correntemente utilizado e um género de modulação correntemente utilizado de tal forma gue o recetor possa desmodular de acordo com a modulação correntemente usada.

Fig. 34 mostra um exemplo de sistema de transmissão digital. Entradas podem compreender um número de fluxos de MPEG-TS ou fluxos GSE (Encapsulamento de Fluxos Geral). Um módulo de processador de entrada 101 pode adicionar parâmetros de transmissão ao fluxo de entrada e realizar agendamento para um módulo BICM 102. O módulo BICM 102 pode adicionar redundância e dados intercalados à correção de erro do canal de transmissão. Um construtor de trama 103 pode construir tramas adicionando informação de sinalização da camada física e pilotos. Um modulador 104 pode realizar modulação nos símbolos de entrada em métodos eficientes. Um processador analógico 105 pode realizar vários processos para converter sinais digitais de entrada em sinais analógicos de saída.

Fig. 35 mostra um exemplo de um processador de entrada. Entrada MPEG-TS ou fluxo GSE podem ser 17 ΡΕ2182669 transformados pelo pré-processador de entrada num total de n fluxos que vão ser processados independentemente. Cada um desses fluxos podem ser quer uma trama TS completa que inclui múltiplos componentes de serviço quer uma trama de TS minima que inclui componente de serviço (i.e., video ou áudio). Para além disto, cada um desses fluxos pode ser um fluxo GSE que transmite quer serviços múltiplos quer um serviço único. Módulo de interface de entrada 202-1 pode alocar um número de bits de entrada igual à capacidade de campo de dados máxima de uma trama de Banda de Base (BB). Um preenchimento pode ser inserido para completar a capacidade de bloco do código LDPC/BCH. O módulo de sincronização de fluxo de entrada 203-1 pode proporcionar um mecanismo para regenerar, no recetor, o relógio do Fluxo de Transporte (ou Fluxo Genérico em pacote) , a fim de garantir taxas de bit constantes de ponta a ponta e atraso.

De forma a permitir a recombinação do Fluxo de Transporte sem requerer memória adicional no recetor, as entradas de Fluxos de Transporte são atrasadas por compensadores de atraso 204-l~n considerando parâmetros de intercalamento dos dados de PLPs num grupo e o PLP comum correspondente. Módulos de eliminação de pacote nulo 205-l~n podem aumentar a eficiência da transmissão através da remoção do pacote nulo inserido para um caso de serviço VBR (taxa de bit variável). Módulos de codificador de Controlo de Redundância Cíclica (CRC) 206-l~n podem adicionar 18 ΡΕ2182669 paridade CRC para aumentar a confiança da transmissão de trama BB. Módulos de inserção de cabeçalhos BB 207-l~n podem adicionar cabeçalho de trama BB a numa porção inicial de trama BB. Informação que pode ser incluida no cabeçalho BB é mostrada na Fig. 36. Um módulo de Fusão/corte 208 pode realizar segmentação da trama BB a partir de cada PLP, fundindo tramas BB a partir de múltiplos PLPs, e agendando cada trama BB dentro de uma trama de transmissão. Por conseguinte, o módulo de fusão/corte 208 pode enviar informação de sinalização de LI a qual diz respeito à alocação de PLP na trama. Por último, um módulo misturador BB 209 pode misturar aleatoriamente fluxos de bits de entrada para minimizar a correlação entre bits dentro de fluxos de bits. Os módulos na sombra na Fig. 35 são módulos utilizados quando o sistema de transmissão utiliza um único PLP, os outros módulos na Fig. 35 são módulos utilizados quando o dispositivo de transmissão utiliza múltiplos PLP.

Fig. 37 mostra um exemplo de módulo BICM. Fig. 37a mostra o caminho de dados e Fig. 37b mostra o caminho de LI do módulo BICM. Um módulo codificador exterior 301 e um módulo codificador interior 303 podem adicionar redundância a fluxos de bits de entrada para correção de erro. Um módulo intercalador exterior 302 e um módulo intercalador interior 304 podem intercalar bits para prevenir erro de rajada. O módulo intercalar exterior 302 pode ser omitido se o BICM é especif icamente para DVB-C2. 19 ΡΕ2182669

Um módulo desmultiplexador de bit 305 pode controlar a confiança de cada saída de bit a partir do módulo intercalador Interior 304. Um módulo 306 mapeador de símbolo pode mapear fluxos de bits de entrada em fluxos de símbolo. Actualmente, é possível utilizar qualquer uma das QAM convencional, uma MQAM que utiliza o BRGC supracitado para melhoria de desempenho, uma NU-QAM que utiliza modulação Não-uniforme, ou uma NU-MQAM que utiliza BRGC aplicado de modulação Não-uniforme para melhoria de desempenho. Para construir um sistema que seja mais robusto contra ruído, pode ser consideradas combinações de modulações utilizando MQAM e/ou NU-MQAM dependendo da taxa de código do código de correção de erro e a capacidade de constelação. Neste momento, o módulo mapeador de Símbolo 306 pode utilizar uma constelação própria de acordo com a taxa de código e capacidade de constelação. Fig. 39 mostra um exemplo de tais combinações.

Caso 1 mostra um exemplo de utilização de apenas NU-MQAM a uma taxa de código reduzida para implementação de sistema simplificado. Caso 2 mostra um exemplo de utilização d constelação otimizada a cada taxa de código. O transmissor pode enviar informação sobre a taxa de código do código de correção do erro e a capacidade de constelação para o recetor de tal forma que o recetor possa utilizar uma constelação apropriada. Fig. 40 mostra outro exemplo de casos onde é considerada a compatibilidade entre sistemas convencionais. Adicionalmente aos exemplos, são possíveis mais combinações para otimizar o sistema. 20 ΡΕ2182669 O módulo de inserção de Cabeçalho ModCod 307 mostrado na Fig. 37 pode suportar codificação Adaptiva e modulação (ACM)/ codificação de variável e informação de retorno (VCM) e adicionar informação de parâmetro utilizada na codificação e modulação para um Bloco FEC como cabeçalho. O cabeçalho (ModCod) pode incluir a seguinte informação: * Tipo de FEC (1 bits) - LDPC longo ou curto * Taxa de código (3 bits) * Modulação (3 bits) - * Indentificador PLP (8 bits) O módulo intercalador do Símbolo 308 pode realizar intercalamento no domínio do símbolo para obter efeitos de intercalamento adicional. Processos similares realizados no caminho dos dados podem ser realizados no caminho de sinalização de LI mas com parâmetros possivelmente diferentes (301-1-308-1). Chegados a este momento, um módulo de código reduzido/perfurado (303-1) pode ser utilizado para código interior.

Fig. 38 mostra um exemplo de codificação de LDPC utilizando redução/perfuração. Processo de redução pode ser realizado em blocos de entrada que têm menos bits do que um número necessário de bits para codificação LDPC tantos bits zero quantos forem necessários para codificação LDPC que pode ser preenchida (301c) . Fluxos de bits de entrada Preenchidos com zero podem ter bits de paridade através de 21 ΡΕ2182669 codificação LDPC (302c) . Chegados a este ponto, para fluxos de bits que correspondem a fluxos de bits originais, zeros podem ser removidos (303c) e para fluxos de bits de paridade, perfuração (304c) pode ser realizada de acordo com as taxas de código. Estes fluxos de bits de informação processada e fluxos de bits de paridade podem ser multiplexados nas sequências originais e emitidos (305c).

Fig. 41 mostra um estrutura de trama que compreende preâmbulo para sinalização de LI e símbolo de dados para dados de PLP. Pode ser observado que preâmbulo e símbolos de dados são gerados ciclicamente, utilizando uma trama como uma unidade. Símbolos de dados compreendem PLP tipo 0 que é transmitido utilizando uma modulação/codificação fixa e PLP tipo 1 que é transmitido utilizando uma modulação/codificação variável. Para PLP tipo 0, informação tal como modulação, tipo de FEC, e taxa de código FEC são transmitidas no preâmbulo (ver Fig. 42 inserção do cabeçalho da Trama 401). Para PLP tipo 1, informação correspondente pode ser transmitida no cabeçalho de bloco FEC de um símbolo de dados (ver Fig. 37 inserção de cabeçalho ModCod 307). Por separação de tipos PLP, ModCod em excesso pode ser reduzida em 3~4% de uma taxa de transmissão total, para PLP tipo 0 que é transmitido a uma taxa de bit fixa. Num recetor, para modulação/codificação PLP fixo de PLP tipo 0, removedor de cabeçalho de Trama r401 mostrado na Fig. 63 pode extrair informação sobre a Modulação e taxa de código FEC e proporcionar a informação extraída para um módulo de descodificação BICM. Para PLP de 22 ΡΕ2182669 modulação/codificação variável de PLP tipo 1, módulos de extração ModCod, r307 e r307-l mostrados na Fig. 64 podem extrair e proporcionar os parâmetros necessários à descodificação BICM.

Fig. 42 mostra um exemplo de um construtor de trama. Um módulo de inserção de cabeçalho da trama 401 pode formar uma trama a partir dos fluxos de símbolo de entrada e pode adicionar cabeçalho da trama à frente de cada trama transmitida. O cabeçalho da trama pode incluir a informação que se segue: * Número de canais ligados (4 bits) * Intervalo de guarda (2 bits) * PAPR (2 bits) * Padrão de Piloto (2 bits) * Identificação de Sistema Digital (16 bits) * Identificação da trama (16 bits) * Comprimento da Trama (16 bits) - número de símbolos de Multiplexagem por Divisão de Frequência Ortogonal (OFDM) por trama * Comprimento da supertrama (16 bits) - número de tramas por supertrama * número de PLPs (8 bits)

* para cada PLP

Identificação de PLP (8 bits)

Id de ligação de canal (4 bits)

Início de PLP (9 bits)

Tipo de PLP (2 bits) - PLP comum ou outros Tipos de carga útil PLP (5 bits) 23 ΡΕ2182669

Tipo MC (1 bit) - modulação & codificação fixa/variável se tipo MC == modulação fixa & codificação

Tipo FEC (1 bits) - LDPC longo ou curto Taxa de código (3 bits)

Modulação (3 bits) - até QAM 64K Fim de se; Número de canais de entalhe (2 bits) para cada entalhe

Inicio de entalhe (9 bits)

Largura de entalhe (9 bits) fim para cada;

Largura de PLP (9 bits) - número máx de

blocos de FEC de PLP

Tipo de intercalamento do tempo de PLP (2 bits) fim do para cada; * CRC-32 (32 bits)

Ambiente de ligação de canal é adotado para informação de LI transmitida no cabeçalho da Trama e dados gue correspondem a cada segmento de dados são definidos como PLP. Portanto, informação tal como indentificador de PLP, identificador de ligação de canal, e endereço de início PLP são necessárias para cada canal utilizado na ligação. Um modelo de realização desta invenção sugere transmissão do campo ModCod no cabeçalho da trama FEC se o tipo PLP suportar modulação/codificação variável e transmissão de campo ModCod no cabeçalho da Trama se tipo 24 ΡΕ2182669 de PLP suportar modulação/codificação fixa para reduzir elevadas sinalizações. Para além disto, se existir uma banda de Entalhe para cada PLP, ao transmitir o endereço de início do Entalhe e o seu comprimento, portadoras de descodificação correspondentes no recetor podem tornar-se desnecessárias.

Fig. 43 mostra um exemplo de Padrão de Piloto 5 (PP5) aplicado num ambiente de ligação de canal. Como mostrado, se as posições SP são coincidentes com condições do piloto do preâmbulo, pode ocorrer estrutura irregular do piloto.

Fig. 43a mostra um exemplo de módulo de inserção de piloto 404 como mostrado na Fig. 42. Como representado na Fig. 43, se uma banda de frequência única (por exemplo, 8 MHz) é usada, a largura de banda disponível é 7,61 MHz, mas se múltiplas bandas de frequência estão ligadas, bandas de guarda podem ser removidas, assim, a eficiência da frequência pode aumentar muito. Fig. 43b é um exemplo de módulo de inserção do preâmbulo 504 tal como mostrado na Fig. 51 que é transmitido na parte da frente da trama e ainda com ligação de canal, o preâmbulo tem taxa de repetição de 7,61 MHz, que é a largura de banda do bloco de Ll. Isto é uma estrutura considerando a largura de banda de uma sintonizador que realiza varrimento do canal inicial.

Padrões de Piloto existem quer para Preâmbulo quer para Simbolo de Dados. Para símbolo de dados, padrões 25 ΡΕ2182669 de piloto disperso (SP) podem ser utilizados. Padrão de Piloto 5 (PP5) e Padrão de Piloto 7 (PP7) de T2 podem ser bons candidatos para interpolação apenas de frequência. PP5 tem x=12, y=4, z=48 para GI=l/64 e PP7 tem x=24, y=4, z=96 para GI=1/128. Interpolação de tempo adicional é também possível para uma melhor estimativa de canal. Padrões de Piloto para preâmbulo podem cobrir todas as possíveis posições piloto para aquisição de canal inicial. Para além disto, posições de piloto do preâmbulo deviam ser coincidentes com posições SP e um Padrão de Piloto único quer para o preâmbulo quer para o SP é desejado. Pilotos de preâmbulo podiam também ser utilizados para interpolação de tempo e cada preâmbulo podia ter um padrão de piloto idêntico. Estes requisitos são importantes para a deteção C2 no varrimento e necessários para estimativa de desvio de frequência com correlação de sequência de interferência. Num ambiente de ligação de canal, a coincidência de posições de piloto deviam também ser mantidas para ligação de canal porque a estrutura de piloto irregular pode degradar o desempenho de interpolação.

Em detalhe, se uma distância z entre pilotos dispersos (SPs) num símbolo OFDM é 48 e se uma distância y entre SPs correspondendo a uma portadora SP específica ao longo do eixo do tempo é 4, uma distância eficaz x depois de interpolação de tempo resulta em 12. Isto é quando uma fração de intervalo de guarda (GI) é 1/64. Se fração GI é 1/128, podem ser usados x=24, y=4, e z = 96. Se a ligação de canal é utilizada, as posições SP podem ser tornadas 26 ΡΕ2182669 coincidentes com posições de piloto do preâmbulo gerando pontos não continuos na estrutura de piloto disperso.

Chegados a este ponto, posições de piloto do preâmbulo podem ser coincidentes com todas as posições SP do símbolo de dados. Quando a ligação de canal é utilizada, segmento de dados onde um serviço é transmitido, pode ser determinada independentemente da granularidade da largura de banda de 8 MHz. Contudo, para reduzir as informações complementares do endereçamento do segmento de dados, a transmissão que inicia a partir da posição SP e que finaliza na posição SP pode ser escolhida.

Quando um recetor recebe tais SPs, se necessário, módulo de estimativa do canal r501 mostrado na Fig. 62 pode realizar interpolação de tempo para obter os pilotos mostrados nas linhas tracejadas na Fig. 43 e realizar interpolação de frequência. Chegados a este momento, para pontos não contínuos nos quais intervalos são designados como 32 na Fig. 43, quer realizando interpolações à esquerda e à direita separadamente quer realizando interpolações em apenas um lado depois realizando interpolações no outro lado utilizando as posições do piloto já interpoladas das quais o intervalo é 12 como um ponto de referência pode ser implementado. Chegados a este ponto, a largura de segmento de dados pode variar dentro de 7,61 MHz, assim, um recetor pode minimizar consumo de potência ao realizar estimativa de canal e descodificando apenas sub-portadoras necessárias. 27 ΡΕ2182669

Fig. 44 mostra outro exemplo de PP5 aplicado em ambiente de ligação de canal ou uma estrutura de SP para manutenção da distância eficaz x assim como 12 para evitar estrutura SP irregular mostrada na Fig. 43 quando ligação de canal é utilizada. Fig. 44a é uma estrutura de SP para símbolo de dados e Fig. 44b é uma estrutura de SP para símbolo de preâmbulo.

Como mostrado, se a distância SP for mantida consistente em caso de ligação de canal, não haverá problema na interpolação de frequência mas posições de piloto entre símbolo e preâmbulo de dados podem não ser coincidentes. Por outras palavras, esta estrutura não necessita de estimativa de canal adicional para uma estrutura SP irregular, contudo, posições SP usadas na ligação de canal e posições de piloto do preâmbulo tornam-se diferentes para cada canal.

Fig. 45 mostra uma nova estrutura SP ou PP5' para proporcionar uma solução para os dois problemas supracitados em ambiente de ligação de canal. Especificamente, uma distância de piloto de x=16 pode resolver esses problemas. Para preservar densidade do piloto ou para manter a mesma informação adicional, um PP5' pode ter x=16, y=3, z=48 para GI=l/64 e um PP7' pode ter x=16, y=6, z=96 para GI=1/128. Capacidade de interpolação apenas de frequência pode ainda ser mantida. Posições de piloto são retratadas na Fig. 45 por comparação com a estrutura PP5. 28 ΡΕ2182669

Fig. 46 mostra um exemplo de um novo Padrão SP ou Estrutura PP5' em ambiente de ligação de canal. Como mostrado na figura 46, quer seja usado canal único quer seja usada Ligação de canal, uma distância de piloto eficaz x=16 pode ser proporcionada. Para além disto, porque posições SP podem ser feitas coincidir com posições de piloto do preâmbulo, deterioração de estimativa do canal causada pela irregularidade SP ou posições SP não coincidentes pode ser evitado. Por outras palavras, não existem posições SP irregulares para freq interpolada e a coincidência entre preâmbulo e posições de SP é proporcionada.

Consequentemente, os novos padrões SP propostos podem ser vantajosos e esse padrão SP único pode ser utilizado quer para o canal único quer para o canal ligado; nenhuma estrutura de piloto irregular pode ser causada, portanto uma estimativa de canal boa é possível; quer o preâmbulo quer a posição SP de piloto podem ser mantidos coincidentes; densidade de piloto pode ser mantida igual como para PP5 e PP7 respetivamente; e capacidade de interpolação apenas de frequência pode também ser preservada.

Para além disto, a estrutura de preâmbulo pode ir de encontro aos requisitos tais como as posições de piloto do preâmbulo devem cobrir todas as posições SP possíveis para aquisição de canal inicial; número máximo de portadoras deve ser 3409 (7, 61 MHz) para varrimento 29 ΡΕ2182669 inicial; devem ser utilizados exatamente os mesmos padrões de pilotos e sequência de mistura para deteção de C2; e não é necessário nenhum preâmbulo de deteção-especifico como PI em T2.

Em termos de relação com a estrutura da trama, granularidade de posição de segmento de dados pode ser modificada para 16 portadoras em vez de 12, portanto, menos informação adicional de endereçamento de posição podem ocorrer e nenhum outro problema relativo à condição de segmento de dados, condição de slot Nulo etc. pode ser esperado.

Por conseguinte, no módulo de estimativa do canal r501 da Fig. 62, pilotos em todos preâmbulos podem ser utilizados quando é realizada a interpolação de tempo do SP de simbolo de dados. Portanto, aquisição de canal e estimativa de canal nos limites da trama podem ser improvisados.

Agora, no que diz respeito aos requisitos relacionados com o preâmbulo e com a estrutura piloto, existe um consenso sobre o facto de que as posições de pilotos de preâmbulo e SPs devem coincidir independentemente da ligação de canal; o número total de portadoras no bloco de LI deve ser divisível pela distância de piloto para evitar estrutura irregular no limite da banda; blocos LI devem ser repetidos no dominio da frequência; e blocos de LI devem sempre estar 30 ΡΕ2182669 descodificáveis numa posição de janela sintonizadora arbitrária. Requisitos adicionais seriam essas posições de piloto e padrões deveriam ser repetidos por periodos de 8 MHz; desvio correto de frequência da portadora deve ser estimado sem conhecimento da ligação de canal; e descodificação de LI (reordenação) é impossível antes do desvio de frequência ser compensado.

Fig. 47 mostra uma relação entre o símbolo e o preâmbulo de dados quando são usadas estruturas de preâmbulo como mostrado na Fig. 52 e Fig. 53. Bloco de LI pode ser repetido por períodos de 6 MHz. Para descodificar Ll, quer desvio de frequência quer mudança de padrão do preâmbulo devem ser encontrados. Descodificação de Ll não é possível em posição de sintonizador arbitrário sem informação de ligação de canal e um recetor não pode diferenciar entre valor de deslocamento do preâmbulo e desvio de frequência.

Assim, um recetor, especificamente para remover cabeçalho da Trama r401 mostrado na Fig. 63 para realizar descodificação do sinal Ll, estrutura de ligação de canal precisa de ser obtida. Uma vez que é conhecida a quantidade de deslocamento do preâmbulo esperada nas duas regiões de sombra vertical na Fig. 47, módulo de sincronização do tempo/freq r505 na Fig. 62 pode estimar o desvio de frequência da portadora. Baseado na estimativa, o caminho de sinalização de Ll (r308-l~r301-l) na Fig. 64 pode descodificar Ll. 31 ΡΕ2182669

Fig. 48 mostra uma relação entre símbolo e preâmbulo de dados quando a estrutura de preâmbulo como mostrado na Fig. 55 é utilizada. Bloco de LI pode ser repetido por períodos de 8 MHz. Para descodificar Ll, apenas é necessário encontrar o desvio de frequência e conhecimento de ligação de canal pode não ser necessário. Desvio de frequência pode ser facilmente estimado utilizando a conhecida sequência Sequência Binária Pseudo Aleatória (PRBS). Como mostrado na Fig. 48, preâmbulo e símbolo de dados são alinhados, assim, procura de sincronização adicional pode-se tornar desnecessária. Portanto, para um recetor, especificamente para um módulo remover cabeçalho da Trama r401 mostrado na Fig. 63, é possível que seja apenas necessário obter picos de correlação com sequência de mistura do piloto para ser para realizar descodificação do sinal Ll. 0 módulo de sincronização tempo/freq r505na Fig. 62 pode estimar o desvio de frequência da portadora a partir da posição de pico.

Fig. 49 mostra um exemplo de perfil de atraso do canal de cabo.

Do ponto de vista do desenho do piloto, GI atual já protege em exagero a dispersão do atraso do canal de cabo. No pior caso, redesenhar o modelo de canal pode ser uma opção. Para repetir o padrão exatamente a cada 8 MHz, a distância do piloto devia ser um divisor de 3584 portadoras (z=32 ou 56). Uma densidade de piloto de z=32 pode aumentar 32 ΡΕ2182669 informação adicional dos pilotos, assim, z=56 pode ser escolhido. Ligeiramente menos cobertura de atraso pode não ser importante no canal de cabo. Por exemplo, pode ser 8 ys para PP5' e 4 ys Para PP7' comparados com 9,3 ys (PP5) e 4,7 ys (PP7). Atrasos significativos podem ser cobertos por ambos os Padrões de Piloto mesmo num caso pior. Para posição de piloto do preâmbulo, são necessárias não mais do que todas as posições SP no símbolo de dados.

Se o caminho de atraso -40 dB pode ser ignorado, divulgação de atraso atual pode tornar-se 2,5 us, 1/64 GI = 7 ys, ou 1/128 GI = 3,5 ys. Isto mostra que parâmetros de distância do piloto, z=56 pode ser um valor suficientemente bom. Adicionalmente, z=56 pode ser um valor conveniente para estruturar padrão de piloto que possibilita a estrutura de preâmbulo mostrada na Fig. 48.

Fig. 50 mostra estrutura de piloto disperso que utiliza z=56 e z=112 que é construído no módulo de inserção do piloto 404 na Fig. 42. PP5' (x=14, y=4, z=56) e PP7' (x=28, y=4, z=112) são propostos. Portadoras de extremidade podiam ser inseridas para fechar a extremidade.

Como mostrado na Fig. 50, pilotos são alinhados a 8 MHz de cada extremidade da banda, cada posição de piloto e estrutura de piloto podem ser repetidos a cada 8 MHz. Assim, esta estrutura pode suportar a estrutura de preâmbulo mostrada na Fig. 48. Para além disto, uma estrutura de piloto comum entre preâmbulo e símbolo de 33 ΡΕ2182669 dados pode ser utilizada. Portanto, módulo de estimativa de canal r501 na Fig. 62 pode realizar estimativa de canal utilizando interpolação no preâmbulo e simbolo de dados porque nenhum Padrão de Piloto irregular pode ocorrer, independentemente da posição de janela que é decidida pela localização de segmento de dados. Chegados a este ponto, utilizar apenas interpolação de frequência pode ser suficiente para compensar distorção de canal a partir da dispersão de atraso. Se é realizada interpolação adicional de tempo, pode ser realizada estimativa de canal mais precisa.

Consequentemente, no novo Padrão de Piloto proposto, posição de piloto e padrão podem ser repetidas com base num periodo de 8 MHz. Um único Padrão de Piloto pode ser utilizado para ambos preâmbulo e simbolo de dados. Descodificar LI pode sempre ser possível sem conhecimento de ligação de canal. Para além disto, o Padrão de Piloto proposto pode não afetar a uniformação com T2 porque a mesma estratégia de Padrão de piloto disperso pode ser utilizada; T2 já utiliza 8 diferentes Padrões de Piloto; e nenhuma complexidade de recetor significativa pode ser aumentada por padrões de piloto modificados. Para uma sequência de mistura do piloto, o período de PRBS pode ser 2047 (sequência m) ; geração PRBS pode ser restabelecida a cada 8 MHz, cujo período é de 3584; taxa de repetição do piloto de 56 pode ser também co-principal com 2047; e nenhum exemplar PAPR pode ser esperado. 34 ΡΕ2182669

Fig. 51 mostra um exemplo de um modulador baseado em OFDM. Fluxos de símbolo de entrada podem ser transformados em domínio de tempo pelo módulo IFFT 501. Se necessário, taxa de potência média para pico (PAPR) pode ser reduzida no módulo de redução PAPR 502. Para métodos PAPR, pode ser usada Extensão de constelação ativa (ACE) ou reserva de tonalidade. Módulo de inserção de GI 503 pode copiar uma última parte do símbolo OFDM eficiente para preencher intervalo de guarda numa forma de prefixo cíclico. Módulo de inserção de preâmbulo 504 pode inserir preâmbulo à frente de cada trama transmitida de tal forma que um recetor possa detetar sinal digital, trama e obter aquisição de desvio de tempo/freq. Chegados a este ponto, o sinal de preâmbulo pode realizar sinalização da camada física tal como tamanho FFT (3 bits) e tamanho de intervalo de Guarda do intervalo (3 bits) . O módulo de inserção de preâmbulo 504 pode ser omitido se o modulador for especificamente para DVB-C2.

Fig. 52 mostra um exemplo de uma estrutura de preâmbulo para ligação de canal, gerada no módulo 504 de inserção de preâmbulo na Fig. 51. Um bloco de Ll completo deve ser "sempre descodificável" em qualquer posição de janela de sintonização arbitrária a 7,61 MHz e nenhuma perda de sinalização de Ll independentemente da posição de janela do sintonizador dever ocorrer. Como mostrado, blocos de Ll podem ser repetidos no domínio da frequência por 35 ΡΕ2182669 períodos de 6 MHz. Símbolo de dados pode ser ligado por canal a cada 8 MHz. Se, para descodificar Ll, um recetor utiliza um sintonizador tal como o sintonizador r603 representado na Fig. 61 que utiliza uma largura de banda de 7,61 MHz, um Removedor de cabeçalho da trama r401 na Fig. 63 precisa de reordenar o bloco de Ll deslocado cíclico recebido (Fig. 53) para a sua forma original. Esta reordenação é possível porque o bloco de Ll é repetido para cada bloco 6 MHz. Fig. 53a pode ser reordenada na Fig. 53b.

Fig. 54 mostra um processo para desenhar um preâmbulo mais otimizado. A estrutura de preâmbulo da Fig. 52 utiliza apenas 6 MHz da largura de banda total do sintonizador de 7,61 MHz para descodificação de Ll. Em termos de eficiência de espectro, largura de banda do sintonizador de 7,61 MHz não é toda utilizada. Portanto, pode haver otimização adicional na eficiência de espectro.

Fig. 55 mostra outro exemplo de estrutura de preâmbulo ou estrutura de símbolos de preâmbulo para total eficiência do espetro, gerada no módulo de inserção de Cabeçalho da Trama 401 na Fig. 42. Tal como símbolo de dados, blocos de Ll podem ser repetidos no domínio da frequência por um período de 8 MHz. Um bloco de Ll completo continua "sempre descodificável" em qualquer posição de janela de sintonização de 7,61 MHz arbitrária. Depois de sintonizar, os dados de 7,61 MHz podem ser considerados como um código perfurado virtualmente. Possuindo exatamente a mesma largura de banda quer para símbolos quer para 36 ΡΕ2182669 preâmbulo de dados e exatamente a mesma estrutura de piloto para ambos preâmbulo e símbolo de dados podem maximizar a eficiência do espetro. Outras caraterísticas tais como propriedade de deslocamento cíclico e não envio do bloco de LI na ausência de segmento de dados podem ser mantidas inalteradas. Por outras palavras, a largura de banda de símbolos de preâmbulo pode ser idêntica à largura de banda de símbolo de dados ou, como mostrado na Fig. 57, a largura de banda dos símbolos de preâmbulo pode ser a largura de banda do sintonizador (aqui, é de 7,61 MHz). A largura de banda do sintonizador pode ser definida como uma largura de banda que corresponde a um número total de portadoras ativas quando um canal único é utilizado. Ou seja, a largura de banda do símbolo de preâmbulo pode corresponder ao número total de portadoras ativas (aqui, é de 7,61 MHz).

Fig. 56 mostra um código perfurado virtualmente. Os dados de 7,61 MHz entre o bloco de LI de 8 MHz podem ser considerados como codificado perfurado. Quando um sintonizador r603 mostrado na Fig. 61 utiliza largura de banda de 7,61 MHz para descodificação de Ll, Removedor de cabeçalho de trama r401 na Fig. 63 necessita de reordenar o bloco de Ll deslocado cíclico recebido, para a forma original como mostrado na Fig. 56. Chegados a este ponto, descodificação de Ll é realizada utilizando toda a largura de banda do sintonizador. Um vez que o bloco de Ll seja reordenado, um espetro do bloco de Ll reordenado pode ter uma região em branco dentro do espetro como mostrado no lado direito em cima na Fig. 56 porque um tamanho de bloco 37 ΡΕ2182669 de LI original é a largura de banda de 8 MHz.

Um vez que a região em branco esteja preenchida com zeros, quer depois de desintercalamento no domínio do símbolo pelo desintercalador de freq. r403 na Fig. 63 quer pelo desintercalador de símbolo r308-l na Fig. 64 quer depois de desintercalar no domínio do bit através do símbolo desmapeador r306-l, bit mux r305-l, e desintercalador interior r304-l na Fig. 64, o bloco pode ter uma forma que parece ter sido perfurada como mostrado no lado direito inferior da Fig. 56.

Este bloco de LI pode ser descodificado no módulo descodificador perfurado/reduzido r303-l na Fig. 64. Utilizando esta estrutura de preâmbulo, a largura de banda inteira do sintonizador pode ser utilizada, possibilitando assim o aumento da eficiência do espetro e ganho de codificação. Para além disto, uma largura de banda idêntica e estrutura de piloto podem ser utilizadas para os símbolos de preâmbulo e de dados.

Para além disto, se o largura de banda de preâmbulo ou a largura de banda dos símbolos de preâmbulo é definida como uma largura de banda do sintonizador como mostrado na Fig. 58, (é de 7,61 MHz no exemplo), um bloco de LI completo pode ser obtido depois de reordenação ainda que sem perfuração. Por outras palavras, para uma trama possuindo símbolos de preâmbulo, em que os símbolos de preâmbulo têm pelo menos um bloco de camada 1 (Ll), pode 38 ΡΕ2182669 dizer-se, o bloco de LI tem 3408 sub-portadoras ativas e as 3408 sub-portadoras ativas correspondem a 7,61 MHz de banda de Rádio Frequência (RF) de 8 MHz.

Assim, eficiência de espetro e desempenho de descodificação de LI podem ser maximizados. Por outras palavras, num recetor, descodificação pode ser realizada no módulo de descodificação perfurado/reduzido r303-l na Fig. 64, depois de realizar apenas desintercalamento no domínio do símbolo.

Consequentemente, a nova estrutura de preâmbulo proposta pode ser vantajosa pelo facto de ser totalmente compatível com preâmbulo utilizado anteriormente exceto pelo facto da largura de banda ser diferente; blocos de LI são repetidos por períodos de 8 MHz; bloco de LI pode ser sempre descodificável i ndependentemente da posição de j anela do sintonizador; Toda a largura de banda do sintonizador pode ser usada para descodificar Ll; eficiência de espetro máxima pode garantir mais ganho de codificação; bloco de LI incompleto pode ser considerado como codificado perfurado; a mesma estrutura simples de piloto pode ser usada quer para preâmbulo quer para dados; uma largura de banda idêntica pode ser usada quer para preâmbulo quer para dados.

Fig. 59 mostra um exemplo de um processador analógico. Um módulo 601 DAC pode converter a entrada de sinal digital em sinal analógico. Depois da transmissão a 39 ΡΕ2182669 largura de banda de frequência é convertida para cima (602) e sinal filtrado analógico (603) pode ser transmitido.

Fig. 60 mostra um exemplo de um sistema recetor digital. Sinal recebido é convertido em sinal digital num módulo de processo analógico rl05. Um desmodulador rl04 pode converter o sinal em dados no domínio da frequência. Um analisador de trama rl03 pode remover pilotos e cabeçalhos e permitir seleção de informação de serviço que precisa de ser descodificada. Um desmodulador BICM rl02 pode corrigir erros no canal de transmissão. Um processador de saída rlOl pode restaurar o fluxo de serviço originalmente transmitido e informação de tempo.

Fig. 61 mostra um exemplo de processador analógico utilizado no recetor. Um módulo Sintonizador/AGC r603 pode selecionar largura de banda de frequência desejada a partir do sinal recebido. Um módulo de conversão para baixo r602 pode restaurar a banda de base. Um módulo ADC r601 pode converter sinal analógico em sinal digital.

Fig. 62 mostra um exemplo de desmodulador. Um módulo r506 de deteção de trama pode detetar o preâmbulo, verificar se um sinal digital correspondente existe, e detetar um início de uma trama. Um módulo de sincronização do tempo/freq r505 pode realizar sincronização nos domínios de tempo e frequência. Chegados a este ponto, para sincronização do domínio de tempo, uma correlação do intervalo de guarda pode ser utilizada. Para sincronização 40 ΡΕ2182669 do domínio de frequência, pode ser utilizada correlação ou pode ser estimado o desvio da informação da fase de uma sub-portadora que é transmitida no domínio da frequência. Um módulo r504 de remoção do preâmbulo pode remover o preâmbulo da frente de trama detetada. Um módulo de remoção de GI r503 pode remover intervalo de guarda. Um módulo FFT r501 pode transformar sinal no domínio do tempo em sinal no domínio da frequência. Um módulo de estimativa/equalização do canal r501 pode compensar erros por distorção de estimativa no canal de transmissão utilizando símbolo de piloto. O módulo de remoção do Preâmbulo r504 pode ser omitido se o desmodulador for especificamente para DVB-C2.

Fig. 63 mostra um exemplo de analisador de trama. Um módulo de remoção de piloto r404 pode remover símbolo de piloto. Um módulo desintercalador de freq r403 pode realizar desintercalamento no domínio da frequência. Um fusor de símbolos OFDM r402 pode restaurar a trama de dados a partir de fluxos de símbolo transmitidos em símbolos OFDM. Um módulo de remoção de cabeçalho r401 de um trama pode extrair sinalização da camada física do cabeçalho de cada uma das tramas transmitidas e remover o cabeçalho. Informação extraída pode ser usada como parâmetro para processos seguintes no recetor.

Fig. 64 mostra um exemplo de um desmodulador BICM. Fig. 64a mostra um caminho de dados e Fig. 64b mostra um caminho de sinalização de LI. Um desintercalador de símbolo r308 pode realizar desintercalamento no domínio do símbolo. Um extrator ModCod r307 pode extrair parâmetros 41 ΡΕ2182669

ModCod da frente de cada trama BB e torna os parâmetros disponíveis para os processos de desmodulação e descodificação adaptativos/variáveis que se seguem. Um desmapeador de Símbolo r306 pode desmapear fluxos de símbolo de entrada em fluxos de taxa de Probabilidade Longa (LLR) de bit. Os fluxos LLR do bit de Saída podem ser calculados através da utilização de uma constelação usada num mapeador de Símbolo 306 do transmissor como ponto de referência. Chegados a este ponto, quando é utilizado o MQAM ou NU-MQAM supracitados, ao calcular quer o eixo I quer o eixo Q quando se calcula o bit mais próximo do MSB e ao calcular quer o eixo I quer o eixo Q quando se calculam os bits restantes, um desmapeador de símbolo eficiente pode ser implementado. Este método pode ser aplicado a, por exemplo, LLR Aproximado, LLR Exato, ou Decisão firme.

Quando uma constelação otimizada de acordo com a capacidade de constelação e taxa de código de correção de erro no mapeador de Símbolo 306 do transmissor é usada, o desmapeador de Símbolo r306 do recetor pode obter uma constelação utilizando a taxa de código e capacidade de informação de constelação transmitida a partir do transmissor. O bit de mux r305 do recetor pode realizar uma função inversa do bit de demux 305 do transmissor. O desintercalador Interior r304 e desintercalador exterior r302 do recetor podem realizar funções inversas do intercalador interior 304 e intercalador exterior 302 do transmissor, respetivamente para terem o fluxo de bits na sequência original. O desintercalador exterior r302 pode 42 ΡΕ2182669 ser omitido se o desmodulador BICM for especificamente para DVB-C2. 0 descodificador interior r303 e descodificador exterior do recetor r301 podem realizar processos de descodificação correspondentes ao codificador interior 303 e codificador exterior 301 do transmissor, respetivamente, para corrigir erros no canal de transmissão. Processos similares realizados no caminho de dados podem ser realizados no caminho de sinalização de Ll, mas com parâmetros diferentes (r308-l~r301-l). Chegados a este ponto, como explicado na parte do preâmbulo, um módulo de código reduzido/perfurado r303-l pode ser utilizado para descodificação de sinal de Ll.

Fig. 65 mostra um exemplo de descodificação LDPC utilizando redução/perfuração. Um demux r301a pode produzir separadamente parte da informação e parte de paridade do código sistemático de fluxos de bit de entrada. Para a parte da informação, um preenchimento com zeros (r302a) pode ser realizado de acordo com um número de fluxos de bit de entrada do descodificador LDPC, para a parte da paridade, fluxos de bit de entrada para descodificador LDPC (r303a) pode ser gerado pela parte perfurada de-perfuradora. Descodificação LDPC (r304a) pode ser realizada nos fluxos de bit gerados, zeros na parte da informação podem ser removidos e produzidos (r305a).

Fig. 66 mostra um exemplo de processador de 43 ΡΕ2182669 saída. Um misturador BB r209 pode restaurar fluxos de bit misturados (209) no transmissor. Um Divisor r208 pode restaurar tramas BB que correspondem a PLP múltiplos que são multiplexados e transmitidos a partir do transmissor de acordo com o caminho PLP. Para cada caminho PLP, um removedor de cabeçalho BB r207-l~n pode remover o cabeçalho que é transmitido à frente da trama BB. Um descodificador CRC r206-l~n pode realizar descodificação CRC e tornar as tramas BB confiáveis disponíveis para seleção. Uns módulos de inserção de pacote Nulo r205-l~n podem restaurar pacotes nulos que foram removidos para conseguir maior eficiência de transmissão na sua localização original. Uns módulos de recuperação de Atraso r204-l~n podem restaurar um atraso que existe entre cada caminho PLP.

Uns módulos de recuperação de relógio de saída r203-l~n podem restaurar o tempo original de fluxo de serviço a partir da informação de tempo transmitida a partir dos módulos de sincronização do fluxo de entrada 203-l~n. Uns módulos da interface de saida r202-l~n podem restaurar dados no pacote TS/GS a partir dos fluxos de bit de entrada que são divididos na trama BB. Uns módulos pós-processo de saída r201-l~n podem restaurar fluxos TS/GS múltiplos num fluxo TS/GS completo, se necessário. Os blocos sombreados mostrados na Fig. 66 representam módulos que podem ser utilizados quando um único PLP é processado de uma só vez e o resto dos módulos de representação de blocos que podem ser utilizados quando múltiplos PLP são processados ao mesmo tempo. 44 ΡΕ2182669

Padrões de piloto do preâmbulo foram desenhados cuidadosamente para evitar aumento PAPR, assim, mesmo que a taxa de repetição LI possa aumentar PAPR têm de ser considerado. 0 número de bits de informação de LI varia dinamicamente de acordo com a ligação de canal, o número de PLPs, etc. Em detalhe, é necessário considerar coisas tais como tamanho do bloco de LI fixo pode introduzir informação complementar desnecessária; sinalização de Ll deve ser protegida de um modo mais forte do que os símbolos de dados; e intercalamento de tempo do bloco de Ll pode melhorar a robustez sobre deficiências do canal tal como necessidade de ruído impulsivo.

Para uma taxa de repetição do bloco de Ll de 8 MHz, como mostrado na Fig. 67, eficiência total do espectro (aumento de BW em 26,8%) é exibido com perfuração virtual mas o PAPR pode ser aumentado desde que largura de banda Ll seja a mesma dos símbolos de dados. Para a taxa de repetição de 8 MHz, frequência de intercalamento de 4K-FFT DVB-T2 pode ser utilizada para uniformização e o mesmo padrão pode repetir-se ao longo de um período de 8 MHz depois de intercalamento.

Para uma taxa de repetição do bloco de Ll de 6 MHz, como mostrado na Fig. 68, reduzida eficiência do espetro pode ser exibida sem perfuração virtual. Um problema semelhante de PAPR no caso de 8 MHz pode ocorrer uma vez que o Ll e larguras de bandas de símbolo de dados partilham LCM=24 MHz. Para a taxa de repetição de 6 MHz, 45 ΡΕ2182669 pode ser usado intercalamento de frequência 4K-FFT DVB-T2 para uniformização e o mesmo padrão pode repetir-se num periodo de 24 MHz depois de intercalamento.

Fig. 69 mostra uma nova taxa de repetição do bloco de LI de 7,61 MHz ou total largura de banda do sintonizador. Uma eficiência de espectro total (aumento de BW em 26,8%) pode ser obtida sem perfuração virtual. Não pode haver exemplares PAPR uma vez que LI e larguras de banda do simbolo de dados partilham LCM~1704 MHz. Para a taxa de repetição de 7,61 MHz, intercalamento de frequência de 4K-FFT DVB-T2 pode ser utilizado para uniformização e o mesmo padrão pode repetir-se por periodos de cerca de 1704 MHz depois de intercalamento.

Fig. 7 0 é um exemplo de sinalização de LI que é transmitida no cabeçalho da trama. Cada informação na sinalização de LI pode ser transmitida para o recetor e pode ser usada como um parâmetro de descodificação. A informação pode ser usada, especialmente no caminho do sinal de LI mostrado na Fig. 64 e PLPs podem ser transmitidos em cada segmento de dados. Pode ser obtido um aumento da robustez para cada PLP.

Fig. 72 é um exemplo de um intercalador de simbolo 308-1 como mostrado no caminho de sinalização de LI na Fig. 37 e também pode ser um exemplo dos seus desintercaladores de simbolo correspondentes r308-l como mostrado no caminho de sinalização de LI na Fig. 64. Blocos 46 ΡΕ2182669 com linhas de título representam blocos de LI e blocos sólidos representam portadoras de dados. Blocos de LI podem ser transmitidos não apenas dentro de um único preâmbulo, mas também podem ser transmitidos dentro de múltiplos blocos OFDM. Dependendo de um tamanho de bloco de Ll, o tamanho do bloco de intercalamento pode variar. Por outras palavras, num_Ll_sym e alcance de Ll podem ser diferentes uns dos outros. Para minimizar informação complementar desnecessária, dados podem ser transmitidos dentro das restantes portadoras dos símbolos OFDM onde o bloco de Ll é transmitido. Chegados a este ponto, eficiência do espectro total pode ser garantida porque o ciclo de repetição de bloco de Ll é ainda uma largura de banda total do sintonizador. Na Fig. 72, os números em blocos com linhas inclinadas representam a ordem de bit dentro de um bloco LDPC único.

Consequentemente, quando os bits são escritos numa memória de intercalamento na direção da seta de acordo com um índice de símbolos como mostrado na Fig. 72 e lido na direção da coluna de acordo para o índice de portadoras, pode ser obtido um efeito de intercalamento do bloco. Por outras palavras, um bloco LDPC pode ser intercalado no domínio de tempo e no domínio da frequência e depois pode ser transmitido. Num_Ll_sym pode ser um valor pré-determinado, por exemplo, um número entre 2~4 pode ser definido como um número de símbolos OFDM. Chegados a este ponto, para aumentar a granularidade do tamanho do bloco de Ll, um código LDPC perfurado/reduzido possuindo um 47 ΡΕ2182669 comprimento mínimo de palavra de código pode ser utilizado para proteção de LI.

Fig. 73 é um exemplo de um transmissão de bloco de Ll. Fig. 73 ilustra Fig. 72 no domínio da trama. Como mostrado na Fig. 73a, blocos de Ll podem ser abrangidos na largura de banda total do sintonizador ou como mostrado na Fig. 73b, blocos de Ll podem ser parcialmente abrangidos e o resto das portadoras podem ser usadas como portadoras de dados. Em qualquer dos casos, pode-se observar que a taxa de repetição do bloco de Ll pode ser idêntica a uma largura de banda total do sintonizador. Para além disto, para símbolos OFDM que usam sinalização de Ll incluindo preâmbulo, apenas pode ser realizado intercalamento de símbolo enquanto não é permitida a transmissão de dados nesses símbolos OFDM. Consequentemente, para símbolo OFDM utilizado para sinalização de Ll, um recetor pode descodificar Ll através da realização da desintercalamento sem descodificação de dados. Chegados a este ponto, o bloco de Ll pode transmitir sinalização de Ll da trama corrente ou sinalização de Ll de uma trama subsequente. Do lado do recetor, parâmetros Ll descodificados do caminho de descodificação de sinalização de Ll mostrado na Fig. 64 podem ser usados para o processo de descodificação para caminho de dados a partir do analisador da trama da trama subsequente.

Em resumo, num transmissor, blocos de intercalamento da região Ll podem ser realizados escrevendo 48 ΡΕ2182669 blocos numa memória numa direção da seta e lendo os blocos escritos a partir da memória numa direção da coluna. Num recetor, blocos desintercaladores de região LI podem ser realizados escrevendo blocos numa memória numa direção da coluna e lendo os blocos escritos a partir da memória numa direção da seta. As direções de leitura e escrita do transmissor e recetor podem ser intercambiadas.

Quando é realizada simulação com suposições tais como CR=l/2 para proteção de LI e para uniformização T2; mapeamento de símbolo QAM 16; densidade de piloto de 6 no Preâmbulo; número de LDPC reduzido implica que é realizada a quantidade necessária de perfuração/redução, resultados ou conclusões tal como apenas preâmbulo para transmissão LI pode não ser suficiente; o número de símbolos OFDM depende da quantidade do tamanho do bloco de Ll; palavras de código LDPC mais pequenas (e.g. informação de 192 bits) entre código reduzido/perfurado podem ser utilizadas para flexibilidade e granularidade fina; e Preenchimento pode ser adicionado se necessário com informação complementar negligenciável, podem ser obtidos. 0 resultado é resumido na Fig. 71.

Consequentemente, para uma taxa de repetição do bloco de Ll, largura de banda total do sintonizador sem perfuração virtual pode ser uma boa solução e ainda assim podem não surgir exemplares PAPR com eficiência de espectro total. Para sinalização de Ll, estrutura de sinalização eficiente pode permitir máxima configuração num ambiente de 49 ΡΕ2182669 8 ligações de canais, 32 entalhes, 256 segmentos de dados, e 256 PLPs. Para estrutura de bloco de Ll, sinalização de LI flexível pode ser implementada de acordo com o tamanho do bloco de Ll. Intercalamento de tempo pode ser realizado para obter melhor robustez para uniformização T2. Menos informação excessiva pode permitir transmissão de dados no preâmbulo.

Intercalamento de bloco do bloco de Ll pode ser realizado para melhor robustez. 0 intercalamento pode ser realizado com um número pré-definido fixo de símbolos Ll (num_Ll_sym) e um número de portadoras abrangidas por Ll como um parâmetro (Ll_span) . A mesma técnica é usada para intercalamento de preâmbulo P2 na DVB-T2.

Bloco de Ll de tamanho variável pode ser utilizado. Tamanho pode ser adaptável à quantidade de bits de sinalização de Ll, resultando em informação complementar reduzida. Eficiência de espectro total pode ser obtida sem exemplar PAPR. Menos do que a repetição 7,61 MHz pode significar mais redundância pode ser enviada mas não utilizada. Nenhum exemplar PAPR pode surgir por causa da taxa de repetição de 7,61 MHz para bloco de Ll.

Utilizando os métodos e dispositivos sugeridos, de entre outras vantagens é possível implementar um transmissor digital, recetor e estrutura da sinalização da camada física eficientes.

Ao transmitir informação ModCod em cada cabeçalho 50 ΡΕ2182669 da trama BB que é necessário para ACM/VCM e ao transmitir o resto da sinalização da camada fisica num cabeçalho da trama, informação excessiva de sinalização pode ser minimizada. QAM modificada pode ser implementada para uma maior eficiência energética de transmissão ou um sistema de difusão digital de maior resistência ao ruido. O sistema pode incluir transmissor e recetor para cada exemplo divulgado e as suas combinações.

Uma QAM Não-Uniforme Improvisada pode ser implementada para uma maior eficiência energética de transmissão ou um sistema de difusão digital de maior resistência ao ruido. É também descrito um método para utilização de taxa de código de código de correção de erro de NU-MQAM e MQAM. O sistema pode incluir transmissor e recetor para cada exemplo divulgado e as suas combinações. O método de sinalização de LI sugerido pode reduzir informação excessiva em 3~4% minimizando informação excessiva de sinalização durante a ligação de canal.

Será evidente para os peritos na técnica que várias modificações e variações podem ser feitas na presente invenção sem sair do âmbito da invenção.

Lisboa, 10 de Dezembro de 2012

Claims (14)

1. ΡΕ2182669 1 REIVINDICAÇÕES 1. Um método para transmitir pelo menos uma trama de sinal de difusão possuindo Tubo da Camada Fisica, PLP, dados e dados do preâmbulo, o método consistindo em: mapear bits dos dados de PLP em simbolos de dados de PLP e bits dos dados do preâmbulo em simbolos de dados do preâmbulo; construir pelo menos um segmento de dados baseado no símbolo de dados de PLP, cada segmento de dados transportando um ou múltiplos PLP; construir uma trama de sinal baseada nos símbolos de dados do preâmbulo e em pelo menos um segmento de dados, os símbolos de dados do preâmbulo possuindo Camada 1, Ll, informação de sinalização para sinalização da pelo menos um segmento de dados, modular a trama de sinal através de um método, de Multiplexagem por Divisão de Frequência Ortogonal, OFDM; e transmitir a trama de sinal modulado, caraterizado pelo facto de a informação de sinalização de Ll compreender informação ID do segmento de dados que identifica o segmento de dados e informação ID de PLP que identifica cada PLP transportado no segmento de dados.
2. 2. 0 método de acordo com a reivindicação 1, em que um comprimento da informação ID do segmento de dados é 8 bits.
3. 3. 0 método de acordo com a reivindicação 1, em que a informação de sinalização de Ll inclui ainda informação TIPO DE CARGA PLP que indica um tipo de dados de 2 ΡΕ2182669 carga transportados pelo PLP e informação TIPO PLP que indica se um tipo do PLP é um PLP comum.
4. 4. 0 método de acordo com a reivindicação 1, compreendendo ainda; codificar os dados do preâmbulo através de um esquema de codificação, correção de erro avançada, FEC, reduzida e perfurada.
5. 5. Um método de receber sinais num recetor compreendendo; desmodular os sinais recebidos utilizando um método, de Multiplexagem por Divisão de Frequência Ortogonal, OFDM; obter uma trama de sinal a partir dos sinais desmodulados, compreendendo a trama de sinal símbolos de dados do preâmbulo e pelo menos um segmento de dados, cada segmento de dados incluindo Tubo da Camada Física, PLP, símbolo de dados de um ou múltiplos PLP, os símbolos de dados do preâmbulo possuindo camada 1, Ll, informação de sinalização, a informação de sinalização de Ll possuindo informação ID do segmento de dados que identifica o segmento de dados e informação ID do PLP que identifica cada PLP transportado no segmento de dados; desmapear os bits em símbolos de dados do preâmbulo e bits em símbolos de dados de PLP; e descodificar os bits em símbolos de dados do preâmbulo através de um esquema de descodificação, correção de erro avançada, FEC, reduzida e perfurada. em que os símbolos de dados do preâmbulo são divididos em blocos de Ll com a mesma largura de banda e em que, quando uma janela de sintonização do recetor inclui partes de diferentes blocos de Ll, sub-portadoras dos 3 ΡΕ2182669 blocos de Ll incluídas na janela de sintonização são reordenadas pelo recetor.
6. 6. 0 método de acordo com a reivindicação 5, em que um comprimento da informação ID do segmento de dados é 8 bits.
7. 7. 0 método de acordo com a reivindicação 5, em que a informação de sinalização de Ll inclui ainda Informação TIPO DE CARGA PLP que indica um tipo de dados de carga transportados pela informação PLP e TIPO PLP que indica se um tipo de PLP é um PLP comum.
8. 8. Um transmissor para transmitir pelo menos uma trama de sinal de difusão possuindo Tubo da Camada Física, PLP, dados e dados do preâmbulo, compreendendo: um mapeador (306; 306-1) configurado para mapear bits dos dados de PLP em símbolos de dados de PLP e bits dos dados do preâmbulo em símbolos de dados do preâmbulo; um construtor de segmento de dados (208) configurado para construir pelo menos um segmento de dados baseado nos símbolos de dados de PLP, transportando cada segmento de dados um ou múltiplos PLP; um construtor de trama (103) configurado para construir uma trama de sinal baseada nos símbolos de dados do preâmbulo e em pelo menos um segmento de dados, os símbolos de dados do preâmbulo possuindo camada 1, Ll, informação de sinalização para sinalização de pelo menos um segmento de dados, a informação de sinalização de Ll possuindo informação ID d segmento de dados que identifica o segmento de dados e informação ID do PLP que identifica cada PLP transportado no segmento de dados; um modulador (104) configurado para modular a trama de 4 ΡΕ2182669 sinal através de um método, de Multiplexagem por Divisão de Frequência Ortogonal, OFDM; e um unidade de transmissão configurada para transmitir a trama do sinal modulado.
9. 9. 0 transmissor da reivindicação 8, em que um comprimento da informação ID do segmento de dados é 8 bits.
10. 10. O transmissor da reivindicação 8, em que a informação de sinalização de Ll inclui ainda informação TIPO DE CARGA PLP que indica um tipo de carga de dados transportada pela informação PLP e TIPO PLP que indica se um tipo de PLP é um PLP comum.
11. 11. O transmissor da reivindicação 8, compreendendo ainda; um codificador (302c) configurado para codificar os dados do preâmbulo através de um esquema de codificação FEC reduzido e perfurado.
12. 12. Um recetor para receber sinais para difusão de video digital, compreendendo; um desmodulador (rl04) configurado para desmodular os sinais recebidos utilizando um método de Multiplexagem por Divisão de Frequência Ortogonal, OFDM; um Analisador de trama (rl03) configurado para obter uma trama de sinal dos sinais desmodulados, consistindo a trama de sinal em símbolos de dados do preâmbulo e pelo menos um segmento de dados, cada segmento de dados incluindo Tubo da Camada Física, PLP, símbolo de dados de um ou múltiplos PLP, os símbolos de dados do preâmbulo possuindo Camada 1, Ll, informação de sinalização, a informação de sinalização de Ll possuindo informação ID do 5 ΡΕ2182669 segmento de dados que identifica o segmento de dados e informação ID PLP que identifica cada PLP transportado no segmento de dados; um desmapeador (r306; r306-l) configurado para desmapear os símbolos de dados do preâmbulo em bits dos dados do preâmbulo e simbolos dos dados de PLP em bits de dados de PLP; e um descodificador (r303; r303-l) configurado para descodificar os bits de dados do preâmbulo através de um esquema de descodificação FEC reduzido e perfurado, em que os simbolos de dados do preâmbulo são divididos em blocos de LI com a mesma largura de banda e em que, quando uma janela sintonizadora do recetor inclui partes de blocos de LI diferentes, sub-portadoras dos blocos de LI incluídas na janela sintonizadora são reordenadas pelo recetor.
13. 13. 0 recetor da reivindicação 12, em que um comprimento da informação do ID do segmento de dados é 8 bits.
14. 14. 0 recetor da reivindicação 12, em que a informação de sinalização de LI inclui ainda informação TIPO DE CARGA PLP que indica um tipo de dados de carga transportados pela informação PLP e TIPO PLP que indica se um tipo de PLP é um PLP comum. Lisboa, 10 de Dezembro de 2012