JPH1175273A - サンプリング値からの信号を集約するための方法および装置 - Google Patents
サンプリング値からの信号を集約するための方法および装置Info
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- JPH1175273A JPH1175273A JP10108265A JP10826598A JPH1175273A JP H1175273 A JPH1175273 A JP H1175273A JP 10108265 A JP10108265 A JP 10108265A JP 10826598 A JP10826598 A JP 10826598A JP H1175273 A JPH1175273 A JP H1175273A
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- Use Of Switch Circuits For Exchanges And Methods Of Control Of Multiplex Exchanges (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 かなり短い計算時間で集約が実行でき、でき
るだけ多くの低速で高価な加算器構成要素を節約し、処
理中の信号の減衰を最少にして、結果として情報の損失
を最少にする方法を提供する。 【解決手段】 帯域幅が≦Ｂの、各サンプリング周波数
がｆA＞２Ｂであり、アナログまたはデジタルあるいは
その両方のサンプリング値として存在する、Ｎ＞１個の
帯域制限された時刻信号の集約を形成するための方法で
あって、Ｎ個の時刻信号全てのサンプリング値が時間的
にオフセットされ、互いに重ねられ、帯域幅Ｂ’がＢ’
＞Ｂである低域通過フィルタ（１２）に共同で入力さ
れ、合成信号が低域通過フィルタ（１２）の出力から提
供されることを特徴とする方法。
るだけ多くの低速で高価な加算器構成要素を節約し、処
理中の信号の減衰を最少にして、結果として情報の損失
を最少にする方法を提供する。 【解決手段】 帯域幅が≦Ｂの、各サンプリング周波数
がｆA＞２Ｂであり、アナログまたはデジタルあるいは
その両方のサンプリング値として存在する、Ｎ＞１個の
帯域制限された時刻信号の集約を形成するための方法で
あって、Ｎ個の時刻信号全てのサンプリング値が時間的
にオフセットされ、互いに重ねられ、帯域幅Ｂ’がＢ’
＞Ｂである低域通過フィルタ（１２）に共同で入力さ
れ、合成信号が低域通過フィルタ（１２）の出力から提
供されることを特徴とする方法。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、それぞれの帯域幅
が≦Ｂであり、それぞれｆA＞２Ｂであるサンプリング
周波数を有し、アナログまたはデジタルあるいはその両
方のサンプリング値として存在し、Ｎ＞１個の帯域が制
限された時刻信号を集約するための方法および装置に関
する。このような方法は、ドイツ出願ＤＥ ３２ ００
９３４Ａ１から既に知られている。
が≦Ｂであり、それぞれｆA＞２Ｂであるサンプリング
周波数を有し、アナログまたはデジタルあるいはその両
方のサンプリング値として存在し、Ｎ＞１個の帯域が制
限された時刻信号を集約するための方法および装置に関
する。このような方法は、ドイツ出願ＤＥ ３２ ００
９３４Ａ１から既に知られている。
【０００２】
【従来の技術】加算器を使用したアナログ信号の集約
は、参考書、ＴｉｅｔｚｅおよびＳｃｈｅｎｋ著「Ｓｅ
ｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｃｉｒｃｕｉｔ ｔｅｃｈｎ
ｏｌｏｇｙ」第８版、１９８６年、２９９ページから３
００ページと５７９ぺージから５８１ページに、たとえ
ば記載されている。
は、参考書、ＴｉｅｔｚｅおよびＳｃｈｅｎｋ著「Ｓｅ
ｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｃｉｒｃｕｉｔ ｔｅｃｈｎ
ｏｌｏｇｙ」第８版、１９８６年、２９９ページから３
００ページと５７９ぺージから５８１ページに、たとえ
ば記載されている。
【０００３】デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を介す
る中間アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）を使用した、
アナログ入力信号からのデジタル信号の集約、および、
特にビデオ信号の領域における、デジタル−アナログ変
換器（ＤＡＣ）を使用した処理信号の再アナログ化が、
ヨーロッパ出願ＥＰ ０ ６９５ ０６６ Ａ２に、た
とえば記載されている。
る中間アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）を使用した、
アナログ入力信号からのデジタル信号の集約、および、
特にビデオ信号の領域における、デジタル−アナログ変
換器（ＤＡＣ）を使用した処理信号の再アナログ化が、
ヨーロッパ出願ＥＰ ０ ６９５ ０６６ Ａ２に、た
とえば記載されている。
【０００４】複数の帯域が制限された時刻信号の新しい
合成信号への線形集約は、特に、複数の異なるソースか
らの音響を混合することで音声信号を重ねる音声技術、
または、二つの異なるソースからの画像をクロスフェー
ドすることで、ビデオ信号を組み合わせて新しいビデオ
信号にするビデオ技術で行われている。サウンドミキシ
ングの応用分野の例には、ラジオ、ディスクレコーディ
ング業界、および他のサウンドキャリアの生産などの分
野がある。さらに、サウンドミキシングは電話会議回
線、すなわち遠距離通信の分野において、異なるソース
からの複数の音響信号の集約に必要である。複数のビデ
オ信号をクロスフェードすることによる画像の混合は、
たとえばテレビジョン、ビデオディスクの生産、他のビ
デオキャリア、ビデオレコーダ、カムコーダなど上での
ビデオ表示として一般的である。ビデオ会議ではビデオ
混合は行われないが、ウィンドウを会議システムの異な
る参加者用のジョイントビデオにフェードする。
合成信号への線形集約は、特に、複数の異なるソースか
らの音響を混合することで音声信号を重ねる音声技術、
または、二つの異なるソースからの画像をクロスフェー
ドすることで、ビデオ信号を組み合わせて新しいビデオ
信号にするビデオ技術で行われている。サウンドミキシ
ングの応用分野の例には、ラジオ、ディスクレコーディ
ング業界、および他のサウンドキャリアの生産などの分
野がある。さらに、サウンドミキシングは電話会議回
線、すなわち遠距離通信の分野において、異なるソース
からの複数の音響信号の集約に必要である。複数のビデ
オ信号をクロスフェードすることによる画像の混合は、
たとえばテレビジョン、ビデオディスクの生産、他のビ
デオキャリア、ビデオレコーダ、カムコーダなど上での
ビデオ表示として一般的である。ビデオ会議ではビデオ
混合は行われないが、ウィンドウを会議システムの異な
る参加者用のジョイントビデオにフェードする。
【０００５】本明細書の最初に引用したドイツ出願ＤＥ
３２ ００ ９３４ Ａ１から既に知られている、デ
ジタル走査サンプルという形で存在する低周波数信号の
混合のための方法を使用することで、それぞれの端末で
共同で可聴されるべき、共通端末向けのパルスが、アナ
ログ加算器によって集約され、全時間枠中端末を制御す
る集約パルスの形で一つの時間フレーム内で伝送され
る。
３２ ００ ９３４ Ａ１から既に知られている、デ
ジタル走査サンプルという形で存在する低周波数信号の
混合のための方法を使用することで、それぞれの端末で
共同で可聴されるべき、共通端末向けのパルスが、アナ
ログ加算器によって集約され、全時間枠中端末を制御す
る集約パルスの形で一つの時間フレーム内で伝送され
る。
【０００６】知られている方法の欠点は、デジタルコン
ピュータ、または加算装置のハードウェア回路による個
々の信号の集約のための計算時間が比較的長いことであ
る。さらに、信号の減衰がかなりあり、その結果、デジ
タル集約の場合、加算される信号の再アナログ化の際
の、アナログからデジタル、およびその逆の変換時に情
報損失がある。
ピュータ、または加算装置のハードウェア回路による個
々の信号の集約のための計算時間が比較的長いことであ
る。さらに、信号の減衰がかなりあり、その結果、デジ
タル集約の場合、加算される信号の再アナログ化の際
の、アナログからデジタル、およびその逆の変換時に情
報損失がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
目的は、かなり短い計算時間で集約が実行でき、できる
だけ多くの低速で高価な加算器構成要素を節約し、処理
中の信号の減衰を最少にして、結果として情報の損失を
最少にするよう、本明細書の最初に引用した種類の方法
を改善することである。
目的は、かなり短い計算時間で集約が実行でき、できる
だけ多くの低速で高価な加算器構成要素を節約し、処理
中の信号の減衰を最少にして、結果として情報の損失を
最少にするよう、本明細書の最初に引用した種類の方法
を改善することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、全てのＮ個の
時刻信号のサンプリング値が時間的にオフセットされ、
互いに重ねられ、Ｂ’＞Ｂの帯域幅である低域通過フィ
ルタに共同で入力され、合成信号が低域通過フィルタの
出力から提供されるという、驚くべき、および効率的な
方法によってこの目的を達成する。
時刻信号のサンプリング値が時間的にオフセットされ、
互いに重ねられ、Ｂ’＞Ｂの帯域幅である低域通過フィ
ルタに共同で入力され、合成信号が低域通過フィルタの
出力から提供されるという、驚くべき、および効率的な
方法によってこの目的を達成する。
【０００９】アナログまたはデジタルサンプリング値と
して存在する異なるソースからの信号を、それぞれの信
号について別々にアナログ信号に変換し、これを一つま
たは複数のアナログ加算器またはデジタルプロセッサを
使用して集約する知られている方法とは対照的に、本発
明の方法では、異なる時刻信号のサンプリング値は時間
的にオフセットされ、互いに重ねられ、受動低域通過フ
ィルタを使用してアナログに変換される。それぞれ周波
数ｆAでサンプリングされた異なる信号のサンプリング
値は、時分割マルチプレックス方式を使用して周波数が
Ｎ・ｆAの重ねられた信号に結合される。帯域幅Ｂ’＝
ｆA／２の低域通過フィルタを使用した後続の濾過の際
に、アナログ合成信号が生成され、さらに周波数ｆAの
処理でサンプリングすることができる。
して存在する異なるソースからの信号を、それぞれの信
号について別々にアナログ信号に変換し、これを一つま
たは複数のアナログ加算器またはデジタルプロセッサを
使用して集約する知られている方法とは対照的に、本発
明の方法では、異なる時刻信号のサンプリング値は時間
的にオフセットされ、互いに重ねられ、受動低域通過フ
ィルタを使用してアナログに変換される。それぞれ周波
数ｆAでサンプリングされた異なる信号のサンプリング
値は、時分割マルチプレックス方式を使用して周波数が
Ｎ・ｆAの重ねられた信号に結合される。帯域幅Ｂ’＝
ｆA／２の低域通過フィルタを使用した後続の濾過の際
に、アナログ合成信号が生成され、さらに周波数ｆAの
処理でサンプリングすることができる。
【００１０】これは一方では結果として質的に向上し、
より高速な集約となり、他方では加算器、または入力信
号のデジタル集約のための対応するプロセッサを節約す
ることで、より費用効果の高い方法で集約を達成するこ
とができる。もう一つの利点は、本発明の方法を実行す
るのに適する装置が、たとえばＶＬＳＩチップなどの集
積スイッチング回路に簡単な方法で統合することができ
ることである。また一方では、本発明の方法は、計算時
間で対応する利益をあげながら、ＤＳＰソフトウェアに
簡単に組込むことができる。本発明の方法は、アナログ
入力値だけでなくデジタル入力値の両方を加算するのに
適している。
より高速な集約となり、他方では加算器、または入力信
号のデジタル集約のための対応するプロセッサを節約す
ることで、より費用効果の高い方法で集約を達成するこ
とができる。もう一つの利点は、本発明の方法を実行す
るのに適する装置が、たとえばＶＬＳＩチップなどの集
積スイッチング回路に簡単な方法で統合することができ
ることである。また一方では、本発明の方法は、計算時
間で対応する利益をあげながら、ＤＳＰソフトウェアに
簡単に組込むことができる。本発明の方法は、アナログ
入力値だけでなくデジタル入力値の両方を加算するのに
適している。
【００１１】
【発明の実施の形態】特に、本発明の方法の構成におい
て、Ｎ個の時刻信号のサンプリング値は時間的に互いに
等間隔にオフセットされることが望ましい。これによっ
て、最初から異なるソースからの固定した常に既知の信
号の時間関係を構築し、同じ状態にすることができる。
て、Ｎ個の時刻信号のサンプリング値は時間的に互いに
等間隔にオフセットされることが望ましい。これによっ
て、最初から異なるソースからの固定した常に既知の信
号の時間関係を構築し、同じ状態にすることができる。
【００１２】本発明の別の好ましい構成は、クロック周
波数Ｎ・ｆAの低域通過フィルタに入力され互いに時間
的にオフセットされるサンプリング値を提供する。
波数Ｎ・ｆAの低域通過フィルタに入力され互いに時間
的にオフセットされるサンプリング値を提供する。
【００１３】本発明の別の有利な構成において、アナロ
グサンプリング値が入力される場合は、アナログ低域通
過フィルタを使用することができ、この出力は時間的に
連続する合成信号であり、部分的な信号の完全な集約を
形成させる。
グサンプリング値が入力される場合は、アナログ低域通
過フィルタを使用することができ、この出力は時間的に
連続する合成信号であり、部分的な信号の完全な集約を
形成させる。
【００１４】この方法は、アナログサンプリング値が時
間的に連続する合成信号のサンプリングによって得られ
るため、さらに発展させることが好ましい。
間的に連続する合成信号のサンプリングによって得られ
るため、さらに発展させることが好ましい。
【００１５】あるいは、デジタルサンプリング値が入力
される他の構成では、クロック周波数ｎ・ｆAで動作す
るデジタル低域通過フィルタの使用を提供し、この出力
は、単位あたりｎ・ｆAのサンプリング値を有する、す
なわちオーバーサンプル形式である合成信号である。こ
れにより、オーバーサンプリング方法の全ての利点を利
用することが可能になる。
される他の構成では、クロック周波数ｎ・ｆAで動作す
るデジタル低域通過フィルタの使用を提供し、この出力
は、単位あたりｎ・ｆAのサンプリング値を有する、す
なわちオーバーサンプル形式である合成信号である。こ
れにより、オーバーサンプリング方法の全ての利点を利
用することが可能になる。
【００１６】この構成をさらに発展させると、オーバー
サンプルされた合成信号を、クロック周波数Ｎ・ｆAで
動作するデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器に入力と
して提供し、その出力信号は、好ましくは抵抗器−コン
デンサ（ＲＣ）構成要素を使用して、後続の濾過を介し
て時間的に連続する合成信号を生成する。高価なフィル
タをインストレーションする代わりに、オーバーサンプ
リングのため、フーリエ変換にしたがって周波数空間に
定期的に起こるミラー信号の十分な抑制を確実にする、
非常にシンプルな費用効果の高いＲＣフィルタ構成要素
を使用することができる。
サンプルされた合成信号を、クロック周波数Ｎ・ｆAで
動作するデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器に入力と
して提供し、その出力信号は、好ましくは抵抗器−コン
デンサ（ＲＣ）構成要素を使用して、後続の濾過を介し
て時間的に連続する合成信号を生成する。高価なフィル
タをインストレーションする代わりに、オーバーサンプ
リングのため、フーリエ変換にしたがって周波数空間に
定期的に起こるミラー信号の十分な抑制を確実にする、
非常にシンプルな費用効果の高いＲＣフィルタ構成要素
を使用することができる。
【００１７】さらに発展させると、オーバーサンプルさ
れた合成信号は、定期的にサンプリング値を省略する
（デシメーション）ことで、好ましくはｉ＝１である、
低サンプリング周波数ｉ・ｆA＜Ｎ・ｆAに変換できるた
め、特に有利である。反対に、高サンプリング周波数
は、架想のサンプリング値「０」を中間領域に挿入する
ことによる、サンプリング率変換を使用して達成するこ
ともでき、この場合、最終的に低域濾過が完全な全体信
号を生成する。
れた合成信号は、定期的にサンプリング値を省略する
（デシメーション）ことで、好ましくはｉ＝１である、
低サンプリング周波数ｉ・ｆA＜Ｎ・ｆAに変換できるた
め、特に有利である。反対に、高サンプリング周波数
は、架想のサンプリング値「０」を中間領域に挿入する
ことによる、サンプリング率変換を使用して達成するこ
ともでき、この場合、最終的に低域濾過が完全な全体信
号を生成する。
【００１８】本発明の方法は、集約および低域濾過がデ
ジタル信号プロセッサで実施される場合は、アナログ入
力値を使用して、特に簡単でコストがかからない方法で
実施することができる。
ジタル信号プロセッサで実施される場合は、アナログ入
力値を使用して、特に簡単でコストがかからない方法で
実施することができる。
【００１９】本発明のフレームワークは、それぞれが帯
域幅≦Ｂであり、各サンプリング周波数がｆA＞２Ｂで
あり、アナログまたはデジタルあるいはその両方のサン
プリング値として存在する、１より大きいＮ個の帯域制
限された時刻信号を集約するための装置も含み、全ての
Ｎ個の時刻信号のサンプリング値が時間的にオフセット
され、互いに重ねられる時分割マルチプレックスユニッ
トが提供され、帯域幅Ｂ’がＢ’＞Ｂの低域通過フィル
タは時分割マルチプレックスユニットに接続され、ここ
に重ねられた時間オフセットサンプリング値が共同で入
力され、この出力から合成信号が提供できる。
域幅≦Ｂであり、各サンプリング周波数がｆA＞２Ｂで
あり、アナログまたはデジタルあるいはその両方のサン
プリング値として存在する、１より大きいＮ個の帯域制
限された時刻信号を集約するための装置も含み、全ての
Ｎ個の時刻信号のサンプリング値が時間的にオフセット
され、互いに重ねられる時分割マルチプレックスユニッ
トが提供され、帯域幅Ｂ’がＢ’＞Ｂの低域通過フィル
タは時分割マルチプレックスユニットに接続され、ここ
に重ねられた時間オフセットサンプリング値が共同で入
力され、この出力から合成信号が提供できる。
【００２０】本発明のさらなる利点は、説明および図か
らわかる。上記に記述した本発明の特徴、および後でリ
ストする特徴は、個別でも如何なる組合せでも応用する
ことができる。ここに示し説明する構成は、最終的な列
挙として解釈すべきではなく、本発明を記述するための
例示的な性格のものである。
らわかる。上記に記述した本発明の特徴、および後でリ
ストする特徴は、個別でも如何なる組合せでも応用する
ことができる。ここに示し説明する構成は、最終的な列
挙として解釈すべきではなく、本発明を記述するための
例示的な性格のものである。
【００２１】本発明を図に示し、実施形態を使用してよ
り詳細に説明する。
り詳細に説明する。
【００２２】図１は、本発明による時刻信号の集約を形
成するための、特に簡単な構造を示し、ここでは各時刻
信号はサンプリング周波数ｆAを有するサンプリング値
として入力される。この場合、サンプリング周波数ｆA
は帯域制限された時刻信号の帯域幅の２倍より大きいか
あるいは少くとも等しくなければならない。
成するための、特に簡単な構造を示し、ここでは各時刻
信号はサンプリング周波数ｆAを有するサンプリング値
として入力される。この場合、サンプリング周波数ｆA
は帯域制限された時刻信号の帯域幅の２倍より大きいか
あるいは少くとも等しくなければならない。
【００２３】両方のソースからの時刻信号は、時分割マ
ルチプレックスユニット１１に入力され、ここで信号は
時間的にオフセットされ互いに重ねられる。時刻信号の
サンプリング値が時間的に等間隔の場合、これは好都合
な条件であるため、この例の周波数が２・ｆAのサンプ
リング値が、時分割マルチプレックスユニット１１から
現れる。これらは、帯域幅がＢ’＞Ｂの低域通過フィル
タ１２へ入力される。望ましい合成信号は、低域通過フ
ィルタ１２の出力から提供することができる。
ルチプレックスユニット１１に入力され、ここで信号は
時間的にオフセットされ互いに重ねられる。時刻信号の
サンプリング値が時間的に等間隔の場合、これは好都合
な条件であるため、この例の周波数が２・ｆAのサンプ
リング値が、時分割マルチプレックスユニット１１から
現れる。これらは、帯域幅がＢ’＞Ｂの低域通過フィル
タ１２へ入力される。望ましい合成信号は、低域通過フ
ィルタ１２の出力から提供することができる。
【００２４】デジタル入力データの処理のための改良さ
れた構成が概略的に図２に示されている。この場合、こ
の例では二つのソースからだけもう一度発生するデジタ
ルサンプリング値は、時分割マルチプレックスユニット
２１に入力され、好ましくはここで等間隔の時間オフセ
ットがもう一度行われる。重ねられた時間オフセット信
号は、その後、この例ではクロック周波数が２・ｆAで
あるデジタル低域通過フィルタ２２へ送られる。デジタ
ル低域通過フィルタ２２は、常に定期的に連続した望ま
しくない信号を生成するため、合成信号はデジタル−ア
ナログ変換器（ＤＡＣ）２３を通ったあと、さらに、ア
ナログ低域通過フィルタ２４へ送られ、これにより生成
された信号の小さい周波数部分が周波数空間を通過で
き、望ましくない定期的な信号の生成物を十分抑制する
ように高周波数を減衰させることができる。この例で
は、ＤＡＣ２３とデジタル低域通過フィルタ２２は、二
つの異なるソースからの信号だけを処理しなければなら
ないため、クロック周波数は２・ｆAであり、時分割マ
ルチプレックスユニット２１で互いに等間隔でオフセッ
トされる。アナログ低域通過フィルタ２４は、低価格な
一つのＲＣ構成要素か、または複数のＲＣ構成要素で構
成することができる。
れた構成が概略的に図２に示されている。この場合、こ
の例では二つのソースからだけもう一度発生するデジタ
ルサンプリング値は、時分割マルチプレックスユニット
２１に入力され、好ましくはここで等間隔の時間オフセ
ットがもう一度行われる。重ねられた時間オフセット信
号は、その後、この例ではクロック周波数が２・ｆAで
あるデジタル低域通過フィルタ２２へ送られる。デジタ
ル低域通過フィルタ２２は、常に定期的に連続した望ま
しくない信号を生成するため、合成信号はデジタル−ア
ナログ変換器（ＤＡＣ）２３を通ったあと、さらに、ア
ナログ低域通過フィルタ２４へ送られ、これにより生成
された信号の小さい周波数部分が周波数空間を通過で
き、望ましくない定期的な信号の生成物を十分抑制する
ように高周波数を減衰させることができる。この例で
は、ＤＡＣ２３とデジタル低域通過フィルタ２２は、二
つの異なるソースからの信号だけを処理しなければなら
ないため、クロック周波数は２・ｆAであり、時分割マ
ルチプレックスユニット２１で互いに等間隔でオフセッ
トされる。アナログ低域通過フィルタ２４は、低価格な
一つのＲＣ構成要素か、または複数のＲＣ構成要素で構
成することができる。
【００２５】図３ａおよび図３ｂは、本発明の方法の順
序を概略的に示す図である。図３ａは、下に互いのＮ個
のソースの時刻信号を表し、信号はソース番号を表す
「Ｓ」に続く数字によって識別され、もう一つの数字
は、次のアナログ信号の内部のサンプリング値を表す。
Ｎ個の異なるソースからの信号がマルチプレックスユニ
ット３１へ送られ、ここで時間的にオフセットされ互い
に重ねられるのが、図３ｂに概略的に示されている。同
じソースからのサンプリング値は、時間的に等間隔にオ
フセットされる必要があるが、フィルタのインストレー
ションまたはＤＡＣが高速の信号処理を十分に扱える場
合は、異なるソースからの信号が、時間的に等間隔でオ
フセットされる必要はない。
序を概略的に示す図である。図３ａは、下に互いのＮ個
のソースの時刻信号を表し、信号はソース番号を表す
「Ｓ」に続く数字によって識別され、もう一つの数字
は、次のアナログ信号の内部のサンプリング値を表す。
Ｎ個の異なるソースからの信号がマルチプレックスユニ
ット３１へ送られ、ここで時間的にオフセットされ互い
に重ねられるのが、図３ｂに概略的に示されている。同
じソースからのサンプリング値は、時間的に等間隔にオ
フセットされる必要があるが、フィルタのインストレー
ションまたはＤＡＣが高速の信号処理を十分に扱える場
合は、異なるソースからの信号が、時間的に等間隔でオ
フセットされる必要はない。
【００２６】時分割マルチプレックスユニット３１の出
力の結果として生じる信号列は、各個々のソースの信号
が合成信号から再構築できるように、サンプリング周波
数ｆAの約半分に相当する帯域幅Ｂ’の通常の低域通過
フィルタ３２へ送られる。
力の結果として生じる信号列は、各個々のソースの信号
が合成信号から再構築できるように、サンプリング周波
数ｆAの約半分に相当する帯域幅Ｂ’の通常の低域通過
フィルタ３２へ送られる。
【００２７】図４は、ここではアナログであり、異なる
ソースから発生する信号からのサンプリング値の処理を
概略的に表す図である。図４には詳しく説明されていな
いが、信号は重ねられ、時分割マルチプレックスユニッ
トで時間的にオフセットされ、他のソース全て（Ｓ２１
からＳＮ１）からのサンプリング値が全て、第一ソース
からの第一サンプリング値Ｓ１１と、第一ソースからの
第二サンプリング値Ｓ１２との間に位置付けられるよう
にする。この列は、アナログ低域通過フィルタ４２へ送
られ、ここから対応する連続的な合成信号がアナログ形
式で現れる。
ソースから発生する信号からのサンプリング値の処理を
概略的に表す図である。図４には詳しく説明されていな
いが、信号は重ねられ、時分割マルチプレックスユニッ
トで時間的にオフセットされ、他のソース全て（Ｓ２１
からＳＮ１）からのサンプリング値が全て、第一ソース
からの第一サンプリング値Ｓ１１と、第一ソースからの
第二サンプリング値Ｓ１２との間に位置付けられるよう
にする。この列は、アナログ低域通過フィルタ４２へ送
られ、ここから対応する連続的な合成信号がアナログ形
式で現れる。
【００２８】図５ａは、デジタルサンプリング値の入力
を有する、同じ処理を表す図である。この場合、時間オ
フセットされ重ねられた信号は、クロック周波数がＮ・
ｆAのデジタル低域通過フィルタである低域通過フィル
タ５２へ再度送られる。デジタルサンプリング値が周波
数Ｎ・ｆAである合成信号は、低域通過フィルタ５２の
出力で生成され、図５ｂに示すように、これもクロック
周波数がＮ・ｆAであるＤＡＣ５３へ送られる。ＤＡＣ
５３の出力は、周波数Ｎ・ｆAのアナログサンプリング
値を含むが、これは上記のデジタル低域通過フィルタの
動作モードのため、さらにＲＣ構成要素５４のアナログ
低域濾過を受けなければならない。
を有する、同じ処理を表す図である。この場合、時間オ
フセットされ重ねられた信号は、クロック周波数がＮ・
ｆAのデジタル低域通過フィルタである低域通過フィル
タ５２へ再度送られる。デジタルサンプリング値が周波
数Ｎ・ｆAである合成信号は、低域通過フィルタ５２の
出力で生成され、図５ｂに示すように、これもクロック
周波数がＮ・ｆAであるＤＡＣ５３へ送られる。ＤＡＣ
５３の出力は、周波数Ｎ・ｆAのアナログサンプリング
値を含むが、これは上記のデジタル低域通過フィルタの
動作モードのため、さらにＲＣ構成要素５４のアナログ
低域濾過を受けなければならない。
【００２９】デジタルサンプリング値のタイムフローが
それぞれｎ個のサンプリング値の等しいブロックに分割
される場合、たいてい、各ブロックの第一番目の各サン
プリング値を保持すれば、残りの（ｎ−１）個のサンプ
リング値は無視して十分である。このいわゆるデシメー
ション手順を使用して選択したサンプリング値は、反復
周波数率ｆAを有し、また望ましい合成信号を正確に表
す。
それぞれｎ個のサンプリング値の等しいブロックに分割
される場合、たいてい、各ブロックの第一番目の各サン
プリング値を保持すれば、残りの（ｎ−１）個のサンプ
リング値は無視して十分である。このいわゆるデシメー
ション手順を使用して選択したサンプリング値は、反復
周波数率ｆAを有し、また望ましい合成信号を正確に表
す。
【００３０】反対に、サンプリング値の補間をいわゆる
サンプリング率変換の助けを使用して行うことができ
る。図６は、時分割マルチプレックスユニット６１から
時間的にオフセットされ互いに重ねられて現れるアナロ
グ信号が、出力がサンプルホールド回路６５に提供され
る、アナログ低域通過フィルタ６２へ送られる方法を表
す図である。サンプルホールド回路もまた、アナログ−
デジタル変換器ユニット（ＡＤＣ）６３に接続され、こ
の後で信号のデジタル処理が可能になる。サンプリング
率変換のために、サンプリング周波数を増大させるに
は、サンプリング値が存在しない場所に「ゼロ値」を補
間的に挿入する。
サンプリング率変換の助けを使用して行うことができ
る。図６は、時分割マルチプレックスユニット６１から
時間的にオフセットされ互いに重ねられて現れるアナロ
グ信号が、出力がサンプルホールド回路６５に提供され
る、アナログ低域通過フィルタ６２へ送られる方法を表
す図である。サンプルホールド回路もまた、アナログ−
デジタル変換器ユニット（ＡＤＣ）６３に接続され、こ
の後で信号のデジタル処理が可能になる。サンプリング
率変換のために、サンプリング周波数を増大させるに
は、サンプリング値が存在しない場所に「ゼロ値」を補
間的に挿入する。
【００３１】最後に図７は、時分割マルチプレックスユ
ニット７１、「ゼロ値」を挿入し、対応するサンプリン
グ率変換のための補間装置７６、低域通過フィルタ７
２、および上記で説明したデシメーション手順にしたが
って信号データを選択的に圧縮するためのデシメータ７
７を有する、本発明による装置を概略的に示す図であ
る。
ニット７１、「ゼロ値」を挿入し、対応するサンプリン
グ率変換のための補間装置７６、低域通過フィルタ７
２、および上記で説明したデシメーション手順にしたが
って信号データを選択的に圧縮するためのデシメータ７
７を有する、本発明による装置を概略的に示す図であ
る。
【図１】示したサンプリング信号を使用して本発明の方
法を実施する装置の概略図である。
法を実施する装置の概略図である。
【図２】図１の装置の改良された構成を示す図である。
【図３ａ】時間的に異なるソースから来る信号の概略図
である。
である。
【図３ｂ】図３ａの入力信号の時間オフセット集約およ
び低域濾過の概略図である。
び低域濾過の概略図である。
【図４】アナログ入力値を使用した本発明による集約の
時間挙動の概略図である。
時間挙動の概略図である。
【図５ａ】本発明の方法の、デジタル入力値の合計の間
の時間挙動の概略図である。
の時間挙動の概略図である。
【図５ｂ】図５ａの装置の改良型を示す図である。
【図６】アナログ信号入力およびサンプリング率の変換
の可能性を有する集約形成のための構造概略図である。
の可能性を有する集約形成のための構造概略図である。
【図７】本発明の方法を補間法またはデシメーション法
あるいはその両方を使用して実施するための構造概略図
である。
あるいはその両方を使用して実施するための構造概略図
である。
１１、２１、３１、６１、７１ 時分割マルチプレック
スユニット １２、２２、５２、７２ デジタル低域通過フィルタ ２３、５３ デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ） ２４、３２、４２、６２ アナログ低域通過フィルタ ３１ マルチプレックスユニット ５４ ＲＣ構成要素 ６３ アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ） ６５ サンプルホールド回路 ７６ 補間装置 ７７ デシメータ
スユニット １２、２２、５２、７２ デジタル低域通過フィルタ ２３、５３ デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ） ２４、３２、４２、６２ アナログ低域通過フィルタ ３１ マルチプレックスユニット ５４ ＲＣ構成要素 ６３ アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ） ６５ サンプルホールド回路 ７６ 補間装置 ７７ デシメータ
Claims (10)
- 【請求項１】 それぞれがＢより小さいかあるいはＢと
等しい帯域幅を有し、それぞれのサンプリング周波数が
ｆA＞２Ｂであり、アナログまたはデジタルあるいはそ
の両方のサンプリング値として存在する、１より大きい
Ｎ個の帯域制限された時刻信号の集約を形成するための
方法であって、Ｎ個の時刻信号全てのサンプリング値が
時間的にオフセットされ、互いに重ねられ、帯域幅Ｂ’
がＢ’＞Ｂである低域通過フィルタ（１２、２２、３
２、４２、５２、６２、７２）に共同で送られ、合成信
号が低域通過フィルタ（１２、２２、３２、４２、５
２、６２、７２）の出力から提供されることを特徴とす
る方法。 - 【請求項２】 Ｎ個の時刻信号のサンプリング値が互い
に時間的に等間隔にオフセットされることを特徴とする
請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 互いに時間的にオフセットされるサンプ
リング値が、クロック周波数Ｎ・ｆAの低域通過フィル
タ（１２、２２、３２、４２、５２、６２、７２）に入
力されることを特徴とする請求項１または２に記載の方
法。 - 【請求項４】 アナログ低域通過フィルタ（１１、３
２、４２、６２）がアナログサンプリング値のために使
用され、時間的に連続する合成信号がその出力に現れる
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載
の方法。 - 【請求項５】 合成信号のアナログサンプリング値が、
サンプリングによって時間的に連続する合成信号から得
られることを特徴とする請求項４に記載の方法。 - 【請求項６】 クロック周波数ｎ・ｆAで動作するデジ
タル低域通過フィルタ（１２、２２、５２、７２）がデ
ジタルサンプリング値のために使用され、時間単位あた
りｎ・ｆAのサンプリング値を有する合成信号が、その
出力に、すなわちオーバーサンプルされた形態で現れる
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載
の方法。 - 【請求項７】 オーバーサンプルされた合成信号が、ク
ロック周波数がＮ・ｆAで動作する、デジタル−アナロ
グ（Ｄ／Ａ）変換器（２３、５３）へ送られ、その出力
信号が、好ましくはＲＣ構成要素（２４、５４）を使用
した後続の濾過を通して時間的に連続する合成信号を生
成することを特徴とする請求項６に記載の方法。 - 【請求項８】 オーバーサンプルされた合成信号が、好
ましくはｉ＝１であり、サンプリング値の周期的な省略
（デシメーション）によって、ｉ・ｆA＜Ｎ・ｆAである
低サンプリング周波数に転送されることを特徴とする請
求項６または７に記載の方法。 - 【請求項９】 集約および低域濾過がデジタル信号プロ
セッサを使用して実施されることを特徴とする請求項１
から３または請求項６から８のいずれか一項に記載の方
法。 - 【請求項１０】 それぞれがＢより小さいかあるいはＢ
と等しい帯域幅を有し、それぞれのサンプリング周波数
がｆA＞２Ｂであり、アナログまたはデジタルあるいは
その両方のサンプリング値として存在する、１より大き
いＮ個の帯域制限された時刻信号の集約を形成するため
の装置であって、Ｎ個の時刻信号全てのサンプリング値
が時間的にオフセットされ、互いに重ねられる、時分割
マルチプレックスユニット（１１、２１、３１、６１、
７１）が備えられ、帯域幅Ｂ’がＢ’＞Ｂである低域通
過フィルタ（１２、２２、３２、４２、５２、６２、７
２）が時分割マルチプレックスユニット（１１、２１、
３１、６１、７１）に接続され、そこで時間的にオフセ
ットされ重ねられたサンプリング値は共同で入力され、
合成信号が低域通過フィルタの出力から提供することが
可能であることを特徴とする装置。
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|---|---|
| JPH1175273A true JPH1175273A (ja) | 1999-03-16 |
| JP4056126B2 JP4056126B2 (ja) | 2008-03-05 |
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| JP10826598A Expired - Fee Related JP4056126B2 (ja) | 1997-04-18 | 1998-04-17 | サンプリング値からの信号を集約するための方法および装置 |
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|---|---|
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| JP (1) | JP4056126B2 (ja) |
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| US6922160B1 (en) * | 2002-10-09 | 2005-07-26 | Unisys Corporation | Scalable bus system and method for communicating digital data using analog modulation and demodulation |
| US20060187971A1 (en) * | 2005-02-18 | 2006-08-24 | Lum Richard K K | Method and apparatus for concurrently transmitting a digital control signal and an analog signal from a sending circuit to a receiving circuit |
| US7480012B1 (en) * | 2005-02-24 | 2009-01-20 | Pixelworks, Inc. | Multiplexed video digitization system and method |
| US7698582B2 (en) * | 2005-12-23 | 2010-04-13 | Schweitzer Engineering Laboratories, Inc. | Apparatus and method for compensating digital input delays in an intelligent electronic device |
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|---|---|---|---|---|
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| US3787785A (en) * | 1972-05-15 | 1974-01-22 | Collins Radio Co | Phase representative digital signal modulating apparatus |
| US4313195A (en) * | 1979-04-23 | 1982-01-26 | Sangamo Weston, Inc. | Reduced sample rate data acquisition system |
| FR2498403A1 (fr) | 1981-01-21 | 1982-07-23 | Telephonie Ind Commerciale | Procede et dispositif de melange de signaux basse frequence transmis par des voies temporelles differentes vers un meme organe telephonique recepteur |
| US4479212A (en) * | 1982-03-12 | 1984-10-23 | At&T Bell Laboratories | Conference circuit |
| JPS60237527A (ja) * | 1984-05-11 | 1985-11-26 | Mitsubishi Electric Corp | Ａ−ｄ変換装置 |
| JPS60249460A (ja) * | 1984-05-25 | 1985-12-10 | Nec Corp | 音声会議ブリツジ方式 |
| US4994899A (en) * | 1988-03-23 | 1991-02-19 | Scientific Atlanta, Inc. | Frequency generation for extended bandwidth MAC color television encoding and decoding |
| JPH0773219B2 (ja) * | 1988-06-16 | 1995-08-02 | 富士通株式会社 | 並直列変換装置 |
| US5208545A (en) * | 1991-03-27 | 1993-05-04 | Schweitzer Engineering Laboratories Inc. | Apparatus and method for eliminating phase skew in a multi-channel data acquisition system |
| DE4113119A1 (de) * | 1991-04-22 | 1992-10-29 | Siemens Ag | Verfahren und schaltungsanordnung zur messung der mittleren periodendauer einer folge von impulsen |
| US5193000A (en) * | 1991-08-28 | 1993-03-09 | Stereographics Corporation | Multiplexing technique for stereoscopic video system |
| US5596647A (en) * | 1993-06-01 | 1997-01-21 | Matsushita Avionics Development Corporation | Integrated video and audio signal distribution system and method for use on commercial aircraft and other vehicles |
| DE4426935A1 (de) * | 1994-07-29 | 1996-02-01 | Rohde & Schwarz | Digitaler Restseitenband-Modulator für Videosignale |
| DE9419712U1 (de) * | 1994-12-08 | 1995-01-26 | Siemens AG, 80333 München | Schaltung zur Bildung eines analogen Ausgangssignals entsprechend der Summe zweier Signale |
| JPH08205105A (ja) * | 1995-01-26 | 1996-08-09 | Hitachi Denshi Ltd | ディジタル信号伝送システム |
-
1997
- 1997-04-18 DE DE19716314A patent/DE19716314A1/de not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-03-13 EP EP98440051A patent/EP0876077B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-03-13 DE DE59813972T patent/DE59813972D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-03-26 US US09/048,544 patent/US6272181B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-04-01 CA CA002230481A patent/CA2230481A1/en not_active Abandoned
- 1998-04-17 JP JP10826598A patent/JP4056126B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| EP0876077B1 (de) | 2007-04-18 |
| EP0876077A3 (de) | 2001-02-07 |
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| DE19716314A1 (de) | 1998-10-22 |
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