EP0876077A2 - Verfahren und Vorrichtung zur Addition von als Abtastwerte vorliegenden Signalen - Google Patents

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EP0876077A2
EP0876077A2 EP98440051A EP98440051A EP0876077A2 EP 0876077 A2 EP0876077 A2 EP 0876077A2 EP 98440051 A EP98440051 A EP 98440051A EP 98440051 A EP98440051 A EP 98440051A EP 0876077 A2 EP0876077 A2 EP 0876077A2
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EP
European Patent Office
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time
samples
signals
analog
sum signal
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EP98440051A
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EP0876077A3 (de
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Hans Jürgen Dr. Matt
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Xylon LLC
Original Assignee
Alcatel SA
Alcatel Alsthom Compagnie Generale dElectricite
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    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06J—HYBRID COMPUTING ARRANGEMENTS
    • G06J1/00—Hybrid computing arrangements

Definitions

  • the invention relates to a method and a device for summing N> 1 band-limited time signals with a bandwidth B B each, which are available as analog and / or digital samples, the respective sampling frequency f A > 2B.
  • ADC analog-to-digital converter
  • DAC Digital-to-analog converter
  • Areas of application for sound mixing are for example in radio, in the record industry and in the production of other recordings.
  • one Sound mixing in audio conference calls i.e. at a Summation of several sound signals from different sources, required in the field of telecommunications.
  • a Image mixing by cross-fading multiple image signals for example in television, in the production of image plates and image recordings on other image carriers, video recorders, Camcorders and the like are common. At video conferences there is no image mixing, but will be Window for the different participants in the conference system faded into a common image.
  • the object of the present invention is in improving a process of the type mentioned at the outset in such a way that the summation with a significantly lower Computing time can be carried out that, if necessary Large number of slow and expensive adders saved and that attenuation of the signals during processing and minimizes the associated loss of information becomes.
  • this task is just as surprising solved simple and effective way in that the samples of all N time signals offset in time from one another superimposed and together in a low-pass filter of the filter bandwidth B '> B can be entered and that at the output a sum signal is tapped from the low-pass filter.
  • the samples become different in the method according to the invention Time signals are superimposed at different times and implemented analogously by means of a passive low-pass filter.
  • the samples of different signals, each sampled at a frequency f A are combined in a time-division multiplexing process to form a superimposed signal with the frequency N ⁇ f A.
  • an analog sum signal is then generated, which can be sampled at frequency f A for further processing.
  • a another advantage is that one to carry out suitable device of the inventive method without further in an integrated circuit, for example can be integrated in a VLSI chip.
  • the method according to the invention is also easy in one Install DSP software with a corresponding increase in computing time.
  • the method according to the invention is both for the formation of sums of digital as well as analog input values.
  • An embodiment of the invention is particularly preferred Method in which the samples of the N time signals are offset equidistant from one another in time. Thereby can be a rigid from the start, always known and constant temporal relation of the signals from different Define sources.
  • a further preferred embodiment of the invention provides that the sampling values offset in time from one another are entered into the low-pass filter with a clock frequency N ⁇ f A.
  • an analog Low pass filters are used, at the output of which a time continuous sum signal appears which is a perfect Sum formation of the partial signals.
  • This method is preferably developed further by that from the continuous temporal sum signal by sampling analog samples of the sum signal can be obtained.
  • a digital low-pass filter which operates at the clock frequency n ⁇ f A , and at the output of which a sum signal with n ⁇ f A samples per unit of time, ie in oversampled form is present. This enables all advantages of an oversampling process to be exploited.
  • a further development of this embodiment provides that the oversampled sum signal is passed on to a digital-to-analog (D / A) converter, which operates at the clock frequency N ⁇ f A , and its output signal via post-filtering, preferably by means of an RC element, results in the continuous sum signal.
  • D / A digital-to-analog
  • a very simple, inexpensive RC filter element can be used which, due to the oversampling, ensures adequate suppression of mirror signals which occur periodically in the frequency domain after a Fourier transformation.
  • a higher sampling frequency can also be converted by converting the sampling rate can be achieved by inserting fictitious samples "0" at intermediate points, with a perfect overall signal resulting at the end due to the low-pass filtering.
  • the inventive method is particularly simple and inexpensive Perform procedures for analog input values, when summing and low-pass filtering with a digital Signal processor is realized.
  • sampling frequency f A must be greater than or at least twice the bandwidth of the band-limited time signals.
  • the time signals from the two sources are input into a time-division multiplex unit 11, in which they are superimposed on one another at different times.
  • the sampling values of the time signals are advantageously equidistant in time, so that in the present example 11 sampling values with a frequency 2 ⁇ f A come out of the time-division multiplex unit.
  • These are entered into a low-pass filter 12 with a filter bandwidth B '> B.
  • the desired sum signal can then be tapped at the output of the low-pass filter 12.
  • FIG. 2 An improved embodiment for the processing of digital input data is shown schematically in FIG. 2.
  • the time signals from the time-division multiplexing unit 21, which in the example shown come from only two sources and are present as digital sampled values, are entered, in which a time offset is again carried out, preferably equidistantly.
  • the signals which are superimposed in time with respect to one another are then fed to a digital low-pass filter 22 clocked at a frequency 2 ⁇ f A in the present example.
  • the digital low-pass filter 22 Since the digital low-pass filter 22 always also generates periodic continuations of the signals which are undesirable, the sum signals after passing through a digital-to-analog converter (DAC) 23 are fed to a further, but analog, low-pass filter 24 which generates the small frequency components of the frequency range Passes signals and attenuates the higher frequencies strong enough so that the unwanted periodic signal artifacts are suppressed.
  • the DAC 23 like the digital low-pass filter 22, is clocked at a frequency 2 ⁇ f A , since only signals from two different sources that have been offset equidistantly from one another in the time-division multiplex unit 21 have to be processed.
  • the analog low-pass filter 24 can be a very simple, inexpensive RC element or consist of several.
  • FIG. 3a illustrates the course of the invention Process schematic:
  • Fig. 3a are among themselves the time signals from N sources are shown, the signals with "S", a subsequent digit for the number of the Source and another digit for the number of the sample designated within the initially analog signal are.
  • These signals from N different sources become the 3b, shown schematically in FIG. 3b, in which they are superimposed on each other at different times will.
  • a Equidistant time offset required while the signals from different sources not necessarily equidistant must be delayed if a filter device or a DAC has a correspondingly high signal processing speed can cope.
  • the resulting signal sequence at the output of the time-division multiplex unit 31 is fed to a normal low-pass filter 32, the bandwidth B 'of which corresponds approximately to half the sampling frequency f A , so that the signals of each individual source can be reconstructed from the sum signal.
  • Fig. 4 shows schematically the processing of samples from initially analog signals from different sources originate and in a, not explicitly shown in Fig. 4
  • Time division multiplexer unit staggered in time are so superimposed that there is between the first sample S11 from the first source and the second sample S12 from the first source all samples from all other sources (S21 to SN1).
  • This sequence is fed to an analog low-pass filter 42, from which a corresponding continuous sum signal in analog Shape comes out.
  • Fig. 5a shows the same process when entering digital samples.
  • the time-shifted superimposed signals are in turn fed to a low-pass filter 52, which is a digital low-pass filter that is clocked at a frequency N ⁇ f A.
  • a sum signal is generated with digital samples of the frequency N ⁇ f A , which, as shown in FIG. 5 b, are fed to a DAC 53 which is also clocked with N ⁇ f A.
  • Analog samples with a frequency N ⁇ f A are then available at the output of the DAC 53 and, because of the functioning of digital low-pass filters described above, must still be subjected to analog low-pass filtering in an RC element 54.
  • the sampled values selected in this so-called decimation procedure have a repetition frequency f A and also exactly represent the desired sum signal.
  • FIG. 6 is shown schematically how analog signals that offset from one another in time from a time multiplexer unit 61 and come out superimposed on an analog low pass filter 62 are supplied, at the output of a sample hold circuit 65 is provided. This in turn closes an analog-to-digital converter unit (ADC) 63, after which then enables digital further processing of the signals becomes. Suitable for converting the sampling rate are then Places where there are no samples, "Zero values" interpolated to increase the sampling frequency increase.
  • ADC analog-to-digital converter unit
  • FIG. 7 shows schematically an inventive one Device with a time-division multiplex unit 71, an interpolation device 76 to insert "zero values" and corresponding sampling rate conversion, a low-pass filter 72 and a decimator 77 for optional compacting of the Signal data according to the decimation method described above.

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Abstract

Ein Verfahren zur Summenbildung von N > 1 bandbegrenzten Zeitsignalen mit je einer Bandbreite <= B, die als analoge und/oder digitale Abtastwerte vorliegen, wobei die jeweilige Abtastfrequenz fA > 2B ist, ist dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte aller N Zeitsignale zeitlich zueinander versetzt überlagert und gemeinsam in ein Tiefpaßfilter (12) der Filterbandbreite B' > B eingegeben werden, und daß am Ausgang des Tiefpaßfilters (12) ein Summensignal abgegriffen wird. Damit kann die Summation mit einer erheblich geringeren Rechenzeit durchgeführt werden, gegebenenfalls eine Vielzahl von langsamen und teueren Addiergliedern eingespart werden und eine Dämpfung der Signale bei der Verarbeitung und der damit einhergehende Informationsverlust minimiert werden. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Summenbildung von N > 1 bandbegrenzten Zeitsignalen mit je einer Bandbreite ≤ B, die als analoge und/oder digitale Abtastwerte vorliegen, wobei die jeweilige Abtastfrequenz fA > 2B ist.
Ein solches Verfahren ist aus der DE 32 00 934 A1 bekannt.
Eine Summenbildung von Analogsignalen durch Addierer ist beispielsweise in dem Lehrbuch von Tietze und Schenk, "Halbleiterschaltungstechnik", 8. Auflage, 1986, Seiten 299 und 300 sowie 579 bis 581 beschrieben.
Die Aufsummierung von digitalen Signalen aus analogen Eingangssignalen mit einem zwischengeschalteten Analog-Digital-Wandler (ADC) über einen digitalen Signalprozessor und einer Re-Analogisierung der verarbeiteten Signale mittels eines Digital-Analog-Wandlers (DAC) insbesondere im Bereich von Videosignalen ist beispielsweise in der EP 0 695 066 A2 beschrieben.
Eine lineare Addition von mehreren bandbegrenzten Zeitsignalen zu einem neuen Summensignal kommt unter anderem in der Audio-Technik vor, wo Audio-Signale durch Tonmischung von mehreren verschiedenen Quellen überlagert werden, oder in der Videotechnik, wo Videosignale durch Bildüberblendung von zwei verschiedenen Quellen zu einem neuen Bildsignal vereinigt werden. Anwendungsbereiche für die Tonmischung liegen beispielsweise beim Rundfunk, in der Schallplattenindustrie und bei der Herstellung anderer Tonträger. Außerdem wird eine Tonmischung bei Audio-Konferenzschaltungen, d.h. bei einer Summation von mehreren Tonsignalen verschiedener Quellen, im Bereich der Fernmeldetechnik erforderlich. Eine Bildmischung durch Überblendung mehrerer Bildsignale ist beispielsweise beim Fernsehen, bei der Herstellung von Bildplatten und Bildaufzeichnungen auf anderen Bildträgern, Videorecordern, Camcordern und dergleichen üblich. Bei Video-Konferenzen erfolgt zwar keine Bildmischung, jedoch werden Fenster für die unterschiedlichen Teilnehmer am Konferenzsystem in ein gemeinsames Bild eingeblendet.
Bei dem aus der eingangs zitierten DE 32 00 934 A1 bekannten Verfahren zum Mischen von Niederfrequenzsignalen, die in Form von digitalen Abtastproben vorliegen, werden die für ein gemeinsames Endgerät bestimmten Impulse, die im jeweiligen Endgerät gemeinsam hörbar gemacht werden sollen, in einem analogen Addierer aufaddiert und jeweils einmal in einem Zeitrahmen in Form eines Summenimpulses übertragen, der das Endgerät während des gesamten Zeitrahmens steuert.
Nachteilig bei den bekannten Verfahren ist die relativ lange Rechenzeit bei der Addition der einzelnen Signale in einem digitalen Rechner bzw. in einer Hardware-Schaltung von Addiereinheiten. Außerdem erfolgt eine erhebliche Dämpfung der Signale und damit ein Informationsverlust bei der Umwandlung von Analog- in Digitalsignale und umgekehrt bei der Re-Analogisierung der aufaddierten Signale im Falle einer digitalen Addition.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung liegt demgegenüber darin, ein Verfahren der eingangs genannten Art so zu verbessern, daß die Summation mit einer erheblich geringeren Rechenzeit durchgeführt werden kann, daß gegebenenfalls eine Vielzahl von langsamen und teueren Addiergliedern eingespart werden kann und daß eine Dämpfung der Signale bei der Verarbeitung und der damit einhergehende Informationsverlust minimiert wird.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe auf ebenso überraschend einfache wie wirkungsvolle Art und Weise dadurch gelöst, daß die Abtastwerte aller N Zeitsignale zeitlich zueinander versetzt überlagert und gemeinsam in ein Tiefpaßfilter der Filterbandbreite B' > B eingegeben werden, und daß am Ausgang des Tiefpaßfilters ein Summensignal abgegriffen wird.
Im Gegensatz zu den bekannten Verfahren, bei denen die als analoge oder digitale Abtastwerte vorliegenden Signale unterschiedlicher Quellen für jedes Signal separat in analoge Signale umgesetzt werden, die mittels eines oder mehrerer analoger Addierer oder eines digitalen Prozessors addiert werden, werden beim erfindungsgemäßen Verfahren die Abtastwerte unterschiedlicher Zeitsignale zeitlich versetzt zueinander überlagert und mittels eines passiven Tiefpaßfilters analog umgesetzt. Die Abtastwerte von unterschiedlichen Signale, die jeweils mit einer Frequenz fA abgetastet wurden, werden in einem Zeitmultiplexverfahren zu einem überlagerten Signal mit der Frequenz N · fA zusammengefaßt. In der anschließenden Filterung mit einem Tiefpaßfilter der Filterbandbreite B' ≈ fA/2 wird dann ein analoges Summensignal generiert, das zur weiteren Verarbeitung mit der Frequenz fA abgetastet werden kann.
Damit ergibt sich einerseits eine qualitativ bessere und schnellere Addition, zum anderen läßt sich wegen der Einsparung einer Addiereinheit bzw. eines entsprechenden Prozessors zur digitalen Addition der Eingangssignale eine kostengünstigere Realisierung der Summenbildung erreichen. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß eine zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens geeignete Vorrichtung ohne weiteres in einem integrierten Schaltkreis, beispielsweise in einem VLSI-Chip integriert werden kann. Andererseits läßt sich das erfindungsgemäße Verfahren auch leicht in einer DSP-Software mit entsprechendem Gewinn an Rechenzeit einbauen. Das erfindungsgemäße Verfahren ist sowohl zur Summenbildung von digitalen als auch analogen Eingangswerten geeignet.
Besonders bevorzugt ist eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens, bei der die Abtastwerte der N Zeitsignale zeitlich äquidistant zueinander versetzt werden. Dadurch läßt sich eine von vornherein starre, stets bekannte und gleichbleibende zeitliche Relation der Signale von unterschiedlichen Quellen festlegen.
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung sieht vor, daß die Eingabe der zeitlich zueinander versetzten Abtastwerte in das Tiefpaßfilter mit einer Taktfrequenz N · fA erfolgt.
Bei der Eingabe analoger Abtastwerte kann bei einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung ein analoges Tiefpaßfilter verwendet werden, an dessen Ausgang ein zeitlich kontinuierliches Summensignal erscheint, das eine perfekte Summenbildung der Teilsignale bewirkt.
Vorzugsweise wird dieses Verfahren dadurch weitergebildet, daß aus dem zeitlich kontinuierlichen Summensignal durch Abtastung analoge Abtastwerte des Summensignals gewonnen werden.
Alternativ dazu ist bei anderen Ausführungsformen, bei denen digitale Abtastwerte eingegeben werden, die Verwendung eines digitalen Tiefpaßfilters vorgesehen, das mit der Taktfrequenz n · fA arbeitet, und an dessen Ausgang ein Summensignal mit n · fA Abtastwerten pro Zeiteinheit, d. h. in überabgetasteter Form vorliegt. Damit können alle Vorteile eines Oversampling-Verfahrens ausgenutzt werden.
Eine Weiterbildung dieser Ausführungsform sieht vor, daß das überabgetastete Summensignal auf einen Digital-Analog(D/A)-Wandler gegeben wird, der mit der Taktfrequenz N · fA arbeitet, und dessen Ausgangssignal über eine Nachfilterung, vorzugsweise mittels eines RC-Gliedes, das zeitlich kontinuierliche Summensignal ergibt. Anstelle einer aufwendigen Filtereinrichtung kann ein ganz einfaches, kostengünstiges RC-Filterglied verwendet werden, das aufgrund des Oversamplings eine ausreichende Unterdrückung von im Frequenzraum nach einer Fouriertransformation periodisch auftretenden Spiegelsignalen sicherstellt.
Besonders vorteilhaft ist eine Weiterbildung, bei der das überabgetastete Summensignal durch periodisches Weglassen von Abtastwerten (= Dezimation) auf eine niedrigere Abtastfrequenz i · fA < N · fA überführt wird, wobei vorzugsweise i = 1. Umgekehrt kann auch eine höhere Abtastfrequenz durch Abtastratenwandlung erreicht werden, indem an Zwischenstellen fiktive Abtastwerte "0" eingefügt werden, wobei aufgrund der Tiefpaßfilterung am Ende ein perfektes Gesamtsignal herauskommt.
Besonders einfach und unaufwendig läßt sich das erfindungsgemäße Verfahren bei analogen Eingabewerten durchführen, wenn die Summenbildung und Tiefpaßfilterung mit einem digitalen Signalprozessor realisiert wird.
In den Rahmen der vorliegenden Erfindung fällt auch eine Vorrichtung zur Summenbildung von N > 1 bandbegrenzten Zeitsignalen mit je einer Bandbreite ≤ B, die als analoge und/ oder digitale Abtastwerte vorliegen, wobei die jeweilige Abtastfrequenz fA > 2B ist, bei der eine Zeitmultiplexeinheit vorgesehen ist, in der die Abtastwerte aller N Zeitsignale zeitlich zueinander versetzt überlagerbar sind, und bei der im Anschluß an die Zeitmultiplexeinheit ein Tiefpaßfilter der Filterbandbreite B' > B vorgesehen ist, in das die zeitlich versetzt überlagerten Abtastwerte gemeinsam eingegeben werden können, und an dessen Ausgang ein Summensignal abgegriffen werden kann.
Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und der Zeichnung. Ebenso können die vorstehend genannten und die noch weiter aufgeführten Merkmale erfindungsgemäß jeweils einzeln für sich oder zu mehreren in beliebigen Kombinationen Verwendung finden. Die gezeigten und beschriebenen Ausführungsformen sind nicht als abschließende Aufzählung zu verstehen, sondern haben vielmehr beispielhaften Charakter für die Schilderung der Erfindung.
Die Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1
eine schematische Darstellung einer Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit angedeuteten Abtastsignalen;
Fig. 2
eine verbesserte Ausführungsform der Vorrichtung nach Fig. 1;
Fig. 3a
eine schematische Darstellung der Signale von verschiedenen Quellen im Zeitverlauf;
Fig. 3b
eine schematische Darstellung der zeitversetzten Zusammenführung und Tiefpaßfilterung der Eingangssignale aus Fig. 3a;
Fig. 4
eine schematische Darstellung des Zeitverlaufs einer erfindungsgemäßen Summenbildung bei analogen Eingangswerten;
Fig. 5a
eine schematische Darstellung des Zeitverlaufs des erfindungsgemäßen Verfahrens bei der Summation von digitalen Eingangswerten;
Fig. 5b
eine Verbesserung der Vorrichtung von Fig. 5a;
Fig. 6
einen schematischen Aufbau für eine erfindungsgemäße Summenbildung mit analogem Signaleingang und Möglichkeit zur Abtastratenwandlung; und
Fig. 7
einen schematischen Aufbau zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit Interpolation und/oder Dezimation.
In Fig. 1 ist ein besonders einfacher schematischer Aufbau zur erfindungsgemäßen Summenbildung von Zeitsignalen aus zwei verschiedenen Quellen dargestellt, wobei die Zeitsignale jeweils als Abtastwerte mit einer Abtastfrequenz fA eingegeben werden. Dabei muß die Abtastfrequenz fA größer oder mindestens gleich dem doppelten der Bandbreite der bandbegrenzten Zeitsignale sein.
Die Zeitsignale aus den beiden Quellen werden in eine Zeitmultiplexeinheit 11 eingegeben, in der sie zeitlich zueinander versetzt überlagert werden. Vorteilhafterweise sind die Abtastwerte der Zeitsignale zeitlich äquidistant, so daß im vorliegenden Beispiel aus der Zeitmultiplexeinheit 11 Abtastwerte mit einer Frequenz 2 · fA herauskommen. Diese werden in ein Tiefpaßfilter 12 mit einer Filterbandbreite B' > B eingegeben. Am Ausgang des Tiefpaßfilters 12 kann dann das gewünschte Summensignal abgegriffen werden.
Eine verbesserte Ausführungsform für die Verarbeitung von digitalen Eingangsdaten ist in Fig. 2 schematisch dargestellt. Dabei werden die als digitale Abtastwerte vorliegenden, im gezeigten Beispiel wiederum aus lediglich zwei Quellen stammenden Zeitsignale der Zeitmultiplexeinheit 21 eingegeben, in der wieder ein zeitlicher Versatz, vorzugsweise äquidistant vorgenommen wird. Die zeitlich versetzt zueinander überlagerten Signale werden dann einem im vorliegenden Beispiel mit einer Frequenz 2 · fA getakteten digitalen Tiefpaßfilter 22 zugeführt. Da das digitale Tiefpaßfilter 22 immer auch periodische Fortsetzungen der Signale erzeugt, die unerwünscht sind, werden die Summensignale nach Durchgang durch einen Digital-Analog-Konverter (DAC) 23 einem weiteren, jedoch analogen Tiefpaßfilter 24 zugeführt, welches im Frequenzraum die kleinen Frequenzanteile der erzeugten Signale durchläßt und die höheren Frequenzen stark genug abdämpft, so daß die unerwünschten periodischen Signalartefakte unterdrückt werden. Der DAC 23 wird im vorliegenden Beispiel ebenso wie das digitale Tiefpaßfilter 22 mit einer Frequenz 2 · fA getaktet, da lediglich Signale aus zwei verschiedenen Quellen, die in der Zeitmultiplexeinheit 21 äquidistant zueinander versetzt wurden, verarbeitet werden müssen. Das analoge Tiefpaßfilter 24 kann ein ganz einfaches, preisgünstiges RC-Glied sein oder aus mehreren solchen bestehen.
Die Figuren 3a und 3b illustrieren den Gang des erfindungsgemäßen Verfahrens schematisch: In Fig. 3a sind untereinander die Zeitsignale von N Quellen dargestellt, wobei die Signale mit "S", einer nachfolgenden Ziffer für die Nummer der Quelle und einer weiteren Ziffer für die Nummer des Abtastwertes innerhalb des zunächst analogen Signales bezeichnet sind. Diese Signale von N verschiedenen Quellen werden der in Fig. 3b schematisch dargestellten Multiplexeinheit 31 zugeführt, in welcher sie zeitversetzt zueinander überlagert werden. Für die Abtastwerte aus derselben Quelle ist ein äquidistanter Zeitversatz erforderlich, während die Signale von verschiedenen Quellen nicht notwendigerweise äquidistant zeitversetzt sein müssen, falls eine Filtereinrichtung oder ein DAC eine entsprechend hohe Signalverarbeitungsgeschwindigkeit bewältigen kann.
Die resultierende Signalsequenz am Ausgang der Zeitmultiplexeinheit 31 wird einem normalen Tiefpaßfilter 32 zugeführt, dessen Bandbreite B' ungefähr der halben Abtastfrequenz fA entspricht, damit die Signale jeder einzelnen Quelle aus dem Summensignal rekonstruiert werden können.
Fig. 4 zeigt schematisch die Verarbeitung von Abtastwerten aus zunächst analogen Signalen, die aus verschiedenen Quellen stammen und in einer, in Fig. 4 nicht mehr explizit dargestellten Zeitmultiplexereinheit zeitlich zueinander versetzt so überlagert sind, daß sich zwischen dem ersten Abtastwert S11 aus der ersten Quelle und dem zweiten Abtastwert S12 aus der ersten Quelle sämtliche Abtastwerte aus allen anderen Quellen (S21 bis SN1) befinden. Diese Sequenz wird einem analogen Tiefpaßfilter 42 zugeführt, aus welchem ein entsprechendes kontinuierliches Summensignal in analoger Form herauskommt.
Fig. 5a zeigt denselben Vorgang bei der Eingabe digitaler Abtastwerte. Die zeitversetzten überlagerten Signale werden hier wiederum einem Tiefpaßfilter 52, bei dem es sich um ein digitales Tiefpaßfilter handelt, welches mit einer Frequenz N · fA getaktet wird, zugeführt. Am Ausgang des digitalen Tiefpaßfilters 52 entsteht ein Summensignal mit digitalen Abtastwerten der Frequenz N · fA, die, wie in Fig. 5b gezeigt ist, einem ebenfalls mit N · fA getakteten DAC 53 zugeführt werden. Am Ausgang des DAC 53 liegen dann analoge Abtastwerte mit einer Frequenz N · fA vor, die aufgrund der oben beschriebenen Funktionsweise von digitalen Tiefpaßfiltern noch einer analogen Tiefpaßfilterung in einem RC-Element 54 unterzogen werden müssen.
Teilt man den zeitlichen Fluß der digitalen Abtastwerte in gleiche Blöcke zu je n Abtastwerten ein, so genügt es in der Regel, den jeweils ersten Abtastwert eines jeden Blockes zu behalten und die jeweils übrigen (n - 1) Abtastwerte zu ignorieren. Die in dieser sogenannten Dezimationsprozedur ausgewählten Abtastwerte haben eine Folgefrequenz fA und stellen ebenfalls das gewünschte Summensignal exakt dar.
Umgekehrt kann mit Hilfe einer sogenannten Abtastratenwandlung auch eine Interpolation von Abtastwerten erfolgen. In Fig. 6 ist schematisch dargestellt, wie analoge Signale, die aus einer Zeitmultiplexereinheit 61 zeitlich zueinander versetzt und überlagert herauskommen, einem analogen Tiefpaßfilter 62 zugeführt werden, an dessen Ausgang eine Sample-Hold-Schaltung 65 vorgesehen ist. Dieser wiederum schließt sich eine Analog-Digital-Wandlereinheit (ADC) 63 an, nach der dann eine digitale Weiterverarbeitung der Signale möglich wird. Zur Abtastratenwandlung werden dann an geeigneten Stellen, an denen jeweils keine Abtastwerte vorliegen, "Nullwerte" interpolativ eingefügt, um die Abtastfrequenz zu erhöhen.
Fig. 7 schließlich zeigt schematisch eine erfindungsgemäße Vorrichtung mit einer Zeitmultiplexeinheit 71, einer Interpolationsvorrichtung 76 zur Einfügung von "Nullwerten" und entsprechenden Abtastratenwandlung, einem Tiefpaßfilter 72 sowie einem Dezimator 77 zur wahlweisen Kompaktierung der Signaldaten nach dem oben beschriebenen Dezimationsverfahren.

Claims (10)

  1. Verfahren zur Summenbildung von N > 1 bandbegrenzten Zeitsignalen mit je einer Bandbreite ≤ B, die als analoge und/oder digitale Abtastwerte vorliegen, wobei die jeweilige Abtastfrequenz fA > 2B ist,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die Abtastwerte aller N Zeitsignale zeitlich zueinander versetzt überlagert und gemeinsam in ein Tiefpaßfilter (12; 22; 32; 42; 52; 62; 72) der Filterbandbreite B' > B eingegeben werden, und daß am Ausgang des Tiefpaßfilters (12; 22; 32; 42; 52; 62; 72) ein Summensignal abgegriffen wird.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte der N Zeitsignale zeitlich äquidistant zueinander versetzt werden.
  3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingabe der zeitlich zueinander versetzten Abtastwerte in das Tiefpaßfilter (12; 22; 32; 42; 52; 62; 72) mit einer Taktfrequenz N · fA erfolgt.
  4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei analogen Abtastwerten ein analoges Tiefpaßfilter (11; 32; 42; 62) verwendet wird, an dessen Ausgang ein zeitlich kontinuierliches Summensignal erscheint.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß aus dem zeitlich kontinuierlichen Summensignal durch Abtastung analoge Abtastwerte des Summensignals gewonnen werden.
  6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei digitalen Abtastwerten ein digitales Tiefpaßfilter (12; 22; 52; 72) verwendet wird, das mit der Taktfrequenz n · fA arbeitet, an dessen Ausgang ein Summensignal mit n · fA Abtastwerten pro Zeiteinheit, d.h. in überabgetasteter Form vorliegt.
  7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das überabgetastete Summensignal auf einen Digital-Analog(D/A)-Wandler (23; 53) gegeben wird, der mit der Taktfrequenz N · fA arbeitet, und dessen Ausgangssignal über eine Nachfilterung, vorzugsweise mittels eines RC-Gliedes (24; 54), das zeitlich kontinuierliche Summensignal ergibt.
  8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß das überabgetastete Summensignal durch periodisches Weglassen von Abtastwerten (= Dezimation) auf eine niedrigere Abtastfrequenz i · fA N · fA überführt wird, wobei vorzugsweise i = 1.
  9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3 oder 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Summenbildung und Tiefpaßfilterung mit einem digitalen Signalprozessor realisiert wird.
  10. Vorrichtung zur Summenbildung von N > 1 bandbegrenzten Zeitsignalen mit je einer Bandbreite ≤ B, die als analoge und/oder digitale Abtastwerte vorliegen, wobei die jeweilige Abtastfrequenz fA > 2B ist,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß eine Zeitmultiplexeinheit (11; 21; 31; 61; 71) vorgesehen ist, in der die Abtastwerte aller N Zeitsignale zeitlich zueinander versetzt überlagerbar sind, und daß im Anschluß an die Zeitmultiplexeinheit (11; 21; 31; 61; 71) ein Tiefpaßfilter (12; 22; 32; 42; 52; 62; 72) der Filterbandbreite B' > B vorgesehen ist, in das die zeitlich versetzt überlagerten Abtastwerte gemeinsam eingegeben werden können, und an dessen Ausgang ein Summensignal abgegriffen werden kann.
EP98440051A 1997-04-18 1998-03-13 Verfahren und Vorrichtung zur Addition von als Abtastwerte vorliegenden Signalen Expired - Lifetime EP0876077B1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

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