PT2190135E

PT2190135E - Aparelho para transmissão e receção de um sinal e método para transmissão e receção de um sinal

Info

Publication number: PT2190135E
Application number: PT09161825T
Authority: PT
Inventors: Woo Suk Ko; Sang Chul Moon
Original assignee: Lg Electronics Inc
Priority date: 2008-11-19
Filing date: 2009-06-03
Publication date: 2012-06-21
Also published as: EP2432145A3; SI2432144T1; ATE549807T1; CN102217266A; PL2432144T3; PT2432144E; EP2432145B1; DK2432145T3; CN103929397B; ES2385021T3; PL2190135T3; PT2432145E; SI2190135T1; EP2432144A2; EP2190135B1; EP2432144B1; EP2190135A1; EP2432145A2; PL2432145T3; SI2432145T1

Description

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DESCRIÇÃO "APARELHO PARA TRANSMISSÃO E RECEÇÃO DE UM SINAL E MÉTODO PARA TRANSMISSÃO E RECEÇÃO DE ΌΜ SINAL" ANTECEDENTES DA INVENÇÃO Campo da Invenção A presente invenção diz respeito a um método para transmissão e receção de um sinal e a um aparelho para transmissão e receção de um sinal, e mais particularmente, a um método para transmissão e receção de um sinal e a um aparelho para transmissão e receção de um sinal, que são capazes de melhorar a eficiência de transmissão de dados.

Descrição da Técnica Relacionada

Como tem sido desenvolvida uma tecnologia de radiodifusão digital, os utilizadores receberam uma imagem de movimento em alta definição (HD) . Com o desenvolvimento contínuo de um algoritmo de compressão e o elevado desempenho do hardware, será proporcionado um melhor ambiente aos utilizadores no futuro. Um sistema de televisão digital (DTV) pode receber um sinal de radiodifusão digital e fornecer uma variedade de serviços suplementares aos utilizadores, bem como um sinal de video - 2 - ΡΕ2190135 e um sinal de áudio. A Difusão de Video Digital - Digital Video Broadcasting (DVB)-C2 é a terceira especificação a juntar-se à familia do DVB de sistemas de transmissão de segunda geração. Desenvolvido em 1994, hoje o DVB-C está implantado em mais de 50 milhões de sintonizaçãoes de cabo em todo o mundo. Em consonância com os demais sistemas DVB de segunda geração, o DVB-C2 usa uma combinação de verificação de paridade de baixa densidade (LDPC) e códigos de BCH. Esta poderosa correção de erros sem canal de retorno (Forward Error Correction - FEC) fornece cerca de 5dB de melhoria da relação portadora-ruido em relação ao DVB-C. Esquemas de intercalação de bit apropriados otimizam a robustez geral do sistema FEC. Estendidas por um cabeçalho, estas tramas são chamadas de tubos de camada fisica - Physical Layer Pipes (PLP). Um ou mais destes PLPs são multiplexados numa janela de dados. É aplicada intercalação de duas dimensões (nos dominios de tempo e frequência) a cada janela permitindo ao recetor eliminar o impacto das deficiências das rajadas e interferências seletivas nas frequências tais como ingresso de frequência simples. WO 2008/097368 descreve um método para formatar pacotes para ligações de satélite descendentes. O documento EP2187557 A2 (LG Electronics Inc [KR] , Woo Suk Ko [KR] e Sang Chui Moon [KR]), publicado em 19.05.2010 e tendo a data de prioridade 18.11.2008 descreve um método de transmissão de um sinal DVB. - 3 - ΡΕ2190135

Com o desenvolvimento destas tecnologias de radiodifusão digital, um requisito para um serviço tal como um sinal de video e um sinal de áudio aumentou e a dimensão dos dados desejados pelos utilizadores ou o número de canais de radiodifusão tem aumentado gradualmente.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

Nesse sentido, a presente invenção destina-se a um método para transmissão e receção de um sinal e a um aparelho para transmissão e receção de um sinal que obvia substancialmente um ou mais problemas devido a limitações e desvantagens da técnica relacionada.

Um objetivo da presente invenção é fornecer um método de transmissão de sinal de radiodifusão para um recetor, o método compreendendo: codificação dos dados PLP e colocando na sarda FECFrame; mapeando a FECFrame pela constelação de QAM e colocando na sarda XFECFrame; construção de uma trama de sinal com base na XFECFrame e simbolos de preâmbulo, em que os simbolos de preâmbulo tendo informação de PLP START que indica a posição inicial da primeira XFECFrame completa do PLP; modulando a trama de sinal num método de Multiplexagem Ortogonal por Divisão da Frequência - Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM); e transmissão da trama de sinal modulada.

Outro aspeto da presente invenção fornece um método de receção de sinal de radiodifusão, o método ΡΕ2190135 - 4 - compreendendo: desmodulação do sinal recebido através do uso de um método de Multiplexagem Ortogonal por Divisão da Frequência - Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM); obtenção de uma trama de sinal a partir dos sinais desmodulados, a trama de sinal composta por simbolos de preâmbulo e janelas de dados, os simbolos de preâmbulo tendo informação PLP START que indica a posição inicial da primeira XFECFrame completa do PLP, a janela de dados compreendendo pelo menos uma XFECFrame e transportando pelo menos um PLP; e desmapeando os XFECFrames pela constelação de QAM e colocando na sarda FECFrames.

Ainda um outro aspeto da presente invenção fornece um transmissor de transmissão de radiodifusão de sinal para um recetor, o transmissor compreendendo: um codificador configurado para codificar os dados do PLP e colocar na sarda FECFrame; um mapeador configurado para mapear a FECFrame através da constelação de QAM e colocar na sarda XFECFrame; um construtor de tramas configurado para construir uma trama de sinal com base na XFECFrame e simbolos de preâmbulo, em que os simbolos de preâmbulo tendo informação PLP START que indica a posição inicial da primeira XFECFrame completa do PLP; um modulador configurado para modular a trama de sinal num método de Multiplexação Ortogonal por Divisão de Frequência - Orthogonal Frequency Division Multiplexing - OFDM; e uma unidade de transmissão configurada para transmitir a trama de sinal modulado. ΡΕ2190135 - 5 -

Ainda um outro aspeto da presente invenção fornece um recetor de receção de sinal de radiodifusão, o recetor compreendendo: um desmodulador configurado para desmodular o sinal recebido através do uso de um método de Multiplexação Ortogonal por Divisão de Frequência Orthogonal Frequency Division Multiplexing - OFDM; um analisador de tramas configurado para obter uma trama de sinal a partir dos sinais, a trama de sinal composta por simbolos de preâmbulo e janelas de dados, os simbolos de preâmbulo tendo informação PLP START que indica a posição inicial da primeira XFECFrame completa do PLP, a janela de dados compreendendo pelo menos uma XFECFrame e transportando pelo menos um PLP; e um desmapeador configurado para desmapear as XFECFrames pela constelação de QAM e colocando na sarda FECFrames.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

Os desenhos acompanhantes, que estão incluidos para proporcionar uma compreensão adicional da invenção e estão incorporados e constituem uma parte desta aplicação, ilustram forma(s) de realização da invenção e juntamente com a descrição servem para explicar o principio da invenção. Nos desenhos: A Fig. 1 é um exemplo de modulação de amplitude em quadratura-64 (QAM) utilizado no DVB-T Europeu. A Fig. 2 é um método de Código de Gray Binário - 6 - ΡΕ2190135

Refletido - Binary Reflected Gray Code (BRGC). A Fig. 3 é uma saída próxima de uma Gaussiana modificando QAM-64 usado em DVB-T. A Fig.4 é a distância de Hamming entre par Refletido no BRGC. A Fig. 5 são caraterísticas no QAM onde o par Refletido existe para cada eixo I e para cada eixo Q. A Fig. 6 é um método de modificação do QAM utilizando o par Refletido do BRGC. A Fig. 7 é um exemplo de QAM-64/256/1024/4096 modificado.

As Figs. 8-9 são um exemplo de QAM-64 modificado usando o Par Refletido de BRGC.

As Figs. 10-11 são um exemplo de QAM-256 modificado usando o Par Refletido de BRGC. As Figs. 12-13 são um exemplo de QAM-1024 modificado usando o Par Refletido de BRGC (0-511). As Figs. 14-15 são um exemplo de QAM-1024 modificado usando o Par Refletido de BRGC (512' -1023). PE2190135 - 7 - ΡΕ2190135

As Figs. 16-17 são um exemplo de QAM-4096 modificado usando o Par Refletido de BRGC (0-511). As Figs. 18-19 são um exemplo de QAM-4096 modificado usando o Par Refletido de BRGC (512-1023). As Figs. 20-21 são um exemplo de QAM-4096 modificado usando o Par Refletido deBRGC (1024-1535). As Figs. 22-23 são um exemplo de QAM-4096 modificado usando o Par Refletido de BRGC (1536-2047). As Figs. 24-25 são um exemplo de QAM-4096 modificado usando o Par Refletido de BRGC (2048-2559). As Figs. 26-27 são um exemplo de QAM-4096 modificado usando o Par Refletido de BRGC (2560-3071). As Figs. 28-29 são um exemplo de QAM-4096 modificado usando o Par Refletido de BRGC (3072-3583). As Figs. 30-31 são um exemplo de QAM-4096 modificado usando o Par Refletido de BRGC(3584-4095). A Fig. 32 é um exemplo de mapeamento de Bit de QAM-Modifiçado onde QAM-256 é modificado usando BRGC. A Fig. 33 é um exemplo de transformação de MQAM numa constelação Não-Uniforme. ΡΕ2190135 - 8 - A Fig. 34 é um exemplo de um sistema de transmissão digital. A Fig. entrada. 35 é um exemplo de um processador de A Fig. 36 é uma informação que pode ser incluída na banda Base (BB). A Fig. 37 é um exemplo de BICM. A Fig. 38 é um exemplo de um codificador encurtado/puncionado. A Fig. constelações. 39 é um exemplo de aplicação de várias A Fig. 40 é outro exemplo de casos onde é considerada a convencionais. compatibilidade entre os sistemas A Fig. 41 é uma estrutura de tramas que compreende o preâmbulo para sinalização de LI e símbolo de dados para dados do PLP. A Fig. 42 é um exemplo de construtor de tramas. A Fig. 43 é um exemplo de inserção piloto (404) mostrada na Fig. 4. ΡΕ2190135 - 9 - A Fig. 44 é uma estrutura de SP. A Fig. 45 é uma nova estrutura de SP ou Padrão Piloto - Pilot Pattern (PP) 5' . A Fig. 46 é uma estrutura PP5' sugerida. A Fig. 47 é uma relação entre simbolo de dados e preâmbulo. A Fig. 48 é outra relação entre simbolo de dados e preâmbulo. A Fig. 4 9 é um exemplo de perfil de atraso de canal de cabo. A Fig. 50 é estrutura do piloto difusa que usa z = 56 e z = 112. A Fig. 51 é um exemplo de modulador com base em OFDM. A Fig. 52 é um exemplo de estrutura de preâmbulo. A Fig. 53 é um exemplo de descodificação de preâmbulo. A Fig. 54 é um processo para criação de preâmbulo ΡΕ2190135 - 10 - mais otimizado. A Fig. preâmbulo. A Fig. preâmbulo. A Fig. A Fig. A Fig. A Fig. recetor. A Fig. usado no recetor. A Fig. A Fig. A Fig. A Fig. 55 é outro exemplo de estrutura de 56 é outro exemplo de descodificação de 57 é um exemplo de estrutura de preâmbulo. 58 é um exemplo de descodificação de LI. 59 é um exemplo de processador analógico. 60 é um exemplo de sistema digital 61 é um exemplo de processador analógico 62 é um exemplo de desmodulador. 63 é um exemplo de analisador de tramas. 64 é um exemplo de desmodulador BICM.

65 é um exemplo de descodificação LDPC usando encurtamento/puncionamento. - 11 - ΡΕ2190135 A Fig. 66 é um exemplo de processador de saída. A Fig. 67 é um exemplo de taxa de repetição de blocos LI de 8 MHz. A Fig. 68 é um exemplo de taxa de repetição de blocos LI de 8 MHz. A Fig. 69 é uma nova taxa de repetição de blocos de LI de 7,61 MHz. A Fig. 70 é um exemplo de sinalização de LI que é transmitida no cabeçalho da trama. A Fig. 71 é preâmbulo e resultado de simulação de estrutura LI. A Fig. 72 é um exemplo de intercalação de símbolos. A Fig. 73 é um exemplo de uma transmissão de blocos Ll. A Fig. 74 é outro exemplo de sinalização de Ll transmitida dentro do cabeçalho de uma trama. A Fig. 75 é um exemplo de intercalação/desintercalação de frequência ou hora. - 12 - ΡΕ2190135 A Fig. 76 é uma tabela analisando o overhead de sinalização de LI que é transmitida no cabeçalho da FECFRAME em Inserção de Cabeçalho em ModCod (307) no caminho de dados do módulo BICM mostrado na Fig. 3. A Fig. 77 mostra uma estrutura para o cabeçalho da FECFRAME para minimização do overhead. A Fig. 78 mostra um desempenho da Taxa de Erros de Bit - Bit Error Rate (BER) da proteção de LI acima mencionada. A transmissão

Fig. 79 mostra exemplos e estrutura de trama de FEC. de uma trama de sinalização de Ll. pré-sinalização de A Fig. 80 mostra um exemplo de A Fig. 81 mostra um exemplo de

Ll. A Fig. 82 mostra uma estrutura de bloco de sinalização de Ll. A Fig. 83 mostra uma intercalação de tempo de Ll. A Fig. 84 mostra um exemplo de extração de informação de código e modulação. A Fig. 85 mostra outro exemplo de pré-sinalização - 13 - ΡΕ2190135 de LI. A Fig. 86 mostra um exemplo de calendarização de um bloco de sinalização de LI que é transmitido no preâmbulo. A Fig. 87 mostra um exemplo de pré-sinalização de Ll onde o impulso de potência é considerado. A Fig 88 mostra um exemplo de sinalização de Ll. A Fig. 89 mostra um outro exemplo de extração de informação de código e modulação. A Fig. 90 mostra outro exemplo de extração de informação de código e modulação. A Fig. 91 mostra um exemplo de pré-sincronização de Ll. A Fig. 92 mostra um exemplo de pré-sinalização de

Ll. A Fig. 93 mostra um exemplo de sinalização de Ll. A Fig. 94 mostra um exemplo do caminho de sinalização de Ll. A Fig. 95 é outro exemplo de sinalização de Ll - 14 - ΡΕ2190135 transmitida dentro do cabeçalho de uma trama. A Fig. 96 é outro exemplo de sinalização de LI transmitida dentro do cabeçalho de uma trama. A Fig. 97 é outro exemplo de sinalização de LI transmitida dentro do cabeçalho de uma trama. A Fig. 98 mostra um exemplo de sinalização de Ll.

DESCRIÇÃO DAS FORMAS DE REALIZAÇÃO PREFERIDAS

Será agora feita referência em detalhe às formas de realização preferidas da presente invenção, exemplos das quais são ilustrados nos desenhos acompanhantes. Sempre que possivel, os mesmos números de referência serão usados em todos os desenhos para se referirem à mesma ou partes similares.

Na descrição a seguir, o termo "serviço" é indicativo de qualquer conteúdo de radiodifusão que possa ser transmitido/recebido pelos aparelhos de transmissão/receção de sinal. A modulação de amplitude em quadratura (QAM) usando Código Binário de Gray Refletido - Binary Reflected Gray Code (BRGC) é usada como a modulação num ambiente de transmissão de radiodifusão onde a Modulação Codificada Intercalada de Bit - Bit Intercalated Coded Modulation ΡΕ2190135 - 15 - (BICM) é usada. Fig. 1 mostra um exemplo de QAM-64 usado no DVB-T europeu. 0 BRGC pode ser realizado usando o método mostrado na Fig. 2. Um bit n BRGC pode ser feito adicionando um código inverso de (n-1) bit BRGC (i.e., código refletido) no final do (n-1) bit, adicionando Os ao inicio do (n-1) bit original BRGC e adicionando ls no inicio do código refletido. 0 código BRGC feito por este método tem uma distância de Hamming entre códigos adjacentes de um (1) . Além disso, quando o BRGC é aplicado a QAM, a distância de Hamming entre um ponto e os quatro pontos que estão mais intimamente adjacentes ao ponto, é um (1) e a distância de Hamming entre o ponto e outros quatro pontos que estão em segundo lugar mais intimamente adjacentes ao ponto, é dois (2). Tais caracteristicas de distâncias de Hamming entre um ponto da constelação especifico e outros pontos adjacentes podem ser apelidadas como regra de mapeamento Gray no QAM.

Para tornar um sistema robusto contra o Ruido Aditivo Branco Gaussiano - Additive White Gaussian Noise (AWGN), a distribuição de sinais transmitidos a partir de um transmissor pode ser feita próxima da distribuição Gaussiana. Para que isso seja possível, as localizações de pontos na constelação podem ser modificadas. A Fig. 3 mostra uma saída próxima da Gaussiana através da modificação de QAM-64 usado em DVB-T. Uma tal constelação pode ser nomeada como QAM Não-Uniforme - Não-Uniforme QAM - 16 - ΡΕ2190135 (NU-QAM).

Para criar uma constelação de QAM Não-Uniforme, a Função de Distribuição Cumulativa Gaussiana - Gaussian Cumulative Distribution Function (CDF) pode ser utilizada. No caso de QAM 64, 256 ou 1024, ou seja, 2N AMs, QAM pode ser dividida em duas N-PAM independentes. Dividindo a CDF Gaussiana em N seções de probabilidade idêntica e permitindo que um ponto de sinal em cada seção represente a seção, uma constelação cuja distribuição Gaussiana pode ser criada. Por outras palavras, a coordenada xj da N-PAM Não-Uniforme recém-def inida pode ser definida como da forma seguinte:

(Eq. 1) A Fig. 3 é um exemplo da transformação de 64QAM de DVB-T em NU-64QAM utilizando os métodos acima. A Fig. 3 representa um resultado de modificação de coordenadas de cada eixo I e Q utilizando os métodos acima e mapeando os pontos de constelação anteriores a novas coordenadas definidas. No caso de QAM 32, 128 ou 512, ou seja, QAM cruzado, que não é QAM 2N, através da modificação adequada de Pj, pode ser encontrada uma nova coordenada.

Uma forma de realização da presente invenção pode modificar QAM usando o BRGC utilizando caraterísticas do - 17 - ΡΕ2190135 BRGC. Tal como mostrado na Fig.4 a distância de Hamming entre o Par Refletido no BRGC é um porque difere apenas num bit que é adicionado no inicio de cada código. A Fig. 5 mostra as caraterísticas no QAM onde o Par Refletido existe para cada eixo I e Q. Nesta figura, o Par Refletido existe em cada lado da linha ponteada preta.

Utilizando Pares Refletidos existentes na QAM, uma potência média de uma constelação QAM pode ser diminuída mantendo simultaneamente a regra de mapeamento de Gray na QAM. Por outras palavras, numa constelação onde uma potência média é normalizada como 1, a distância Euclideana minima na constelação pode ser aumentada. Quando esta QAM-Modificada é aplicada a sistemas de comunicação ou radiodifusão, é possivel implementar tanto um sistema mais resistente ao ruido utilizando a mesma energia que um sistema convencional como um sistema com o mesmo desempenho como um sistema convencional mas que utiliza menos energia. A Fig. 6 mostra um método de modificar a QAM usando o Par Refletido do BRGC. A Fig. 6a mostra uma constelação e a Fig. 6b mostra um fluxograma para modificar a QAM usando o Par Refletido do BRGC. Em primeiro lugar, um ponto de destino que tem a maior potência entre os pontos da constelação deve ser encontrado. Pontos candidatos são pontos onde esse ponto de destino se pode mover e são os pontos vizinhos mais próximos do par refletido do ponto de destino. Em seguida, um ponto vazio (ou seja, um ponto que ainda não foi tomado por outros pontos) tendo a potência - 18 - ΡΕ2190135 mais baixa precisa de ser encontrado entre os pontos candidatos e a potência do ponto de destino e a potência de um ponto candidato são comparadas. Se a potência do ponto candidato é mais baixa, o ponto de destino move-se para o ponto candidato. Estes processos são repetidos até que uma potência média dos pontos na constelação atinja um minimo, mantendo simultaneamente a regra de mapeamento de Gray. A Fig. 7 mostra um exemplo de QAM-Modifiçada QAM-4/256/1024/4096. Os valores mapeados de Gray correspondem às Figs. 8~31, respetivamente. Para complementar estes exemplos, outros tipos de QAM-Modifiçada que permitem uma otimização de potência idêntica podem ser realizadas. Isto ocorre porque um ponto de destino se pode mover para pontos candidatos múltiplos. A QAM-Modifiçada sugerida pode ser aplicada, não só a QAM-64/256/1024/4096, mas também a QAM cruzada, uma QAM de maior dimensão ou a modulações usando outro BRGC diferente da QAM. A Fig. 32 mostra um exemplo de mapeamento de Bit de QAM-Modifiçada onde QAM-256 é modificada usando BRGC. A Fig. 32a e a Fig. 32b mostram o mapeamento dos Bits Mais Significativos - Most Significant Bits (MSB). Os pontos designados como circulos preenchidos representam os mapeamentos de uns e pontos designados como circulos em branco representam os mapeamentos de zeros. Da mesma forma, cada bit é mapeado tal como mostrado nas Figs. de (a) a (h) na Fig. 32, até os Bits Menos Significativos - Least Significant Bits (LSB) serem mapeados. Tal como mostrado na 19 - ΡΕ2190135

Fig. 32, a QAM-Modifiçada pode permitir uma decisão de bit utilizando somente os eixos I ou Q como QAM convencional, exceto por um bit que está próximo de MSB (Fig. 32c e Fig. 32d). Usando estas caraterísticas, um simples recetor pode ser feito modificando parcialmente um recetor para QAM. Um recetor eficiente pode ser implementado, verificando ambos os valores de I e Q apenas quando se determina o bit próximo de MSB e calculando somente I ou Q para o resto dos bits. Este método pode ser aplicado a decisão de LLR Aproximado, LLR Exato ou decisão Firme.

Ao se utilizar a QAM-Modifiçada ou MQAM, que usa as caraterísticas do BRGC acima, pode ser realizada uma constelação Não-Uniforme ou NU-MQAM. Na equação acima onde a CDF Gaussiana é usada, Pj pode ser modificada para ajustar a MQAM. Tal como QAM, em MQAM, duas PAMs tendo o eixo I e Q podem ser consideradas. No entanto, ao contrário de QAM onde um número de pontos correspondente a um valor de cada eixo de PAM é idêntico, o número de pontos altera-se na MQAM. Se um número de pontos que corresponde ao valor de j th da PAM é definido como nj numa MQAM onde existe um total de M pontos de constelação, então Pj pode ser definida como segue:

<Eg. 2)

Usando o Pj recém-definido, a MQAM pode ser transformada numa constelação Não-Uniforme. Pj pode ser 20 - ΡΕ2190135 definida da seguinte maneira para se obter o exemplo de MQAM-256. P e /i£ Ji. ϋϋ JL JH |02 U9.S 136.5 M ili ^5 220 234 246 253.5] A Fig. 33 é um exemplo de transformação de MQAM numa constelação Não-Uniforme. A NU-MQAM realizada usando estes métodos pode manter as caraterísticas dos recetores MQAM com as coordenadas modificadas de cada PAM. Assim, pode ser implementado um recetor eficiente. Além disso, pode ser implementado um sistema mais robusto ao ruído em relação ao NU-QAM anterior. Para um sistema de transmissão em radiodifusão mais eficiente, é possível tornar híbridos os sistemas MQAM e NU-MQAM. Por outras palavras, pode ser implementado um sistema mais robusto ao ruído usando MQAM para um ambiente onde é usado um código de correção de erros com uma taxa de código elevada e usando NU-MQAM noutras situações. Para um tal caso, um transmissor pode permitir que um recetor tenha informações de taxa de código de um código de correção de erros usado atualmente e um tipo de modulação usada atualmente tal que o recetor possa desmodular de acordo com a modulação usada atualmente. A Fig. 34 mostra um exemplo de sistema de transmissão digital. As entradas podem incluir um número de fluxos MPEG-TS ou fluxos GSE (Encapsulamento Geral de Fluxos - General Stream Encapsulation) . Um módulo de processador de entrada 101 pode adicionar parâmetros de 21 - ΡΕ2190135 transmissão para o fluxo de entrada e executar a calendarização de um módulo BICM 102. O módulo BICM 102 pode adicionar dados de redundância e intercalação para a correção de erros de canal de transmissão. Um construtor de tramas 103 pode construir tramas, acrescentando informação de sinalização de uma camada física e pilotos. Um modulador 104 pode executar modulação em símbolos de entrada em métodos eficientes. Um processador analógico 105 pode executar vários processos de conversão de sinais digitais de entrada em sinais analógicos de saida. A Fig. 35 mostra um exemplo de um processador de entrada. Os fluxos de entrada MPEG-TS ou GSE podem ser transformados pelo pré-processador de entrada num total de n fluxos que serão processados independentemente. Cada um desses fluxos pode ser uma trama TS completa que inclui vários componentes de serviço ou uma trama de TS mínima que inclui o componente de serviço (ou seja, vídeo ou áudio). Além disso, cada um desses fluxos pode ser um fluxo GSE que ou transmite vários serviços ou um único serviço. O módulo de interface de entrada 202-1 pode alocar um número de bits de entrada iguais à capacidade máxima de campos de dados de uma trama de Banda de Base (BB) . Um preenchimento pode ser inserido para completar a capacidade de bloqueio de códigos LDPC/BCH. O módulo de sincronização do fluxo de entrada 203-1 pode fornecer um mecanismo para regenerar, no recetor, o relógio do Fluxo de Transporte (ou Fluxo Genérico pacotizado), no sentido de 22 - ΡΕ2190135 garantir atrasos e taxas de bit constantes extremo-a-extremo .

De modo a permitir a recombinação do Fluxo de Transporte sem exigir memória adicional no recetor, a entrada Fluxos de Transporte é atrasada pelos compensadores de atraso 204-l~n considerando parâmetros de intercalação dos PLPs de dados num grupo e o PLP comum correspondente. Os módulos de apagamento de pacotes nulos 205-l~n podem aumentar a eficiência de transmissão removendo pacotes nulos inseridos para um caso de serviço VBR (Taxa de Bits Variável - Variable Bit Rate). Os módulos de codificação de Verificação de Redundância Cíclica - Cyclic Redundancy Check (CRC) 206-l~n podem adicionar paridade CRC para aumentar a fiabilidade da transmissão da trama de BB. Os módulos de inserção no cabeçalho de BB 207-l~n podem adicionar o cabeçalho da trama de BB numa porção inicial da trama de BB. A informação que pode ser incluída no cabeçalho de BB é mostrada na Fig. 36.

Um módulo de fusão/corte 208 pode realizar um corte de tramas de BB a partir de cada PLP, fundindo tramas de BB a partir de vários PLPs, e calendarizando cada trama de BB dentro de uma trama de transmissão. Portanto, o módulo de fusão/corte 208 pode colocar na saída informação de sinalização de LI que diz respeito à alocação do PLP na trama. Por último, um módulo embaralhador de BB 209 pode aleatorizar fluxos de bits de entrada para minimizar a correlação entre bits dentro dos fluxos de bits. Os módulos - 23 - ΡΕ2190135 sombreados na Fig. 35 são módulos usados quando o sistema de transmissão usa um único PLP, os outros módulos na Fig. 35 são módulos usados quando o dispositivo de transmissão usa vários PLPs. A Fig. 37 mostra um exemplo do módulo BICM. A Fig. 37a mostra o caminho de dados e a Fig. 37b mostra o caminho de Ll do módulo BICM. Um módulo codificador exterior 301 e um módulo codificador interior 303 podem adicionar redundância de fluxos de bits de entrada para correção de erros. Um módulo intercalador exterior 302 e um módulo intercalador interior 304 podem intercalar bits para evitar um erro de rajada. O módulo intercalador exterior 302 pode ser omitido se o BICM for especificamente para DVB-C2. Um módulo desmultiplexador de bits 305 pode controlar a fiabilidade de cada saida de bits a partir do módulo intercalador interno 304. Um módulo mapeador de simbolos 30 6 pode mapear fluxos de bits de entrada em fluxos de simbolos. Neste momento, é possível usar qualquer um de uma QAM convencional, uma MQAM que usa o BRGC acima mencionado para melhoria de desempenho, uma NU-QAM que utiliza modulação não-uniforme, ou uma NU-MQAM que utiliza BRGC aplicado com modulação não-uniforme para melhoria de desempenho. Para construir um sistema que é mais robusto contra o ruído, podem considerar-se combinações de modulações usando MQAM e/ou NU-MQAM dependendo da taxa de código do código de correção de erros e da capacidade de constelação. Neste momento, o módulo mapeador de simbolos 306 pode usar uma constelação adequada de acordo com a taxa 24 - ΡΕ2190135 de erros e a capacidade da constelação. A Fig. 39 mostra um exemplo de tais combinações. 0 Caso 1 mostra um exemplo de utilização de apenas NU-MQAM a uma taxa de código baixa para uma implementação do sistema simplificada. 0 caso 2 mostra um exemplo de utilização de uma constelação otimizada em cada taxa de código. 0 transmissor pode enviar informação sobre a taxa de código do código de correção de erros e a capacidade de constelação ao recetor tal que o recetor possa usar uma constelação apropriada. A Fig. 40 mostra outro exemplo de casos onde é considerada a compatibilidade entre os sistemas convencionais. Para além dos exemplos, mais combinações para otimização do sistema são possíveis. O módulo de inserção do Cabeçalho ModCod 307 mostrado na Fig. 37 pode tomar a informação de retorno sobre a Codificação e Modulação Adaptativas (ACM)/Codificação e Modulação Variáveis (VCM) e adicionar informações de parâmetros usados na codificação e modulação para um bloco FEC como cabeçalho. O cabeçalho tipo de Modulação/Taxa de codificação (ModCod) pode incluir as seguintes informações: * tipo de FEC (1 bit) - LPDC longo ou curto * Taxa de codificação (3 bits)

* Modulação (3 bits) - até QAM de 64K * Identificador PLP (8 bits) O módulo de intercalação de simbolos 308 pode - 25 - ΡΕ2190135 realizar intercalação no domínio dos símbolos para obter efeitos adicionais de intercalação. Processos semelhantes realizados no caminho de dados podem ser executados no caminho de sinalização de LI mas com parâmetros possivelmente diferentes (301-1 - 308-1). Neste momento, um módulo de código encurtado/puncionado (303-1) pode ser usado para o código interno. A Fig. 38 mostra um exemplo de codificação LPDC usando encurtamento/puncionamento.

Um processo de encurtamento pode ser executado em blocos de entrada que têm menos bits de um número necessário de bits para codificação LPDC uma vez que muitos bits zero necessários para codificação LPDC podem ser preenchidos (301c) . Os fluxos de dados de bits de entrada preenchidos com zero podem ter bits de paridade através de codificação LPDC (302c). Neste momento, para fluxos de bits que correspondem a fluxos de bits originais, os zeros podem ser removidos (303c) , e para fluxos de bits de paridade, pode ser executado puncionamento de acordo com as taxas de código. Estes fluxos de bits de informação processada e fluxos de bits de paridade podem ser multiplexados em sequências originais e colocadas na saída (305c). A Fig. 41 mostra uma estrutura de trama que compreende um preâmbulo para a sinalização de LI e símbolos de dados para dados PLP. Poderá ser visto que o preâmbulo e símbolos de dados são gerados ciclicamente, usando uma ΡΕ2190135 - 26 - trama como uma unidade. Os símbolos de dados incluem PLP tipo 0, que é transmitida usando uma modulação/codificação fixa e PLP tipo 0 que é transmitida usando uma modulação/codificação variável. Para PLP tipo 0, informações tais como a modulação, tipo de FEC e taxa de codificação de FEC são transmitidas no preâmbulo (ver Fig. 42 inserção de cabeçalho na trama 401). Para PLP tipo 1, as informações correspondentes podem ser transmitidas no cabeçalho do bloco FEC de um símbolo de dados (ver Fig. 37 inserção de cabeçalho ModCod 307) . Devido à separação dos tipos de PLP, o overhead de ModCod pode ser reduzido em 3~4% de uma taxa de transmissão total, para PLP typeO que é transmitido a uma taxa de bits fixa. Num recetor, para modulação/codif icação fixa PLP de PLP tipo 0, o removedor de cabeçalhos de trama r401 mostrado na Fig. 63 pode extrair informações sobre modulação e taxa de codificação FEC e fornecer as informações extraídas a um módulo de descodificação BICM. Para modulação/codificação variável PLP do PLP tipo 0, os módulos de extração de ModCod, r307 e r307-l mostrados na Fig. 64, podem extrair e fornecer os parâmetros necessários para a descodificação de BICM. A Fig. 42 mostra um exemplo de um construtor de tramas. Um módulo de inserção de cabeçalho de trama 401 pode formar uma trama a partir de fluxos de símbolos de entrada e pode adicionar um cabeçalho de trama no inicio de cada trama transmitida. O cabeçalho da trama pode incluir as seguintes informações: ΡΕ2190135 27 - * Número de canais ligados (4 bits) * Intervalo de guarda (2 bits) * PAPR (2 bits) * Padrão de piloto (2 bits) * Identificação do sistema digital (16 bits) * Identificação da trama (16 bits) * Comprimento da trama (16 bits) - número de simbolos por trama de Multiplexagem Ortogonal por Divisão de Tempo (OFDM) * Comprimento da supertrama (16 bits) - número de tramas por supertrama * Número de PLPs (8 bits)

* for each PLP

Identificação do PLP

Id de ligação de canais (4 bits)

Iniciar PLP (9 bits)

Tipo PLP (2 bits) - PLP comum ou outros Tipo de carga PLP (5 bits)

Tipo MC (1 bit) - modulação e codificação fixa/variável if tipo MC == modulação e codificação fixa Tipo FEC (1 bit) - LDPC longo ou curto Taxa de codificação (3 bits)

Modulação (3 bits) - até QAM 64K end if; Número de canais de entalhe (2 bits)

For each entalhe

Inicio de entalhe (9 bits)

Largura de entalhe (9 bits) ΡΕ2190135 - 28 -

End for;

Largura PLP (9 bits)- máx número de blocos FEC do PLP

Tipo de intercalação do tempo de PLP(2 bits) end for; * CRC-32 (32 bits) 0 ambiente de ligação de canais é assumido para informações sobre LI transmitidas no cabeçalho da trama e os dados que correspondem a cada janela de dados são definidos como PLP. Portanto, informações como o identificador de PLP, identificador de ligação de canais e endereço de inicio de PLP são necessários para cada canal usado na ligação. Uma forma de realização da presente invenção sugere a transmissão do campo ModCod no cabeçalho da trama de FEC se o tipo de PLP suportar modulação/codificação variável e a transmissão do campo ModCod no cabeçalho da trama se o tipo de PLP suportar modulação/codificação fixa para reduzir o overhead de sinalização. Além disso, se uma banda de Entalhe existir para cada PLP, ao ser transmitido o endereço inicial do entalhe e da sua largura, a descodificação das portadoras correspondentes no recetor pode tornar-se desnecessária. A Fig. 43 mostra um exemplo de Padrão Piloto 5 (PP5) aplicado num ambiente de ligação de canais. Tal como mostrado, se as posições SP forem coincidentes com as - 29 - ΡΕ2190135 posições piloto no preâmbulo, pode ocorrer uma estrutura do piloto irregular. A Fig. 43a mostra um exemplo de módulo de inserção de piloto 404 tal como mostrado na Fig. 42. Conforme representado na Fig. 43, se uma mesma banda de frequências (por exemplo, 8 MHz) é usada, a largura de banda disponível é 7.61 MHz, mas se são ligadas múltiplas bandas de frequências, as bandas de guarda podem ser removidas, assim, a eficiência da frequência pode aumentar consideravelmente. A Fig. 43b é um exemplo do módulo de inserção de preâmbulo 504 tal como mostrado na Fig. 51 que é transmitido na parte inicial da trama e mesmo com ligação de canais, o preâmbulo tem uma taxa de repetição de 7.61 MHz, que é a largura de banda do bloco de LI. Esta é uma estrutura tendo em conta a largura de banda de um de sintonização, que executa a pesquisa inicial de canais.

Além disso,

Os Padrões Piloto existem tanto para o Preâmbulo como para os Símbolos de Dados. Para o símbolo de dados, os padrões piloto difusos (SP) podem ser usados. O Padrão Piloto 5 (PP5) e o Padrão Piloto 7 (PP7) de T2 podem ser bons candidatos para interpolação de frequência única. PP5 tem x = 12, y = 4, z = 48 para GI = 1/64 e PP7 tem x = 24, y = 4, z = 96 para GI = 1/128. A interpolação de tempo adicional também é possível para uma melhor estimativa de canal. Os padrões piloto para o preâmbulo podem cobrir todas as possíveis posições dos pilotos para aquisição de canal inicial. Além disso, as posições do piloto no 30 - ΡΕ2190135 preâmbulo devem ser coincidentes com as posições SP e é desejado um único padrão piloto tanto para o preâmbulo como para o SP. Os pilotos do preâmbulo também poderiam ser usados para a interpolação de tempo e cada preâmbulo pode ter um padrão piloto idêntico. Estes requisitos são importantes para a deteção de C2 no varrimento e necessários para a estimativa de deslocamento de frequência com correlação de sequências de cifraqem. Num ambiente de ligação de canais, a coincidência em posições piloto também deve ser mantida para a ligação de canais porque uma estrutura do piloto irregular pode prejudicar o desempenho da interpolação.

Em detalhe, se uma distância z entre pilotos difusos (SPs) num simbolo OFDM é 48 e se uma distância y entre SPs correspondente a uma portadora SP especifica ao longo do eixo do tempo é 4, uma distância eficaz x depois da interpolação do tempo torna-se 12. Isto acontece quando uma fração do intervalo de guarda (GI) é 1/64. Se a fração de GI é 1/128, podem ser usados x = 24, y = 4 e z = 96. Se é usada ligação de canais, as posições SP podem ser tornadas coincidentes com posições piloto do preâmbulo gerando pontos não contínuos na estrutura do piloto difusa.

Neste momento, as posições piloto do preâmbulo podem ser coincidentes com todas as posições SP do simbolo de dados. Quando é usada ligação de canais, a janela de dados onde é transmitido um serviço, pode ser determinada independentemente da granularidade da largura de banda de 8 ΡΕ2190135 - 31 - ΜΗζ. No entanto, para reduzir o overhead para endereçamento da janela de dados, a transmissão com inicio na posição SP e fim na posição SP pode ser escolhida.

Quando um recetor recebe tais SPs, se necessário, o módulo de estimativa de canal r501 mostrado na Fig. 62 pode executar interpolação de tempo para obter pilotos mostrados em linhas ponteadas na Fig. 43 e executar interpolação de frequências. Neste momento, para pontos não contínuos dos quais os intervalos são designados como 32 na Fig. 43, ou executar interpolações à esquerda e à direita separadamente ou executar interpolações em apenas um lado, e em seguida, executar interpolação no outro lado, usando as posições piloto já interpoladas das quais o intervalo é 12 como ponto de referência pode ser implementado. Neste momento, a largura da janela de dados pode variar dentro dos 7.61 MHz, assim, um recetor pode minimizar o consumo de potência através da realização de estimativa de canal e descodificação apenas das subportadoras necessárias. A Fig. 44 mostra outro exemplo de PP5 aplicado no ambiente de ligação de canais ou uma estrutura de SP para manter uma distância eficaz x como 12 para evitar a estrutura irregular SP mostrada na Fig. 43 quando é usada ligação de canais. A Fig. 44a é uma estrutura de SP para o símbolo de dados e a Fig. 44b é uma estrutura de SP para o símbolo do preâmbulo.

Conforme mostrado, se a distância SP é mantida - 32 - ΡΕ2190135 consistente no caso de ligação de canais, não haverá nenhum problema na interpolação de frequência mas as posições piloto entre o símbolo de dados e o preâmbulo podem não ser coincidentes. Por outras palavras, esta estrutura não requer uma estimativa de canal adicional para uma estrutura SP irregular, no entanto, as posições SP utilizadas na ligação de canais e posições piloto do preâmbulo tornam-se diferentes para cada canal. A Fig. 45 mostra uma nova estrutura SP ou PP5' para fornecer uma solução para os dois problemas acima mencionados num ambiente de ligação de canais. Especif icamente, uma distância piloto de x = 16 pode resolver esses problemas. Para preservar a densidade do piloto ou para manter o mesmo overhead, um PP5' pode ter x = 16, y = 3, z = 48 para GI = 1/64 e um PP7' pode ter x = 16, y = 6, z = 96 para GI = 1/128. A capacidade de interpolação apenas para frequências pode ainda ser mantida. As posições piloto estão representadas na Fig. 45 para comparação com a estrutura PP5. A Fig. 46 mostra um exemplo de um novo Padrão SP ou estrutura PP5' num ambiente de ligação de canais. Tal como mostrado na Figura 46, tanto se um único canal ou uma ligação de canais for utilizado, uma distância de piloto eficaz x = 16 pode ser fornecida. Além disso, porque as posições SP podem ser tornadas coincidentes com posições piloto do preâmbulo, a deterioração da estimativa de canal causada pela irregularidade de SP ou posições SP não - 33 - ΡΕ2190135 coincidentes pode ser evitada. Por outras palavras, nenhuma posição SP irregular existe para interpolador de frequências e a coincidência entre as posições do preâmbulo e as posições SP é fornecida.

Consequentemente, os novos padrões SP propostos podem ser vantajosos pelo facto de um padrão SP simples poder ser usado tanto para canal único como para ligação de canais; nenhuma estrutura do piloto irregular pode ser provocada, assim, é possivel uma estimativa de bom canal; tanto as posições do preâmbulo como posições piloto SP podem ser mantidas coincidentes; pode ser mantida a mesma densidade do piloto tanto para PP5 como para PP7 respetivamente; e a capacidade de interpolação apenas de frequências também pode ser preservada.

Além disso, a estrutura do preâmbulo pode cumprir os requisitos tais como as posições piloto do preâmbulo devem abranger todas as posições possiveis de SP para a aquisição de canais inicial; o número máximo de portadoras deve ser 3409 (7.61 MHz) para o varrimento inicial; exatamente os mesmos padrões piloto e sequência de cifragem devem ser usados para a deteção de C2; e nenhum preâmbulo de deteção especifico como PI em T2 é necessário.

Em termos de relação com a estrutura da trama, a granularidade da posição da janela de dados pode ser modificada para 16 portadoras ao invés de 12, assim, pode ocorrer menos overhead do endereçamento de posição e nenhum ΡΕ2190135 - 34 - outro problema relativo ao estado da janela de dados, condição de intervalo vazio etc, pode ser esperado.

Por conseguinte, no módulo de estimativa de canal r501 da Fig. 62, os pilotos em cada preâmbulo podem ser usados guando a interpolação de tempo de SP do simbolo de dados é executada. Por conseguinte, a aquisição de canais e a estimativa de canal nos limites da trama podem ser melhorados.

Agora, no que respeita aos requisitos relacionados com o preâmbulo e a estrutura do piloto, há consenso em que as posições dos pilotos dos preâmbulos e SPs devem coincidir independentemente da ligação de canais; o número de portadoras totais no bloco de LI deve ser divisível pela distância piloto para evitar a estrutura irregular na orla da banda; os blocos LI devem ser repetidos no dominio da frequência; e os blocos LI devem ser sempre descodificáveis numa posição de janela de sintonização arbitrária. Requisitos adicionais poderiam ser que os padrões e as posições piloto devem ser repetidos por periodo de 8 MHz; o deslocamento da frequência portadora correto deve ser estimado sem conhecimento da ligação de canais; e a descodificação de LI (reordenação) é impossível antes do deslocamento de frequência ser compensado. A Fig.47 mostra uma relação entre o símbolo de dados e o preâmbulo quando as estruturas do preâmbulo são usadas como mostrado na Fig.52 e Fig.53. 0 bloco de LI pode - 35 - ΡΕ2190135 ser repetido por períodos de 6 MHz. Para a descodificação de Ll, tanto o deslocamento de frequência e o padrão de deslocamento do preâmbulo devem ser encontrados. A descodificação de Ll não é possível na posição arbitrária de sintonização sem informações de ligação de canais e um recetor não pode diferenciar entre o valor de deslocamento do preâmbulo e a frequência de deslocamento.

Desta forma, um recetor, especificamente para o removedor de cabeçalhos de trama r401 mostrado na Fig.63 executar descodificação de sinais de Ll, estrutura de ligação de canais, necessita de ser obtido. Porque a quantidade de deslocamento do preâmbulo esperada em duas regiões sombreadas verticalmente na Fig.47 é conhecida, o módulo de sincronização de tempo/frequência r505 na Fig.62 pode estimar o deslocamento da frequência da portadora. Com base na estimativa, o caminho de sinalização de Ll (r308-l - r301-l) na Fig.64 pode descodificar Ll. A Fig.48 mostra uma relação entre o símbolo de dados e o preâmbulo quando a estrutura do preâmbulo é usada como mostrado na Fig. 55. 0 bloco de Ll pode ser repetido por períodos de 8 MHz. Para a descodificação de Ll, apenas o deslocamento de frequência necessita de ser encontrado e o conhecimento da ligação de canais poderá não ser necessário. 0 deslocamento da frequência pode ser facilmente estimado através da utilização da sequência conhecida Sequência Binária Pseudo Aleatória - Pseudo Random Binary Sequence (PRBS). Tal como mostrado na Fig.48, ΡΕ2190135 - 36 - o preâmbulo e o símbolo de dados estão alinhados, portanto, uma procura de sincronização adicional pode tornar-se desnecessária. Desta forma, para um recetor, especificamente para o módulo removedor de cabeçalhos de trama r401 mostrado na Fig.63, é possível que apenas o pico da correlação com a sequência de cifragem do piloto necessite de ser obtida para executar a descodificação de sinais de Ll. 0 módulo de sincronização de tempo/frequência r505 na Fig.62 pode estimar o deslocamento de frequência da portadora a partir da posição de pico. A Fig.49 mostra um exemplo de um perfil de atraso de canal de cabo.

Do ponto de vista do desenho do piloto o GI corrente já protege em demasia o espalhamento do atraso do canal de cabo. No pior caso, redesenhar o modelo de canal pode ser uma opção. Para repetir o padrão exatamente em cada 8 Mhz, a distância do piloto deveria ser um divisor de 3584 portadoras (z = 32 ou 56). Uma densidade do piloto de z = 32 pode aumentar o overhead do piloto, portanto, z = 56 pode ser escolhido. Uma cobertura de atraso ligeiramente menor poderá não ser importante no canal de cabo. Por exemplo, poderá ser 8 ps para PP5' e 4 ps para PP7' em comparação com 9.3 ps (PP5) e 4.7 ps (PP7). Atrasos significativos podem ser cobertos por ambos os padrões piloto mesmo num pior cenário. Para a posição piloto do preâmbulo, não mais do que todas as posições SP no símbolo de dados são necessárias. - 37 - ΡΕ2190135

Se caminho de atraso de -4 0 dB puder ser ignorado, o espalhamento real do atraso pode tornar-se 2.5 ps, 1/64 GI = 7 ps, ou 1/128 GI = 3.5 ps. Isto mostra que o parâmetro de distância do piloto, z = 56 pode ser um valor suficiente bom. Além disso, z = 56 pode ser um valor conveniente para a estruturação do padrão piloto que permite a estrutura do preâmbulo mostrada na Fig. 48. A Fig. 50 mostra a estrutura piloto difusa que usa z = 56 e z = 112, que é construída no módulo de inserção de piloto 404 na Fig. 42. PP5' (x = 14, y = 4, z = 56) e PP7' (x = 28, y = 4, z = 112) são propostos. As portadoras de orla podem ser inseridas para fechar a orla.

Tal como mostrado na Fig. 50, os pilotos são alinhados a 8 MHz a partir de cada orla da banda, cada posição piloto e estrutura piloto pode ser repetida a cada 8 MHz. Assim, esta estrutura pode suportar a estrutura de preâmbulo mostrada na Fig. 48. Além disso, uma estrutura piloto comum entre o preâmbulo e os símbolos de dados pode ser usada. Portanto, o módulo de estimativa de canal r501 na Fig. 62 pode executar estimativa de canal usando interpolação no preâmbulo e nos símbolos de dados porque nenhum padrão piloto irregular pode ocorrer, independentemente da posição da janela que é decidida em localizações da janela de dados. Neste momento, usar apenas interpolação de frequência pode ser o suficiente para compensar a distorção de canal do espalhamento do atraso. Se a interpolação de tempo é executada para além disso, uma - 38 - ΡΕ2190135 estimativa mais exata do canal pode ser executada.

Consequentemente, no padrão piloto da nova proposta, a posição piloto e o padrão podem ser repetidos com base num periodo de 8 MHz. Um padrão piloto único pode ser usado para preâmbulo e simbolos de dados. A descodificação de LI pode sempre ser possivel sem conhecimento de ligação de canais. Além disso, o padrão piloto proposto poderá não afetar a semelhança com T2 porque pode ser usada a mesma estratégia piloto do padrão piloto difuso; T2 já usa 8 diferentes padrões piloto; e nenhuma complexidade significativa do recetor pode ser aumentada por padrões piloto modificados. Para uma sequência de cifragem piloto, o periodo de PRBS pode ser 2047 (sequência-m) ; a geração de PRBS pode ser reinicializada a cada 8 MHz, dos quais o período é 3584; a taxa de repetição do piloto de 56 pode ser também preparada com 2047; e nenhum problema relacionado com PAPR deverá ser esperado. A Fig. 51 mostra um exemplo de um modulador com base em OFDM. Os fluxos de símbolos de entrada podem ser transformados em domínio de tempo pelo módulo IFFT 501. Se necessário, a relação de potência de pico para média (PAPR) pode ser reduzida no módulo de redução de PAPR 502. Para métodos PAPR, a Extensão de Constelação Ativa - Active Constellation Extension (ACE) ou reserva de tom pode ser usada. O Módulo de inserção de GI 503 pode copiar uma última parte do símbolo OFDM efetivo para preencher o ΡΕ2190135 - 39 - intervalo de guarda na forma de prefixação ciclica. 0 módulo de inserção de preâmbulo 504 pode inserir um preâmbulo no inicio de cada trama transmitida tal que um recetor pode detetar o sinal digital, a trama e adquirir a aquisição de deslocamento de tempo/frequência. Neste momento, o sinal de preâmbulo pode executar uma sinalização de camada fisica, tal coma dimensão de FFT (3 bits) e dimensão do intervalo de guarda (3 bits) . O módulo de inserção de preâmbulo 504 pode ser omitido se o modulador for especificamente para DVB-C2.

A Fig. 52 mostra um exemplo de uma estrutura de preâmbulo de ligação de canais, gerada no módulo de inserção de preâmbulo 504 na Fig. 51. Um bloco de LI completo deve ser "sempre descodificável" em qualquer posição de janela de sintonização arbitrária de 7.61 MHz e não deverá ocorrer nenhuma perda de sinalização de Ll independentemente da posição da janela de sintonização. Tal como mostrado, os blocos Ll podem ser repetidos no domínio da frequência em períodos de 6 MHz. O símbolo de dados pode ser ligado com outros canais a cada 8 MHz. Se, para a descodificação de Ll, um recetor usar uma sintonização, tal como o sintonizador r603 representado na Fig. 61, que utiliza uma largura de banda de 7.61 MHz, o removedor de cabeçalho de tramas r401 na Fig. 63 necessita de reorganizar o bloco de Ll deslocado cíclico recebido (Fig. 53) para a sua forma original. Este rearranjo é possível porque o bloco de Ll é repetido a cada bloco de 6 MHz. A ΡΕ2190135 - 40 -

Fig. 53a pode ser reordenada para a Fig. 53b. A Fig. 54 mostra um processo para desenhar um preâmbulo mais otimizado. A estrutura do preâmbulo da Fig. 52 usa apenas 6 MHz da largura de banda total de sintonização de 7.61 MHz para descodificação de LI. Em termos de eficiência de espetro, a largura de banda de sintonização de 7.61 MHz não é totalmente utilizada.

Portanto, pode haver uma maior otimização na eficiência do espetro. A Fig. 55 mostra outro exemplo de estrutura de preâmbulo ou estrutura de simbolos de preâmbulo para a eficiência de todo o espetro, gerado no módulo de inserção de cabeçalhos de trama 401 na Fig. 42. Tal como os simbolos de dados, os blocos de LI podem ser repetidos no dominio da frequência a periodos de 8 MHz. Um bloco completo de LI é ainda "sempre descodificável" em qualquer posição arbitrária de janela de sintonização de 7.61 MHz. Após a sintonização, os dados de 7.61 MHz podem ser considerados como um código praticamente puncionado. Tendo exatamente a mesma largura de banda para o preâmbulo e simbolos de dados e exatamente a mesma estrutura de piloto para o preâmbulo e simbolos de dados pode maximizar a eficiência do espetro. Outros recursos como propriedade ciclica deslocada e não enviar um bloco de LI no caso de nenhuma janela de dados poder ser mantida inalterada. Por outras palavras, a largura de banda de simbolos do preâmbulo pode ser idêntica com a largura de banda dos simbolos de dados ou, como 41 - ΡΕ2190135 mostrado na Fig. 57, a largura de banda dos símbolos do preâmbulo pode ser a largura de banda do sintonizador (aqui, é 7.61 MHz). A largura de banda do sintonizador pode ser definida como uma largura de banda que corresponde a um número de portadoras ativas totais quando é usado um único canal. Ou seja, a largura de banda do símbolo do preâmbulo pode corresponder ao número de portadoras ativas totais (aqui, é 7.61 MHz). A Fig. 56 mostra um código praticamente puncionado. Os dados de 7.61 MHz entre o bloco de Ll de 8 MHz podem ser considerados como puncionados codificados. Quando um sintonizador r603 mostrado na Fig. 61 usa largura de banda de 7.61 MHz para descodificação de Ll, o removedor de cabeçalhos de trama r401 na Fig. 63 precisa de rearranjar o bloco de Ll cíclico deslocado, recebido na sua forma original, como mostrado na Fig. 56. Neste momento, a descodificação de Ll é executada usando a largura de banda inteira do sintonizador. Uma vez que o bloco de Ll seja reorganizado, um espetro do bloco de Ll rearranjado pode ter uma região em branco dentro do espetro como mostrado no canto superior direito da Fig. 56 porque uma dimensão original do bloco de Ll é 8 MHz de largura de banda.

Uma vez que a região em branco é preenchida com zeros, ou após desintercalação no domínio de símbolos pelo desintercalador de frequências r403 na Fig. 63 ou pelo desintercalador de símbolos r308-l na Fig. 64 ou após desintercalação no domínio de bits pelo desmapeador de 42 - ΡΕ2190135 símbolos r306-l, multiplexador de bits r305-l e desintercalador interno r304-l na Fig. 64, o bloco pode ter uma forma que parece ser puncionada conforme mostrado no lado inferior direito da Fig. 55.

Este bloco de LI pode ser descodificado no módulo de descodificação encurtada/puncionada r303-l na Fig. 64. Usando esta estrutura de preâmbulo, toda a largura de banda do sintonizador pode ser utilizada, assim a eficiência de espetro e ganho de codificação podem ser aumentados. Além disso, uma largura de banda e estrutura do piloto idênticos podem ser usados para o preâmbulo e símbolos de dados.

Além disso, se a largura de banda do preâmbulo ou a largura de banda dos símbolos de preâmbulo for definida como a largura de banda do sintonizador tal como mostrado na Fig. 58, (é 7.61 MHz no exemplo), um bloco de LI completo pode ser obtido após rearranjo, mesmo sem puncionamento. Por outras palavras, para uma trama com símbolos de preâmbulo, em que os símbolos de preâmbulo têm pelo menos um bloco de camada 1 (Ll), pode ser dito que, o bloco de Ll tem 3408 subportadoras ativas e as 3408 subportadoras ativas correspondem aos 7.61 MHz da banda de radiofrequência (RF) de 8 MHz.

Assim, a eficiência de espetro e o desempenho da descodificação de Ll podem ser maximizados. Por outras palavras, num recetor, a descodificação pode ser realizada no módulo de descodificação encurtada/puncionada r303-l na 43 - ΡΕ2190135

Fig. 64, após a realização de apenas desintercalação no domínio de símbolos.

Por conseguinte, a nova estrutura de preâmbulo proposta pode ser vantajosa, na medida em que é totalmente compatível com o preâmbulo usado anteriormente, exceto que a largura de banda é diferente; os blocos LI repetem-se por períodos de 8 MHz; um bloco de Ll pode ser sempre descodificável independentemente da posição da janela de sintonização; a largura de banda de sintonização completa pode ser usada para a descodificação de Ll; a máxima eficiência do espetro pode garantir um maior ganho de codificação; um bloco de Ll incompleto pode ser considerado como puncionado codificado; uma estrutura do piloto simples e semelhante pode ser usada para o preâmbulo e para os dados; e largura de banda idêntica pode ser usada para e preâmbulo e dados. A Fig. 59 mostra um exemplo de um processador analógico. Um módulo DAC 601 pode converter a entrada de sinal digital em sinal analógico. Após a largura de banda da frequência de transmissão ser convertida (602) e filtrada analogicamente (603) o sinal pode ser transmitido. A Fig. 60 mostra um exemplo de um sistema de recetor digital. O sinal recebido é convertido em sinal digital num módulo de processo analógico rl05. Um desmodulador rl04 poderá converter o sinal para dados no domínio da frequência. Um analisador de tramas rl03 pode 44 - ΡΕ2190135 remover pilotos e cabeçalhos e permitir a seleção de informações de serviços que necessitam de ser descodificados. Um desmodulador BICM rl02 pode corrigir erros no canal de transmissão. Um processador de saída rlOl pode restaurar o fluxo de serviço originalmente transmitido e informações de temporização. A Fig. 61 mostra um exemplo de processador analógico utilizado no recetor. Um módulo de sintonização/AGC r603 pode selecionar a largura de banda de frequência desejada a partir do sinal recebido. Um módulo de conversão descendente r602 pode restaurar a banda de base. Um módulo ADC r601 pode converter o sinal analógico em sinal digital. A Fig. 62 mostra um exemplo de desmodulador. Um módulo de deteção de tramas r506 pode detetar o preâmbulo, verificar se existe um sinal digital correspondente e detetar o inicio de uma trama. Um módulo de sincronização de tempo/frequência r505 pode executar a sincronização nos domínios de tempo e frequência. Neste momento, para sincronização de domínio de tempo, pode ser usada uma correlação de intervalo de guarda. Para a sincronização do domínio de frequência, a correlação pode ser usada ou o deslocamento pode ser estimado a partir de informações de fase de uma subportadora transmitidos no domínio da frequência. Um módulo removedor de preâmbulos r504 pode remover o preâmbulo da parte inicial da trama detetada. 0 módulo removedor de GI r503 pode remover o intervalo de 45 - ΡΕ2190135 guarda. Um módulo FFT r501 pode transformar o sinal no domínio do tempo em sinal no domínio da frequência. Um módulo de estimativa/equalização de canal r501 pode compensar erros estimando a distorção no canal de transmissão usando o símbolo do piloto. 0 módulo removedor de preâmbulos r504 pode ser omitido se o desmodulador for especificamente para DVB-C2. A Fig. 63 mostra um exemplo de um analisador de tramas. Um módulo removedor de pilotos r404 pode remover o símbolo do piloto. Um módulo de desintercalação de frequências r403 pode realizar a desintercalação no domínio da frequência. Um misturador de símbolos OFDM r402 pode restaurar a trama de dados a partir de fluxos de símbolos transmitidos em símbolos OFDM. Um módulo removedor de cabeçalhos de tramas r401 pode extrair a sinalização da camada física do cabeçalho de cada trama transmitida e remover o cabeçalho. As informações extraídas podem ser usadas como parâmetros para os processos seguintes no recetor. A Fig. 64 mostra um exemplo de um desmodulador BI CM. A Fig. 64a mostra um caminho de dados e a Fig. 64b mostra um caminho de sinalização de LI. Um desintercalador de símbolos r308 pode executar a desintercalação no domínio do símbolo. Um extrator ModCod r307 pode extrair parâmetros de ModCod da parte inicial de cada trama de BB e tornar os parâmetros disponíveis para os processos seguintes de desmodulação e descodificação adaptável/variável. Um ΡΕ2190135 - 46 - desmapeador de símbolos r306 pode desmapear fluxos de símbolos de entrada em fluxos de Taxa de Registo-Probabilidade - Log-Likelyhood Ratio (LLR) de bit. Os fluxos LLR de bit de saída podem ser calculados usando uma constelação usada num mapeador de símbolos 306 do transmissor como ponto de referência. Neste momento, quando a referida MQAM ou NU-MQAM é usada, calculando ambos os eixos I e Q ao calcular o bit mais próximo de MSB e calculando tanto o eixo I ou o eixo Q ao calcular os bits de resto, um desmapeador de símbolos eficiente pode ser implementado. Este método pode ser aplicado para, por exemplo, decisão de LLR aproximado, LLR Exato ou Firme.

Quando uma constelação otimizada de acordo com a capacidade de constelação e taxa de código de código de correção de erro com o mapeador de símbolos 306 do transmissor é usada, o desmapeador de símbolos r306 do recetor pode obter uma constelação usando a taxa de código e a informação de capacidade da constelação transmitida a partir do transmissor. O multiplexador de bits r305 do recetor pode executar uma função inversa do desmultiplexador de bits 305 do transmissor. O desintercalador interno r304 e o desintercalador externo r302 do recetor podem executar funções inversas do intercalador interno 304 e o intercalador externo 302 do transmissor, respetivamente para obter o fluxo de bits na sua sequência original. O desintercalador externo r302 pode ser omitido se o desmodulador BICM for especificamente para DVB-C2. 47 - ΡΕ2190135 0 descodificador interno r303 e o descodificador externo r301 do recetor podem executar os processos de descodificação correspondentes aos do codificador interno 303 e do codificador externo 301 do transmissor, respetivamente, para corrigir erros no canal de transmissão. Processos semelhantes realizados no caminho de dados podem ser executados no caminho de sinalização de Ll, mas com parâmetros diferentes (r308-l ~ r301-l). Neste momento, tal como explicado na parte do preâmbulo, um módulo de código encurtado/puncionado r303-l pode ser usado para descodificação do sinal de Ll. A Fig. 65 mostra um exemplo de descodificação de LDPC usando encurtamento/puncionamento. Um r301a desmultiplexador pode separadamentecolocar na sarda a parte da informação e a parte de paridade de código sistemático a partir dos fluxos de bits de entrada. Para a parte de informação, um preenchimento com zeros (r302a) pode ser executado de acordo com um número de fluxos de bits de entrada do descodificador de LDPC, para a parte de paridade, os fluxos de bits de entrada (r303a) para o descodificador de LDPC podem ser gerados através da operação inversa do puncionamento da parte puncionada. A descodificação de LDPC (r304a) pode ser executada em fluxos de bits gerados, zeros na parte de informação podem ser removidos e colocados na saida (r305a). A Fig. 66 mostra um exemplo de um processador de saida. Um decifrador de BB r209 pode restaurar fluxos de bits cifrados (209) no transmissor. Um divisor r208 pode 48 - ΡΕ2190135 restaurar tramas de BB que correspondem a PLP múltiplos que são multiplexados e transmitidos a partir do transmissor de acordo com o caminho do PLP. Para cada caminho do PLP, um removedor de cabeçalhos de BB r207-l~n pode remover o cabeçalho que é transmitido na parte inicial da trama BB. Um descodificador CRC r206-l~n pode executar descodificação de CRC e tornar tramas de BB fiáveis disponiveis para seleção. Um módulo de inserção de pacotes nulos r205-l~n pode restaurar pacotes nulos que foram removidos para uma maior eficiência de transmissão na sua localização original. Um módulo recuperador de atrasos r204-l~n pode restaurar um atraso que existe entre cada caminho de PLP.

Um módulo recuperador de relógio de saida r203-l~n pode restaurar a temporização original do fluxo de serviço de informação a partir de temporização transmitida a partir de módulos de sincronização do fluxo de entrada 203-l~n. Um módulo de interface de saída r202-l~n pode restaurar os dados no pacote TS/GS a partir de fluxos de bits de entrada que são cortados na trama de BB. Um módulo de pós-processos de saída r201-l~n pode restaurar vários fluxos de TS/GS num fluxo TS/GS completo, se necessário. Os blocos sombreados mostrados na Fig. 66 representam módulos que podem ser usados quando um único PLP é processado de cada vez e o resto dos blocos representam módulos que podem ser usados quando vários PLPs são processados ao mesmo tempo.

Padrões piloto do preâmbulo foram desenhados ΡΕ2190135 - 49 - cuidadosamente para evitar o aumento de PAPR, assim, se a taxa de repetição de LI pode aumentar PAPR precisa de ser considerado. 0 número de bits de informação de LI varia dinamicamente de acordo com a ligação de canais, o número de PLPs, etc. Em detalhe, é necessário considerar coisas como a dimensão do bloco fixo de LI pode introduzir overhead desnecessário; a sinalização de Ll deve ser protegida mais robustamente do que símbolos de dados; e a intercalação de tempo do bloco de Ll pode melhorar a robustez sobre a imparidade do canal tal como a necessidade de ruído impulsivo.

Para uma taxa de repetição de bloco de Ll de 8 MHz, tal como mostrado na Fig. 67, a eficiência total de espetro (aumento de 26,8% de LB) é exibida com puncionamento virtual, mas a PAPR pode ter aumentado uma vez que a largura de banda de Ll é a mesma do que a dos símbolos de dados. Para a taxa de repetição de 8 MHz, a frequência de intercalação 4K-FFT DVB-T2 pode ser usada para uso comum e o mesmo padrão pode repetir-se em cada período de 8 MHz após a intercalação.

Para uma taxa de repetição de bloco de Ll de 6 MHz, tal como mostrado na Fig. 68, uma eficiência reduzida de espetro pode ser exibida sem puncionamento virtual. Um problema semelhante de PAPR tal como para o caso de 8 MHz pode ocorrer uma vez que a largura de banda de Ll e do símbolo de dados partilham LCM = 24 MHz. Para a taxa de repetição de 6 MHz, a frequência de intercalação 4K-FFT ΡΕ2190135 - 50 - DVB-T2 pode ser usada para uso comum e o mesmo padrão pode repetir-se em cada período de 24 MHz depois da intercalação. A Fig. 69 mostra uma nova taxa de repetição do bloco de LI de 7.61 MHz ou uma largura de banda completa de sintonização. Uma eficiência total de espetro (aumento de 26,8% de LB) pode ser obtida sem puncionamento virtual. Não existe nenhuma questão PAPR uma vez que a largura de banda de LI e a largura de banda do símbolo de dados partilham LCM = 17 04 MHz. Para a taxa de repetição de 7.61 MHz, a frequência de intercalação 4K-FFT DVB-T2 pode ser usada para uso comum e o mesmo padrão pode repetir-se em cada período de cerca de 1704 MHz depois da intercalação. A Fig. 70 é um exemplo de sinalização de LI que é transmitida no cabeçalho da trama. Cada informação na sinalização de LI pode ser transmitida para o recetor e pode ser usada como um parâmetro de descodificação.

Especialmente, a informação pode ser usada no caminho de sinal de LI mostrado na Fig. 64 e os PLPs podem ser transmitidos em cada janela de dados. Pode ser obtida uma maior robustez para cada PLP. A Fig. 72 é um exemplo de um intercalador de símbolos 308-1, como mostrado no caminho de sinalização de Ll na Fig. 37 e também pode ser um exemplo do seu desintercalador de símbolos r308-l correspondente, conforme mostrado no caminho de sinalização de Ll na Fig. 64. Os 51 - ΡΕ2190135 blocos com linhas inclinadas representam blocos de LI e blocos sólidos representam portadoras de dados. Os blocos de LI podem ser transmitidos não só dentro de um único preâmbulo, mas também podem ser transmitidos dentro de múltiplos blocos OFDM. Dependendo da dimensão do bloco de Ll, a dimensão do bloco de intercalação pode variar. Por outras palavras, num_Ll_sym e Ll span podem ser diferentes uns dos outros. Para minimizar overhead desnecessário, os dados podem ser transmitidos dentro do resto das portadoras dos simbolos OFDM onde o bloco de Ll é transmitido. Neste ponto, a eficiência total de espetro pode ser garantida porque o ciclo de repetição do bloco de Ll ainda é uma largura de banda completa de sintonização. Na Fig. 72, os números em blocos com linhas inclinadas representam a ordem de bit dentro de um único bloco LDPC.

Consequentemente, quando os bits são escritos numa intercalação de memória na direção linha de acordo com um índice de símbolos, conforme mostrado na Fig. 72 e lidos na direção coluna de acordo com um índice de portadoras, um efeito de intercalação de blocos pode ser obtido. Por outras palavras, um bloco LDPC pode ser intercalado no domínio do tempo e domínio da frequência e, em seguida, pode ser transmitido. Num_Ll_sym pode ser um valor predeterminado, por exemplo, um número entre 2-4 pode ser definido como um número de símbolos OFDM. Neste momento, para aumentar a granularidade da dimensão do bloco de Ll, um código LDPC encurtado/puncionado tendo um comprimento mínimo da palavra de código pode ser usado para a proteção 52 - ΡΕ2190135 de LI. A Fig. 73 é um exemplo de uma transmissão de blocos Ll. A Fig. 73 ilustra a Fig. 72 no domínio da trama. Tal como mostrado na Fig. 73a, os blocos Ll podem ser abrangidos em largura de banda completa de sintonização ou como mostrado na Fig. 73b, os blocos Ll podem ser parcialmente abrangidos e o resto das portadoras pode ser usado para a portadora de dados. Em qualquer caso, pode considerar-se que a taxa de repetição do bloco de Ll pode ser idêntica a uma largura de banda completa de sintonização. Além disso, para símbolos OFDM que usam sinalização de Ll incluindo preâmbulo, apenas a intercalação de símbolo pode ser executada, não sendo permitida a transmissão de dados nesses símbolos OFDM. Por conseguinte, para o símbolo OFDM usado para a sinalização de Ll, um recetor pode descodificar Ll executando a desintercalação sem descodificação de dados. Neste momento, o bloco de Ll pode transmitir sinalização de Ll da trama corrente ou sinalização de Ll da trama subsequente. No lado do recetor, os parâmetros de Ll descodificados a partir do caminho de descodificação da sinalização de Ll mostrado na Fig. 64 podem ser usados para o processo de descodificação para o caminho de dados do analisador de tramas da trama subsequente.

Em resumo, num transmissor, a intercalação de blocos da região Ll pode ser executada escrevendo blocos numa memória numa direção de linha e lendo os blocos ΡΕ2190135 - 53 - escritos da memória numa direção de coluna. Num recetor, a desintercalação de blocos da região Ll pode ser executada escrevendo blocos numa memória numa direção de coluna e lendo os blocos escritos da memória numa direção de linha. As direções de leitura e escrita do transmissor e recetor podem ser trocadas.

Quando a simulação é executada com pressupostos tais como CR = 1/2 para proteção de Ll e para T2 comum; mapeamento de símbolos de QAM-16; densidade de piloto de 6 no preâmbulo; número de LDPC curto implica quantidade necessária de encurtamento/puncionamento é feita, resultados ou conclusões, tais como apenas o preâmbulo para transmissão de Ll pode não ser suficiente; o número de símbolos OFDM depende da quantidade da dimensão de blocos Ll; palavra de código LDPC mais curta (por exemplo, informação de 192 bits) entre código encurtado/puncionado pode ser utilizada para flexibilidade e granularidade fina; e preenchimento pode ser adicionado se necessário com overhead insignificante, pode ser obtido. 0 resultado é resumido na Fig. 71.

Por conseguinte, para uma taxa de repetição de blocos Ll, a largura de banda completa de sintonização com ter puncionamento virtual pode ser uma boa solução e ainda nenhum problema respeitante a PAPR pode surgir com eficiência total de espetro. Para sinalização de Ll, uma estrutura de sinalização eficaz pode permitir máxima con- figuração num ambiente de 8 canais de ligação, 32 entalhes, 54 - ΡΕ2190135 256 janelas de dados e 256 PLPs. Para a estrutura do bloco de Ll, sinalização flexível de LI pode ser implementada de acordo com a dimensão de blocos Ll. A intercalação de tempo pode ser realizada para melhor robustez para T2 comum. Menor overhead pode permitir a transmissão de dados no preâmbulo. A intercalação de blocos Ll pode ser realizada para melhor robustez. A intercalação pode ser executada com número fixo predefinido de símbolos Ll (num_Ll_sym) e um número de portadoras abrangidas por Ll como um parâmetro (Ll_span). A mesma técnica é usada para intercalação de preâmbulo de P2 em DVB-T2.

Um bloco de Ll de dimensão variável pode ser usado. A dimensão pode ser adaptável à quantidade de bits de sinalização de Ll, resultando num menor overhead. A eficiência completa de espetro pode ser obtida sem nenhum problema respeitante a PAPR. Menos do que repetição de 7.61 MHz pode significar que maior redundância pode ser enviada, mas não utilizada. Nenhuma questão respeitante a PAPR pode surgir por causa da taxa de repetição de 7.61 MHz para o bloco de Ll. A Fig. 74 é outro exemplo de sinalização de Ll transmitida dentro de um cabeçalho da trama. Esta Fig. 74 é diferente da Fig. 7 0 na medida em que o campo de Ll_span tendo 12 bits é dividido em dois campos. Por outras palavras, o campo Ll_span é dividido numa Ll_column tendo 9 ΡΕ2190135 - 55 - bits e uma Ll_row tendo 3 bits. O Ll_column representa o índice de portadora que LI abrange. Porque a janela de dados começa e termina em cada 12 portadoras, que é a densidade do piloto, os 12 bits de overhead podem ser reduzidos em 3 bits para atingir 9 bits.

Ll_row representa o número de símbolos OFDM onde Ll está a abranger quando a intercalação de tempo é aplicada. Por conseguinte, a intercalação de tempo pode ser executada dentro de uma área de Ll_columns multiplicada por Ll_rows. Como alternativa, uma dimensão total de blocos Ll pode ser transmitida tal que Ll_span mostrado na Fig. 70 possa ser usado quando a intercalação de tempo não for executada. Para um tal caso, a dimensão do bloco de Ll é 11,776 x 2 bits no exemplo, assim, 15 bits é suficiente. Consequentemente, o campo de Ll_span pode ser composto de 15 bits. A Fig. 75 é um exemplo de intercalação/desintercalação de frequência ou de tempo. A Fig. 75 mostra uma parte de uma trama de transmissão inteira. A Fig. 75 também mostra a ligação de múltiplas larguras de banda de 8 MHz. Uma trama pode consistir de um preâmbulo que transmite blocos Ll e um símbolo de dados que transmite dados. Os diferentes tipos de símbolos de dados representam janelas de dados para diferentes serviços. Tal como mostrado na Fig. 75, o preâmbulo transmite blocos Ll para cada 7.61 MHz. ΡΕ2190135 - 56 -

Para o preâmbulo, a intercalação de frequência ou de tempo é executada dentro de blocos Ll e não executada entre blocos Ll. Ou seja, para o preâmbulo, pode dizer-se que a intercalação é executada ao nivel do bloco de Ll. Isto permite descodificar os blocos Ll transmitindo blocos Ll dentro de uma largura de banda de janela de sintonização mesmo quando a janela de sintonização tiver sido movida para um local aleatório dentro de um sistema de ligação de canais.

Para descodificação do simbolo de dados numa largura de banda de janela de sintonização aleatória, a intercalação entre janelas de dados não deve ocorrer. Ou seja, para janelas de dados, pode ser dito que é executada intercalação ao nivel da janela de dados. Por conseguinte, a intercalação de frequência e a intercalação de tempo devem ser executadas dentro de uma janela de dados. Portanto, um intercalador de símbolos 308 num caminho de dados de um módulo BICM do transmissor, tal como mostrado na Fig. 37 pode executar intercalação de símbolos para cada janela de dados. Um intercalador de símbolos 308-1 num caminho de sinal Ll pode executar intercalação de símbolos para cada bloco de Ll.

Um intercalador de frequências 403 mostrado na Fig. 42 necessita de realizar intercalação sobre os símbolos do preâmbulo e dos dados separadamente. Especificamente para o preâmbulo, a intercalação de frequência pode ser realizada para cada bloco de Ll e para 57 - ΡΕ2190135 o símbolo de dados, a frequência de intercalação pode ser executada para cada janela de dados. Neste ponto, a intercalação de tempo no caminho de dados ou caminho de sinalização de LI não pode ser realizado tendo em conta o modo de baixa latência. A Fig. 7 6 é uma tabela analisando o overhead de sinalização de Ll que é transmitida num cabeçalho de FECFRAME no módulo de inserção de cabeçalhos de ModCod 307 no caminho de dados do módulo BICM, tal como mostrado na Fig. 37. Como visto na Fig. 76, para um bloco LDPC curto (dimensão = 16200), um overhead máximo de 3,3% pode ocorrer, o que pode não ser insignificante. Na análise, 45 símbolos são considerados para a proteção de FECFRAME e o preâmbulo é uma sinalização de Ll específica de trama C2 e o cabeçalho de FECFRAME é sinalização de Ll específica de FECFRAME ou seja, Mod, Cod, e identificador de PLP.

Para reduzir o overhead de Ll, aproximações de acordo com dois tipos de janelas de dados podem ser consideradas. Para o tipo ACM/VCM e casos de múltiplos PLP, a trama pode ser mantida a mesma tal como para o cabeçalha FECFRAME. Para o tipo ACM/VCM e casos de PLP único, o identificador de PLP pode ser removido do cabeçalho da FECFRAME, resultando em até 1,8% de redução de overhead. Para o tipo CCM e casos de múltiplos PLP, o campo Mod/Cod pode ser removido do cabeçalho de FECFRAME, resultando em até 1,5% de redução de overhead. Para o tipo CCM e casos de PLP único, nenhum cabeçalha FECFRAME é necessário, assim, - 58 - ΡΕ2190135 pode ser obtido até 3,3% de redução de overhead.

Numa sinalização de LI encurtada, ou Mod/Cod (7 bits) ou o identificador de PLP (8 bits) pode ser transmitido, mas pode ser demasiado curto para se obter qualquer ganho de codificação. No entanto, é possível não requerer sincronização porque os PLPs podem estar alinhados com a trama de transmissão C2; todos os ModCod de cada PLP podem ser conhecidos a partir do preâmbulo; e um simples cálculo pode habilitar a sincronização com a FECFRAME específica.

A Fig. 77 mostra uma estrutura para um cabeçalho de FECFRAME para minimizar o overhead. Na Fig. 77, os blocos com linhas inclinadas e o Construtor de FECFRAME representam um diagrama de blocos detalhado do módulo de inserção de cabeçalho ModCod 307 no caminho de dados do módulo BICM, tal como mostrado na Fig. 37. Os blocos sólidos representam um exemplo do módulo de codificação interno 303, intercalador interno 304, desmultiplexador de bits 305 e mapeador de símbolos 306 no caminho de dados do módulo BICM, tal como mostrado na Fig. 37. Neste ponto, a sinalização de LI encurtada pode ser executada porque o CCM não requer um campo Mod/Cod e o PLP único não requer um identificador PLP. Neste sinal de LI com um número reduzido de bits, o sinal de LI pode ser repetido três vezes no preâmbulo e a modulação BPSK pode ser executada, assim, é possível uma sinalização muito robusta. Finalmente, o módulo de inserção de cabeçalho ModCod 307 pode inserir o 59 - ΡΕ2190135 cabeçalho gerado em cada trama de FEC. A Fig. 84 mostra um exemplo de um módulo extrator de ModCod r307 no caminho de dados do módulo de desmodulação BICM mostrado na Fig. 64.

Tal como mostrado na Fig. 84, o cabeçalho da FECFRAME pode ser analisado (r301b), em seguida, simbolos que transmitem informação idêntica em simbolos repetidos podem ser atrasados, alinhados e então combinados (combinador de Rake r302b). Finalmente, quando a desmodulação BPSK (r303b) é executada, o campo de sinal LI recebido pode ser restaurado e este campo de sinal LI restaurado pode ser enviado para o controlador do sistema para ser usado como parâmetro para descodificação. A FECFRAME analisada pode ser enviada para o desmapeador de simbolos. A Fig. 7 8 mostra um desempenho da taxa de erros

de bit (BER) da proteção de LI acima mencionada. Pode considerar-se que cerca de 4.8 dB de ganho de SNR são obtidos através da repetição de três vezes. 0 SNR necessário é de 8.7 dB a uma BER = 1E-11. A Fig. 79 mostra exemplos de tramas de transmissão e estruturas de trama FEC. As estruturas de trama FEC mostradas no canto superior direito da Fig. 79 representam o cabeçalha FECFRAME inserido pelo módulo de inserção de cabeçalho ModCod 307 na Fig. 37. Depreende-se que, dependendo de várias combinações de condições, ou seja, tipo CCM ou tipo ACM/VCM e PLP único ou múltiplo, ΡΕ2190135 - 60 - diferentes dimensões de cabeçalhos podem ser inseridas. Ou então, nenhum cabeçalho pode ser inserido. Tramas de transmissão formadas de acordo com tipos de janelas de dados e mostradas no lado inferior esquerdo da Fig. 7 9 podem ser formadas pelo módulo de inserção de cabeçalho de trama 401 do Construtor de Tramas tal como mostrado na Fig. 42 e o módulo de mistura/corte 208 do processador de entrada mostrado na Fig. 35. Neste ponto, a FECFRAME pode ser transmitida de acordo com diferentes tipos de janela de dados. Usando este método, pode ser reduzido até um máximo de 3,3% de overhead. No canto superior direito da Fig. 79, quatro diferentes tipos de estruturas são mostrados, mas uma pessoa especializada na técnica iria entender que estes são apenas exemplos, e qualquer um destes tipos ou as suas combinações podem ser usados para a janela de dados.

No lado do recetor, o módulo removedor do cabeçalho da trama r401 do módulo do analisador de tramas conforme mostrado na Fig. 63 e o módulo extrator de ModCod r307 do módulo desmodulador de BICM mostrado na Fig. 64 podem extrair um parâmetro do campo de ModCod que é necessário para a descodificação. Neste momento, de acordo com a janela de dados tipos de parâmetros da trama de transmissão podem ser extraídos. Por exemplo, para o tipo CCM, os parâmetros podem ser extraídos a partir da sinalização de LI que é transmitida no preâmbulo e para o tipo ACM/VCM, os parâmetros podem ser extraídos do cabeçalho da FECFRAME. 61 - ΡΕ2190135

Como mostrado no canto superior direito da Fig. 7 9, a estrutura de FECFRAME pode ser dividida em dois grupos, em que o primeiro grupo são as três estruturas de trama superiores com cabeçalho e o segundo grupo é a última estrutura de trama sem cabeçalho. A Fig. 80 mostra um exemplo de sinalização de LI que pode ser transmitido no preâmbulo pelo módulo de inserção de cabeçalho de trama 401 do módulo construtor de tramas mostrado na Fig. 42. Esta sinalização de LI é diferente da anterior sinalização de LI na medida em que a dimensão do bloco de Ll pode ser transmitida em bits (Ll_size, 14 bits) ; ligar/desligar intercalação de tempo na janela de dados é possível (dslice_time_intrlv, 1 bit); e definindo o tipo de janela de dados (dslice_type, 1 bit), o overhead da sinalização de Ll é reduzido. Neste momento, quando o tipo de janela de dados é CCM, o campo Mod/Cod pode ser transmitido dentro do preâmbulo, em vez de no cabeçalho da FECFRAME (plp_mod (3 bits), plp_fec_type (1 bit), plp_cod (3 bits)).

No lado do recetor, o descodificador interno reduzido/puncionado r303-l do desmodulador BICM como mostrado na Fig. 64 pode obter o primeiro bloco LDPC, que tem uma dimensão de bloco de Ll fixa, transmitido no preâmbulo, através de descodificação. O número e a dimensão do resto dos blocos LDPC também podem ser obtidos. A intercalação de tempo pode ser usada quando múltiplos símbolos OFDM são necessários para a transmissão de Ll ou ΡΕ2190135 - 62 - quando há uma janela de dados intercalada no tempo. Um ligar/desligar flexível da intercalação de tempo é possível com um sinalizador de intercalação. Para a intercalação de tempo do preâmbulo, podem ser necessários um sinalizador de intercalação de tempo (1 bit) e um número de símbolos OFDM intercalados (3 bits) , assim, um total de 4 bits pode ser protegido por uma forma semelhante a um cabeçalho de FECFRAME encurtado. A Fig. 81 mostra um exemplo de pré-sinalização de LI que pode ser executado com o módulo de inserção de cabeçalhos de Mod/Cod 307-1 no caminho de dados do módulo BICM mostrado na Fig. 37. Os blocos com linhas inclinadas e o Construtor de preâmbulo são exemplos do módulo de inserção de cabeçalho ModCod 307-1 no caminho de sinalização LI do módulo BICM mostrado na Fig. 37. Os blocos sólidos são exemplos do módulo de inserção de cabeçalho de trama 401 do Construtor de Tramas tal como mostrado na Fig. 42.

Além disso, os blocos sólidos podem ser exemplos do módulo de código interno encurtado/puncionado 303-1, intercalador interno 304-1, desmultiplexador de bits 305-1 e mapeador de símbolos 306-1 no caminho de sinalização LI do módulo BICM mostrado na Fig. 37.

Tal como visto na Fig. 81, o sinal de LI que é transmitido no preâmbulo pode ser protegido usando a codificação LPDC encurtada/puncionada. Os parâmetros - 63 - ΡΕ2190135 relacionados podem ser inseridos no cabeçalho na forma de Ll-pre. Neste momento, apenas parâmetros de intercalação de tempo podem ser transmitidos no cabeçalho do preâmbulo. Para garantir mais robustez, uma repetição de quatro vezes pode ser executada. No lado do recetor, para ser possível descodificar o sinal Ll que é transmitido no preâmbulo, o módulo extrator de ModCod r307-l no caminho de sinalização Ll do desmodulador BICM, tal como mostrado na Fig. 64 precisa usar o módulo de descodificação mostrado na Fig. 84. Neste momento, porque existe uma repetição de quatro vezes ao contrário do anterior cabeçalho de FECFRAME de descodificação, um processo recetor de Rake que sincroniza os símbolos repetidos quatro vezes e adiciona os símbolos, é necessário. A Fig. 82 mostra uma estrutura do bloco de sinalização de Ll que é transmitida a partir do módulo de inserção de cabeçalho de trama 401 do módulo Construtor de Tramas como mostrado na Fig. 42. Ele mostra um caso onde nenhuma intercalação de tempo é usada num preâmbulo. Como mostrado na Fig. 82, diferentes tipos de blocos LDPC podem ser transmitidos na ordem das portadoras. Uma vez que um símbolo OFDM é formado e transmitido então um símbolo OFDM seguinte é formado e transmitido. Para o último símbolo OFDM ser transmitido, se existir alguma portadora livre, as portadoras podem ser usadas para transmissão de dados ou podem ser preenchidas de forma fictícia. O exemplo na Fig. 82 mostra um preâmbulo que compreende três símbolos OFDM. No lado do recetor, para este caso sem intercalação, o ΡΕ2190135 - 64 - desintercalador de símbolos r308-l no caminho de sinalização de LI do desmodulador BICM, tal como mostrado na Fig. 64 pode ser ignorado. A Fig. 83 mostra um caso onde a intercalação de tempo de LI é executada. Tal como mostrado na Fig. 83, a intercalação de blocos pode ser executada com o intuito de formar um símbolo OFDM para índices de portadora idênticos, para em seguida formar um símbolo OFDM para os próximos índices de portadora. Tal como no caso onde não há intercalação, se existir alguma portadora livre, que as portadoras podem ser usadas para transmissão de dados ou podem ser preenchidas de forma fictícia. No lado do recetor, para este caso sem intercalação, o desintercalador de símbolos r308-l no caminho de sinalização de LI do desmodulador BICM mostrado na Fig. 64 pode executar desintercalação de blocos através da leitura de blocos LDPC em ordem crescente de números dos blocos LDPC.

Além disso, pode haver pelo menos dois tipos de janelas de dados. A janela de dados do tipo 1 tem dslicejype = 0 nos campos de sinalização de LI. Este tipo de janela de dados não tem nenhum cabeçalho XFECFrame e tem os seus valores mod/cod nos campos de sinalização de LI. A janela de dados do tipo 2 tem dslice_type = 1 nos campos de sinalização de LI. Este tipo de janela de dados tem cabeçalho XFECFrame e tem os seus valores mod/cod no cabeçalho de XFECFrame. - 65 - ΡΕ2190135 XFECFrame significa XFEC (compleX Forward Error Correction)Frame (Trama complexa com correção de erros sem canal de retorno) e mod/cod significa modulation type/taxa de código (tipo de modulação/taxa de código).

Num recetor, um analisador de tramas pode formar uma trama a partir de sinais desmodulados. A trama tem símbolos de dados e os símbolos de dados podem ter um primeiro tipo de janela de dados que tem uma XFECFrame e um cabeçalho de XFECFrame e um segundo tipo de janela de dados que tem XFECFrame sem cabeçalho de XFECFrame. Além disso, um recetor pode extrair um campo para indicar se executa desintercalação de tempo nos símbolos do preâmbulo ou não executa desintercalação de tempo sobre os símbolos do preâmbulo, a partir de LI dos símbolos do preâmbulo.

Num transmissor, um construtor de trama pode construir uma trama. Os símbolos de dados da trama incluem um primeiro tipo de janela de dados que tem um XFECFrame e um cabeçalho de XFECFrame e um segundo tipo de janela de dados que tem XFECFrame sem cabeçalho de XFECFrame. Além disso, um campo para indicar se executa intercalação de tempo de símbolos do preâmbulo ou não executa intercalação de tempo de símbolos do preâmbulo pode ser inserido em LI dos símbolos do preâmbulo.

Por último, para o código encurtado/puncionado para o módulo de inserção de cabeçalho de trama 401 do Construtor de tramas mostrado na Fig. 42, uma dimensão ΡΕ2190135 - 66 - mínima da palavra de código que pode obter ganho de codificação pode ser determinada e pode ser transmitida num primeiro bloco LDPC. Desta forma, para o resto das dimensões dos blocos LDPC pode ser obtida a partir da dimensão desse bloco de LI transmitido. A Fig. 85 mostra um outro exemplo de pré-sinalização de Ll que pode ser transmitida a partir do módulo de inserção de cabeçalhos de Mod/Cod 307-1 no caminho de sinalização de Ll do módulo BICM mostrado na Fig. 37. A Fig. 85 é diferente da Fig. 81 na medida em que o mecanismo de proteção da parte do cabeçalho foi modificado. Tal como visto na Fig. 85, as informações de dimensão do bloco de Ll Ll_size (14 bits) não são transmitidas no bloco de Ll, mas transmitidas no cabeçalho. No cabeçalho, as informações de intercalação de tempo de 4 bits podem ser transmitidas também. Para um total de 18 bits de entrada, o código BCH (45, 18) que coloca na saída 45 bits são utilizados e copiados para os dois caminhos e, finalmente, mapeados com QPSK. Para o caminho-Q, um deslocamento cíclico de 1 bit pode ser executado para ganho de diversidade e a modulação de PRBS segundo a palavra de sincronização pode ser executada. Um total de 45 símbolos QPSK pode ser colocado na saída a partir destas entradas de caminho I/Q. Neste momento, se a profundidade da intercalação de tempo for definida como um número de preâmbulos que é necessário para transmitir o bloco de Ll, Ll_span (3 bits) que indica que a profundidade da intercalação do tempo pode não precisar de ser transmitida. 67 - ΡΕ2190135

Por outras palavras, só o sinalizador de ligar/desligar (1 bit)de intercalação de tempo pode ser transmitido. Num lado do recetor, ao se verificar apenas um número de preâmbulos transmitidos, sem o uso de Ll_span, a profundidade de desintercalação de tempo pode ser obtida. A Fig. 86 mostra um exemplo de calendarização do bloco de sinalização de Ll que é transmitido no preâmbulo. Se uma dimensão de informação de Ll que pode ser transmitida num preâmbulo é Nmax, quando a dimensão de Ll é menor que Nmax, um preâmbulo pode transmitir a informação. No entanto, quando a dimensão de Ll é maior que Nmax, a informação de Ll pode ser dividida igualmente tal que o sub-bloco de Ll dividido seja menor que Nmax, então o sub-bloco de Ll dividido pode ser transmitido num preâmbulo. Neste momento, para uma portadora que não é usada por causa da informação de Ll ser menor que Nmax, nenhuns dados são transmitidos.

Em vez disso, tal como mostrado na Fig. 88, a potência das portadoras onde o bloco de Ll é transmitido pode ser aumentada para manter uma potência de sinal de preâmbulo total igual à potência do símbolo de dados. 0 fator de aumento da potência pode ser variado dependendo da dimensão de Ll transmitido e um transmissor e um recetor podem ter um valor definido deste fator de aumento de potência. Por exemplo, se apenas metade do total das portadoras é utilizada, o fator de aumento de potência pode ser dois. 68 - ΡΕ2190135 A Fig. 87 mostra um exemplo de pré-sinalização de LI onde o aumento de potência é considerado. Quando comparada com a Fig. 85, pode ser visto que a potência do símbolo QPSK pode ser aumentada e enviada ao Construtor de preâmbulo. A Fig. 89 mostra um outro exemplo do módulo extrator de ModCod r307-l no caminho de sinalização de LI do módulo de desmodulador BICM mostrado na Fig. 64. A partir do símbolo de preâmbulo de entrada, a FECFRAME de sinalização de LI pode ser colocada na saída no desmapeador de símbolos e apenas a parte do cabeçalho pode ser descodificada.

Para o símbolo do cabeçalho de entrada, o desmapeamento de QPSK pode ser executado e o valor de Taxa de Registo-Probabilidade - Log-Likelyhood Ratio (LLR) pode ser obtido. Para o caminho-Q, a desmodulação PRBS segundo a palavra de sincronização pode ser executada e um processo inverso do deslocamento cíclico de 1-bit pode ser realizado para restauração.

Estes dois valores de caminhos alinhados I/Q podem ser combinados e pode ser obtido ganho de SNR. A saída da decisão firme pode ser colocada na entrada do descodificador BCH. 0 descodificador BCH pode restaurar 18 bits de Ll-pre a partir da entrada de 45 bits. 69 - ΡΕ2190135 A Fig. 90 mostra um homólogo, um extrator de ModCod de um recetor. Quando comparada à Fig. 89, o controlo de potência pode ser executado nos símbolos de entrada do desmapeador QPSK para restauração a partir do nível de potência aumentado por transmissor para o seu valor original. Neste ponto, o controlo de potência pode ser realizado considerando um número de portadoras usadas para sinalização de Ll num preâmbulo e tomando um inverso do fator de aumento de potência obtida de um transmissor. 0 fator de aumento de potência define a potência do preâmbulo e a potência do símbolo de dados como idênticas. A Fig. 91 mostra um exemplo de pré-sincronização de Ll que pode ser realizado na módulo extrator de ModCod r307-l no caminho de sinalização de Ll do módulo de desmodulador BICM mostrado na Fig. 64. Este é um processo de sincronização para obter uma posição inicial do cabeçalho num preâmbulo. Os símbolos de entrada podem então ser desmapeados com QPSK, para a saída Q-caminho, um inverso do deslocamento cíclico de 1 bit pode ser executado e o alinhamento pode ser executado. Dois valores de caminhos I/Q podem ser valores multiplicados e os valores modulados através de pré-sinalização de Ll podem ser desmodulados. Assim, a saída do multiplicador pode expressar apenas PRBS que é uma palavra de sincronização. Quando a saída está correlacionada com uma sequência conhecida PRBS, um pico de correlação no cabeçalho pode ser obtido. Assim, uma posição inicial do cabeçalho num preâmbulo pode ser obtida. Se necessário, o controlo de - 70 - ΡΕ2190135 potência que é executado para restaurar o nível de potência original, tal como mostrado na Fig. 90, pode ser executado na entrada do desmapeador QPSK. A Fig. 92 mostra outro exemplo de campo de cabeçalho de bloco de LI que é enviado para o módulo de inserção de cabeçalho 307-1 sobre o caminho de sinalização de Ll do módulo BICM, tal como mostrado na Fig. 37. Esta Fig. 92 é diferente da Fig. 85 na medida em que Ll_span, que representa a profundidade da intercalação de tempo é reduzida para 2 bits e os bits reservados são aumentados em 1 bit. Um recetor pode obter o parâmetro de intercalação de tempo do bloco de Ll a partir da Ll_span transmitida. A Fig. 93 mostra processos de divisão de forma igual de um bloco de Ll em tantas partes como uma série de preâmbulos, em seguida inserir um cabeçalho em cada um dos blocos Ll divididos, e então atribuir os blocos Ll com cabeçalho inserido a um preâmbulo. Isto pode ser executado quando uma intercalação de tempo é realizada com um número de preâmbulos onde o número de preâmbulos é maior que um número mínimo de preâmbulos que é necessário para a transmissão do bloco de Ll. Isto pode ser realizado no bloco de Ll no caminho de sinalização de Ll do módulo BICM, tal como mostrado na Fig. 37. 0 resto das portadoras, após a transmissão de blocos Ll pode ter padrões de repetição cíclica em vez de serem preenchidos com zero. A Fig. 94 mostra um exemplo do Desmapeador de 71 - ΡΕ2190135 Símbolos r306-l do módulo desmodulador BICM, tal como mostrado na Fig. 64. Para um caso onde os blocos LI FEC são repetidos tal como mostrado na Fig. 93, cada ponto inicial do bloco de LI FEC pode ser alinhado, combinado (r301f), e, em seguida, desmapeado através de QAM (r302f) para obter ganho de diversidade e um ganho de SNR. Neste ponto, o combinador pode incluir processos de alinhamento e adição de cada bloco de Ll FEC e divisão do bloco de Ll FEC adicionado. Para um caso onde apenas uma parte do último bloco FEC é repetida tal como mostrado na Fig. 93, apenas a parte repetida pode ser dividida em tantos como o número de cabeçalhos do bloco FEC e a outra parte pode ser dividida por um valor que é um a menos que um número de cabeçalhos do bloco FEC. Por outras palavras, o número da divisão corresponde a um número de portadoras que é adicionado a cada portadora. A Fig. 98 mostra um outro exemplo de calendarização do bloco de Ll. A Fig. 98 é diferente da Fig. 93 na medida em que, em vez de realizar preenchimento com zeros ou repetição quando os blocos Ll não preenchem um símbolo OFDM, o símbolo OFDM pode ser preenchido com redundância de paridade executando menos puncionamento em código encurtado/puncionado no transmissor. Por outras palavras, quando o puncionamento de paridade (304c) é executado na Fig. 38, a taxa de código eficaz pode ser determinada de acordo com a relação de puncionamento, portanto, através de puncionamento visto que menos bits têm de ser preenchidos com zeros, a taxa de código eficaz pode 72 - ΡΕ2190135 ser diminuída e um melhor ganho de codificação pode ser obtido. 0 módulo de operação inversa de puncionamento de paridade r303a de um recetor, tal como mostrado na Fig. 65 pode executar a operação inversa de puncionamento considerando a redundância de paridade menos puncionada. Neste momento, porque um recetor e um transmissor podem ter informações sobre a dimensão total do bloco de Ll, a relação de puncionamento pode ser calculada. A Fig. 95 mostra um outro exemplo do campo de sinalização de Ll. A Fig. 95 é diferente da Fig. 74, na medida em que, para um caso em que o tipo de janela de dados é CCM, um endereço inicial (21 bits) do PLP pode ser transmitido. Ou seja, para um caso onde a janela de dados não tem nenhum cabeçalho, um endereço inicial do PLP pode ser transmitido. Isto pode permitir que a FECFRAME de cada PLP forme uma trama de transmissão, sem a FECFRAME estar alinhada com uma posição inicial de uma trama de transmissão. Assim, o overhead de preenchimento, que pode ocorrer quando a largura da janela de dados é estreita, pode ser eliminado. Um recetor, quando um tipo de janela de dados é CCM, pode obter informações de ModCod a partir do preâmbulo, no caminho de sinalização de Ll do desmodulador BICM, tal como mostrado na Fig. 64, em vez de as obter a partir do cabeçalho da FECFRAME. Além disso, mesmo quando ocorre um zapping num local aleatório da trama de transmissão, pode ser realizada sem demora sincronização da FECFRAME porque o endereço inicial do PLP pode ser já obtido a partir do preâmbulo. ΡΕ2190135 - 73 - A Fig. 96 mostra um outro exemplo de campos de sinalização de LI que podem reduzir o overhead do endereçamento de PLP. A Fig. 97 mostra os números de simbolos QAM que correspondem a uma FECFRAME dependendo dos tipos de modulação. Neste momento, um máximo divisor comum do símbolo QAM é 135, logo, um overhead de log2 (135) * 7 bits pode ser reduzido. Assim, a Fig. 96 é diferente da Fig. 95, na medida em que um número de bits do campo PLP_start pode ser reduzido de 21 bits para 14 bits. Este é um resultado de considerar 135 símbolos como um grupo único e endereçar o grupo. Um recetor pode obter um índice de portadora OFDM onde o PLP começa numa trama de transmissão após obter o valor do campo PLP_start e multiplicando-o por 135.

Usando os métodos sugeridos e dispositivos, entre outras vantagens, é possível implementar um eficiente transmissor digital, recetor e estrutura de sinalização de camada física.

Ao transmitir informações de ModCod em cada cabeçalho de trama de BB que é necessário para ACM/VCM e transmitindo o resto da sinalização da camada física num cabeçalho da trama, o overhead de sinalização pode ser minimizado. QAM modificada para uma transmissão de energia mais eficiente ou um sistema de radiodifusão digital mais 74 - ΡΕ2190135 robusto ao ruído pode ser implementada. 0 sistema pode incluir transmissor e recetor para cada exemplo divulgado e as suas combinações.

Uma QAM Não-Uniforme melhorada para uma transmissão de energia mais eficiente ou um sistema de radiodifusão digital mais robusto ao ruído pode ser implementada. Um método de utilização de taxa de código de código de correção de erros de NU-MQAM e MQAM também é descrito. 0 sistema pode incluir transmissor e recetor para cada exemplo divulgado e as suas combinações. 0 método de sinalização de LI sugerido pode reduzir o overhead em 3~4%, minimizando o overhead de sinalização durante a ligação de canais.

Será aparente aos especializados na técnica que várias modificações e variações podem ser feitas na presente invenção sem se afastar da invenção.

Lisbao, 14 de Junho de 2012

Claims

ΡΕ2190135 - 1 - REIVINDICAÇÕES 1. Um método de transmissão de sinal de Radiodifusão Video Digital, DVB, o método que inclui: converter um fluxo de entrada numa trama de Banda de Base (Baseband) , BB, de um Tubo de Camada Fisica (Physical Layer Pipe), PLP; converter a trama de BB numa trama de Correção de Erros sem Canal de Retorno (Forward Error Correction) , FEC, por um esquema FEC; converter a trama FEC numa trama de Correção Complexa de Erros sem Canal de Retorno (Complex Forward Error Correction), XFEC, através do método de constelação de Modulação de Amplitude em Quadratura (Quadrature Amplitude Modulation), QAM; construir uma trama de sinal com base na trama XFEC e símbolos de preâmbulo; modular a trama de sinal através de um método de Multiplexação Ortogonal por Divisão de Frequência (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) , OFDM, a modulação OFDM usando o modo 4K da Transformada Rápida de Fourier (Fast Fourier Transform), FFT, e, - 2 - ΡΕ2190135 transmitir a trama de sinal modulada, em que um bloco de Camada-1 (Layer-1), Ll, o qual inclui informação de sinalização de Ll da trama de sinal é repetido nos simbolos de preâmbulo com uma taxa igual à largura de banda de 3408 subportadoras, o bloco de Ll tendo informação PLP START que indica a posição inicial da primeira trama XFEC completa do PLP, e em que a dimensão da informação PLP START é de 14 bits.
2. 0 método de acordo com a reivindicação 1, incluindo ainda: seletivamente inserir um cabeçalho no inicio da trama XFEC; e construir pelo menos uma janela de dados com base na trama XFEC e cabeçalho, em que um primeiro tipo da janela de dados que tem a trama XFEC sem o cabeçalho e um segundo tipo da janela de dados que tem a trama XFEC com o cabeçalho.
3. O método de acordo com a reivindicação 2, em que a informação PLP START surge quando a janela de dados é o primeiro tipo da janela de dados.
ΡΕ2190135 - 3 - 4. 0 método de acordo com a reivindicação 1 a 2, em que os simbolos do preâmbulo têm informação DATA SLICE ΤΥΡΕ (TIPO JANELA DE DADOS), a informação DATA SLICE ΤΥΡΕ incluindo o primeiro tipo da janela de dados e o segundo tipo da janela de dados.
5. 0 método de acordo com a reivindicação 1, em que a mesma largura de banda de 3408 subportadoras é 7,61 MHz .
6. Um método de receção de sinal de Radiodifusão Vídeo Digital, DVB, o método que inclui: desmodular o sinal recebido através do uso de um método de Multiplexação Ortogonal por Divisão de Frequência (Orthogonal Frequency Division Multiplexing), OFDM, a modulação OFDM usando o modo 4K da Transformada Rápida de Fourier (Fast Fourier Transform) , FFT; obter uma trama de sinal a partir dos sinais desmodulados, a trama de sinal incluindo símbolos de preâmbulo e janelas de dados, a janela de dados incluindo a trama de Correção Complexa de Erros sem Canal de Retorno (Complex Forward Error Correction) , XFEC, e transportando pelo menos um PLP; converter a trama XFEC numa trama de Correção de Erros sem Canal de Retorno (Forward Error ΡΕ2190135 - 4 - Correction), FEC, através do método de constelação de Modulação de Amplitude em Quadratura (Quadrature Amplitude Modulation), QAM, e converter a trama FEC numa trama de Banda de Base (Baseband), BB, de um Tubo de Camada Física (Physical Layer Pipe), PLP; em que um bloco de Camada-1 (Layer-1), Ll, o qual inclui informação de sinalização de Ll da trama de sinal é repetido nos símbolos de preâmbulo com uma taxa igual à largura de banda de 3408 subportadoras, o bloco de Ll tendo informação PLP START que indica a posição inicial da primeira trama XFEC completa do PLP, e em que a dimensão dos dados da informação PLP START é de 14 bits.
7. O método de acordo com a reivindicação 6, em que a mesma largura de banda de 3408 subportadoras é 7,61 MHz .
8. O método de acordo com a reivindicação 7, em que a informação PLP START surge quando a janela de dados é o primeiro tipo da janela de dados;
9. Um transmissor de transmissão de sinal Radiodifusão Vídeo Digital, DVB, o transmissor que inclui: um meio (101) configurado para converter um fluxo de - 5 - ΡΕ2190135 entrada numa trama de Banda de Base (Baseband) , BB, de um Tubo de Camada Física (Physical Layer Pipe), PLP; um meio (102) configurado para converter o PLP numa trama de Correção de Erros sem Canal de Retorno (Forward Error Correction) , FEC, por um esquema FEC; um meio (306) configurado para converter a trama FEC numa trama de Correção Complexa de Erros sem Canal de Retorno (Complex Forward Error Correction) , XFEC, através do método de constelação de Modulação de Amplitude em Quadratura (Quadrature Amplitude Modulation), QAM; um meio (103) configurado para construir uma trama de sinal com base na trama XFEC e símbolos de preâmbulo, em que os símbolos de preâmbulo tendo informação PLP START que indica a posição inicial da primeira trama XFEC completa do PLP; um meio (104) configurado para modular a trama de sinal através do uso de um método de Multiplexação Ortogonal por Divisão de Frequência (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) , OFDM, a modulação OFDM usando o modo 4K da Transformada Rápida de Fourier (Fast Fourier Transform) , FFT; e um meio (105) configurado para transmitir a trama de sinal modulado, ΡΕ2190135 - 6 - em que um bloco de Camada-1 (Layer-1), Ll, o qual inclui informação de sinalização de Ll da trama de sinal é repetido nos símbolos de preâmbulo com uma taxa igual à largura de banda de 3408 subportadoras, o bloco de Ll tendo informação PLP START que indica a posição inicial da primeira trama XFEC completa do PLP, e em que a dimensão dos dados da informação PLP START é de 14 bits.
10. O transmissor da reivindicação 9, incluindo ainda: um meio (307) configurado para seletivamente inserir um cabeçalho na parte inicial da trama XFEC; e um meio (103) configurado para construir pelo menos uma janela de dados com base na trama XFEC e cabeçalho, em que um primeiro tipo da janela de dados que tem a trama XFEC sem o cabeçalho e um segundo tipo da janela de dados que tem a trama XFEC com o cabeçalho.
11. O transmissor da reivindicação 9, em que a informação PLP START surge quando a janela de dados é o primeiro tipo de janela de dados.
12. O transmissor da reivindicação 9 a 10, em ΡΕ2190135 - 7 - que a mesma largura de banda de 3408 subportadoras é 7,61 MHz .
13. Um recetor de receção de sinal Radiodifusão Vídeo Digital, DVB, o recetor que inclui: um meio (rl04) configurado para desmodular o sinal recebido através do uso de um método de Multiplexação Ortogonal por Divisão de Frequência (Orthogonal Frequency Division Multiplexing), OFDM, a modulação OFDM usando o modo 4K da Transformada Rápida de Fourier (Fast Fourier Transform), FFT; um meio (rl03) configurado para obter uma trama de sinal a partir dos sinais desmodulados, a trama de sinal incluindo símbolos de preâmbulo e janelas de tempo, a janela de tempo incluindo a trama de Correção Complexa de Erros sem Canal de Retorno (Complex Forward Error Correction) , trama XFEC, e transportando pelo menos um Tubo de Camada Física (Physical Layer Pipe), PLP; um meio (r306) configurado para converter a trama XFEC numa trama de Correção de Erros sem Canal de Retorno (Forward Error Correction) , FEC, através do método de constelação de Modulação de Amplitude em Quadratura (Quadrature Amplitude Modulation), QAM, e um meio (rlOl) configurado para converter a trama FEC numa trama de Banda de Base (Baseband), BB, do PLP; ΡΕ2190135 - 8 - em que um bloco de Camada-1 (Layer-1), Ll, o qual inclui informação de sinalização de Ll da trama de sinal é repetido nos simbolos de preâmbulo pela mesma largura de banda de 3408 subportadoras, o bloco de Ll tendo informação PLP START que indica a posição inicial da primeira trama XFEC completa do PLP, e em que a dimensão dos dados da informação PLP START é de 14 bits.
14. O recetor da reivindicação 13, em que os simbolos de preâmbulo têm informação DATA SLICE ΤΥΡΕ (TIPO JANELA DE DADOS), e a mesma largura de banda de 3408 subportadoras é 7,61 MHz.
15. O recetor da reivindicação 14, em que a informação PLP START surge quando a janela de dados é o primeiro tipo da janela de dados. Lisboa, 14 de Junho de 2012