ES2395711T3

ES2395711T3 - Aparato para transmitir y recibir una señal y método para transmitir y recibir una señal

Info

Publication number: ES2395711T3
Application number: ES11162356T
Authority: ES
Inventors: Woo Suk Ko; Sang Chul Moon
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2008-11-16
Filing date: 2009-06-03
Publication date: 2013-02-14
Anticipated expiration: 2029-06-03
Also published as: PT2381598E; PT2357747E; SI2381598T1; ES2395480T3; DK2187543T3; WO2010055981A1; CN102217265B; EP2381598A1; CN102217265A; SI2357747T1; PT2187543E; PL2381598T3; DK2357747T3; EP2381598B1; EP2187543B1; SI2187543T1; PL2187543T3; ES2371388T3; EP2357747B1; ATE520212T1

Abstract

Un aparato para transmitir una señal de difusión, el aparato que comprende: medios (301-1) para codificación externa de los datos de señalización de Capa 1 (L1) para datos de PLP deseñalización que transportan al menos un servicio usando un esquema de codificación externo; medios (303-1) para codificación interna de los datos de señalización de L1 de codificación externa usando unesquema de codificación interna; medios (305-1) para el demultiplexado de bits de los datos de señalización de L1 de codificación interna; medios (308-1) para el entrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1 demultiplexados en bits ysacar un bloque T1 de L1 en base a la información del modo T1 de L1; y caracterizado por medios (103) para insertar una cabecera de L1 en la parte delantera del bloque T1 de L1 para formar un bloquede L1, en donde el contenido del bloque T1 de L1 con la cabecera de L1 se repite para llenar un ancho de bandadel bloque de L1 en el dominio de la frecuencia; medios (103) para formar una trama de señal que incluye símbolos de preámbulo de los datos de señalización deL1 y símbolos de datos de los datos del PLP, en donde los símbolos de preámbulo se dividen en bloques de L1del mismo ancho de banda; medios (104) para modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División en FrecuenciaOrtogonal (OFDM); y medios (105) para transmitir la trama de señal modulada.

Description

Aparato para transmitir y recibir una señal y método para transmitir y recibir una señal.

Antecedentes de la invención

Campo de la técnica

La presente invención se refiere a un método para la transmisión y recepción de una señal y un aparato para la transmisión y recepción de una señal, y más particularmente, a un método para la transmisión y recepción de una señal y un aparato para la transmisión y recepción de una señal, que son capaces de mejorar la eficacia de transmisión de datos.

Descripción de la técnica relacionada

Segúnseha desarrollado una tecnología de difusión digital, los usuarioshan recibido una imagen en movimiento de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo de compresión y el alto rendimiento de los componentes físicos, se proporcionará a los usuarios un mejor entorno en el futuro. Un sistema de televisión digital (DTV) puede recibir una señal de difusión digital y proporcionar una variedad de servicios complementarios a los usuarios así como una señal de vídeo y una señal de audio.

La Difusión de Vídeo Digital (DVB)-C2 es la tercera especificación que se une a la familia de DVB de sistemas de transmisión de segunda generación. Desarrollado en 1994, en la actualidad DVB-C está desarrollado en más de 50 millones de sintonizadores de cable en todo el mundo. En línea con los demás sistemas de segunda generación DVB, DVB-C2 usa una combinación de códigos BCH y de comprobación de paridad de Baja densidad (LDPC). Esta potente corrección de errores sin canal de retorno (FEC) proporciona aproximadamente una mejora de 5 dB de la relación portadora a ruido sobre DVB-C. Los esquemas de entrelazado de bits apropiados optimizan la robustez global del sistema de FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se denominan Conductos de Capa Física (PLP). Uno o más de estos PLP se multiplexan en un segmento de datos. Se aplica entrelazado bidimensional (en los dominios del tiempo y de la frecuencia) a cada segmento permitiendo al receptor eliminar el impacto de los deterioros por ráfagas y la interferencia selectiva de frecuencia tal como el ingreso de frecuencia única.

El documento del Proyecto DVB “Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2” revela métodos de difusión de vídeo digital de la técnica anterior.

Con el desarrollo de estas tecnologías de difusión digital, se aumenta un requisito para un servicio tal como una señal de vídeo y una señal de audio yseaumenta gradualmente el tamaño de los datosdeseado por los usuarioso el número de canales de difusión.

Compendio de la invención

Por consiguiente, la presente invención se dirige a un método para la transmisión y recepción de una señal y un aparato para la transmisión y recepción de unaseñal que sustancialmente obvia uno omás problemasdebidosa las limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.

Un objeto de la presente invención es proporcionar un método para la transmisión de una señal de difusión a un receptor, el método que comprende: codificar los datos del preámbulo; entrelazar en el tiempo los datos del preámbulo codificados y sacar un bloque T1 de capa 1 (L1); insertar una cabecera de capa 1 (L1) en la parte delantera de cada uno de los bloques T1 de L1 según la información del modo T1 de L1; formar una trama deseñal en base a los símbolos de preámbulo, en donde los símbolos de preámbulo comprenden al menos un bloque T1 de L1 y una cabecera de L1; modular la trama de señal por un método de Multiplexación por División en Frecuencia Ortogonal (OFDM); y transmitir la trama de señal modulada.

Otro aspecto de la presente invención proporciona un método para la recepción de una señal de difusión, el método que comprende: demodular la señal recibida mediante el uso de un método de Multiplexación por División en Frecuencia Ortogonal (OFDM); obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, la trama de señal que comprende símbolos de preámbulo y símbolos de datos, los símbolos de preámbulo que comprenden al menos un bloque T1 de L1 y una cabecera de L1, el bloque T1 de L1 que tiene información de señalización de L1 para señalizar los símbolos de datos, en donde la cabecera de L1 se inserta dentro del bloque T1 de L1 según la información delmodo T1 de L1; desentrelazar en el tiempo en el bloque T1 de L1; y descodificar el bloque T1de L1 desentrelazado en el tiempo.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un transmisor para la transmisión de unaseñal de difusión a un receptor, el transmisor que comprende: un codificador configurado para codificar los datos de preámbulo; un entrelazador en el tiempo configurado para entrelazar en el tiempo los datos de preámbulo codificados y sacar un bloque T1 de capa 1 (L1); un módulo de inserción de cabecera de L1 configurado para insertar una cabecera de capa 1 (L1) en la parte delantera del bloque T1 de L1 según la información del modo T1 de L1; un formador de tramas configurado para formar una trama de señal en base a los símbolos de preámbulo, en donde los símbolos de preámbulo comprenden al menos un bloque T1 de L1 y una cabecera de L1; un modulador configurado para Modular la trama de señal por un método de Multiplexación por División en Frecuencia Ortogonal (OFDM); y una unidad de transmisión configurada para transmitir la trama de señal modulada.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un receptor para recibir la señal de difusión, el receptor que comprende: un demodulador configurado para demodular la señal recibida mediante el uso de un método de Multiplexación por División en Frecuencia Ortogonal (OFDM); un analizador sintáctico de tramas configurado para obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, la trama de señal que comprende símbolos de preámbulo y símbolos de datos, los símbolos de preámbulo que comprenden al menos un bloque T1 de L1 y una cabecera de L1, el bloque T1 de L1 que tiene información de señalización de L1 para señalizar los símbolos de datos, en donde la cabecera de L1 se inserta dentro del bloque T1 de L1 según la información del modo T1 de L1; un desentrelazador en el tiempo configurado para desentrelazar en el tiempo en el bloque T1 de L1; y un descodificador configurado para descodificar el bloque T1 de L1 desentrelazado en el tiempo.

Breve descripción de los dibujos

Los dibujos anexos, que se incluyen para proporcionar una comprensión adicional de la invención y se incorporan en y constituyen parte de esta solicitud, ilustran una(s) realización(es) de la invención y junto con la descripción sirven para explicar el principio de la invención. En los dibujos:

La Fig. 1 es un ejemplo de modulación de amplitud en Cuadratura (QAM) de 64 estados usada en el DVB-T europeo. La Fig. 2 es un método de Código Binario Reflejado de Gray (BRGC). La Fig. 3 es una salida próxima a Gaussiana por modificación de 64 QAM que se usa en DVB-T. La Fig. 4 es la distancia de Hamming entre el par Reflejado en BRGC. La Fig. 5 son las características en QAM donde existe un par Reflejado para cada eje I y eje Q. La Fig. 6 es un método para modificar QAM usando un par Reflejado de BRGC. La Fig. 7 es un ejemplo de 64/256/1024/4096 QAM modificada. Las Fig. 8 - 9 son un ejemplo de 64 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC. Las Fig. 10 - 11 son un ejemplo de 256 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC. Las Fig. 12 - 13 son un ejemplo de 1024 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0 ~ 511). Las Fig. 14 - 15 son un ejemplo de 1024 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512 ~ 1023). Las Fig. 16 - 17 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0 ~ 511). Las Fig. 18 - 19 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512 ~ 1023). Las Fig. 20 - 21 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1024 ~ 1535). Las Fig. 22 - 23 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1536 ~ 2047). Las Fig. 24 - 25 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2048 ~2559). Las Fig. 26 - 27 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2560 ~3071). Las Fig. 28 - 29 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3072 ~3583). Las Fig. 30 - 31 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3584 ~4095). La Fig. 32 es un ejemplo de correlación de bits de QAM Modificada donde se modifica256 QAM usando BRGC. La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una constelación no uniforme. La Fig. 34 es un ejemplo de sistema de transmisión digital. La Fig. 35 es un ejemplo de un procesador de entrada.

La Fig. 36 es una información que se puede incluir en banda Base (BB). La Fig. 37 es un ejemplo de BICM. La Fig. 38 es un ejemplo de codificador acortado/perforado. La Fig. 39 es un ejemplo de aplicación de diversas constelaciones. La Fig. 40 es otro ejemplo de casos donde se considera la compatibilidad entresistemas convencionales. La Fig. 41 es una estructura de trama que comprende el preámbulo para la señalización de L1 y los símbolo de

datos para datos del PLP. La Fig. 42 es un ejemplo de formador de tramas. La Fig. 43 es un ejemplo de inserción de piloto (404)mostrado en la Fig. 4. La Fig. 44 es una estructura de SP. La Fig. 45 es una nueva estructura de SP o Patrón Piloto (PP5'). La Fig. 46 es una estructura de PP5' sugerida. La Fig. 47 es una relación entre un preámbulo y un símbolo de datos. La Fig. 48 es otra relación entre un preámbulo y un símbolo de datos. La Fig. 49 es un ejemplo de perfil de retardo del canal de cable. La Fig. 50 es una estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112. La Fig. 51 es un ejemplo de modulador basado en OFDM. La Fig. 52 es un ejemplo de estructura de preámbulo. La Fig. 53 es un ejemplo de descodificación de Preámbulo. La Fig. 54 es un proceso para el diseño de preámbulo más optimizado. La Fig. 55 es otro ejemplo de estructura de preámbulo. La Fig. 56 es otro ejemplo de descodificación de Preámbulo. La Fig. 57 es un ejemplo de estructura de Preámbulo. La Fig. 58 es un ejemplo de descodificación de L1. La Fig. 59 es un ejemplo de procesador analógico. La Fig. 60 es un ejemplo de sistema receptor digital. La Fig. 61 es un ejemplo de procesador analógico usado en un receptor. La Fig. 62 es un ejemplo de demodulador. La Fig. 63 es un ejemplo de analizadorsintáctico de tramas. La Fig. 64 es un ejemplo de demodulador BICM. La Fig. 65 es un ejemplo de descodificación LDPC usando acortamiento/perforación. La Fig. 66 es un ejemplo de procesador de salida. La Fig. 67 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 68 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 69 es una nueva tasa de repetición de bloque de L1 de 7,61 MHz. La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en una cabecera de trama.

La Fig. 71 es el resultado de simulación de preámbulo y Estructura de L1. La Fig. 72 es un ejemplo de entrelazador de símbolos. La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque de L1. La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 75 es un ejemplo de entrelazado/desentrelazado en frecuencia o en el tiempo. La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de señalización de L1 que se transmite en la cabecera

FECFRAME en el módulo de Inserción de Cabecera ModCod (307) en la trayectoria de datos del módulo de BICM mostrado en la Fig. 3.

La Fig. 77 está mostrando una estructura para la cabecera FECFRAME para minimizar la sobrecarga. La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 mencionada anteriormente.

La Fig. 79 está mostrando ejemplos de una estructura de trama FEC y de trama de transmisión. La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de preseñalización de L1. La Fig. 82 está mostrando una estructura de bloque de señalización de L1. La Fig. 83 está mostrando un entrelazado en el tiempo de L1. La Fig. 84 está mostrando un ejemplo de modulación de extracción e información de código. La Fig. 85 está mostrando otro ejemplo de preseñalización L1. La Fig. 86 está mostrando un ejemplo de planificación de bloque de señalización de L1 que se transmite en el

preámbulo. La Fig. 87 está mostrando un ejemplo de preseñalización de L1 donde se considera aumento de potencia. La Fig. 88 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. La Fig. 89 está mostrando otro ejemplo de modulación de extracción e información de código. La Fig. 90 está mostrando otro ejemplo de modulación de extracción e información de código. La Fig. 91 está mostrando un ejemplo de presincronización de L1. La Fig. 92 está mostrando un ejemplo de preseñalización de L1. La Fig. 93 está mostrando un ejemplo de señalización L1. La Fig. 94 está mostrando un ejemplo de trayectoria de señalización L1.

Descripción de las realizaciones preferentes

Se hará ahora referencia en detalle a las realizaciones preferentes de la presente invención, ejemplos de las cuales se ilustran en los dibujos anexos. Siempre que sea posible, se usarán los mismos números de referencia a lo largo de los dibujos para referirse a partes iguales o similares.

En la siguiente descripción, el término "servicio" es indicativo de cualquiera de los contenidos de difusión que se pueden transmitir/recibir por el aparato de transmisión/recepción de señal.

La modulación de amplitud en cuadratura (QAM) que usa el Código Binario Reflejado de Gray (BRGC) se usa como modulación en un entorno de transmisión por difusión donde se usa Modulación Codificada Entrelazada de Bits (BICM). La Fig. 1 muestra un ejemplo de 64 QAM usada en la DVB-T europea.

El BRGC se puede hacer usando el método mostrado en la Fig. 2. Un BRGC de n bitsse puede hacer añadiendo un código inverso de BRGC de (n-1) bits (es decir, código reflejado) detrás de (n-1) bits, añadiendo ceros a una parte delantera del BRGC de (n-1) bits original, y añadiendo unos a una parte delantera del código reflejado. El código

BRGC hecho con este método tiene una distancia de Hamming entre códigos adyacentes de uno (1). Además, cuando el BRGC se aplica a la QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos que están más estrechamente adyacentes al punto, es uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos más estrechamente adyacentes al punto, es dos (2). Tales características de las distancias de Hamming entre un punto de constelación específico y otros puntos adyacentes se pueden doblar según la regla de correlación de Gray en QAM.

Para hacer un sistema robusto contra el Ruido Gaussiano Blanco Aditivo (AWGN), la distribución de señales transmitidas desde un transmisor se puede hacer cerca de la distribución Gaussiana. Para ser capaz de hacer eso, se pueden modificar las ubicaciones de los puntos en la constelación. La Fig. 3 muestra una salida próxima a Gaussiana modificando la 64 QAM usada en DVB-T. Tal constelación se puede doblar como QAM No uniforme (NU-

QAM).

Para hacer una constelación de QAM No uniforme, se puede usar una Función de Distribución Acumulativa Gaussiana (CDF). En el caso de 64, 256, o 1024 QAM, es decir, 2^N AM, la QAM se puede dividir en dos N-PAM independientes. Dividiendo la CDF Gaussiana en N secciones de probabilidad idéntica y permitiendo que un punto de señal en cada sección represente la sección, se puede hacer una constelación que tiene una distribución Gaussiana. En otras palabras, la coordenada xj de la N-PAM no uniforme recién definida se puede definir como sigue:

La Fig. 3 es un ejemplo de transformación de 64 QAM de DVB-T en NU-64 QAM usando los métodos anteriores. La Fig. 3 representa un resultado de modificar las coordenadas de cada eje I y eje Q usando los métodos anteriores y correlacionando los puntos de constelación previos respecto a las coordenadas recién definidas. En el caso de QAM de 32, 128 o 512, es decir, QAM cruzada, que no es QAM 2^N, modificando Pj apropiadamente, se puede encontrar una nueva coordenada.

Una realización de la presente invención puede modificar la QAM usando el BRGC usando características del BRGC. Como se muestra en la Fig. 4, la distancia de Hamming entre el Par Reflejado en el BRGC es uno porque difiere solamente en un bit que se añade a la parte delantera de cada código. La Fig. 5 muestra las características en QAM donde existe el par Reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, el par Reflejado existe a cada lado de la línea discontinua negra.

Usando los pares Reflejados existentes en QAM, se puede reducir una potencia media de una constelación QAM mientras que se mantiene la regla de correlación de Gray en QAM. En otras palabras, en una constelación donde una potencia media se normaliza como 1, se puede aumentar la distancia Euclidiana mínima en la constelación. Cuando se aplica esta QAM modificada a sistemas de comunicación o difusión, es posible implementar o bien un sistema más robusto al ruido usando la misma energía que un sistema convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento que un sistema convencional pero que usa menos energía.

La Fig. 6 muestra un método para modificar QAM usando el par Reflejado del BRGC. La Fig. 6a muestra una constelación y la Fig. 6b muestra un diagrama de flujo para modificar QAM usando el par Reflejado del BRGC. En primer lugar, necesita ser encontrado un punto objetivo que tiene la mayor potencia entre los puntos de la constelación. Los puntos candidatos son puntos donde se puede mover ese punto objetivo y son los puntos colindantesmáspróximos del par reflejado del punto objetivo. Entonces, necesitaserencontrado un punto vacío (es decir, un punto que todavía no ha sido tomado por otros puntos) que tiene la menor potencia entre los puntos candidatos y se comparan la potencia del punto objetivo y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es menor, el punto objetivo se mueve hacia el punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia media de los puntos en la constelación alcanza un mínimo mientras se mantiene la regla de correlación de Gray.

La Fig. 7 muestra un ejemplo de 64/256/1024/4096 QAM modificada. Los valores correlacionados de Gray se corresponden con las Fig. 8 ~ 31 respectivamente. Además de estos ejemplos, se pueden realizar otros tipos de QAM modificada que permitan la optimización de potencia idéntica. Esto es debido a que un punto objetivo se puede mover a múltiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida se puede aplicar a, no solamente a la 64/256/1024/4096 QAM, sino también a la QAM cruzada, una QAM de mayor tamaño, o modulaciones que usan un BRGC distinto de QAM.

La Fig. 32muestra un ejemplo de correlación de Bits de QAM Modificada donde la 256 QAM se modifica usando el BRGC. La Fig. 32a y la Fig. 32b muestran la correlación de los Bits Más Significativos (MSB). Los puntos indicados como círculos rellenos representan correlaciones de unos y los puntos indicados como círculos en blanco representan correlaciones de ceros. De la misma manera, cada bit se correlaciona como se muestra en las figuras desde (a) hasta (h) en la Fig. 32, hasta que se correlacionan los Bits Menos Significativos (LSB). Como se muestra en la Fig. 32, la QAM modificada puede permitir la decisión de bit usando sólo los ejes I o Q como QAM convencional, excepto para un bit que es próximo al MSB (Fig. 32c y Fig. 32d). Usando estas características, se puede hacer un receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Un receptor eficiente se puede implementar comprobando tanto los valores I como Q solamente cuando se determina el bit próximo al MSB y calculando solamente I o Q para el resto de bits. Este método se puede aplicar a LLR aproximada, LLR exacta o decisión firme.

Usando la QAM Modificada o MQAM, la cual usa las características del BRGC anterior, se puede hacer la constelación no uniforme o NU-MQAM. En la ecuación anterior donde se usa una CDF Gaussiana, Pj se puede modificar para adaptarse a la MQAM. Al igual que en QAM, en MQAM, se pueden considerar dos PAM que tienen un eje I y un eje Q. Sin embargo, a diferencia de QAM donde son idénticos una serie de puntos correspondientes a un valor de cada eje PAM, el número de puntos cambia en MQAM. Si un número de puntos que corresponden al valor de orden j de PAM se define como nj en una MQAM donde existen un total de M puntos de constelación, entonces Pj puede definirse comosigue:

Usando el Pj recién definido, la MQAM puede transformarse en una constelación No uniforme. Pj se puede definir

como sigue para el ejemplo de 256-MQAM.

La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de la MQAM en una constelación No uniforme. La NU-MQAM hecha usando estos métodos puede conservar características de receptores de MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. De esta manera, se puede implementar un receptor eficiente. Además,se puede implementar un sistema más robusto al ruido que la NU-QAM previa. Para un sistema de transmisión por difusión más eficiente, es posible hibridar la MQAM y la NU-MQAM. En otras palabras, se puede implementar un sistema más robusto al ruido usando una MQAM para un entorno dondeseusa un código de corrección de errores con una alta tasade código y usando NU-MQAM de otro modo. Para tal caso, un transmisor puede permitir que un receptor tenga información de la tasa de código de un código de corrección de errores usado actualmente y un tipo de modulación usado actualmente de manera que el receptor pueda demodularsegún la modulación usada actualmente.

La Fig. 34 muestra un ejemplo de sistema de transmisión digital. Las entradas pueden comprender una serie de flujos MPEG-TS o flujos GSE (Encapsulación General de Flujos). Un módulo procesador de entrada 101 puede añadir parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar la planificación para un módulo de BICM 102. El módulo de BICM 102 puede añadir datos de entrelazado y redundancia para la corrección de error de canal de transmisión. Un formador de tramas 103 puede formar tramas añadiendo información de señalización de capa física y pilotos. Un modulador 104 puede realizar una modulación sobre símbolos de entrada en métodos eficientes. Un procesador analógico 105 puede realizar varios procesos para convertir las señales digitales de entrada en señales analógicas de salida.

La Fig. 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo MPEG-TS o GSE de entrada se puede transformar mediante el preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesarán independientemente. Cada uno de esos flujos puede ser o bien una trama TS completa que incluye múltiples componentes de servicio o bien una trama TS mínima que incluye componente de servicio (es decir, vídeo o audio). Además, cada uno de esos flujos puede ser un flujo GSE que transmite o bien serviciosmúltiples o bien un únicoservicio.

El módulo de interfaz de entrada 202-1 puede asignar un número de bits de entrada igual a la capacidad del campo de datos máximo de una trama en banda Base (BB). Se puede insertar un relleno para completar la capacidad del bloque de código LDPC/BCH. El módulo sincronizador del flujo de entrada 203-1 puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del Flujo de Transporte (o Flujo Genérico Empaquetado), para garantizar un retardo y tasas de bit constantes extremo a extremo.

Para permitir la recombinación del Flujo de Transporte sin requerir memoria adicional en el receptor, los Flujos de Transporte de entrada se retardan mediante compensadores de retardo 204-1~n considerando unos parámetros de entrelazado de los PLP de datos en un grupo y el PLP común correspondiente. Los módulos de borrado de paquetes nulos 205-1~n pueden aumentar la eficiencia de transmisión eliminando el paquete nulo insertado para un caso de servicio de VBR (tasa de bit variable). Los módulos de codificador de Comprobación de Redundancia Cíclica (CRC) 206-1~n pueden añadir paridad de CRC para aumentar la fiabilidad de transmisión de la trama en BB. Los módulos de inserción de cabecera en BB 207-1~n pueden añadir la cabecera de trama en BB en una parte inicial de la trama en BB. La información que se puede incluir en la cabecera en BBsemuestra en la Fig. 36.

Un módulo fusionador/segmentador 208 puede realizar una segmentación de trama en BB a partir de cada PLP, fusionando las tramas en BB de múltiples PLP, y planificando cada trama en BB dentro de una trama de transmisión. Por lo tanto,el módulo fusionador/segmentador208 puedesacar la información de señalización de L1 que se refiere a una asignación de PLP en la trama. Por último, un módulo aleatorizador en BB 209 puede aleatorizar los flujos de bits de entrada para minimizar la correlación entre los bits dentro de los flujos de bits. Los módulos sombreados en la Fig. 35son módulos usados cuando el sistema de transmisión usa un único PLP, los otros módulos en la Fig. 35 son módulos usados cuando el dispositivo de transmisión usa múltiples PLP.

La Fig. 37 muestra una realización del módulo de BICM. La Fig. 37a muestra una trayectoria de datos y la Fig. 37b muestra una trayectoria de L1 del módulo de BICM. Un módulo codificador externo 301 y un módulo codificador interno 303 pueden añadir redundancia a los flujos de bits de entrada para corrección de errores. Un módulo entrelazador externo 302 y un módulo entrelazador interno 304 pueden entrelazar bits para impedir el error de ráfaga. Elmódulo entrelazador externo 302sepuede omitirsiel BICM es específicamente para DVB-C2. Un módulo demultiplexor de bit 305 puede controlar la fiabilidad de cada salida de bit del módulo entrelazador interno 304. Un módulo correlacionador desímbolos306 puede correlacionar flujosde bitsde entradaen flujosdesímbolos. En este momento, es posible usar cualquiera de una QAM convencional, una MQAM que use el BRGC mencionado anteriormente para una mejora de rendimiento, una NU-QAM que use modulación No uniforme, o una NU-MQAM que use modulación No uniforme aplicada al BRGC para una mejora de rendimiento. Para formar un sistema que sea más robusto contra el ruido, se pueden considerar combinaciones de modulaciones que usan MQAM y/o NU-MQAM dependiendo de la tasa de código del código de corrección de error y la capacidad de la constelación. En estemomento, el módulo correlacionador desímbolos 306 puede usar una constelación apropiada según la tasade código y la capacidad de la constelación. La Fig. 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones.

El caso 1 muestra un ejemplo de usar solamente NU-MQAM a baja tasa de código para la implementación simplificada del sistema. El caso 2muestra un ejemplo de usar una constelación optimizada en cada tasa de código. El transmisor puede enviar información acerca de la tasa de código del código de corrección de error y la capacidad de la constelación al receptor demanera que el receptor puede usar una constelación apropiada. La Fig.40 muestra otro ejemplo de casos donde se considera la compatibilidad entre los sistemas convencionales. Además de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para la optimización del sistema.

El módulo de inserción de Cabecera ModCod 307 mostrado en la Fig. 37 puede tomar información de realimentación de codificación y modulación Adaptativa (ACM)/codificación y modulación Variable (VCM) y añadir información de parámetro usada en la codificación y modulación a un bloque FEC como cabecera. El tipo de Modulación/cabecera de tasa de código (ModCod) puede incluir la siguiente información:

*: Tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta

*: Tasa de código (3 bits)

*: Modulación (3 bits) - hasta 64K QAM

*: Identificador de PLP (8 bits)

El módulo entrelazador de símbolos 308 puede realizar el entrelazado en el dominio de símbolos para obtener efectos de entrelazado adicionales. Se pueden realizar procesos similares realizados en la trayectoria de datos sobre la trayectoria de señalización de L1 pero con parámetros posiblemente diferentes (301-1 ~ 308-1). En este punto, se puede usar un módulo de código acortado/perforado (303-1) para código interno.

La Fig. 38muestra un ejemplo de codificación LDPCque usa acortamiento/perforación. Elproceso de acortamiento se puede realizar en bloques de entrada que tienenmenosbits que un número de bitsrequerido para la codificación LDPC se pueden rellenar (301c) tantos bits cero requeridos para la codificación LDPC. Los flujos de bits de entrada Rellenados con ceros pueden tener bits de paridad a través de la codificación LDPC (302c). En este momento, para flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, se pueden eliminar los ceros (303c) y para los flujos de bits de paridad, se puede realizar una perforación (304c) según las tasas de código. Estos flujos de bits de información y flujos de bits de paridad procesadosse pueden multiplexar en secuencias originales y sacarse (305c).

La Fig.41 muestra una estructura de trama que comprende el preámbulo para laseñalización de L1 y el símbolo de datos para datos de PLP. Se puede ver que los símbolos de preámbulo y datos se generan cíclicamente, usando una trama como unidad. Los símbolos de datos comprenden el tipo 0 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación fija y el tipo 1 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación variable. Para el tipo 0 de PLP, información tal como la modulación, el tipo de FEC y la tasa de código FEC se transmite en el preámbulo (véase la Fig. 42 para la inserción de cabecera de Trama 401). Para el tipo 1 de PLP, se puede transmitir la información correspondiente en la cabecera de bloque FEC de un símbolo de datos (ver la Fig. 37 para inserción de cabecera ModCod 307). Mediante laseparación de los tipos de PLP,se puede reducirla sobrecarga ModCod en un 3~4% de una tasa de transmisión total, para el tipo 0 de PLP que se transmite a una tasa de transmisión de bits fija. En un receptor, para un PLP de modulación/codificación fija de tipo 0 de PLP, el eliminador de cabecera de Trama r401 mostrado en la Fig. 63 puede extraer información sobre la Modulación y tasa de código FEC y proporcionar la información extraída a un módulo de descodificación de BICM. Para un PLP de codificación/modulación variable de tipo 1 de PLP, los módulos de extracción ModCod r307, r307-1 mostrados en la Fig. 64 pueden extraer y proporcionar los parámetros necesarios para la descodificación de BICM.

La Fig. 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un módulo de inserción de cabecera de tramas 401 puede formar una trama a partir de los flujos de símbolos de entrada y puede añadir una cabecera de trama en la parte delantera de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente información:

*: Número de canales unidos (4 bits)

*: Intervalo de guarda (2 bits)

*: PAPR (2 bits)

*: Patrón piloto (2 bits)

*: Identificación de Sistema Digital (16 bits)

*: Identificación de trama (16 bits)

*: Longitud de trama (16 bits) - número de símbolos de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM) por trama

*: Longitud de supertrama (16 bits) - número de tramas por supertrama

*: número de PLP (8 bits)

*: para cada PLP Identificación de PLP (8 bits) ID de unión de canales (4 bits) Inicio de PLP (9 bits) Tipo de PLP (2 bits) - PLP común u otros Tipo de carga útil de PLP (5 bits) Tipo de MC (1 bit) - modulación y codificación fija/ variable Si el tipo MC == modulación y codificación fija

tipo FEC (1 bit) - LDPC largo o corto Tasa de código (3 bits) Modulación (3 bits) - hasta 64K QAM

fin si; Número de canales de ranura (2 bits) para cada ranura

Inicio de ranura (9 bits)

Anchura de ranura (9 bits)

fin para;

Anchura de PLP (9 bits) - númeromáximo de bloques de FEC de PLP

Tipo de entrelazado en el tiempo PLP (2 bits)

fin para;

* CRC-32 (32 bits

El entorno de unión de canalessesupone para la información de L1 transmitida en la cabecera de Trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como un PLP. Por lo tanto, se requiere información tal como un identificador PLP, un identificador de unión de canales, y una dirección de inicio PLP para cada canal usado en la unión. Una realización de esta invención sugiere transmitir el campo ModCod en la cabecera de trama FEC si el tipo de PLP soporta modulación/codificación variable y transmitir el campo ModCod en la cabecera de trama si el tipo de PLP soporta modulación/codificación fija para reducir la sobrecarga de señalización. Además, si existe una banda de Ranura para cada PLP, transmitiendo la dirección de inicio de la Ranura y su anchura, puede llegar a ser innecesario descodificar las portadoras correspondientes en el receptor.

La Fig. 43 muestra un ejemplo de Patrón Piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de unión de canales. Como se muestra, si las posiciones de SP son coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo, puede ocurrir una estructura piloto irregular.

La Fig. 43a muestra un ejemplo de módulo de inserción de piloto 404 como se muestra en la Fig. 42. Como se representa en la Fig. 43, si se usa una banda de frecuencia única (por ejemplo, 8 MHz), el ancho de banda disponible es 7,61 MHz, pero si se unen múltiples bandas de frecuencia, pueden eliminarse bandas de guarda, de esta manera, la eficiencia de frecuencia puede aumentar enormemente. La Fig. 43b es un ejemplo de módulo de inserción de preámbulo 504 como se muestra en la Fig. 51 que se transmite en la parte de delante de la trama e incluso con unión de canales, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es el ancho de banda delbloque de L1. Ésta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza barrido de canal inicial.

Los Patrones Piloto existen tanto para los Símbolos de Preámbulo como de Datos. Para el símbolo de datos, se pueden usar patrones piloto dispersos (SP). El Patrón Piloto 5 (PP5) y el Patrón Piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para interpolación sólo de frecuencia. PP5 tiene x=12, y=4, z=48 para GI=1/64 y PP7 tiene x=24, y=4, z=96 para Gl=1/128. La interpolación en el tiempo adicional también es posible para una mejor estimación de canal. Los patrones piloto para el preámbulo pueden cubrir todas las posiciones piloto posibles para la adquisición inicial de canal. Además, las posiciones piloto de preámbulo deberían ser coincidentes con las posiciones de SP y se desea un patrón piloto único tanto para el preámbulo como para el SP. Los pilotos de preámbulo también se podrían usar para interpolación en el tiempo y cada preámbulo podría tener un patrón piloto idéntico. Estos requisitos son importantes para la detección C2 en el barrido y necesarios para la estimación del desplazamiento de frecuencia con correlación de secuencia de aleatorización. En un entorno de unión de canales, la coincidencia en las posiciones piloto se debería mantener también para la unión de canales debido a que la estructura de pilotos irregulares puede degradar el rendimiento de la interpolación.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un símbolo OFDM es 48 y si una distancia y entre SP correspondientes a un portador de SP específico a lo largo del eje de tiempo es 4, una distancia x efectiva después de la interpolación en el tiempo llega a ser 12. Esto es cuando una fracción del intervalo de guarda (Gl) es 1/64. Si la fracción del GI es 1/128, se puede usar x=24, y=4 y z=96. Si se usa la unión de canales, las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones piloto de preámbulo generando puntos no continuos en la estructura de piloto disperso.

En este momento, las posiciones piloto del preámbulo pueden ser coincidentes con todas las posiciones de SP del símbolo de datos. Cuando se usa la unión de canales, el segmento de datos donde se transmite un servicio, se puede determinar sin tener en cuenta la granularidad del ancho de banda de 8 MHz. Sin embargo, para reducir la sobrecarga para el direccionamiento del segmento de datos, se puede elegir una transmisión que empieza en la posición del SP y que finaliza en la posición del SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el módulo de estimación de canal r501 mostrado en la Fig. 62 puede realizar una interpolación en el tiempo para obtener los pilotos mostrados con líneas discontinuas en la Fig. 43 y realizar una interpolación en frecuencia. En este momento, para puntos no continuos de los cuales se designan los intervalos como 32 en la Fig. 43, o bien realizando interpolaciones en la izquierda y derecha separadamente o bien realizando interpolaciones solamente en un lado entonces se puede implementar realizar la interpolación en el otro lado usando las posiciones del piloto ya interpoladas de las cuales el intervalo es 12 como un punto de referencia. En estemomento, la anchura delsegmento de datospuede variardentrode 7,61 MHz, de estamanera, un receptor puedeminimizar el consumo de energía realizando una estimación de canal y descodificando solamente las subportadoras necesarias.

La Fig. 44 muestra otro ejemplo de PP5 aplicado en un entorno de unión de canales o una estructura de SP para mantener la distancia efectiva x como 12 para evitar la estructura de SP irregular mostrada en la Fig. 43 cuando se usa una unión de canales. La Fig. 44 es una estructura de SP para símbolo de datos y la Fig. 44b es una estructura de SP para símbolo de preámbulo.

Como se muestra, si la distancia SP se mantiene consistente en caso de unión de canales, no habrá problemas en la interpolación de frecuencia pero las posiciones del piloto entre el símbolo de datos y el preámbulo pueden no ser coincidentes. En otras palabras, esta estructura no requiere una estimación de canal adicional para una estructura del SP irregular, sin embargo, las posiciones del SP usadas en una unión de canales y las posiciones piloto de preámbulo llegan a ser diferentes para cada canal.

La Fig. 45 muestra una nueva estructura SP o PP5' para proporcionar una solución a los dos problemas previamente mencionados en el entorno de unión de canales. Específicamente, una distancia piloto de x=16 puede solucionar esos problemas. Para conservar la densidad piloto o para mantener la misma sobrecarga, un PP5' puede tener x=16, y=3, z=48 para GI=1/64 y un PP7'puede tener x=16, y=6, z=96 para GI=1/128. Todavíase puedemantenerla capacidad de interpolación solamente de frecuencia. Las posiciones piloto se representan en la Fig. 45 para comparación con la estructura PP5.

La Fig. 46 muestra un ejemplo de un nuevo patrón de SP o estructura de PP5' en un entorno de unión de canales. Como se muestra en la figura 46, si se usa o bien un canal único o bien unión de canales, se puede proporcionar una distancia piloto efectiva x=16. Además, debido a que las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo, se puede evitar el deterioro de la estimación de canal provocado por la irregularidad de SP o las posiciones de SP no coincidentes. En otras palabras, la posición de SP no irregular existe para el interpolador en frecuencia y se proporciona coincidencia entre el preámbulo y las posiciones de SP.

Consecuentemente, los nuevos patrones SP propuestos pueden ser ventajosos porquese puede usar un patrón SP único tanto para un canal único como unido; no puede provocarse ninguna estructura piloto irregular, de esta manera es posible una buena estimación de canal; se pueden mantener coincidentes tanto las posiciones de piloto SP como de preámbulo; la densidad de piloto se puede mantener la misma que para PP5 y PP7 respectivamente; y también se puede conservar la capacidad de interpolación solamente en frecuencia.

Además, la estructura de preámbulo puede cumplir los requisitos de manera que las posiciones de piloto de preámbulo deberían cubrir todas las posiciones de SP posibles para la adquisición de un canal inicial; el número máximo de portadoras deberíaser 3409 (7,61 MHz) para el barrido inicial; se deberían usar exactamente los mismos patrones piloto y secuencia de aleatorización para la detección C2; y no se requiere ningún preámbulo de detección específica como P1 en T2.

En términos de relación con estructura de trama, la granularidad de posición de segmento de datos se puede modificar hasta 16 portadoras en lugar de 12, de esta manera, puede ocurrir menos sobrecarga de direccionamiento de posición y no se puede esperar otro problema con respecto a la condición del segmento de datos, la condición de ranura nula, etc.

Por lo tanto, en el módulo de estimación de canal r501 de la Fig. 62, se pueden usar pilotos en cada preámbulo cuando se realiza interpolación en el tiempo del SP del símbolo de datos. Por lo tanto, se puede mejorar la adquisición de canal y estimación de canal en los límites de la trama.

Ahora, con respecto a los requisitos relacionados con el preámbulo y la estructura piloto, hay consenso en que las posiciones de pilotos de preámbulo y SP deberían coincidir con independencia de la unión de canales; el número de portadoras totales en el bloque de L1 debería ser divisible por la distancia piloto para evitar una estructura irregular en el borde de la banda; los bloques de L1 se deberían repetir en el dominio de la frecuencia; y los bloques de L1 deberían ser siempre descodificables en la posición arbitraria de la ventana del sintonizador. Requisitos adicionales serían que las posiciones y patrones piloto se deberían repetir en periodos de 8 MHz; el desplazamiento de la frecuencia de portadora correcto se debería estimar sin el conocimiento de la unión de canales; y la descodificación de L1 (reordenación) es imposible antes de que se compense el desplazamiento de frecuencia.

La Fig. 47 muestra una relación entre un símbolo de datos y preámbulo cuando se usan estructuras de preámbulo como se muestran en la Fig. 52 y la Fig. 53. El bloque de L1 se puede repetir en periodos de 6 MHz. Para la descodificación de L1, se debería encontrar tanto el desplazamiento de frecuencia como el patrón de cambio de preámbulo. La descodificación de L1 no es posible en una posición arbitraria del sintonizador sin información de unión de canal y un receptor no puede diferenciar entre valor de cambio de preámbulo y desplazamiento de frecuencia.

De esta manera, un receptor necesita obtener una estructura de unión de canales, específicamente para el eliminador de cabecera de tramas r401 mostrado en la Fig. 63 para realizar la descodificación de la señal de L1. Debido a que se conoce la cantidad de cambio de preámbulo esperada en dos regiones sombreadas verticalmente en la Fig. 47, el módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia de la portadora. En base a la estimación, la trayectoria de señalización de L1 (r308-1 ~ r301-1) en la Fig. 64 puede descodificar la L1.

La Fig. 48 muestra una relación entre un símbolo de datos y un preámbulo cuando se usa la estructura de preámbulo como se muestra en la Fig. 55. El bloque de L1 se puede repetir en periodos de 8 MHz. Para descodificación de L1,necesitaser encontrado eldesplazamientosolamente de frecuencia y se puede no requerirel conocimiento de unión de canales. El desplazamiento de frecuencia se puede estimar fácilmente usando una secuencia de Secuencia Binaria Pseudoaleatoria (PRBS) conocida. Como se muestra la Fig. 48, los símbolos de preámbulo y datos están alineados, de esta manera, puede llegar a ser innecesario buscar una sincronización adicional. Por lo tanto, para un receptor, específicamente para el módulo eliminador de cabecera de Tramas r401 mostrado en la Fig. 63, es posible que solamente necesite ser obtenido el pico de correlación con secuencia de aleatorización piloto para realizar la descodificación de señal de L1. El módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de la frecuencia portadora desde la posición de pico.

La Fig. 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal de cable.

Desde el punto de vista de diseño piloto, el GI actual ya sobreprotege la dispersión de retardo de canal de cable. En el peor de los casos, puede ser una opción rediseñar el modelo de canal. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia piloto debería ser un divisor de 3584 portadoras (z=32 o 56). Una densidad piloto de z=32 puede aumentar la sobrecarga piloto, de esta manera, se puede escoger z=56. Una cobertura de retardo ligeramente menor puede no ser importante en el canal de cable. Por ejemplo, puede ser 8 !s para PP5' y 4 !s para PP7' en comparación con 9,3 !s (PP5) y 4,7 !s (PP7). Retardos significativos se pueden cubrir por ambos patrones piloto incluso en el peor de los casos. Para la posición piloto de preámbulo, no son necesarias más que todas las posiciones de SP en símbolo de datos.

Si se puede ignorar la trayectoria de retardo de -40 dB, la dispersión de retardo real puede llegar a ser de 2,5 !s, 1/64 GI = 7 !s, o 1/128 GI = 3,5 !s. Esto muestra que el parámetro de distancia piloto, z=56 puede ser un valor lo suficientemente bueno. Además, z=56 puede ser un valor conveniente para estructurar el patrón piloto que permite la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48.

La Fig. 50 muestra una estructura de piloto dispersa que usa z=56 y z=112, la cual se interpreta en el módulo de inserción de pilotos 404 en la Fig. 42. Se proponen PP5' (x=14, y=4, z=56) y PP7' (x=28, y=4, z=112). Se podrían insertar portadoras de borde para cerrar el borde.

Como se muestra en la Fig. 50, los pilotos están alineados a 8 MHz de cada borde de la banda, cada posición piloto y estructura piloto puede repetirse cada 8 MHz. Por tanto, esta estructura puede soportar la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48. Además, se puede usar una estructura piloto común entre símbolos de preámbulo y datos. Por lo tanto, el módulo de estimación de canal r501 en la Fig. 62 puede realizar una estimación de canal usando interpolación en los símbolos de preámbulo y datos porque no puede ocurrir ningún patrón piloto irregular, con independencia de la posición de ventana que se decide mediante ubicaciones de segmento de datos. En este momento, el uso de interpolación solamente de frecuencia puede ser suficiente para compensar la distorsión de canal de la dispersión de retardo. Si adicionalmente se realiza interpolación en el tiempo, se puede realizar una estimación de canal más precisa.

Consecuentemente, en el nuevo patrón piloto propuesto, la posición piloto y el patrón se pueden repetir en base a un periodo de 8 MHz. Se puede usar un único patrón piloto tanto para símbolos de preámbulo como de datos. La descodificación de L1 puede ser posible siempre sin conocimiento de la unión de canales. Además, el patrón piloto propuesto puede no afectar a elementos comunes con T2 porque se puede usar la misma estrategia piloto de patrón piloto disperso; T2 ya usa 8 patrones piloto diferentes; y puede no aumentarse la complejidad del receptor significativa porpatrones pilotomodificados. Para una secuencia de aleatorización piloto,el periodo de PRBSpuede ser 2047 (secuencia m); la generación de PRBS se puede reiniciar cada 8 MHz, de los que el periodo es 3584; la tasa de repetición piloto de 56 también puede ser prima entre sí con 2047; y puede no esperarse un problema de PAPR.

La Fig. 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de símbolo de entrada se pueden transformar en el dominio del tiempo por el módulo IFFT 501. En caso necesario, se puede reducir la relación de potencia pico a promedio (PAPR) en el módulo de reducción PAPR 502. Para métodos de PAPR, se puede usar reserva de tono o extensión de constelación Activa (ACE). El módulo de inserción de GI 503 puede copiar una última parte de un símbolo OFDM efectivo para rellenar el intervalo de guarda en forma de prefijo cíclico.

El módulo de inserción de Preámbulo 504 puede insertar un preámbulo en la parte delantera de cada trama transmitida de modo que un receptor pueda detectar una señal digital, trama y adquirir adquisición de desplazamiento de tiempo/frecuencia. En este momento, la señal de preámbulo puede realizar una señalización de capa física tal como un tamaño FFT (3 bits) y tamaño de intervalo de Guarda (3 bits). El módulo de inserción de Preámbulo 504 se puede omitirsi el modulador es específicamente para DVB-C2

La Fig. 52 muestra un ejemplo de una estructura de preámbulo para unión de canales, generada en el módulo de inserción de preámbulo 504 en la Fig. 51. Un bloque de L1 completo debería ser "descodificable siempre" en cualquier posición arbitraria de la ventana de sintonización de 7,61 MHz y no debería ocurrir una pérdida de señalización de L1 con independencia de la posición de la ventana de sintonizador. Como se muestra, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en periodos de 6 MHz. El símbolo de datos se puede unir por canal para cada 8 MHz. Si, para descodificación de L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador r603 representado en la Fig. 61 que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el eliminador de cabecera de Trama r401 en la Fig. 63 necesita volver a disponer el bloque de L1 con cambio cíclico recibido (Fig. 53) a su forma original. Esta reasignación es posible porque el bloque de L1 se repite para cada bloque de 6 MHz. La Fig. 53a se puede reordenar en la Fig. 53b.

La Fig. 54muestra un proceso para diseñar unpreámbulomás optimizado. La estructura de preámbulo de la Fig.52 usa solamente 6 MHz del ancho de banda total del sintonizador de 7,61 MHz para la descodificación de L1. En términos de eficiencia espectral, no se utiliza completamente el ancho de banda del sintonizador de 7,61 MHz. Por lo tanto, puede haber una optimización adicional en eficiencia espectral.

La Fig. 55 muestra otro ejemplo de estructura de preámbulo o estructura de símbolos de preámbulo para eficiencia espectral total, generada en elmódulo de Inserción de Cabecera de Trama 401 en la Fig. 42. Justo como el símbolo de datos, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en periodos de 8 MHz. Un bloque de L1 completo es todavía "descodificable´ siempre" en cualquier posición arbitraria de la ventana de sintonización de 7,61 MHz. Tras la sintonización, los datos de 7,61 MHz se pueden considerar como un código perforado de manera virtual. Teniendo exactamente el mismo ancho de banda para los símbolos de preámbulo y datos y exactamente la misma estructura piloto tanto para los símbolos de preámbulo como de datos se puede maximizar la eficiencia espectral. Otros rasgos tales como propiedad de cambio cíclico y no enviar el bloque de L1 en caso de que ningún segmento de datos se pueda mantenerse sin cambios. En otras palabras, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de símbolos de datos o, tal como se muestra en la Fig. 57, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (aquí, es 7,61 MHz). El ancho de banda de sintonizador se puede definir como un ancho de banda que corresponde a un número de portadoras activas totales cuando se usa un único canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede corresponder al número de portadoras activas totales (aquí, es 7,61 MHz).

La Fig. 56 muestra un código perforado de manera virtual. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque de L1 de 8 MHz se pueden considerar como código perforado. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la Fig. 61 usa un ancho de banda de 7,61 MHz para descodificación de L1, el eliminador de cabecera de Trama r401 en la Fig. 63 necesita volver a disponer el bloque de L1 con cambio cíclico, recibido ensu forma original tal comosemuestra enla Fig. 56. En este momento, se realiza una descodificación de L1 usando todo el ancho de banda del sintonizador. Una vez que se vuelve a disponer el bloque de L1, un espectro del bloque de L1 redispuesto puede tener una región en blanco dentro del espectro tal como se muestra en el lado derecho superior de la Fig. 56 porque un tamaño original del bloque de L1 tiene un ancho de banda de 8 MHz.

Una vez que la región en blanco se ha rellenado de ceros, o bien después del desentrelazado en dominio de símbolos por el desentrelazador de frecuencia r403 en la Fig. 63 o bien por el desentrelazador de símbolos r308-1 en la Fig. 64 o después del desentrelazado en dominio de bits por el descorrelacionador de símbolos r306-1, el multiplexor de bits r305-1 y el desentrelazador interno r304-1 en la Fig. 64, el bloque puede tener una forma que parece estar perforada comose muestra en el lado derecho inferior de la Fig. 56.

Este bloque de L1 se puede descodificar en el módulo de descodificación perforada/acortada r303-1 en la Fig. 64. Usando estaestructura de preámbulo, se puede utilizartodoelancho de banda del sintonizador,deesta manera se puede aumentar la eficiencia espectral y la ganancia de codificación. Además, se puede usar una estructura piloto y ancho de banda idéntico para lossímbolos de preámbulo y datos.

Además, si el ancho de banda del preámbulo o si el ancho de banda de los símbolos de preámbulo se fija como un ancho de banda del sintonizador como se muestra en la Fig. 58, (es de 7,61 MHz en el ejemplo), se puede obtener un bloque de L1 completo después de la readaptación incluso sin perforación. En otras palabras, para una trama que tiene símbolos de preámbulo, en donde los símbolos de preámbulo tienen al menos un bloque de capa 1 (L1), se puede decir, que el bloque de L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de una banda de Radiofrecuencia (RF) de 8 MHz.

Por lo tanto, se puede maximizar la eficiencia espectral y el rendimiento de descodificación de L1. En otras palabras, en un receptor,la descodificaciónse puede realizar en elmódulo dedescodificación perforada/acortada r303-1en la Fig. 31, después de realizar solamente el desentrelazado en el dominio de símbolos.

Consecuentemente, la nueva estructura de preámbulo propuesta puede ser ventajosa porque es completamente compatible con el preámbulo usado previamente excepto que el ancho de banda es diferente; los bloques de L1 se repiten en periodos de 8 MHz; el bloque L1 siempre se puede descodificar con independencia de la posición de la ventana del sintonizador; puede usarse el ancho de banda completo del sintonizador para la descodificación de L1; una eficiencia espectral máxima puede garantizar más ganancia de codificación; el bloque de L1 incompleto se puede considerar como con codificación perforada; se puede usar una estructura piloto simple e igual tanto para el preámbulo como los datos; y se puede usar un ancho de banda idéntico tanto para el preámbulo como los datos.

La Fig. 59 muestra un ejemplo de un procesador analógico. Un módulo DAC 601 puede convertir una entrada de señal digital en una señal analógica. Después de la transmisión el ancho de banda de frecuencia se convierte de manera ascendente (602) y se puede transmitir la señal filtrada analógica (603).

La Fig. 60 muestra un ejemplo de un sistema de receptor digital. La señal recibida se convierte en una señal digital en un módulo de proceso analógico r105. Un demodulador r104 puede convertir la señal en datos en el dominio de la frecuencia. Un analizador sintáctico de tramas r103 puede eliminar pilotos y cabeceras y permitir la selección de información de servicio que necesita se descodificada. Un demodulador BICM r102 puede corregir errores en el canal de transmisión. Un procesador de salida r101 puede restablecer la información de sincronización y el flujo de servicio transmitido originalmente.

La Fig. 61 muestra un ejemplo de un procesador analógico usado en el receptor. Un módulo de Sintonizador/AGC r603 puede seleccionar un ancho de banda de frecuencia deseado a partir de la señal recibida. Un módulo convertidor descendente r602 puede restablecer la banda base. Un módulo ADC r601 puede convertir la señal analógica en señal digital.

La Fig. 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un módulo de detección de trama r506 puede detectar el preámbulo, comprobar si existe una señal digital correspondiente, y detectar un inicio de una trama. Un módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 puede realizar sincronización en los dominios del tiempo y de la frecuencia. En este momento, para la sincronización en el dominio del tiempo, se puede usar una correlación del intervalo de guarda. Para la sincronización del dominio de la frecuencia, se puede usar una correlación o se puede estimar un desplazamiento a partir de la información de fase de una subportadora que se transmite en el dominio de la frecuencia. Un módulo de eliminación de preámbulo r504 puede eliminar el preámbulo de la parte delantera de la trama detectada. Un módulo de eliminación de GI r503 puede eliminar el intervalo de guarda. Un módulo de FFT r501 puede transformar laseñal en el dominio del tiempo enunaseñal en el dominio de la frecuencia.Un módulo de estimación/ecualización de canal r501 puede compensar errores estimando la distorsión en el canal de transmisión usando un símbolo piloto. El módulo eliminador de Preámbulo r504 se puede omitir si el demodulador es específicamente para DVB-C2.

La Fig. 63 muestra un ejemplo de analizador sintáctico de tramas. Un módulo de eliminación de pilotos r404 puede eliminar un símbolo piloto. Un módulo de desentrelazado de frecuencia r403 puede realizar un desentrelazado en el dominio de la frecuencia. Un fusionador de símbolos OFDM r402 puede restablecer la trama de datos a partir de flujos de símbolos transmitidos en símbolos OFDM. Un módulo de eliminación de cabecera de trama r401puede extraer señalización de capa física de la cabecera de cada trama transmitida y eliminar la cabecera. La información extraída se puede usar como parámetros para los siguientes procesos en el receptor.

La Fig. 64 muestra un ejemplo de un demodulador BICM. La Fig. 64a muestra una trayectoria de datos y la Fig. 64b muestra una trayectoria de señalización de L1. Un desentrelazador de símbolos r308 puede realizar un desentrelazado en el dominio de símbolo. Un extractor ModCod r307 puede extraer parámetros ModCod de la parte delantera de cada trama en BB y hacer que los parámetros estén disponibles para los siguientes procesos de descodificación y demodulación variable/adaptativa. Un descorrelacionador de símbolos r306 puede descorrelacionar flujos de símbolos de entrada en flujos de Relación de Verosimilitud Logarítmica (LLR) de bits. Los flujos de LLR de bits de Salida se pueden calcular usando una constelación usada en un correlacionador de símbolos 306 del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM o NU-MQAM mencionada anteriormente, calculando tanto el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit más próximo a MSB y calculando o bien el eje I o bien el eje Q cuando se calcula el resto de bits, se puede implementar un descorrelacionador de símbolos eficiente. Este método se puede aplicar a, por ejemplo, LLR aproximada, LLR exacta y decisión firme.

Cuando se usa una constelación optimizada según la capacidad de constelación y la tasa de código del código de corrección de error en el correlacionador de Símbolos 306 del transmisor, el correlacionador de símbolos r306 del receptor puede obtener una constelación usando la información de capacidad de la constelación y la tasa de código transmitida desde el transmisor. El multiplexor de bits r305 del receptor puede realizar una función inversa de la del demultiplexor de bits 305 del transmisor. El desentrelazador interno r304 y el desentrelazador externo r302 del receptor pueden realizar funciones inversas del entrelazador interno 304 y el entrelazador externo 302del transmisor, respectivamente para obtener el flujo de bits en su secuencia original. El desentrelazador externo r302 se puede omitir si el demodulador de BICM es específicamente para DVB-C2.

El descodificador interno r303 y el descodificador externo r301 del receptor pueden realizar procesos de descodificación correspondientes para el codificador interno 303 y el codificador externo 301 del transmisor, respectivamente, para corregir errores en el canal de transmisión. Se pueden realizar procesos similares realizados en la trayectoria de datos, en la trayectoria de señalización de L1, pero con diferentes parámetros (r308-1 ~ r301-1). En este punto, tal como se explica en la parte del preámbulo, se puede usar un módulo de código acortado/perforado r303-1 para la descodificación de la señal de L1.

La Fig. 65 muestra un ejemplo de descodificación LDPC usando acortamiento/perforación. Un demultiplexor r301a puede sacar separadamente parte de paridad y parte de información de código sistemático de los flujos de bits de entrada. Para la parte de información, se puede realizar un rellenado con ceros (r302a) según un número de flujos de bits de entrada del descodificador LDPC, para la parte de paridad, se pueden generar flujos de bits de entrada para (r303a) el descodificador LDPC desperforando la parte perforada. La descodificación LDPC (r304a) se puede realizar en los flujos de bits generados, y se pueden eliminar y sacar los ceros en la parte de información (r305a).

La Fig. 66 muestra un ejemplo de un procesador de salida. Un desaleatorizador en BB r209 puede restaurar los flujos de bits aleatorizados (209) en el transmisor. Un divisor r208 puede restaurar las tramas en BB que corresponden a múltiples PLP que se multiplexan y transmiten desde el transmisor según la trayectoria del PLP. Para cada trayectoria PLP, un eliminador de cabecera en BB r207-1~n puede eliminar la cabecera que se transmite en la parte delantera de la trama en BB. Un descodificador CRC r206-1~n puede realizar una descodificación CRC y hacer que las tramas en BB fiables estén disponibles para la selección. Unos módulos de inserción de paquetes nulos r205-1~n pueden restaurarlospaquetes nulosquese eliminaron para una mayor eficiencia de transmisión en su ubicación original. Un módulo de recuperación de Retardo r204-1~n puede restaurar un retardo que existe entre cada trayectoria PLP.

Un módulo de recuperación de reloj desalida r203-1~n puede restaurarlasincronización original del flujo deservicio a partir de la información de sincronización transmitida desde los módulos de sincronización de flujo de entrada 2031~n. Unos módulos de interfaz de salida r202-1~n pueden restaurar los datos en el paquete TS/GS a partir de los flujos de bits de entrada que sesegmentan en la trama en BB. Unos módulos de procesado posterior de salida r2011~n pueden restaurar múltiples flujos TS/GS en un flujo TS/GS completo, si es necesario. Los bloques sombreados mostrados en la Fig. 66 representan módulos que se pueden usar cuandose procesa un único PLP de una vezy el resto de bloques representan módulos que se pueden usar cuando se procesan múltiples PLP al mismo tiempo.

Los patrones piloto de preámbulo se diseñaron cuidadosamente para evitar un aumento de PAPR, por lo tanto, se necesita considerarsila tasa de repetición de L1 puede aumentar la PAPR. El número de bitsde información de L1 varía dinámicamente según la unión de canales, el número de PLP, etc. En detalle, es necesario considerar cosas tales como que el tamaño de bloque de L1 fijo puede introducir una sobrecarga innecesaria; la señalización L1 se debería proteger más fuertemente que los símbolos de datos; y el entrelazado en el tiempo del bloque de L1 puede mejorar la robustez sobre el deterioro de canal tal como una necesidad de ruido impulsivo.

Para una tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz, tal comosemuestra en la Fig. 67, la eficacia eficiencia total (aumento de un 26,8% de BW) se muestra con perforación virtual, pero la PAPR se puede aumentar dado que el ancho de banda de L1 es el mismo que aquel de los símbolos de datos. Para la tasa de repetición de 8 MHz, se puede usar entrelazado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para elementos comunes y el mismo patrón puede repetirse a sí mismo en un periodo de 8 MHz después del entrelazado.

Para una tasa de repetición de bloque de L1 de 6 MHz, como se muestra en la Fig. 68, se puede mostrar una eficiencia espectral reducida sin perforación virtual. Puede ocurrir un problema similar de la PAPR que para el caso de 8 MHz dado que los anchos de banda de símbolos de datos y de L1 comparten LCM=24 MHz. Para la tasa de repetición de 6 MHz, se puede usar entrelazado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para los elementos comunes y se puede repetir el mismo patrón a sí mismo en un periodo de 24 MHz después del entrelazado.

La Fig. 69 muestra una nueva tasa de repetición de bloque de L1 de 7,61 MHz o ancho de banda total del sintonizador. Se puede obtener una eficiencia espectral total (aumento de un 26,8% de BW) sin perforación virtual. Puede no haber un problema de PAPR dado que los anchos de banda de símbolos de datos y L1 comparten LCM:1704 MHz. Para la tasa de repeticion de 7,61 MHz, se puede usar un entrelazado en frecuencia 4K-FFT DVBT2 para los elementos comunes y el mismo patrón se puede repetir a sí mismo en periodos de aproximadamente 1704 MHz después del entrelazado.

La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de trama. Cada información en la señalización de L1 se puede transmitir al receptor y se puede usar como un parámetro de descodificación. Especialmente, la información se puede usar en la trayectoria de señal de L1 mostrada en la Fig. 64 y los PLP se pueden transmitir en cada segmento de datos. Se puede obtener una robustez aumentada para cada PLP.

La Fig. 72 es un ejemplo de un entrelazador de símbolos 308-1 como se muestra en la trayectoria de señalización de L1 en la Fig. 37 y también puede ser un ejemplo de su desentrelazador de símbolos correspondiente r308-1 como se muestra en la trayectoria de señalización de L1 en la Fig. 64. Los bloques con líneas inclinadas representan los bloques de L1 y los bloques lisos representan portadoras de datos. Los bloques de L1 se pueden transmitir no solamente dentro de un único preámbulo, sino que también se pueden transmitir dentro de múltiples bloques OFDM. Dependiendo de un tamaño de bloque de L1, el tamaño del bloque de entrelazado puede variar. En otras palabras, el num_L1_sym yL1_span pueden ser diferentes uno de otro.Para minimizaruna sobrecargainnecesaria, los datos se pueden transmitir dentro del resto de las portadoras de los símbolos OFDM donde se transmite el bloque de L1. En este punto, se puede garantizar una eficiencia espectral total porque el ciclo de repetición del bloque de L1 es todavía un ancho de banda total del sintonizador. En la Fig. 72, los números en los bloques con líneas inclinadas representan el orden de bit dentro de un bloque LDPC único.

Consecuentemente, cuando los bits se escriben en una memoria de entrelazado en la dirección de fila según un índicedesímbolo comosemuestra en la Fig. 72 y se leen en la direcciónde columna según un índice de portadora, se puede obtener un efecto de entrelazado de bloques. En otras palabras, se puede entrelazar un bloque LDPC en el dominio del tiempo y el dominio de la frecuencia y entonces se puede transmitir. El num_L1_sym puede ser un valor predeterminado, por ejemplo, se puede fijar un número entre 2~4 como un número de símbolos OFDM. En este punto, para aumentar la granularidad del tamaño de bloque de L1, se puede usar un código LDPC perforado/acortado que tenga una longitud mínima de la palabra de código para protección de L1.

La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque de L1. La Fig. 73 ilustra la Fig. 72 en el dominio de trama. Como se muestra en la Fig. 73a, los bloque de L1 se pueden expandir en el ancho de banda total del sintonizador o como se muestra en la Fig. 73b, los bloques de L1 se pueden expandir parcialmente y el resto de portadoras se pueden usar para la portadora de datos. En cualquier caso, se puede ver que la tasa de repetición del bloque de L1 puede ser idéntica a un ancho de banda total del sintonizador. Además, para los símbolos OFDM que usan señalización de L1 incluyendo el preámbulo, se puede realizar solamente un entrelazado de símbolo mientras que no se permite una transmisión de datos en esos símbolos OFDM. Consecuentemente, para el símbolo OFDM usado para señalización de L1, un receptor puede descodificar L1 realizando un desentrelazado sin descodificación de datos. En estepunto, el bloque de L1 puede transmitirseñalización de L1 de una trama actual oseñalización de L1 de una trama posterior. En el lado de receptor, se pueden usar los parámetros L1 descodificados a partir de la trayectoria de descodificación de señalización de L1 mostrada en la Fig. 64 para el proceso de descodificación para la trayectoria de datos desde el analizadorsintáctico de trama de una trama posterior.

Resumiendo, en un transmisor, se puede realizar un entrelazado de bloques de la región de L1 escribiendo bloques en una memoria en una dirección de filas y leyendo los bloques escritos de la memoria en una dirección de columnas. En un receptor, se puede realizar un desentrelazado de bloques de la región L1 escribiendo bloques en una memoria en una dirección de columnas y leyendo los bloques escritos de la memoria en una dirección de filas. Se pueden intercambiar las direcciones de lectura y escritura del transmisor y receptor.

Cuando se realiza simulación con suposiciones tales como CR=1/2 para protección de L1 y para elementos comunes de T2; se puede obtener correlación de símbolos 16-QAM; densidad piloto de 6 en el Preámbulo; pueden no ser suficientes número de LDPC corta implica que se hace una cantidad requerida de perforación/acortamiento, pueden no sersuficientes los resultados o conclusiones tales comosolamente un preámbulo para transmisión de L1; el número de símbolos OFDM depende de la cantidad del tamaño de bloque de L1; se puede usar la palabra más corta de código LDPC (por ejemplo información de 192 bits) entre el código acortado/perforado para flexibilidad y granularidad fina; y se puede añadir un rellenado si se requiere con una sobrecarga despreciable. El resultado se resume en la Fig. 71.

Consecuentemente, para una tasa de repetición de bloque de L1, un ancho de banda total del sintonizador sin perforación virtual puede ser una buena solución y aún puede no surgir un problema de PAPR con eficiencia espectral total. Para señalización de L1, una estructura de señalización eficiente puede permitir una configuración máxima en un entorno de unión de 8 canales, 32 ranuras, 256 segmentos de datos y 256 PLP. Para una estructura de bloque de L1, se puede implementar una señalización de L1 flexible según el tamaño de bloque de L1. El entrelazado en tiempo se puede realizar para una mejor robustez para los elementos comunes de T2. Menos sobrecarga puede permitir una transmisión de datos en el preámbulo.

El entrelazado de bloque del bloque de L1 se puede realizar para mejor robustez. El entrelazado se puede realizar con un número predefinido fijo de símbolos de L1 (num_L1_sym) y un número de portadoras expandidas por una L1 como un parámetro (L1_span). La misma técnicase usa para un entrelazado de preámbulo P2 en DVB-T2.

Se puede usar un bloque de L1 de tamaño variable. El tamaño puede ser adaptable a la cantidad de bits de señalización de L1, provocando una sobrecarga reducida. Se puede obtener una eficiencia espectral total sin problema de PAPR. Una repetición de menos de 7,61 MHz puede significar que se puede enviar más redundancia pero sin usar. Puede no surgir un problema de PAPR debido a la tasa de repetición de 7,61 MHz para el bloque de L1.

La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Esta Fig. 74 es diferente de la Fig. 70 porque el campo L1_span que tiene 12 bits está dividido en dos campos. En otras palabras, el campo L1_span está dividido en L1_column que tiene 9 bits y L1_row que tiene 3 bits. L1_column representa el índice de portadora que expande la L1. Debido a que el segmento de datos comienza y finaliza cada 12 portadoras, que es la densidad piloto, los 12 bits de sobrecarga se pueden reducir en 3 bits hasta alcanzar 9 bits.

L1_row representa el número de símbolos OFDM donde la L1 se expande cuando se aplica entrelazado en el tiempo. Consecuentemente, se puede realizar entrelazado en el tiempo dentro de un área de L1_columns multiplicada por L1_rows. Alternativamente,se puede transmitir un tamaño total de bloquesde L1 demaneraquese puede usar la L1_span mostrada en la Fig. 70 cuando no se realiza entrelazado en el tiempo. Para tal caso, el tamaño de bloque de L1 es de 11.776 x 2 bits en el ejemplo, de esta manera 15 bits es suficiente. Consecuentemente, el campo L1_span puede estar formado de 15 bits.

La Fig. 75 es un ejemplo de entrelazado/desentrelazado en la frecuencia o en el tiempo. La Fig. 75 muestra una parte de una trama de transmisión completa. La Fig. 75 también muestra la unión de múltiples anchos de banda de 8 MHz. Una trama puede constar de un preámbulo que transmite bloques de L1 y un símbolo de datos que transmite datos. Las diferentes clases de símbolos de datos representan segmentos de datos para diferentes servicios. Como semuestra en la Fig. 75, el preámbulo transmite bloques de L1 para cada 7,61 MHz.

Para el preámbulo, se realiza entrelazado en la frecuencia o en el tiempo dentro de bloques de L1 y no se realiza entre bloques de L1. Es decir, para el preámbulo, se puede decir que el entrelazado se realiza a nivel del bloque de L1. Esto permite descodificar los bloques de L1 transmitiendo los bloques de L1 dentro de un ancho de banda de ventana del sintonizador incluso cuando se haya movido la ventana del sintonizador a una ubicación aleatoria dentro de un sistema de unión de canales.

Para la descodificación de símbolos de datos en un ancho de banda de ventana de sintonizador aleatorio, no debería ocurrir un entrelazado entresegmentosde datos. Esdecir,parasegmentos de datos,se puede decirque el entrelazado se realiza a nivel de segmento de datos. Consecuentemente, se debe realizar un entrelazado en la frecuencia y entrelazado en el tiempo dentro de un segmento de datos. Por lo tanto, un entrelazador de símbolos 308 en una trayectoria de datos de un módulo de BICM de un transmisor como se muestra en la Fig. 37 puede realizar un entrelazado de símbolos para cada segmento de datos. Un entrelazador de símbolos 308-1 en una trayectoria de señal de L1 puede realizar entrelazado de símbolos para cada bloque de L1.

Un entrelazador en frecuencia 403 mostrado en la Fig. 42 necesita realizar un entrelazado en símbolos de preámbulo y de datos por separado. Específicamente, para el preámbulo, se puede realizar un entrelazado en frecuencia para cada bloque de L1 y para un símbolo de datos, se puede realizar un entrelazado en frecuencia para cada segmento de datos. En este punto, puede no realizarse un entrelazado en el tiempo en la trayectoria de datos

o trayectoria de señal de L1 considerando un modo de baja latencia.

La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de la señalización de L1 que se transmite en una cabecera FECFRAME en el módulo de inserción de Cabecera ModCod 307 en la trayectoria de datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 76. Como se ve en la Fig. 76, para un bloque LDPC corto (tamaño=16200), puede ocurrir una sobrecarga máxima del 3,3% que puede no ser despreciable. En el análisis, se suponen 45 símbolos para la protección de FECFRAME y el preámbulo es una señalización de L1 específica de trama C2 y la cabecera de FECFRAME es una señalización de L1 específica de FECFRAME, es decir, identificador PLP, Mod, Cod.

Para reducir la sobrecarga de L1, se pueden considerar planteamientos según dos tipos de segmentos de datos. Para los casos de tipo ACM/VCM y múltiples PLP, se puede mantener una trama igual que para la cabecera de FECFRAME. Para los casos de tipo ACM/VCM y PLP único, el identificador del PLP se puede eliminar de la cabecera de FECFRAME, provocando hasta un 1,8% de reducción de sobrecarga. Para los casos de tipo CCM y múltiples PLP, el campo Mod/Cod se puede eliminar de la cabecera de FECFRAME, provocando hasta un 1,5% de reducción de sobrecarga. Para los casos de tipo CCM y único PLP, no se requiere cabecera de FECFRAME, de esta manera,se puede obtener hasta un 3,3% de reducción de sobrecarga.

En una señalización de L1 acortada,se puede transmitir o bien el identificador de Mod/Cod (7 bits) o bien del PLP (8 bits), pero puede ser demasiado corto para obtener alguna ganancia de codificación. Sin embargo, es posible que no se requiera sincronización porque los PLP pueden estar alineados con la trama de transmisión C2; se puede conocer cada ModCod de cada PLP a partir del preámbulo; y un simple cálculo puede permitir la sincronización con la FECFRAME específica.

La Fig. 77 está mostrando una estructura para una cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. En la Fig. 77, los bloques con líneas inclinadas y el Formador de FECFRAME representan un diagrama de bloques detallado del módulo de Inserción de Cabecera ModCod 307 en la trayectoria de datos del módulo de BICM comose muestra en la Fig. 37. Los bloques lisos representan un ejemplo de módulo de codificación interno 303, entrelazador interno 304, demultiplexor de bits 305, y correlacionador de símbolos 306 en la trayectoria de datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. En este punto, se puede realizar una señalización de L1 acortada porque la CCM no requiere un campo Mod/Cod y un PLP único no requiere un identificador del PLP. En esta señal de L1 con un número reducido de bits, la señal de L1 se puede repetir tres veces en el preámbulo y se puede realizar modulación BPSK, de estamanera,es posibleunaseñalizaciónmuy robusta. Finalmente, elmódulo de Inserciónde Cabecera ModCod 307 puede insertar la cabecera generada en cada trama de FEC. La Fig. 84 está mostrando un ejemplo del módulo de extracción ModCod r307 en la trayectoria de datos del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64.

Como se muestra en la Fig. 84, la cabecera de FECFRAME se puede analizar sintácticamente (r301b), entonces se pueden retardar los símbolos que transmiten información idéntica en símbolos repetidos, alinearse, y luego combinarse (r302b combinación de Rake). Finalmente, cuando se realiza demodulación BPSK (r303b), se puede restaurar el campo de señal de L1 recibido y este campo de señal de L1 restaurado se puede enviar al controlador del sistema para ser usado como parámetros para la descodificación. La FECFRAME analizada sintácticamente se puede enviar al descorrelacionador de símbolos.

La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de la tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 mencionada anteriormente. Se puede ver que se obtiene aproximadamente 4,8 dB de ganancia de SNR a través de una repetición de tres veces. La SNR requerida es de 8,7 dB a una BER = 1E-11.

La Fig. 79 está mostrando ejemplos de estructuras de trama de FEC y de tramas de transmisión. Las estructuras de trama de FEC mostradas en el lado derecho superior de la Fig. 79 representan la cabecera de FECFRAME insertada por el módulo de Inserción de Cabecera ModCod 307 en la Fig. 37. Se puede ver que dependiendo de diversas combinaciones de condiciones es decir, tipo CCM o ACM/VCM y PLP único o múltiples, se puede insertar un tamaño diferente de cabeceras. O bien, puede no insertarse ninguna cabecera. Se pueden formar tramas de transmisión formadas según los tipos de segmento de datos y mostradas en el lado izquierdo inferior de la Fig. 79 mediante el módulo de inserción de cabecera de Tramas 401 del formador de Tramas como se muestra en la Fig. 42 y el módulo fusionador/segmentador 208 del procesador de entrada mostrado en la Fig. 35. En este punto, la FECFRAME se puede transmitir según diferentes tipos de segmento de datos. Usando este método, se puede reducir un máximo del 3,3% de sobrecarga. En el lado derecho superior de la Fig. 79, se muestran cuatro tipos diferentes de estructuras, pero un experto en la técnica entendería que éstos son solamente ejemplos, y se puede usar cualquiera de estos tipos o sus combinaciones para el segmento de datos.

En el lado receptor, el módulo de eliminación de cabecera de Tramas r401 del módulo de analizador sintáctico de Tramas como se muestra en la Fig. 63 y el módulo de extracción ModCod r307 del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64 puede extraer un parámetro del campo ModCod que se requiere para la descodificación. En este punto, según los tipos de transmisión del segmento de datos se pueden extraer los parámetros de trama. Por ejemplo, para el tipo CCM, se pueden extraer parámetros a partir de la señalización de L1 que se transmite en el preámbulo y para el tipo ACM/VCM, se pueden extraer parámetros a partir de la cabecera de FECFRAME.

Como se muestra en el lado derecho superior de la Fig. 79, la estructura de FECFRAME se puede dividir en dos grupos, en los cuales el primer grupo es las tres estructuras de trama superiores con cabecera y el segundo grupo es la última estructura de trama sin cabecera.

La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 que se puede transmitir dentro del preámbulo por el módulo de inserción de cabecera de Trama 401 del módulo de formador de Tramas mostrado en la Fig. 42. Esta señalización de L1 es diferente de la señalización de L1 anterior porque el tamaño del bloque de L1 se puede transmitir en bits (L1_size, 14 bits); es posible activar/desactivar el entrelazado en el tiempo en el segmento de datos (dslice_time_intrlv, 1 bit); y definiendo el tipo de segmento de datos (dslice_type, 1 bit), se reduce la sobrecarga de la señalización de L1. En este punto, cuando el tipo de segmento de datos es CCM, el campo Mod/Cod se puede transmitir dentro del preámbulo en vez de dentro de la cabecera de FECFRAME (plp_mod (3 bits), plp_fec_type (1 bit), plp_cod (3 bits)).

En el lado receptor, el descodificador interno acortado/perforado r303-1 del demodulador BICM comosemuestra en la Fig. 64 puede obtener el primer bloque LDPC, que tiene un tamaño de bloque de L1 fijo, transmitir dentro del preámbulo, a través de descodificación. También se pueden obtener los números y el tamaño del resto de los bloques LDPC.

Se puede usar un entrelazado en el tiempo cuandoson necesarios múltiples símbolos OFDM para la transmisión de L1 o cuando hay un segmento de datos con entrelazado en el tiempo. Es posible una activación/desactivación flexible del entrelazado en el tiempo con una bandera de entrelazado. Para entrelazado en el tiempo del preámbulo, sepuede requerir una bandera de entrelazado en el tiempo (1 bit) y un número desímbolos OFDM entrelazados (3 bits), de esta manera, se pueden proteger un total de 4 bits de manera similar a una cabecera de FECFRAME acortada.

La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de preseñalización de L1 que se puede realizar en el módulo de Inserción de Cabecera ModCod 307-1 en la trayectoria de datos del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques con líneas inclinadas y el Formador de Preámbulo son ejemplos del módulo de Inserción de Cabecera ModCod 307-1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 34. Los bloques lisos son ejemplos del módulo de inserción de cabecera de Tramas 401 del formador de Tramas comosemuestra en la Fig. 42.

También, los bloques lisos pueden ser ejemplos del módulo de código interno acortado/perforado 303-1, entrelazador (304-1) interno, el demultiplexor de bits 305-1, y el correlacionador de símbolos 306-1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37.

Como se ve en la Fig. 81, la señal de L1 que se transmite en el preámbulo se puede proteger usando codificación LDPC acortada/perforada. Se pueden insertar parámetros relacionados en la Cabecera en forma de L1 previa. En este punto, solamente se pueden transmitir parámetros de entrelazado en el tiempo en la Cabecera del preámbulo. Para asegurarmás robustez, se puede realizar una repetición de cuatro veces. En el lado receptor, para ser capaces de descodificar la señal de L1 que se transmite en el preámbulo, el módulo de extracción ModCod r307-1 en la trayectoria de señalización de L1 del demodulador BICM como se muestra en la Fig. 64 necesita usar el módulo de descodificación mostrado en la Fig. 84. En este punto, debido a que hay una repetición de cuatro veces a diferencia de la cabecera de FECFRAME de descodificación previa, se requiere un proceso de recepción de Rake que sincronice lossímbolos repetidos cuatro veces y añada lossímbolos.

La Fig. 82muestra una estructura de L1 el bloque deseñalización que se transmite desde elmódulo de inserción de cabecera de Tramas 401 del módulo de formador de Tramas como se muestra en la Fig. 42. Está mostrando un caso donde no se usa entrelazado en el tiempo en un preámbulo. Como se muestra en la Fig. 82, se puede transmitir una clase diferente de bloques LDPC en el orden de las portadoras. Una vez que se forma y se transmite un símbolo OFDM entonces se forma y se transmite un símbolo OFDM siguiente. Para el últimosímbolo OFDM a ser transmitido, si hay alguna portadora pendiente, esas portadoras se pueden usar para la transmisión de datos o se pueden rellenar de manera simulada. El ejemplo en la Fig. 82 muestra un preámbulo que comprende tres símbolos OFDM. En un lado receptor, para este caso de no entrelazado, se puede saltar el desentrelazador de símbolos r3081 en la trayectoria de señalización de L1 del demodulador BICM comosemuestra en la Fig. 64.

La Fig. 83 muestra un caso donde se realiza un entrelazado en el tiempo de L1. Como se muestra en la Fig. 83, se puede realizar un entrelazado de bloques de modo que se forme un símbolo OFDM para índices de portadora idénticos formando entonces unos símbolos OFDM para lossiguientes índices de portadora. Como en el caso donde no se realiza entrelazado, si hay alguna portadora pendiente, esas portadoras se pueden usar para transmisión de datos o se pueden rellenar de manera simulada. En un lado receptor, para este caso de no entrelazado, el desentrelazador de símbolos r308-1 en la trayectoria de señalización de L1 del demodulador BICM mostrado en la Fig. 64 puede realizar un desentrelazado de bloques leyendo los bloques LDPC en orden creciente de números de los bloques LDPC.

Además, puede haber almenos dos tipos desegmentos de datos. El tipo 1 desegmento de datos tiene dslice_type = 0 en los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos no tiene cabecera de XFECFrame y tiene sus valores demod/cod en los campos de señalización de L1. El tipo 2 de segmento de datos tiene dslice_type = 1 en los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos tiene cabecera de XFECFrame y tiene sus valores de mod/cod en la cabecera de XFECFrame.

XFECFrame significa trama XFEC &orrección de Erroressin canalde retorno compleja) ymod/codsignifica tipode modulación/tasa de código.

En un receptor, un analizador sintáctico de tramas puede formar una trama a partir de señales demoduladas. La trama tiene símbolos de datosy lossímbolos de datos pueden tener un primer tipo desegmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera de XFECFrame. También, un receptor puede extraer un campo para indicar si realizar un desentrelazado en el tiempo en los símbolos de preámbulo o no realizar un desentrelazado en el tiempo en los símbolos de preámbulo, a partir de la L1 de los símbolos de preámbulo.

En un transmisor, un formador de tramas puede formar una trama. Los símbolos de datos de la trama comprenden un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera de XFECFrame. Además, un campo para indicar si realizar un entrelazado en el tiempo en símbolos de preámbulo o no realizar un entrelazado en el tiempo en símbolos de preámbulo se puede insertar en la L1 de los símbolos de preámbulo.

Por último, para código acortado/perforado para elmódulo de inserción de cabecera de Tramas401 del formadorde Tramas mostrado en la Fig. 42, se puede determinar un tamaño mínimo de palabra de código que puede obtener ganancia de codificación y se puede transmitir en un primer bloque LDPC. De esta manera, para el resto de LDPC se puede obtener el tamaño de bloque a partir de ese tamaño de bloque de L1 transmitido.

La Fig. 85 está mostrando otro ejemplo de preseñalización de L1 que se puede transmitir desde el módulo de Inserción de Cabecera ModCod 307-1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37. La Fig. 85 es diferente de la Fig. 81 en que se ha modificado el mecanismo de protección de parte de la Cabecera. Comose ve en la Fig. 85, la información del tamaño del bloque de L1 L1_size (14 bits) no se transmite en el bloque de L1, sino que se transmite en la Cabecera. En la Cabecera, también se puede transmitir información de entrelazado en el tiempo de 4 bits. Para un total de 18 bits de entrada, se usa un código BCH (45, 18) que saca 45 bits y se copia a las dos trayectorias y finalmente, se correlaciona QPSK. Para la trayectoria Q, se puede realizar un cambio cíclico de 1 bit para la ganancia de diversidad y lamodulación PRBSsegún la palabra desincronización. Se pueden sacar un total de 45 símbolos QPSK desde estas entradas de trayectoria I/Q. En este punto, si se fija la profundidad de entrelazado en el tiempo como un número de preámbulos que se requiere para transmitir el bloque de L1, puede no necesitar que se transmita la L1_span (3 bits) que indica la profundidad de entrelazado en el tiempo. En otras palabras, solamente se puede transmitir una bandera de activación/desactivación de entrelazado en el tiempo (1 bit). En un lado receptor, comprobando solamente un número de preámbulos transmitidos, sin usar L1_span, se puede obtener la profundidad de desentrelazado en el tiempo.

La Fig. 86 está mostrando un ejemplo de programación de bloque de señalización de L1 que se transmite en el preámbulo. Si un tamaño de la información de L1 que se puede transmitir en un preámbulo es Nmax, cuando el tamaño de L1 es menor que Nmax, un preámbulo puede transmitir la información. Sin embargo, cuando el tamaño de L1esmayor que Nmax, la información de L1se puede dividir equitativamente demanera que elsubbloque de L1 dividido sea menor que Nmax, entonces el subbloque de L1 dividido se puede transmitir en un preámbulo. En este punto, para una portadora que no se usa debido a que la información de L1 es menor que Nmax, no se transmiten datos.

En su lugar, como se muestra en la Fig. 88, se puede aumentar la potencia de las portadoras donde se transmiten el bloque de L1 para mantener una potencia total de señal de preámbulo igual a la potencia del símbolo de datos. Se puede variar un factor de aumento de potencia dependiendo del tamaño de L1 transmitido y un transmisor y un receptor pueden tener un valor fijado de este factor de aumento de potencia. Por ejemplo, si solamente se usan una mitad de las portadoras totales, el factor de aumento de potencia puede ser dos.

La Fig. 87 está mostrando un ejemplo de preseñalización de L1 donde se considera un aumento de potencia. Cuando se compara con la Fig. 85, se puede observar que se puede aumentar la potencia del símbolo QPSK y enviar al formador de preámbulo.

La Fig. 89 estámostrando otro ejemplo de módulo de extracción ModCod r307-1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64. A partir del símbolo de preámbulo de entrada, se puede sacar la FECFRAME de señalización de L1 al descorrelacionador de símbolos y solamente se puede descodificar parte de la cabecera.

Para el símbolo de preámbulo de entrada, se puede realizar una descorrelación QPSK y se puede obtener el valor de la Relación de Verosimilitud Logarítmica (LLR). Para la trayectoria Q, se puede realizar una demodulación PRBS según la palabra de sincronización y se puede realizar un proceso inverso del cambio cíclico de 1 bit para restablecimiento.

Se pueden combinar estos dos valores de trayectoria I/Q alineados y se puede obtener la ganancia de SNR. La salida de decisión firme se puede introducir en el descodificador de BCH. El descodificador de BCH puede restablecer 18 bits de L1 previa a partir de los 45 bits de entrada.

La Fig. 90 está mostrando un extractor ModCod homólogo de un receptor. Cuando se compara con la Fig. 89, se puede realizar un control de potencia en símbolos de entrada del descorrelacionador QPSK para restablecer a partir del nivel de potencia aumentado por el transmisor a su valor original. En este punto, se puede realizar un control de potencia considerando un número de portadoras usadas para señalización de L1 en un preámbulo y tomando un inverso del factor de aumento de potencia obtenido de un transmisor. El factor de aumento de potencia fija la potencia del preámbulo y la potencia de símbolo de datos idénticas una a la otra.

La Fig. 91 está mostrando un ejemplo de presincronización de L1 que se puede realizar en el módulo de extracción ModCod r307-1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64. Este es un proceso de sincronización para obtener una posición inicial de la Cabecera en un preámbulo. Los símbolos de entrada se pueden descorrelacionar QPSK entonces para la trayectoria Q de salida, se puede realizar un inverso del cambio cíclico de 1 bit y se puede realizar una alineación. Se pueden multiplicar dos valores de trayectorias I/Q y se pueden demodular los valores modulados mediante preseñalización de L1. De esta manera, la salida del multiplicador puede expresar solamente la PRBS que es una palabra de sincronización. Cuando la salida se correlaciona con una secuencia PRBS conocida, se puede obtener un pico de correlación en la Cabecera. De esta manera, se puede obtener una posición inicial de la Cabecera en un preámbulo. Si es necesario, se puede realizar un control de potencia que se realiza para restablecer el nivel de potencia original, como se muestra en la Fig. 90, en la entrada del descorrelacionador QPSK.

La Fig. 92 estámostrando otro ejemplo de campo de cabecerade bloque de L1 queseenvía almódulo de Inserción de Cabecera 307-1 enla trayectoria deseñalización de L1 delmódulo de BICM comosemuestra en la Fig.37. Esta Fig. 92 es diferente de la Fig. 85 en que L1_span que representa la profundidad de entrelazado en el tiempo se reduce a 2 bits y se aumentan los bits reservados en 1 bit. Un receptor puede obtener un parámetro de entrelazado en el tiempo del bloque de L1 a partir del L1_span transmitido.

La Fig. 93 está mostrando procesos para dividir equitativamente un bloque de L1 en tantas partes como un número de preámbulos entonces insertando una cabecera en cada uno de los bloques de L1 divididos y entonces asignando los bloques de L1 insertados de cabecera en un preámbulo. Esto se puede realizar cuando se realiza un entrelazado en el tiempo con un número de preámbulos donde el número de preámbulos es mayor que un número mínimo de preámbulos que se requiere para transmitir el bloque de L1. Esto se puede realizarse en el bloque de L1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. El resto de las portadoras, después de transmitir los bloques de L1 pueden tener patrones de repetición cíclica en lugar de ser rellenados con ceros.

La Fig. 94 está mostrando un ejemplo del Descorrelacionador de Símbolos r306-1 del módulo de demodulación de BICM comosemuestra en la Fig. 64. Para un caso donde los bloques FEC de L1se repiten comosemuestra en la Fig. 93, se puede alinear cada punto de inicio de los bloques FEC de L1, combinar (r301f), y después descorrelacionar QAM (r302f) para obtener ganancia de diversidad y ganancia de SNR. En este punto, el combinador puede incluir procesos para alinear y añadir cada bloque FEC de L1 y dividir el bloque FEC de L1 añadido. Para un caso donde solamente se repite parte del último bloque FEC como se muestra en la Fig. 93, solamente se puede dividir la parte repetida en tanto como un número de cabecera de bloque FEC y la otra partese puede dividir por un valor que es uno menos que un número de cabecera de bloque FEC. En otras palabras, el número de división corresponde a un número de portadoras que se añade a cada portadora.

Usando los métodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas es posible implementar un transmisor, receptor y estructura digital eficaz de señalización de capa física.

Transmitiendo la información ModCod en cada cabecera de trama en BB que es necesaria para ACM/VCM y la transmisión del resto de señalización de capa física en una cabecera de trama,se puede minimizar la sobrecarga de señalización.

Se puede implementar QAM modificada para una transmisión más eficiente de energía o un sistema de difusión digital más robusto al ruido. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y combinaciones de los mismos.

Se puede implementar una QAM No uniforme Mejorada para una transmisiónmás eficiente de energía o un sistema de difusión digital más robusto al ruido. También se describe un método de uso de una tasa de código del código de corrección de error de NU-MQAM y MQAM. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y combinaciones de los mismos.

El método de señalización L1 sugerido puede reducir la sobrecarga en un 3~4% minimizando la sobrecarga de señalización durante la unión de canales.

Para aquellos expertosen la técnica será evidente quese pueden realizar diversasmodificaciones y variacionesen la presente invención sin apartarse de la invención.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un aparato para transmitir una señal de difusión, el aparato que comprende:

medios (301-1) para codificación externa de los datos de señalización de Capa 1 (L1) para datos de PLP de señalización que transportan al menos un servicio usando un esquema de codificación externo;

medios (303-1) para codificación interna de los datos de señalización de L1 de codificación externa usando un esquema de codificación interna;

medios (305-1) para el demultiplexado de bits de los datos de señalización de L1 de codificación interna;

medios (308-1) para el entrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1 demultiplexados en bits y sacar un bloque T1 de L1 en base a la información del modo T1 de L1; y caracterizado por

medios (103) para insertar una cabecera de L1 en la parte delantera del bloque T1 de L1 para formar un bloque de L1, en donde el contenido del bloque T1 de L1 con la cabecera de L1 se repite para llenar un ancho de banda del bloque de L1 en el dominio de la frecuencia;

medios (103) para formar una trama de señal que incluye símbolos de preámbulo de los datos de señalización de L1 y símbolos de datos de los datos del PLP, en donde los símbolos de preámbulo se dividen en bloques de L1 del mismo ancho de banda;

medios (104) para modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División en Frecuencia Ortogonal (OFDM); y

medios (105) para transmitir la trama de señal modulada.
2.

El aparato según la reivindicación 1, el aparato que además comprende: medios (301) para codificación externa de los datos de PLPmediante el esquema de codificación externa; medios (303) para codificación interna de los datos de PLP de codificación externa mediante el esquema de

codificación interna.
3.

El aparato según la reivindicación 1, en donde la cabecera de L1 tiene información del modo T1 de L1 que indica un modo de entrelazado en el tiempo para los datos de señalización de L1.
4.

Un método para transmitir una señal de difusión, el método que comprende:

una codificación externa de los datos de señalización de Capa 1 (L1) para datos de PLP de señalización que transportan al menos un servicio usando un esquema de codificación externa;

una codificación interna de los datos de señalización de L1 de codificación externa usando un esquema de codificación interna;

el demultiplexado de bits de los datos de señalización de L1 de codificación interna;

un entrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1 demultiplexados en bits y sacar un bloque T1 de L1 en base a la información del modo T1 de L1; y caracterizado por

insertar una cabecera de L1 en la parte delantera del bloque T1 de L1 para formar un bloque de L1, en donde el contenido del bloque T1 de L1 con la cabecera de L1 se repite para llenar el ancho de banda del bloque de L1 en el dominio de la frecuencia;

formar una trama de señal que incluye símbolosde preámbulo de los datos deseñalización de L1 y símbolosde datos de los datos de PLP, en donde los símbolos de preámbulo se dividen en bloques de L1 del mismo ancho de banda;

modular la trama de señal mediante unmétodo de Multiplexación por División en Frecuencia Ortogonal (OFDM); y

transmitir la trama de señal modulada.
5.

El método según la reivindicación 4, el método que además comprende: una codificación externa de los datos de PLP mediante el esquema de codificación externa;

una codificación interna de los datos de PLP de codificación externa mediante el esquema de codificación interna.
6.

El método según la reivindicación 4, en donde la cabecera de L1 tiene la información del modo T1 de L1 que indica un modo de entrelazado en el tiempo para los datos de señalización de L1.
7.

Un aparato para recibir una señal de difusión, el aparato que comprende:

medios para recibir una señal que incluye al menos una trama de señal,

medios para demodular la señal de difusión recibida mediante el uso de un método de Multiplexación por División en Frecuencia Ortogonal (OFDM); y caracterizado por

medios(r103) para obtenerla trama deseñal a partir de la señal de difusión demodulada,la trama deseñal que comprende símbolos de preámbulo y símbolos de datos del Conducto de Capa Física (PLP), en donde los símbolos de preámbulo se dividen en bloques de Capa 1 (L1) del mismo ancho de banda de contenido de al menos un bloque T1 de L1 con una cabecera de L1 se repite para llenar un ancho de banda de un bloque de L1, el bloque T1 de L1 que tiene datos de señalización de L1 para señalar lossímbolos de datos;

medios (r308-1) para el desentrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1 del bloque T1 de L1 en base a la información del modo T1 de L1;

medios (r305-1) para el multiplexado de bits de los datos de señalización de L1 desentrelazados en el tiempo;

medios (r303-1) para la descodificación interna de los datos de señalización de L1 multiplexados de bits mediante un esquema de codificación interna; y

medios (r301-1) para la descodificación externa de los datos de señalización de L1 de descodificación interna mediante un esquema de codificación externa.
8.

El aparato según la reivindicación 7, el aparato que además comprende: medios (r303) para la descodificación interna de los datos de PLP mediante el esquema de codificación interna; y medios (r301) para la descodificación externa de los datos de PLP de decodificación interna mediante el

esquema de codificación externa.
9.

El aparato según la reivindicación 7, en donde la cabecera de L1 tiene la información del modo T1 de L1 que indica un modo de entrelazado en el tiempo para los datos de señalización de L1.
10.

Un método para recibir una señal de difusión, el método que comprende: una señal que incluye al menos una trama de señal, demodular la señal de difusión recibida mediante el uso de un método de Multiplexación por División en

Frecuencia Ortogonal (OFDM); y caracterizado por

obtener una trama de señal a partir de la señal de difusión demodulada, la trama de señal que comprende símbolos de preámbulo y símbolos de datos del Conducto de Capa Física (PLP), en donde los símbolos de preámbulo se dividen en bloques de Capa 1 (L1) del mismo ancho de banda de

contenido de al menos un bloque T1 de L1 con una cabecera de L1 se repite para llenar el ancho de banda de un

bloque T1 de L1 que tiene datos de señalización de L1 paraseñalar los símbolos de datos; el desentrelazado en el tiempo de los datos de señalización de L1 del bloque T1 de L1 en base a la información del modo T1 de L1;

el multiplexado de bits de los datos de señalización de L1 desentrelazados en el tiempo;

la descodificación interna de los datos de señalización de L1 multiplexados de bits mediante un esquema de codificación interna; y descodificación externa de los datos de señalización de L1 de descodificación interna mediante un esquema de

codificación externa.
11.

El método según la reivindicación 10, el método que además comprende: la descodificación interna de los datos de PLPmediante el esquema de codificación interna; y

la descodificación externa de los datos de PLP de decodificación interna mediante el esquema de codificación externa.
12.

El método según la reivindicación 10, en donde la cabecera de L1 tiene la información del modo T1 de L1 que indica un modo de entrelazado en el tiempo para los datos de señalización de L1.