DE836364C - Traegerfrequenz-Nachrichtenuebertragungsanlage mit Relaisstationen fuer sehr kurze Wellen - Google Patents

Description

(WGBl. S. 175)

AUSGEGEBEN AM 10. APRIL 1952

R 4283 VIII α/21a⁴

für sehr kurze Wellen

Die Erfindung bezieht sich auf Trägerverbindungssysteme und insbesondere, wenn auch nicht ausschließlich, auf Relaissysteme, die mit Frequenzen in der Größenordnung von einigen tausend MHz arbeiten. Wenn auch die Erfindung insbesondere in Verbindung mit einer auf sehr kurzen Wellen arbeitenden Anlage beschrieben wird, so ist sie darauf nicht beschränkt, sondern allgemeiner anwendbar.

Der Radiorelaisbetrieb ist für viele Zwecke brauchbar, beispielsweise zur Übertragung einer Sendung von einem Aufnahmeraum zu einem entfernten Rundfunksender. Eine Relaisanlage bietet im Vergleich zu Draht- oder Kabelleitungen für einen derartigen Zweck den Vorteil der Billigkeit und der Möglichkeit, große Bandbreiten mit hoher Güte der Wiedergabe zu übertragen.

Bei einer Relaisübertragung mit sehr kurzen Wellen mit Frequenzen in der Größenordnung von beispielsweise 3000 MHz ist die Entfernung der ao Übertragung bekanntlich grundsätzlich durch die Erdkrümmung beschränkt, so daß im allgemeinen Relaisstationen mit einem Abstand von etwa 20 oder 30 Meilen erforderlich sind, je nach der Art des Geländes und den Höhen der Sende- und »5 Empfangsantennen. Für einen transkontinentalen UKW-Radiorelaisbetrieb quer durch die USA. würden wahrscheinlich mehr als hundert Relaisstationen benötigt. Es ist daher sehr wichtig, daß jede Station möglichst geringes Geräusch einführt

und daß im Fall eines Vielfachbetriebes auf einem gemeinsamen Radiofrequenzträger die Kreuzmodulation und Verzerrung ebenfalls sehr niedrig gehalten werden.

Bei Vielfachsignalen könnten die empfangenen Wellen in jeder Relaisstation auf ihre ursprünglichen Signalfrequenzen demoduliert und dann zur Modulation eines neuen Trägers für die Übertragung zu der nächsten Station l>enutzt werden.

ίο Diese Anordnung ist jedoch nachteilig, da jede Demodulation und Remodulation mit Röhren durchgeführt wird, denen nichtlineare Charakteristiken eigen sind; die Gesamtwirkung über eine Relaiskette würde zu einer beträchtlichen Verzerrung und Kreuzmodulation führen. Andererseits hat das Hilfsmittel, bei welchem die empfangenen Wellen in jeder Relaisstation durch Ül>erlagerung auf eine passende Zwischenfrequenz gebracht werden und nach Verstärkung die Zwischenfrequenz durch Überlagerung auf eine .geeignete Hochfrequenz zur Weiterül>ertragung zurückgebracht wird, ohne die empfangenen Wellen in die ursprünglichen, verhältnismäßig niedrigen Modulationsfrequenzen umzuwandeln, den Mangel, daß die Anwendung der ül>erlagerung verhältnismäßig unwirksam ist und große Sorgfalt bei der Abschirmung des örtlichen Oszillators, der Frequenzvervielfacher und anderer mit diesen verbundener Kreise erfordert, um unerwünschte Ül>eriagerungen mit dem empfangenen Signal zu vermeiden.

Ein Hauptzweck der Erfindung ist die Ausbildung eines verbesserten Relaissystems, bei welchem die Verzerrung und die Kreuzmodulation auf sehr niedrigen Werten gehalten sind und zu diesem Zweck eine in der Winkelgeschwindigkeit doppelt modulierte Welle verwendet wird. Unter Winkelgeschwindigkeitsmodulation wird jene Art der Modulation verstanden, l>ei welcher eine charakteristische Größe einer fortlaufenden Welle, mit Ausnahme ihrer Amplitude, in Übereinstimmung mit einem Signal verändert wird, d. h. Frequenzmodulation oder Phasenmodulation oder eine Modulationsart mit beiden Komponenten. Unter doppelter Winkelgeschwindigkeitsmodulation wird ein System verstanden, bei welchem ein oder mehrere Signalkanäle l>enutzt werden, um die Winkelgeschwindigkeit einer gemeinsamen Unterträgerfrequenz zu modulieren; diese gemeinsame modulierte Frequenz moduliert dann die Winkelgeschwindigkeit einer Welle mit einer noch höheren Frequenz, deren Wert für Radioübertragung geeignet ist.

Die doppelte Winkelgeschwindigkeitsmodulation hat sich einer einfachen Winkelgeschwindigkeitsmodulation, welche dieselbe Radiofrequenzbandbreite oder denselben Kanal einnimmt, als unterlegen erwiesen, insoweit, als die Vermeidung von fremden und natürlichen Geräuschen und Störungen bei sonst gleichen Verhältnissen in Betracht kommt. Wie unten dargelegt wird, hat jedoch trotz dieser Unterlegenheit die doppelte Winkelgeschwindigkeitsmodulation gewisse bedeutende Vorteile bei Anwendung in einer Anlage, die eine Anzahl von Radiorelaisstationen umfaßt, insbesondere, weil sie die \^rerzerrung und Kreuzmodulation niedrig hält.

Für eine gegebene Frequenzbandbreite der Signalmodulation ist die Verbesserung des Signalgeräuschverhältnisses einer einfach frequenz-. modulierten Radiowelle gegenüber einer direkt amplitudenmodulierten Welle gegel>en durch |'3, multipliziert mit dem Hubverhältnis. Das Hubverhältnis ist definiert als der größte Frequenzhub bei frequenzmodulierten Wellen, dividiert durch die höchste Modulationsfrequenz, die benutzt wird. Im Falle einer doppelten Frequenzmodulation ist die Verbesserung des Signalgeräuschverhältnisses gegenüber der direkten Amplitudenmodulation gegeben durch 1,23, multipliziert mit dem Produkt der Hubverhältnisse, welche bei dem Unterträger (Zwischenträger) und bei dem ausgestrahlten Träger angewendet werden.

Zur Ausführung der Erfindung wird die in einer Relaisstation empfangene, in der Winkelgeschwindigkeit doppelt modulierte Welle durch Uberlagerung auf eine passende Zwischenfrequenz, die in dem Radiofrequenzband liegt, herabgesetzt, und diese Zwischenfrequenz wird verstärkt, begrenzt und einer einfachen Winkelgeschwindigkeitsdemodulation unterworfen. Die demodulierten Wellen go stimmen dann in der Frequenz und in dem Winkelhub mit der modulierten gemeinsamen Zwisohenträgerwelle überein. Dieser wiedererzeugte Zwischenträger in dem Relaispunkt wird dann, nachdem er weiter verstärkt und gegebenenfalls begrenzt wurde, benutzt, um direkt einen neuen Hochfrequenzträger, der eine für die Weiterübertragung geeignete Frequenz besitzt, in der Winkelgeschwindigkeit zu modulieren.

Eine derartige Anordnung ist hinsichtlich der Verminderung der Kreuzmodulation und der Verzerrung sehr wirksam, und die folgende Erklärung soll darlegen, worauf dieser Vorteil beruht: Bei jedem Modulationssystem beruhen Kreuzmodulation und Verzerrung im allgemeinen auf einer oder auf beiden von zwei Erscheinungen, nämlich den nichtlinearen Amplitudencharakteristiken der Röhren oder Kreise und den nichtlinearen Phasencharakteristiken der Kreise. Die nichtlinearen Röhren oder Kreise können in Modulator-, Demodulator- oder Verstärkerkreisen, einschließlich der Kreise in den Relaisstationen, vorhanden sein.

Im Fall der Amplitudenmodulation sind die nichtlinearen Amplitudencharakteristiken bei weitem die wichtigsten. Im Fall der Frequenzmodulation haben jedoch Kreise und Röhren mit nichtlinearen Amplitudencharakteristiken in den Verstärkerkreisen zwischen Modulator und Demodulator keine störende Verzerrung zur Folge, obwohl es wichtig ist, daß der Modulatorkreis, wo Amplitudenänderungen in F'requenzänderungen umgeformt werden, und der Demodulatorkreis möglichst linear sind.

Im Fall der Winkelgeschwindigkeitsmodulation und besonders bei der Frequenzmodulation sind

iiichtlineare Phasencharakteristiken der abgestimmten Kreise sehr wichtig. Im Fall einer einfachen Signalanlage mit einem Sender und einem Empfänger, hei der die Signale von dem Sender direkt zu dem Empfänger gestrahlt werden, ist die dabei erzeugte Phasenverzerrung und Kreuzmodulation im allgemeinen vernachlässigbar und ohne praktische Bedeutung. Bei einer Relaisanlage mit einer großen Anzahl von Relaisstationen kann jedoch ίο diese Verzerrungsursache von großer Bedeutung sein, besonders was die Entstehung der unerwünschten Kreuzmodulation betrifft.

ICs sei ein frequenzmoduliertes Signal betrachtet, welches einem einzelnen, auf die Trägerfrequenz abgestimmten Kreis aufgedrückt ist. Bei der Trägerfrequenz wirkt der Kreis als Widerstand, unterhalb und oberhalb der Resonanz stellt der Kreis jedoch eine induktive und kapazitive Reaktanz dar, und die augenblickliche Phase der Welle wird durch diese Reaktanz geändert, woIkm der Strom in dem Resonanzkreis sich in bezug auf die erregende Spannung ändert. Diese Phasenäiiderung erfolgt, da die modulierte Welle in der Frequenz um den Träger schwingt, natürlich in demselben Verhältnis wie die Modulationsfrequenz. Wenn die Phasenänderung von der Trägerfrequenz bis zu der Ausschlagsgrenze linear ist, ergibt sich keine Verzerrung der Modulation. Wenn sie nichtlinear ist, wird eine Verzerrung der Modulation entstehen.

Diese Verzerrung kann in Radianten ausgedrückt werden. Bei gewöhnlichen abgestimmten Kreisen hängen die Verzerrungsradianten von dem Verhältnis des Frequenzausschlags zu der Bandbreite des Kreises ab. Der Prozentsatz des in dem Signal erzeugten Ubersprechens hängt von dem Verhältnis der Verzerrungsradianten zu dem Winkelhub des Signals ab.

Die Phasenverzerrung bewirkt außerdem, daß Harmonische der unteren Modulationsfrequenzen auf oder in die Nähe der höheren Modulationsfrequenzen fallen, und dies verursacht in einem Mehrfachkanalsystem eine weitere Form der Kreuzmodulation.

Zur Erklärung eines Relaissystems gemäß der Erfindung sei angenommen, daß die Signale einen Zwischenträger von 1 MHz in der Frequenz modulieren und dieser frequenzmodulierte Zwischenträger ixMiutzt wird, um einen ausgestrahlten Träger von 3000 MHz in der Frequenz zu modulieren. In einer Relaisstation werden die empfangenen Wellen durch Überlagerung auf eine Zwischenfrequenz von z. Ji. 30 MHz herabgesetzt, gefiltert und verstärkt. Die hier verwendeten Kreise haben eine Bandbreite, die nur wenig breiter ist als der Hub, und werden zur Erzielung der passenden Selektivität l>enutzt. Diese Zwischenfrequenzwelle trägt demnach eine doppelte Frequenzmodulation. Durch die Kreise, welche die Zwischenfrequenzwelle durchläuft, ergibt sich eine Phasenverzerrung der Zwischenträgerfrequenz mit 1 M Hz. Auch in dem auf den Zwischenfrequenzverstärker folgenden FM-Diskriminator ergibt sich eine Verzerrung dieser 1-MHz-Welle durch die nichtlineare Charakteristik des Diskriminators. Diese beiden Verzerrungen sind indessen auf der gemeinsamen Zwischenträgerfrequenz mit 1 MHz, aber sie beeinträchtigen nicht die von dem gemeinsamen Zwischenträger getragenen Signale, da die Signalwellenformen von dem Änderungsverhältnis des ι-MHz-Zwischenträgers und nicht von der Form seiner Amplitudencharakteristik abhängen. Falls erwünscht, können Harmonische, die in dem frequenzmodulierten 1-MHz-Zwischenträger durch Phasen- und andere Verzerrungen erzeugt wurden, beseitigt werden, indem man die Welle durch ein ι-MHz-Bandpaßfilter gehen läßt.

Eine gewisse Filterung in den 1-MHz-Kreisen in der Relaisstation kann wünschenswert sein, jedoch müssen die Filterkreise sorgfältig ausgebildet werden, da die Modulationsfrequenzen des Zwischenträgers die letzten Signalfrequenzen, sind, und eine Phasenverzerrung, welche Kreuzmodulation verursacht, entsteht, wenn die Phasencharakteristik nichtl'inear ist.

Die Linearität des Modulators, welcher den neuen Träger l>ei der Ablösung von z. B. 3010 MHz durch den Zwischenträger von 1 MHz moduliert, ist nicht wichtig. Dies folgt daraus, daß die etwa entstandene Verzerrung eine Verzerrung des i-MHz-Zwischenträgers ist, dieser ist aber wiederum nicht die letzte Signalfrequenz der Frequenzen, die von allen Formen der Verzerrung frei gehalten werden müssen, wenn eine hohe Wiedergabegüte erreicht werden soll.

Es ist zu bemerken, daß die obenerwähnten Vorteile nur l>ei einer doppelten Winkelgeschwindigkeitsmodulation zutreffen, aber nicht im Fall einer doppelten Amplitudenmodulation, da eine Verzerrung der Amplitudencharakteristiken der Zwischen-^ und Zwischenträgerwellen zuletzt in den endgültigen Signalfrequenzen erscheinen würde. Eine vergleichbare Verminderung der Kreuzmodulation ist nicht zu erzielen, wenn ein System benutzt wird, bei welchem der Zwischenträger von dem Signal in der Amplitude moduliert und dieser Zwischenträger dann verwendet wird, um die gesendete Welle zu modulieren.

Ein weiterer Vorteil des beschriebenen Verfahrens mit doppelter Winkelgeschwindigkeits- oder doppelter Frequenzmodulation ergibt sich daraus, daß die meisten Filterkreise und Verstärkerröhren in den Zwischenfrequenzstufen vor den Diskriminatordetektorkreisen in der Relaisstelle angeordnet werden können. Diese Kreise können eine Bandbreite erhalten, die gerade ausreicht, um das Signal aufzunehmen und die erforderliche Selektivität zu ergeben. In den ZF-Filter- und Verstärkerkreisen ist die Phasenverzerrung nicht von Bedeutung. Auf diese Weise kann ein Minimum von 1000-kHz-Kreisen Anwendung finden, die auf die Diskriminatordektektorkreise folgen. Diese letzteren Kreise müssen sorgfältig ausgebildet werden und eine verhältnismäßig große Bandbreite im Verhältnis zu dem Ausschlag der durch sie übertragenen Wellen

besitzen, um die Phasenverzerrung und Kreuzniodulation möglichst klein zu machen.

Die Erfindung bietet dann u. a. den Vorteil eines verbesserten Systems, bei welchem eine außer-5 ordentlich gute Linearität gewährleistet ist, wodurch an dem Übertragungsende ein Vielfachbetrieb mit vernachlässigbarer Kreuzmodulation und eine Anordnung von Kreisen an Empfangspunkten in der Weise möglich gemacht wird, daß

ίο an gewissen Punkten hohe Empfindlichkeit erreicht wird, wo nichtlineare Charakteristiken das letzte' Signal nicht beeinträchtigen und die äußerste Linearität auf Kosten der Empfindlichkeit in anderen Teilen der Anlage angewendet wird, wobei der Verlust an Empfindlichkeit durch die Freiheit von Kreuzmodulation und anderen Verzerrungserscheinungen mehr als ausgeglichen wird. Beispielsweise können in einem Teil des Empfangsgeräts, wo ein Ausschlag von plus und minus 170 kHz den höchsten Frequenzausschlag einer Gruppe von Vielfachsignalen darstellen kann, die Diskriminator- oder Steilfilter, die zur Umwandlung dieser Welle in solche mit veränderlicher Amplitude vor der Gleichrichtung benutzt werden, überlappende Resonanzkurven haben, \vol>ei die Abstände ihrer Scheitel in der Größenordnung von plus und minus 2 ΛίΗζ sein können. Dies bedeutet, daß die Wellen in Wellen mit veränderlicher Amplitude über einen sehr kleinen Bruchteil der Kreischarakteristik umgewandelt werden, wodurch hohe Linearität der Umformung gesichert wird.

In der folgenden Beschreibung an Hand der Zeichnung sind gewisse Frequenzwerte erwähnt. Diese Werte sind jedoch lediglich als Beispiele angegeben, und es können auch stark abweichende Werte gewählt werden.

In der Zeichnung zeigt Fig. 1 schematisch eine Sendeendstation. Diese sendet Signale aus einem Sprechkanal hoher Güte'mit einer oberen Frequenz von ι ο 000 Hz, die, falls erwünscht, z. B. auf 15 000 Hz erhöht werden kann, und aus mehreren anderen Kanälen, die durch Sprechkanäle geringer Güte bildlich dargestellt sind. In Fig. 1 ist der gemeinsame Zwischenträger 1 MHz und der gesendete Träger 3000 MHz.

Fig. 2 ist ein Blockschaltbild einer typischen Relaisstation gemäß der Erfindung. Hier werden die empfangenen, doppelt modulierten Wellen in eine passende Zwischenfrequenz umgewandelt, verstärkt und dann einer einfachen Frequenzdemodulation unterworfen. Die sich aus dieser einfachen Frequenzdemodulation ergebenden Wellen werden dann zum Teil für eine selbsttätige Frequenz-Steuerung des örtlichen Überlagerungsoszillators und hauptsächlich für die Frequenzmodulierung eines neuen, örtlich erzeugten Trägers ausgenutzt. Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer Empfangsendstation. Diese Endstation kann Wellen empfangen, die unmittelbar von der Anlage nach Fig. 1 oder von einem Relaispunkt oder einer Station, wie sie in Fig. j veranschaulicht ist, gesendet werden. In der Empfangsanlage der Fig. 3 werden die empfangenen Wellen zunächst in eine passende Zwischenfrequenz umgewandelt, verstärkt und dann einer ersten Frequenzdemodulation durch ein Diskriminatorsystem mit verhältnismäßig hoher Empfindlichkeit unterworfen. Die Linearität dieses ersten Diskriminatordetektors ist hinsichtlich der Einführung von Kreuzmodulation nicht von besonderer Wichtigkeit. Dies gilt natürlich auch von dem Diskriminatordetektorsystem an den Relaispunkten, wie aus den unten folgenden Erläuterungen hervorgeht. Diese können daher eine Bandbreite haben, die nur genügend breit ist, um das Signa! aufzunehmen, und können deshalb die erforderliche Selektivität geben. Der zweite Diskriminatordetektor des Empfängers der Fig. 3 hat geringe Empfindlichkeit, ist jedoch äußerst linear ausgebildet, um die Kreuzmodulation möglichst zu vermindern. Der Ausgang des zweiten Diskriminatordetektors wird über ein entzerrendes Netzwerk und über geeignete Verstärker und Filter den letzten Kanälen für die Signalverwendung zugeführt.

Fig. 4 ist ein Schaltbild einer Schaltung, welche die vereinigten Kanäle der Fig. 1 zur Erzeugung eines gemeinsamen frequenzmodulierten Zwischenträgers verwendet. Um die Linearität in diesem kritischen Punkt zu gewährleisten, sind zwei entgegengesetzt frequenzmodulierte Oszillatoren vorgesehen, die in einem verhältnismäßig kleinen Bereich betrieben werden. Die Ausgänge der Oszillatoren werden in der Frequenz vervielfacht und in einer Mischanordnung vereinigt, um einen Zwischenträger von geeigneter mittlerer Frequenz und gewünschtem Frequenzausschlag zu erzeugen.

Fig. 5 veranschaulicht die Charakteristiken des vorverzerrenden Netzwerkes, das in den Einrichtungen nach Fig. 1 und 4 verwendet wird.

Fig. 6 ist ein schematisches Schaubild eines Hochfrequenzoszillators und der zugehörigen Schaltung zur Verwendung des von der Einrichtung nach Fig. 4 erzeugten frequenzmodulierten Zwischenträgers zur Frequenzmodulation eines Trägers sehr hoher Frequenz, welcher direkt zu einer Empfangsendstation oder zu einer Relaisstation, wie sie in Fig. 2 veranschaulicht ist, abgestrahlt wird.

Fig. 6a und 6b werden in Verbindung mit Fig. 6 erläutert.

Fig. 7 ist ein ausführlicheres schematisches Schaubild der ersten örtlichen Oszillator- und Mischanordnung, die in einem Relaispunkt oder in dem Endempfänger verwendet wird. Fig. 7 zeigt auch die Schaltung für die selbsttätige Steuerung der Frequenz des ersten Überlagerungsoszillators.

Fig. 7a ist ein ausführlicheres Schaltbild einer geeigneten Anordnung der Teile des örtlichen Oszillators, der Mischeinrichtung und des ersten Detektors der Fig. 7.

Fig. 7b ist eine Seitenansicht des Gerätes nach Fig. 7 a.

Fig. 8 setzt sich aus den Fig. 8a und 8b zusammen, die längs der Linie λ'-A' verbunden zu denken sind, so daß die Leitungen A-L miteinander verbunden sind.

Fig. Xa ist ein Schaltbild der Zwischenfrequenzverstärker und Begrenzer, die nach den Mischanordnungen 202 und 302 der Fig. 2 bzw. Fig. 3 verwendet werden können.

Fig. Sb ist ein Schaltbild des ersten Diskriminatordetektors, der bei 208 in Fig. 2 und bei 308 in Fig. 3 dargestellt ist. Fig. 8b zeigt auch ein (ierät für Störungsanzeige.

Fig. (Sc wird in Verbindung mit Fig. 8 erläutert ίο werden.

Fig. 9 ist ein Beispiel eines Gerätes, das für den Oszillator 313. für den Mischer und Verstärker 3 r r der Fig. 3 und auch für den zweiten Diskriminatordetektor3i2 der Fig. 3 verwendet werden kann. Fig. 9a veranschaulicht die Frequenzcharakteristiken der Diskriminatorschaltung 930 der Fig. 9. l^ig. 10 veranschaulicht ein typisches Antennensystem, das als Sende- oder Fmpfangsantenne an irgendeinem l'unkt des Systems verwendet werden kann, wo solche Antennen l>enötigt werden.

In Fig. ι sind mehrere unabhängige Signalkanäle zusammengefaßt und modulieren die Wellen, die von der Sendeantenne TA zu der Empfangsantenne RA 200 der Relaisstation der Fig. 2 gestrahlt werden. Die in der Relaisstation empfangenen Wellen werden überlagert, verstärkt, gleichgerichtet und modulieren eine abweichende Trägerfrequenzwelle. Die letztere wird über die Relaissendeantenne TA 214 zu der Empfangsantenne RA 300 der Fig. 3 gestrahlt. Die in der Empfangsendstation empfangenen Wellen werden verstärkt, umgesetzt und in Signale getrennt, die den ursprünglich gesendeten entsprechen.

In Fig. ι sind die Signalkanäle mit den Buch-Stalin A bis F bezeichnet. Diese Kanäle, die unten ausführlicher beschrieben werden, sind durch den Widerstand 23 zusammengefaßt und modulieren üIxt den Transformator 24 und das vorverzerrende Netzwerk PX entgegengesetzt die Frequenz der Oszillatoren 25 und 102. Das Netzwerk PN wird unten in Verbindung mit den Fig. 4 und 5 ausführlicher beschrieben.

Der Oszillator 25 kann z.B. bei einer mittleren Frequenz von 10 MHz und der Oszillator 102 z. B. j bei einer mittleren Frequenz von 11 MHz arbeiten. Die Ausgänge der beiden Oszillatoren 25 und 102 werden in dem Mischer 100 zusammengefaßt, so daß die in der Ausgangsspitzenfrequenz des Mischers 100 erscheinende Frequenzmodulation gleich ist der Summe der Hübe der Oszillatoren 25 und 102. wenn bei ihnen für einen Frequenzabstand gesorgt wird. Bei einer abgeänderten Ausführung, die unten beschrieben wird, werden die Ausgänge der Oszillatoren 25 und 102 in der Frequenz vervielfacht, bevor sie in dem Mischer 100 zusammengefaßt werden.

In der Anordnung der Fig. 1 braucht jeder Oszillator nur halb so weit auszuschlagen, als wenn nur ein Oszillator zur Erzeugung eines gegebenen FM-Grades verwendet wird. Folglich wird die Verzerrung vermindert, da der Arbeitsbereich der Oszillatoren kleiner ist und ihre Wirkungsweise in dem kleineren Bereich mehr linear gemacht werden kann. Die Kreuzmodulation zwischen den Kanälen ist deshalb stark vermindert. Außerdem wird durch diese Anordnung das Brummen vermindert, welches von der Heizung des Glühfadens oder von der Welligkeit in der Anodenspannungsquelle herrührt.

Jeder der Kanäle A bis F ist in der Amplitude so eingestellt, daß das Hubverhältnis für die FM, welches von jedem Kanal in dem Ausgang des Mischers 100 erzeugt wird, gleich der Einheit ist, während der gesamte von allen Kanälen erzeugte Aiaxirnalausschlag plus und minus 170 kHz l>eträgt, wie in der Zeichnung angegeben. Mit anderen Worten erzeugt der Kanal A einen maximalen Ausschlag von 10 kHz im Ausgang des Mischers 100, Kanal B einen maximalen Ausschlag von 16kHz, Kanal C 24kHz usf. Wenn alle Kanäle maximale Amplitude haben und einen maximalen Frequenzhub erzeugen und auch wenn alle Signale sich augenblicklich addieren, dann wird der Ausgang des Mischers 100 mit plus und minus 170 kHz moduliert. Die erwähnte Einstellung und Arbeitsweise wird durch Verwendung des vorverzerrenden Netzwerks PX erreicht, so daß die Signalkanäle im wesentlichen das gleiche Signalgeräuschverhältnis haben, wie dies in Mehrfachsignalsystemen erwünscht ist.

Der frequenzmodulierte Ausgang des Mischers 100 ist eine Schwebung von 1 MHz plus und minus 170 kHz und wird verwendet, um einen zweiten frequenzmodulierten Oszillator 104 in der Frequenz zu modulieren, dessen mittlere Frequenz 3000 MHz beträgt.

Die über die Sendeantenne TA der Fig. 1 abgestrahlte Welle ist ein Träger von 3000 MHz mit einem maximalen Hub von plus und minus 1 MHz. Es kann ein_ größeres Hubverhältnis für die in dem Frequenzmodulator 104 modulierten Wellen verwendet werden, so daß die gesendete Welle in der Größenordnung von 3000 MHz plus und minus 2 oder 4 MHz sein würde.

Der Kanal A ist ein Sprecrikanal hoher Güte mit einem Band von 30 bis 10 000 Hz. Das Spreohsignal hoher Güte wird von dem Mikrophon 2 aufgenommen, von dem Verstärker 4 verstärkt und über das Filter 6 und einen weiteren Verstärker 8 zu dem Verbindungswiderstand 23 geleitet.

Die Kanäle B bis F sind Sprechkanäle geringer Güte, die über die ersten Verstärker 4B, 4C, 4D, 4E und 4F gehen, wobei die verschiedenen Sprechsignale in dem Band von 30 bis 4000 Hz liegen. Diese verstärkten Signale werden zu den Modulatoren 12 B bis 12 F geführt, die mit Schwingungen aus getrennten Oszillatoren 10Z? bis 10F gespeist werden.

Der Ausgang des Modulators 12 B wird über ein Filter 14/? geführt, welches nur das untereSeitenband iao durchläßt. In ähnlicher Weise lassen die Filter 14C bis 14F nur die unteren Seitenbänder durch, welche in den Modulatoren 12 C bis 12 F erzeugt wurden. In dem Fall des Filters 14!? nimmt das zu dem Verstärker 16 B durchgelassene Frequenzband den Bereich von 12 bis 16 kHz ein.

In ähnlicher Weise lassen die Bandfilter 14C bis 14 F für das untere Seitenband zu den Verstärkern 166" bis 16F die unteren Seitenbänder durch, welche aus den unmittelbar vorhergehenden Modulatoren 12C bis 12 F entnommen werden. Das von jedem Seitenbandfilter durchgelassene Frequenzband ist in Fig. 1 angegeben. So läßt 14 C das !Sand 20 bis 24 kHz durch usf.
Die Ausgänge der Verstärker \6B bis 16F für das untere Seitenband sind, wie gezeigt, zusammengefaßt und werden über ein Bandfilter 20 zu dem Verstärker 22 geführt, der möglichst linear ausgebildet ist, um eine Kreuzmodulation zwischen den Kanälen zu verhindern. Der Ausgang des Verstärkers 22 ist mit dem Ausgang des hochwertigen Kanals aus dem Verstärker S in dem Widerstand 23 zusammengefaßt.

Die sich ergebende Spannung an dem Widerstand 23 nimmt ein Frequenzband von 30 bis 4S 000 Hz ein, und dieses Band wird ül>er den Transformator 24 zu den entgegengesetzt frequenzmodulierten Oszillatoren 25 und 102 geführt. Die Amplitude der von jedem Kanal gelieferten Spannungen wird in der unten näher beschriebenen Weise so eingestellt, daß jeder Kanal in dem Ausgang des Mischers 100 eine FM mit einem Hubverhältnis gleich der Einheit erzeugt. So erzeugt der Kanal A, welcher eine ol>ere Frequenz von 10000 Hz hat, in dem Ausgang des Mischers 100 einen Hub von plus und minus 10 000 Hz. Ähnlich erzeugt die maximale Spannungsamplitude, welche durch den Kanal B an den Widerstand 23 geliefert wird, einen Hub von plus und minus 16 kHz, und ähnlich wird bei maximalen Amplitudeti der ankommenden Kanäle C, D, E und F ein Hub von plus und minus 24 kHz bzw. plus und ; inimis 32 kHz bzw. plus und minus 40 kHz bzw. j plus und minus 48 kHz erzeugt. Wenn alle Kanäle vollmoduliert sind und wenn alle sich addieren oder augenblicklich in Phase und von gleicher Polarität sind, wird die Schwebung von 1 MHz zwischen den Oszillatoren 25 und 102, die im Ausgang des Mischers 100 erscheint, mit einem Maximum von plus und minus 170 kHz gehoben.

Der Ausgang von 100 wird benutzt, um den zweiten frequenzmodulierten Oszillator 104. der auf einer Mittel- oder Trägerfrequenz von 3000 MHz arbeitet, in der Frequenz zu modulieren.

Das Hubverhältnis der modulierten Wellen, welches in dem Ausgangskreis des zweiten frequenzmodulierten Oszillators 104 erscheint, ist gleich eins oder mehr, so daß die über die Sendeantenne TA abgestrahlten Wellen als maximalen HuI) eine Frequenz von 3000 MHz plus und minus ι MHz hal>en. Es kann ein größeres Hubverhältnis verwendet werden, in welchem Fall die abgestrahlten Wellen bei voller Modulation beispielsweise 3000 MHz plus und minus 2, 3 oder mehr MHz hätten.

Die von der Sendeantenne TA der Fig. 1 abgestrahlten Wellen können direkt von dem Empfangsgerät der Fig. 3 empfangen werden. Gewöhnlich werden jedoch solche Wellen zu dem Endempfänger über einen oder mehrere Relaispunkte gestrahlt, wie sie in Fig. 2 dargestellt sind. Die Wellen werden an dem Relaispunkt mit einer Frequenz empfangen und an den nächsten Punkt in dem System mit etwas abweichender Frequenz wieder ausgesendet, um eine Rückkopplung oder ein Pfeifen in der Relaisstation zu vermeiden.

Bei der in Fig. 2 dargestellten Relaisstation werden die Wellen von einer Empfangsantenne RA 200 aufgefangen. Die empfangenen Wellen werden in einem Misch- und Überlagerungskreis 202 mit Wellen aus einem örtlichen Überlagerungs-Oszillator 204 in der Frequenz herabgesetzt. Die erzeugte Zwischenfrequenz kann 30 MHz plus und minus 1 MHz sein. Die Zwischenfrequenzwellen werden in einem Zwischenfrequenzverstärker 206 verstärkt und dann einem Diskriminatordetektor 208 zugeführt.

Die Wirkung des Diskriminatord'etektors ist derartig, daß eine Welle von 1 MHz plus und minus 170 kHz entsprechend dem Ausgang des Mischers 100 der Fig. 1 erzeugt wird. Diese Welle wird in dem Gerät 210' begrenzt und verstärkt und dann zur Frequenzmodulation des Oszillators 212 i>enutzt, dessen mittlere Frequenz 3010 MHz sein kann.

Durch Einstellung der Ausgangsamplitude des Verstärkers 210 (können die über die Sendeantenne TA 214 ausgestrahlten Wellen auf 3010 MHiz plus und minus 1 MHz gebracht werden.

Die Relaisstation der Fig. 2 hat wesentliche Vorteile gegenüber einer Anordnung, 1>ei welcher die empfangenen Wellen bis auf die ursprünglichen Signale herab demoduliert und diese Signale zur Remodulierung einer neu erzeugten örtlichen Welle 1>enutzt werden, weil die Wiedergabe der ursprünglichen Signalwellen und ihre Verstärkung in einem gemeinsamen Verstärker, bevor sie zur Modulation eines neu erzeugten Trägers benutzt werden, eine unerwünschte Kreuzmodulation einführt, die von Geräten mit nichtlinearen Charakteristiken herrührt, während das System der Fig. 2 sogar mit nichtlinearen Demodulator- und Modulatorkreisen keine wesentliche Kreuzmodulation einführen wird. Rei dem System der Fig. 2 kann der Zwischenfrequenzverstärker 206 auch mit einem Begrenzer verseilen werden. Die von der Sendeantenne TA 214 ausgestrahlten .Wellen werden von der Empfangsantenne RA 300 der Endempfangsstation nach Fig. 3 empfangen. Diese Wellen werden mit Wellen aus einem örtlichen Überlagerungsoszillator 304 in einem Mischer 302 überlagert, um «ine ZF von 30 MHz plus und minus 1 MHz zu erzeugen. Diese ZF-Wellen werden in dem ZF-Verstärker 306 verstärkt und dann einem ersten Diskriminatordetektor 308 zugeführt. Wie oben dargelegt, wird in dem Verstärker 306 ein holier Verstärkungsgrad erreicht.

Der Ausgang des ersten Diskriminatordeiktektors 308 ist die Welle mit τ MHz plus und minus 170 kHz, entsprechend dem Ausgang des Mischers 100 der Fig. 1. Der Ausgang des ersten Diskriminatordetektors 308 der Fig. 3 wird dann verstärkt

UtI(I' in einem Yerstärkerbegrenzer 310 begrenzt. Der vordere Teil der Einrichtung der Fig. 3 von der Antenne RA joo bis zu dem Begrenzer 310 ist im wesentlichen identisch mit der Einrichtung zwischen der Antenne RA 200 und dem Begrenzer 210 der Fig. 2, woraus sich eine wirtschaftliche Fertigung und eine Anpassungsfähigkeit bei der Verwendung dieser Einrichtungen ergibt.

Der Ausgang des Yerstärkerbegrenzers 310 wird zu einem Mischer 3r 1 geführt, der auch mit Schwingungen von einer Frequenz mit z. B. 12 MHz aus dem Oszillator 313 gespeist wird. Die obere Ül>erlagerungsfrequenz aus dem Mischer 311 wird zu dem Diskriminatordetektor 312 geführt, in dessen Ausgangsleitungen ein Frequenzband von 30 bis 48 000 Hz auftritt, entsprechend dem über den Transformator 24 der Fig. 1 zugeführten Frequenzband.

Aus diesem Frequenzband läßt das Filter 38 AR die Signale von 30 bis 10 000 Hz des Kanals mit hoher Sprechgüte durch, die in dem Verstärker 40 AR verstärkt und einem Lautsprecher oder Kopfhörer A zugeführt werden. Die anderen Frequenzen, die den unteren Seitenbändern der Kanäle B bis F der Fig. 1 entsprechen und das Hand von 12 bis 48 kHz einnehmen, werden über Handfilter 44 und Verstärker 46 bis 54 den Filtern 56 bis 64 zugeführt.

Die Filter 56 bis 04 lassen Frequenzbänder durch, wie sie in Fig. 3 angegeben sind, nämlich Filter 56 das Band 12 bis 16 kHz, Filter 58 das Hand 20 bis 24 kHz, das Filter 60 das Band 28 bis 32 kHz, Filter 62 das Band 36 bis 40 kHz und Filter 64 das Band 44 bis 48 kHz. Die Ausgänge der Filter 56 bis 64 werden in den Mischern 66 bis 74 mit Schwingungen aus den örtlichen Oszillatoren 67, 69, 71, 73 und 75 vereinigt, die mit 16 bzw. 24 l)zw. 32 bzw. 40 und 48 kHz arbeiten. Jedes der Filter 76 bis 84 ist so ausgebildet, daß es ein Frequenzband von 30 bis 4000 Hz durchläßt, wodurch die ursprünglich gesendeten Signale B bis F in den Verstärkern 86 bis 94 auftreten und den Kopfhörern H, C usw. zugeführt werden.

Es brauchen nicht alle Kanäle Sprechkanäle zu sein, vielmehr können einige, falls erwünscht, Telegraphiekanäle, einige Sprechkanäle und einige Kanäle anderer Art. wie z. 13. Bildül>ertragungs- und Fernschreiberkanäle, sein. So kann beispielsweise der Kanal A durch zwölf Telegraphiekanäle ersetzt werden, dessen getrennte Telegraphieträgertörie das Hand von 465 bis 2505 Hz einnehmen können, wobei jeder Tonkanal eine Breite von 170 Hz besitzt. Der erste Telegraphiekanal kann -dabei für einen Tonträger von 465 Hz mit einer Signalbreite von plus und minus 85 Hz ausgebildet werden, während der zweite Tonkanal einen Tonträger von 635 Hz mit einer Signalbreite von plus und minus 85 Hz l>enutzeu kann usw.

Zusätzlich zu den Kanälen A bis F der Fig. 1 kann ein Dienstkanal SC vorgesehen werden. Der Ausgang des Aufnahmemikrophons SC des Dienstkanals (Fig. 1) kann durch den Dienstkanalj verstärker SCA verstärkt und durch den Schalter SCS unmittelbar zur Frequenzmodulierung auf den Oszillator 104 geschaltet werden. Der Verstärker SCA läßt vorzugsweise ein Band von annähernd ο bis 5000 Hz durch, und die Amplitude der modulierenden Spannungen wird so eingestellt, daß z. B. ein maximaler Hub von plus oder minus 15 000 Hz in dem Ausgang des Oszillators 104 erzeugt wird.

In Fig. 2 kann das Band des Dienstkanals durch das Filter 5"CF ausgefiltert und aus der Leitung SCL zur Verwendung in Kopfhörern abgenommen werden, oder man kann den Ausgang der Leitung SCL durch Verbindungsschnüre an den Dienstleitungseingang SL 1 führen, um den Oszillator 212 zu modulieren.

In Fig. 3 kann das Dienstfrequenzband unmittelbar aus dem Ausgang des ersten Diskriminatordetektors 308 über die Leitung SLR entnommen und in der gewünschten Weise verwendet werden.

Fig. 4 ist ein Schaubild einer bevorzugten Ausführung der vorverzerrenden Netzwerke PN, dier frequenizmodulierten Oszillatoren 25 und 102 und des Mischers 100 zAvischen dem Transformator 24- und dem Oszillator 104 der Fig. 1. In Fig. 4 werden die Signale, welche die Kanäle A bis F darstellen und sich von 30 Hz bis 48 kHz erstrecken, über den Transformator 24 und vorverzerrende Netzwerke 401, 402 den Reaktanzröhren 403, 404 zugeführt, um deren Leitfähigkeiten entgegengesetzt zu steuern. Die Reaktanzröhren verändern die Frequenzen der Oszillatoren 405, 406 entgegengesetzt, die z. B. im Zustand ohne Signal auf die Frequenzen 8,5 bzw. 8,83 MHz eingestellt werden können. Daher wird, wenn der Oszillator 405 in der Frequenz ansteigt, der Oszillator 406 in der Frequenz abnehmen und umgekehrt.

Der Ausgang des Oszillators 405 wird einem Frequenzverdreifacher 407 und der Ausgang des Oszillators 406 einem Frequenzverdreifacher 408 zugeführt. Die Ausgänge der beiden Verdreifacher 407 und 408 mit mittleren Frequenzen 25,5 und 26,5 MHz werden in dem Mischer 100 vereinigt, um einen unmodulierten Zwischenträger von 1 MHz zu erzeugen. Der letztere wird über die Ausgangsleitungen 101 dem in Fig. 4 nicht dargestellten frequenzmodulierten 3000-MHz-Os'zillator 104 der Fig. ι zugeführt.

Der Oszillator 102 der Fig. 1 umfaßt demnach den Oszillator 405, die Reaktanzröhre 403 und den Verdreifacher 407 der Fig. 4, während der Oszillator 25 der Fig. 1 den Oszillator 406, die Reaktanzröhre 404 und den Verdreifacher 408 der Fig. 4 enthält.

Gemäß Fig. 4 ist eine Klinke MJ für Kontrollzwecke mit der Primärwicklung des Transformators 24 verbunden, dessen Sekundärwicklung durch Belastungswiderstände LR 1 und LR 2 überbrückt ist. Die vorverzerrenden Netzwerke 401, 402 bestehen aus Kondensatoren 409, 410, die einen Wert von 220 μμ¥ haben und je im Nebenschluß mit Widerständen 411 und 412 von je 150 000 Ohm liegen. Diese vorverzerrenden Netzwerke besitzen

Charakteristik, die ül>er den Bereich von annähernd ο bis ioooollz im wesentlichen flach verlauft und dann annähernd linear mit der Frequenz von etwa loooo bis 50 000 Hz ansteigt, wie dies in Fiji. 5 gezeigt ist. Demgemäß werden die Ausgänge der Verstärker 8 bis 16 der Fig. 1 annähernd auf denselben Wert eingestellt, und die vorverzerrenden Netzwerke 401, 402 erzeugen die Anhelmngen, welche die gewünschten und obenerwähnten Hubverhältnisse in dem frequenzmodulierten Ausgang des Mischers 100 ergeben.

Die Ausgänge der Netzwerke 401, 402 werden über Potentiometer 413, 414 zur Lautstärkeregelung und über Hochfrequenzdrosseln 415 und 416 den ersten Gittern 417, 418 der Reaktanzröhren 403 und 404 zugeführt. Die als Hochfrequenznelx'nschIuI;! vorgesehenen Kondensatoren 419 A und 420 A halten die Hochfrequenzströme von den vorverzerremlen Netzwerken und den vorhergehenden Geräten fern. Die Kathoden 419, 420 der Reaktanzröhren sind parallel an den gemeinsamen Kathodenrückführungskreis 421 mit Widerstand und Kondensator angeschlossen. Diese gemeinsame Kathodenrückführung hält eine konstante Gittervorspannung an den Reaktanzröhren aufrecht, da sie entgegengesetzt moduliert werden. Dadurch wird ein gewisses Ausmaß von negativer Rückkopplung bei niedrigen Frequenzen vermieden, das andernfalls auftreten würde, sofern nicht der Xebenschhißkondensator 421 1> sehr groß gemacht würde.

Ein Gleichrichter 423 zur Spannungsverdopplung ist über einen hohen Widerstand 423 B, einen Schalter 423 C und einen Nebenschlußkondensator 423 an das Potentiometer 414 zu Kontrollzwecken angeschlossen. Dieser Anschluß kann ein Meßinstrument 423 A enthalten, das auch an den Widerstandssatz 424 A angeschlossen werden kann, um in üblicher Weise Spannungen und Ströme in verschiedenen Teilen der Stromkreise anzuzeigen. Mit dem Meßgerät 423 A und dem Gleichrichter 422 kann die Eingangsspannung an den Reaktanzröhren bestimmt und so eingestellt werden, daß in den Oszillatoren 405, 406 die gewünschten Frequenzhub« erzeugt werden.

Dem Gitter 417 wird von der Anode der Oszillatorröhre 405 über das Netzwerk, welches aus dem Sperrkondensator 424, Widerstand 425 und Kondensator 426 besteht, eine Blindspannung zugeführt.

Der Anodenkreis der Raktanzröhre 403 wirkt daher für den Anodenkreis des Oszillators 405 wie eine veränderliche Induktivität, wobei der Nebenschlulökondensator 427 in dieser Hinsicht einen zu vernachlässigenden Einfluß hat.

Die Röhre 405 wirkt als Oszillator, weil der abgestimmte Anodenkreis 428 auf das Gitter 429 über die Rückkopplungsspule 430 und den Nebenschlul.ikondensator 431 zurückgekoppelt ist. Das Schirmgitter 432 der Röhre 405 ist unmittelbar an die Anode dieser im'wesentlichen als Triode wirkenden Röhre angeschlossen.

Die weiteren Schaltungselemente der Reaktanzröhre 403, wie die Drossel 433 für die Zuführung der Anodenspannung, der Nebenschlußkondensator

434 und der spannungsvermindernde Widerstand

435 und ähnliche Elemente für den Oszillator 405 sind aus der Zeichnung ersichtlich und bedürfen im einzelnen keiner Erläuterung.

Die Reaktanzröhre 404 und der Oszillator 406 stimmen in allen wesentlichen Punkten mit der Reaktanzröhre 403 bzw. Oszillatorröhre 405 überein, und die entsprechenden Schaltungselemente brauchen daher im einzelnen nicht beschrieben zu werden. Es ist jedoch zu bemerken, daß die Röhre 404 ebenfalls an dem die Röhre 406 enthaltenden Stromkreis als veränderliche Induktivität auftritt, daß jedoch, da die Signalspannungen die Röhre 403 mehr leitend und die Röhre 404 weniger leitend machen und umgekehrt, die Arbeitsfrequenzen der Oszillatoren 405 und 406 gegensinnig geändert werden. Für einen gegebenen Frequenzhub wird daher der effektive Bereich, ü1>er welchen jeder Oszillator verändert wird, kleiner gemacht, und dadurch ergibt sich eine größere Linearität der Arbeitsweise. Die Ausdehnung dieses Bereiches wird ferner vermindert, indem man diese Oszillatoren 405 und 406 über Frequenzverdreifacher 407, 408 arbeiten läßt. Die Verdreifacher 1>e\virken nämlich eine Verdreifachung des in den Oszillatoren erzeugten Hubs, und daher wird, wenn die Ausgänge der Verdreifacher zusammen in dem Mischer 100 überlagert werden, der Ausgang des Mischers 100 einen Hub enthalten, dessen Wert der dreifachen Differenz der Hülx¹ der Oszillatoren 405, 406 entspricht.

Die Verdreifacher 407, 408 werden aus den Oszillatoren über Kopplungskondensatoren 433, 434 A gespeist. Diese Verdreifacher sind überbelastete Vakuumröhren, und durch geeignete Abstimmung der Anodenkreise 435.4, 436 wird die dritte Harmonische herausgezogen. Diese Ausgangskreise können durch Verwendung der Widerstände 437, 438 verbreitert und durch veränderliche Eisenkerne 439, 440 abgestimmt werden. Eine derartige veränderliche Eisenkernabstimmung ist auch bei den Anodenkreisen der Oszillatoren 405, 400 angegeben. Die Verdreifacherröhren 407, 408 sind mit ihren Gittern 441, 442 über Widerstände 443.444 an Erde angeschlossen.

Die Harmonischen der Ausgangskreise 435 A und no

436 werden über Kondensatoren 445 und 446 dem Gitter 447 des Mischers oder Detektors 100 zugeführt. Folglich werden, wenn die Ausgangskreise 435^4 und 436 auf die dritten Harmonischen ihrer vorhergehenden Oszillatoren 405 bzw. 406 abgestimmt und diese Oszillatoren bei 8,5 bzw. 8,83 MHz bei Abwesenheit einer Eingangssteuerung an dem Transformator 24 betrieben werden, die in den Ausgangsleitungen 101 auftretenden Wellen eine Frequenz besitzen, die annähernd 1 MHz beträgt. Eine Eingangssteuerung über den Transformator 24 wird die Frequenz dieser in den Leitungen 101 auftretenden Wellen in der gewünschten Weise je nach der Einstellung der Potentiometer 413 und 414 verändern. Diese Einstellungen werden so vorgenommen, daß die in den Leitungen 101

auftretende ι-MHz-Welle mit plus und minus 170 kHz frequenzmoduliert wird, wenn alle Kanäle^ bis /^; an den. Widerstand 23 der Fig. 1 Spannungen mit maximaler Amplitude liefern. Die Beschreibung der Fig. 4 läßt sich wie folgt zusammenfassen: Das Frequenzband von 30 bis 48 000 Hz wird durch die Netzwerke 401, 402 so vorverzerrt, daß die Eingangssteuerung an den Reaktanz röhren 403, 404 über den Frequenzbereich von 30 bis 10 000 Hz im wesentlichen flach verläuft und von ro 000 bis 48 000 Hz liniear ansteigt. Diese Charakteristik ist in Fig. 5 angegeben. Die Lautstärke des Eingangs an den Reaktanzröhrenmodulatoren 403, 404 wird durch Potentiometer 413, 414 geregelt. Die Reaktanzröhren 403, 404 modulieren die Frequenzen der Oszillatoren 405, 406 entgegengesetzt. Da die Röhren 407 und 408 ül>er der Sättigung l>etriel>en werden, können die gewünschten Harmonischen durch die abgestimmten Ausgangskreise der Frequenzvervielfacher 407, 408 ausgezogen werden, und der Hub wird gemäß der Ordnungszahl der gewählten Harmonischen vergrößert. Die Ausgänge der Frequenzvervielfacher 407, 408 werden zusammen in einem Mischer 100 überlagert, und der Ausgang des Mischers oder Detektors 100 ist daher eine frequenzmodulierte Welle, die einen sehr liniearen, der an denReaktanzröhren zugeführten Eingangsamplitude entsprechenden Frequenzhub besitzt. Diese Wirkung ist wichtig, um eine unerwünschte Kreuzmodulation der Signalkanäle zu vermeiden. Der Ausgang des Mischers 100 wird über eine koaxiale Leitung, die ein geerdetes äußeres Metallrohr OT und einen Innenleiter IC iK'sitzt, der nächsten Stufe des Systems zugeführt, nämlich der Einrichtung 104 der Fig. 1 oder dem Abgriff 62s der später beschriebenen Fig. 6.

In Verbindung mit den Reaktanzröhren der Fig. 4, z. I). Röhre 403, kann der die Blindspannung erzeugende Kondensator 426 veränderlich gemacht werden, um die rückgekoppelte Blindspannung regeln und auf einen gewünschten Wert verkleinern zu können. Dadurch wird auch die Einstellung auf optimale Linearität erleichtert. Jeder Oszillator 405, 406 und die entsprechenden Reaktanzröhren 403 und 404 können ül>er einen Arbeitsbereich von annähernd plus oder minus 200 000 Hz im wesentlichen linear gemacht werden. Von diesem Bereich wird nur ein verhältnismäßig kleiner Teil, z. B.

etwa plus oder minus 30 kHz, benutzt, um äußerste Linearität der Frequenzmodulation zu den angelegten M odulationsspannun'gen zu gewährleisten, welche den Gittern der Reaktanzröhren 403, 404 von den Potentiometern 413, 414 zugeführt werden.

Diese Vorkehrungen zur Erzielung einer äußersten Linearität sind wichtig, da gerade an diesem Punkt der Übertragungseinrichtung die auf Nichtlinearität beruhende Kreuzmodulation am stärksten aufzutreten sucht.

Der gemeinsame Bandfilterverstärker 20 und der gemeinsame Verstärker 22 nach Fig. 1 werden zweckmäßig so ausgebildet, daß sie eine breite flache Charakteristik von 10 000 bis 100 000 Hz besitzen, nicht nur zur Vermeidung der Einführung von unerwünschter Verzerrung und Amplitudenänderungen, sondern um auch, falls erwünscht, zusätzliche Kanäle unterzubringen. Ferner soll, um die Verzerrung und Kreuzmodulation möglichst klein zu halten, der Verstärker 22 der Fig. 1 auf einem linearen Teil seiner Charakteristik betrieben werden. Der Verstärker 22 kann gegebenenfalls eine Gegenkopplung zur Verbesserung der Linearität enthalten. In Verbindung mit dem Verstärker 22 können irgendwelche geeigneten Schaltungen zur Gegenkopplung benutzt werden.

Die Reaktanzröhren 403, 404 nach Fig. 4 werden über einen verhältnismäßig kleinen Bereich betrieben, in welchem sie annähernd linear sind, so daß die Verzerrung und Kreuzmodulation möglichst klein gehalten werden. Die Stromkreise der Oszillatorröhren 405, 406, wie z. B. die abgestimmten Ausgangskreise, und insbesondere die abgestimmten Ausgangskreise der Verdreifacher 407, 408 werden so breit gemacht, daß sie wesentlich breiter sind als die Frequenzhübe der diesen Kreisen zugeführten Ströme. Der Ausgangskreis 435 A des Verdreifachers 407 ist durch den Widerstand 437 verbreitert, so daß er über ein Band flach verläuft, welches wesentlich breiter ist als der in dem Ausgangskreis der Röhre 407 auftretende Frequenzhub. Beispielsweise soll die Charakteristik des Kreises 435^4 über ein Band von 400 kHz für einen Frequenzhub von plus und minus 75 kHz flach verlaufen. Der Ausgangskreis des .Mischers 100 soll über ein Band von 800kHz Breite flach verlaufen, wenn der maximale Frequenzhub der in ihm auftretenden Wellen plus oder minus 150 kHz beträgt. Auf diese Weise wird die Phasenverzerrung auf einem sehr kleinen Wert gehalten und dadurch weiterhin die Kreuzmodulation vermindert, die von dem nichtlinearen Phasencharakter der Kreise herrührt. Mit anderen Worten soll der Frequenzhub, der in den Kreisen bis zu dem Mischer 100, diesen eingeschlossen, verwendet wird, gut in dem flachen Teil der Amplitude-Frequenz-Charakteristiken dieser Kreise liegen.

Ein weiterer Vorteil des in Fig. 4 gezeigten Modulationssystems besteht darin, daß, wenn die Kathoden mit Wechselstrom versorgt und die Anoden oder anderen Elektroden mit unvollkommen gesiebtem gleichgerichtetem Netzwechselstrom gespeist werden, die Änderungen der Erregung die Oszillatoren 405, 406 zu einer Frequenzänderung in gleicher Richtung veranlassen. Daher haben diese Frequenzänderungen das Bestreben, sich in dem Mischer 100 selbst aufzuheben.

Falls erwünscht, können in Verbindung mit der Modulationsanordnung der Fig. 4 automatische Frequenzüberwachungskreise verwendet werden. In diesem Fall kann ein Teil des in der Leitung 101A auftretenden Ausgangs einer Frequenzteilung unterworfen und zum Betrieb eines Umkehrmotors t>enutzt werden, der seinerseits einen Abstimmkondensator eines der Oszillatoren 405,406 betätigt, z. B. den Abstimmkondensator 490 des Oszillators oder 492 des Oszillators 406. Es können, falls

erwünscht, auch beide Abstimmkondensatoren von dem Motor für die automatischeFrequenzsteuerung in der Weise getätigt werden, daß die Schwebung in ιOi A auf ihren gewünschten Mittelwert gebracht wird. Dabei kann irgendein geeignetes AFC-System verwendet werden.

Statt dessen kann auch bei einer der Reaktanzröhren 403 oder 404 eine automatische Frequenzsteuerung angewendet werden, indem man einen Teil des in der Leitung 101A auftretenden Ausgangs zunächst durch Überlagerung mit Wellen aus einem kristallgesteuerten Oszillator herabsetzt und die sich ergebende Schwebung einem Diskriminator und Detektor zuführt, um sie in einer oder beiden Reaktanzröhren 403, 404 zu verwenden. Auch dabei kann wieder eine automatische Frequenzsteuerung angewendet werden, die einen Teil des in der leitung 101 A auftretenden Ausgangs und eine Verbindung zu den Reaktanzröhren für diesen Zweck

ao l>enutzt.

Offenbar ergeben sich daher mehrere Vorteile aus der in Fig. 4 gezeigten Anordnung. Für einen gegebenen Frequenzhub, der in den in der Leitung 101 auftretenden Wellen gewünscht wird, brauchen die Oszillatoren 405, 406 nur über einen verhältnismäßig kleinen Bereich geändert zu werden. Daher wird in diesem Teil der Einrichtung eine äußerste Linearität gewährleistet. Außerdem wird l>ei der dargestellten Anordnung das Brummgeräusch, welches von der Welligkeit der Anodenspannungsquelle und der Wechselstromheizung der Kathoden der verschiedenen beteiligten Röhren herrührt, ausgeglichen und erheblich vermindert.

In Fig. 6 ist im Querschnitt eine Form eines Hochfrequenzoszillators dargestellt, der bei 104 in Fig. ι und bei 212 in Fig. 2 benutzt werden kann. Fig. 6 zeigt auch die Stromkreise zur Erzeugung der Frequenzmodulation des Hochfrequenzoszillators.

Der Oszillator nach Fig. 6 besteht aus einem evakuierten Behälter 600 aus Glas oder Metall, in welchem eine geheizte Kathode 601, eine bei 603 im Querschnitt schematisch veranschaulichte Schirmelektrode, ein 'Hohlraumresonator 604 und eine scheibenförmige Atetallplatte 605 zur Elektronenreflexion, die im folgenden als Anode bezeichnet wird, enthalten sind. Die Kathode 601 ist außerhalb bei 602 geerdet. Der Hohlraumresonator 604 ist aus Metall hergestellt und besteht aus einem Metallzylinder 606 mit metallischen Grundflächen 607,608. Λ11 den Grundflächen sind die nach innen vorstehenden Hülsen oder Röhren 609, 610 mechanisch und elektrisch befestigt, die zwischen sich einen Spalt ()i ι bilden.

Der Hohlraumresonator kann gegenüber der Darstellung der Fig. 6 abweichende Abmessungen und abweichende Maßverhältnisse besitzen. Der Abstand zwischen den Grundflächen 607 und 608 kann gleich oder kleiner sein als der Innendurchmesser des Zylinders 606, wie dies in Fig. 6 a im Querschnitt schematisch gezeigt ist. Ferner können die Grundflächen napfförmig eingezogen, und der Hohlraumresonator kann, wie im Querschnitt der Fig. 6 b ge zeigt, die Form eines Toroids oder eines Ringwulstes besitzen.

Die Anode 605 der Fig. 6 wird auf einem negativen Potential in der Größenordnung von —150 V gegen Erde durch die Leitung 612 gehalten, welche über Widerstände 613 und 614 mit einer geeigneten Potentialquelle 615 verbunden ist, die nach Erde durch den Kondensator 616 überbrückt ist. Der Hohlraumresonator 604 zusammen mit dem mit ihm verbundenen Gitter 603 wird auf einem positiven Potential in der Größenordnung von z. B. -f 300 V gegen Erde durch die Leitung 617 gehalten, die mit einer geeigneten, durch den Kondensator 619 überbrückten Potentialquelle 618 verbunden ist.

Die von der Kathode 601 emittierten Elektronen werden zu dem hohlen Teil des Rohres 609 gezogen und gehen durch diesen über den Spalt 611 und durch das Rohr 610 hindurch. Die Elektronen nähern sich dann der negativ geladenen Anode 605, sie werden jedoch zurückgeworfen und wieder zurück durch den Spalt 611 angezogen. Auf diese Weise wird der Hohlraumresonator 604 so erregt, daß in ihm Hochfrequenzwellen ausgebildet werden mit einer Frequenz, die hauptsächlich von dem Hohlraumresonator 604 bestimmt wird. Die Betriebsfrequenz hängt auch in gewissem Maß von den den verschiedenen Oszillatorelementen zugeführten Spannungen ab.

Die Ausgangsenergie wird dem Resonator 604 mittels eines Leiters 620 entnommen, der durch die induktive Schleife 621 mit dem Raum innerhalb des Hohlraumresonators 604 gekoppelt ist. Der Leiter 620 ist in geeigneter Weise durch den außerhalb geerdeten koaxialen Metalleiter 621 A abgeschirmt. Der Hochfrequenzleiter 620 ist zu der Sendeantenne TA der Fig. 1 oder'der Relaissendeantenne TA 214 der Fig. 2 geführt und erregt sie. Wenn der Oszillator nach Fig. 6 in der Sendeanlage der Fig. 1 benutzt wird, wird er von dem Ausgang des Mischers 100 nach Fig. 1 und 4 moduliert. Der Ausgang des Mischers 100 wird über die Leitung 101 A an den Anodenkreis 623 der Fig. 6 geführt. Bei dem schon beschriebenen Beispiel wird die Leitung 101 A eine frequenzmodulierte Welle von 1 MHz mit einem maximalen Frequenzhub von "± 170 kHz führen.

Die Wellen in der Leitung ioi.4 sind in Resonanz mit dem Parallelabstimmkreis 623, der aus einer Spule 624 und einem Kondensator 626 besteht, wobei-die Leitung 101 A an einem veränderlichen Abgriff 625 der !Spule angeschlossen ist. Der Abstimmkreis 623 ist durch Verwendung eines Belastungsnebenwiderstandes 627 verbreitert. Die frequenzmodulierten Wellen werden der Anode 605 über den einstellbaren Kondensator 628 zugeführt, und der in der Leitung 620 auftretende Ausgang wird daher in einem Maß frequenzmoduliert, welches in erster Linie durch Einstellung des Kondensators 628 und in zweiter Linie durch Einstellung des Abgriffes 625 geregelt werden kann.

Die negative Spannung wird der Leitung 612 über Widerstände 613, 614 zugeführt, die z. B. 22000 bzw. 180000 Ohm haben können, und auf

diese Weise wird ein Abfließen der in dem Kreis 623 auftretenden Wellen über die Leitung 612 nach Erde verhindert.

Für Überwachungs- und Einstellzvvecke kann ein 'Peil der ül>er den Kondensator 628 der Anode 605 zugeführten Wellen durch einen Hochfrequenzül>erbrückungskondensator 629 zu dem Schalterkontakt 631 nel>engeschlossen werden. Wenn der Schaltarm 630 auf dem ol>eren Kontakt 631 steht, wird der Teil der Hochfrequenzwellen dem Gleichrichter 632 zugeführt, mit dessen Ausgang ein geeignetes Meßgerät 633 verbunden ist. Der gleichgerichtete Ausgang des Gleichrichters 632 wird die der Anode 605 zugeführte Spannung anzeigen und ein Maß für den Frequenzhub der von dem Oszillator erzeugten und der Ausgangsübertragungsleitung 620 zugeführten Schwingungen sein.

Der Dienstkanal wird über den Schalter SCS der Fig. (1, der dem Schalter der SCS der Fig. 1 entspricht, ülx-r ein Potentiometer 634 zugeführt. Zur Modulation des Hochfrequenzoszillators der Fig. 6 mit den Spannungen des Dienstkanals werden diese üljer einen Abgriff 635, einen Hörfrequenzüberbrückungskondensator 636, den Widerstand 614 und ül>er den Widerstand 613 und die Leitung 612 der Anode 605 des Oszillators zugeführt. Wenn der Schaltarm 630 auf den unteren Kontakt 637 gelegt wird, kann das Ausmaß der von dem Dienstkanal erzeugten Frequenzmodulation durch Beobachtung der Ablesung an dem Meßgerät 633 gemessen werden, das dann von den gleichgerichteten Spannungen des Dienstkanals betätigt wird. Für die hörmäßige Ül>er\vachung des Dienstkanals ist, wie angegeben, ein Verstärker 638 mit Kopfhörern 639 vorgesehen.

Iu Fig. 6 wird die Heizspannung für die Kathode ()oi aus einer Batterie zugeführt, jedoch kann diese durch einen die Wechselstromheizspannung liefernden Transformator ersetzt werden. E1>enso können die Quellen 618 und 615 für den Hohlraumresonator und die Anode durch Potentiometer ersetzt werden, welche mit gleichgerichteten Netzwechselstrom gespeist werden. Solche Wechselströme für die Heizung und die Welligkeit in gleichgerichteten Spannungen können ein Xetzbrummen in dem Dienstkanal, jedoch nicht in den Kanälen A bis F erzeugen, da eine solche niederfrequente Modulation durch die selektiven Kreise für diese Kanäle wirksam ausgesiebt wird. Diese Siebwirkung beruht auf dem Umstand, daß zwischen den ersten bedeutsamen Seitenbändern, die von dem Zwischenträger im Ausgang des Mischers 100 erzeugt werden, und den Seitenbändern, die von einer solchen niederfrequenten Kraftstrommodulation oder, wie el>enfalls möglich ist, auch durch unerwünschte mechanische Vibration erzeugt werden, ein wesentlicher FrCquenzabstand besteht.

Ein Oszillator gemäß Fig. 6 ist für eine solche niederfrequente Frequenzmodulation durch mechanische Vibration oder die Verwendung von unvollkommen gesiebtem, gleichgerichtetem Kraftstrom oder durch die Verwendung von Wechselstrom für den lietrieb der Kathoden sehr empfänglich. Ein wichtiger Vorteil der Erfindung liegt darin, daß der modulierte Oszillator gemäß Fig. 6, obwohl er, wie l>eschneben, für niederfrequente Modulation empfänglich ist, dennoch ohne Störung des Signals benutzt werden kann.

Wenn ein einziger Kanal, beispielsweise allein der Kanal A hoher Güte, übertragen werden, soll, würde der Verstärker 22 der Fig. 1 abgeschaltet, so daß nur Spannungen aus dem Kanal A an dem Widerstand 23 zur Ausbildung kommen. Der Kanal A würde so eingestellt, daß er einen vollen Hub von plus und minus 170 kHz in dem Ausgang des Mischers 100 erzeugt. Dieses hochwertige Einfachsignal könnte direkt zu dem Empfangsgerät der Fig. 3 abgestrahlt oder zu diesem über die Einrichtung nach Fig. 2 als Relais übertragen werden.

Wenn der hochwertige Kanal A zur Erzeugung einer einfachen Frequenzmodulation benutzt wird, d. h. zur direkten Frequenzmodulation des abgestrahlten Trägers, ist das Signal-Geräusch-Verhältnis, verglichen mit einer entsprechenden Amplitudenmodulation, gleich I 3, multipliziert mit dem Hubverhältnis. In diesem Fall würde es

Y3 x icooooo

10000

= 173 ·

Dabei ist natürlich angenommen, daß keine Streu- 90* frequenzmodulation vorhanden ist, z. B. eine Frequenzmodulation, die durch Wechselstrombetrieb der Heizdrähte, Welligkeit in der Kraftstromquelle od. dgl. erzeugt wird.

Wenn ein System mit doppelter Frequenzmodulation, wie in Fig. 1 gezeigt, benutzt wird, ist die Verl >esserung des Signal-Geräusch-Verhältnisses gegenüber einer Amplitudenmodulation 1,23 Xi?iXi?2, wobei Ri das Hubverhältnis in dem Ausgang des Mischers 100 und R2 das Hubverhältnis in dem Ausgang des Hochfrequenzsenders ist. Daher wird, wenn der Kanal A der Fig. 1 ausschließlich benutzt und die Kanäle B bis F abgeschaltet werden, unter der Annahme, daß der Kanal A die volle Frequenzmodulation von plus und minus 170 kHz in dem Zwischenträgerausgang des Mischers 100 erzeugt und dieser Zwischenträger zur Erzeugung eines Hubs von 1,17 MHz in dem Ausgang des Senders 104 benutzt wird, das Signal-Geräusch-Verhältnis annähernd

170000 1000000 1,23 x-x =21.

IO 000 I 000 000

Daher ist das System mit doppelter Frequenzmodulation dem System mit einfädler Frequenzmodulation insofern unterlegen, als verminderte Fremdgeräusche und natürliche Störungen in Betracht kommen.

Wie oben dargelegt, wird jedoch mit Oszillatoren der in Fig. 6 gezeigten Art, welche für eine unerwünschte Modulation durch Kraftstromfrequenz empfänglich sind, dieser Nachteil zumindest teilweise ausgeglichen. Die Verwendung einer doppelten Frequenzmodulation bietet, wie erläutert wurde, l>edeutende Vorteile in einem System, das eine Anzahl von Übertrager- oder Relaisstationen verwendet.

Dieser Vorteil wird noch ausführlicher in Verbindung mit der Beschreibung der Fig. 8 a und 8 b erörtert, welche die Zwischenfrequenzverstärker und Begrenzer und dieDiskriminatordetektoren2o6, 2o8 der Relaisstation der Fig. 2 und auch den Begrenzer und Verstärker 210 darstellen.

Die Betriebsfrequenz des Oszillators der Fig. 6 wird durch die Abmessungen des Resonators 604 bestimmt und kann geregelt werden, indem man geeignete, von außen zu betätigende Mittel zur Verformung der Seiten des Hohlraumresonators 604 vorsieht und/oder die den Elektroden des Oszillators zugeführteil Spannungen einstellt.

Fig. 7 veranschaulicht ausführlicher den Überiagerungsmischoszillator, der in Fig. 2 schematisch bei 202 und 204 und ferner bei 304, 302 in der Überlagerungsmischoszillatoranordnung der Fig. 3 angegeben ist. Die Empfangsantenne RA200 der Fig. 2 oder RA 300 der Fig. 3 kann mit der Übertragungsleitung 700 der Fig. 7 verbunden werden. Die Leitung 700 wird mit einem äußeren, bei 704 geerdeten Metallschirm 702 versehen und durch eine induktive Schleife 705 abgeschlossen, die innerhalb des Hohlraumresonators 706 koppelt. Falls erwünscht, kann die Übertragungsleitung 700, 702 durch einen Hohlraumwellenleiter ersetzt werden.

Der Hohlraumresonator 706 besteht aus Metall und ist zylindrisch. Innerhalb des Resonators 706 und in Verbindung mit seinen Grundflächen erstreckt sich der zylindrische Leitungsabschnitt 790, dessen Grundfläche 791 mit Abstand an der kreisförmigen Metallgrundfläche 792 liegt, die von einem metallischen Balg 711 getragen wird. Der Leitungsabschnitt 790 wird mittels dieses zylindrischen Metallbalges 711 abgestimmt, der elastische gewellte Seitenwände besitzt. Mit Hilfe des Bolzens 713 und der Mutter 715 wird die Kapazität zwischen den Platten 791 und 792 el>enso wie der Rauminhalt des Resonators eingestellt. Vorzugsweise hat der Leitungsabschnitt 790 annähernd die Länge einer Viertelwelle. Dieser Leitungsabschnitt wird abgestimmt, indem man die Platte 792 auf die Frequenz der empfangenen und bei 705 zugeführten Wellen einstellt. Ein Kristalldetektor 708 ist, wie dargestellt, mit einem Anschluß 795 in elektrischem Kontakt mit 706 eingebaut, wobei sein anderer Anschluß 796 durch die öffnung 797 in den zylindrischen Leitungsabschnitt 790 vorsteht. Der An-Schluß 796 ist mit dem Leiter oder der Leitung 710 verbunden. Der Kristalldetektor richtet die bei 705 und 718 zugeführten Wellen gleich und führt die resultierende Frequenzdifferenz von etwa 30 MHz der Leitung 710 zu.

Der Hohlraumresonator 706 wird ferner mit Hochfrequenzschwingungen mittels einer Kapazitätsendplatte 718 gespeist, die an einem frei liegenden Stück der in den Resonator hineinragenden Übertragungsleitung 720 1>efestigt ist. Die Leitung 720 wird durch einen Hochfrequenzoszillator mit automatischer Frequenzregelung erregt, der in der Nähe von 3030 oder 2070 MHz arbeitet. Der Oszillator wird später näher beschriel>en.

Die Schwebungsfrequenz wird über die durch den Außenleiter 712 abgeschirmte Leitung 710 der Primärwicklung 716 zugeführt, welche mit einer durch den Kondensator 728 abgestimmten Sekundärwicklung 726 gekoppelt ist. Der Ausgang des abgestimmten Kreises 726, 728 wird über die Leitung 732 der ersten Stufe der Zwischenfrequenzverstärker und Begrenzer 206 der Fig. 2 oder 306 der Fig. 3 zugeführt. Die Zwischenfrequenzverstärker und Begrenzer werden in Verbindung mit Fig. 8 näher beschrieben.

Der Hochfrequenzoszillator 738 der Fig. 7 gleicht in allen wesentlichen Punkten dem Hochfrequenzoszillator 600 der Fig. 6.

In Fig. 7 umfaßt der Oszillator einen evakuierten Behälter 738, eine bei 736 geerdete Kathode 734, eine negativ vorgespannte Anode 756, einen positiv vorgespannten Hohlraumresonator 742 und ein mit dem Resonator verbundenes Gitter 744. Der im Querschnitt gezeigte Resonator 742 ist zylindrisch und besteht aus Metall. Der Resonator hat Grundflächen 752, 754, die mit einer öffnung versehen sind und an welchen die Metallrohre 746, 750 befestigt sind. Die Rohre sind an einem dazwischenliegenden Punkt getrennt, so daß sie einen Spalt 748 bilden. In ähnlicher Weise, wie in Verbindung mit Fig. 6 erläutert, werden in dem Hohlraumresonator 742 der Fig. 7 Schwingungen ausgebildet, und die erzeugten Wellen werden von der induktiven Schleife 740 abgenommen, die mit dem Raum innerhalb des Hohlraumresonators 742 gekoppelt ist.

Die Form des Resonators 742 kann durch Krümmung geändert werden, so daß sich die Eigenfrequenz des Resonators ändert, oder man kann auch, wenn gewünscht, eine Einstellung mittels eines metallischen Balgs, wie er beim Resonator 706 verwendet ist, vornehmen. Im letzteren Fall muß jedoch der Behälter 738 luftdicht mit dem Resonator 742 verschmolzen werden, so daß ein Teil der äußeren Oberfläche des Resonators 742 die Balgkonstruktion enthält, die von außen verstellbar sein muß.

Die Ausgangsstellung im abgestimmten Kreis 726, 728 würde in dem beschriel>enen Beispiel so zu wählen sein, wie es in Fig. 2 und 3 angegeben ist, d. h. als eine Spannung von der mittleren Frequenz von 30 MHz und einer maximalen Frequenzabweichung von 1 MHz nach beiden Seiten. Diese Spannung wird den Zwischenfrequenzverstärker-, den Begrenzungs- und den Diskriminatordetektorstufen zugeführt, wie es in Verbindung mit Fig. 8a und 8 b näher beschrieben werden wird.

Die Fig. ja und 7b zeigen ausführlicher eine Geräteanordnung, die an Stelle des Oszillators 738 und der Misch- und Gleichrichtungsanordnung 706 in Fig. 7 l>enutzt werden kann. Tn diesen Figuren werden übereinstimmende Bestandteile durch die gleichen Bezugszeichen dargestellt. Fig. 7 a ist eine Vorderansicht des Oszillators 738 und der Misch- und Gleichrichtergeräte 706, wobei die letzteren im Schnitt dargestellt sind. Die Fig. 7 b ist eine Ansicht des Gerätes nach Fig. 7 a in der Ebene B-B gesehen. Durch Lösen des Bolzens ^702 kann die

Stütze Λ"]ο\ längs des geerdeten Trägers A 706 verstellt werden, um die Stellung des Leiters 720 und der Kapazitätsplatte 718 innerhalb des zylindrischen Gehäuses 706 zu verstellen. Auf diese Weise läßt sich die Kopplung des Oszillators 738 mit dem Leitungsteil 790 und ferner mit dem Raum innerhalb des Zylinders 706 regulieren.

Der Kristalldetektor 708 ist mit seiner oberen Klemme mit der Leitung 710, die dem Innenleiter 710 in Fig. 7 entspricht, verbunden. Diese Verbindung wird durch einen Federkontakt A 71 ο bewerkstelligt, welcher die oberen Klemmen des Kristalls 708 berührt und isoliert an der Abschlußwand des Metallzylinders 706 befestigt ist und diesen Zylinder durchsetzt. Die untere Klemme des Kristalls 708 ist unmittelbar mit dem geerdeten Zylinder 706 verbunden.

Wie in Fig. 7 b gezeigt, wird die Antennenzuleitung 700 zwischen zwei Klemmstücken A 720 in dem außen geerdeten Leiter 702 gehalten, wobei die Klemmstücke durch Anziehen der Mutter Aj22 gegen den äußeren Leiter 702 gedrückt werden. Der Innenleiter 700 ist l>ei 705 zu einer Schleife gebogen und mit dem Außenleiter 702 durch Lötung oder in anderer Weise unmittelbar verbunden. Man kann daher lediglich durch Bewegung des Außenleiters 702 in Fig. 7 b nach rechts oder links den Antennenankopplungsdraht einstellen. Die Antennenkopplungsschleife ragt in den Zylinder 706 hinein, und zwar in einer Richtung, die praktisch senkrecht zum Leiter 720 liegt, welcher die Verbindung mit dem Hochfrequenzoszillator 738 herstellt.

Die übrigen Teile der Fig. 7 a und 7 b bedürfen unter Berücksichtigung der bereits gegebenen Beschreibung von Fig. 7 keiner weiteren Erläuterung. Der Diskriminatordetektor ist schematisch in Fig. 7 bei 208 dargestellt. An seinen Ausgangsklemmen liegen die Widerstände 782 und 784, welche, wie weiter unten erläutert werden wird, Spannungen zur selbsttätigen Frequenzregelung liefern. Diese Spannungen können zur Frequenzsteuerung des Oszillators 738 benutzt werden, so daß die Schwebungsfrequenz innerhalb des Durchlaßbereichs der Zwischenfrequenzverstärker- und Begrenzerstufen 206 in Fig. 2 oder 306 in Fig.-3 bleibt.

Die Frequenzsteuereinrichtung für den Oszillator 738 ist schematisch in Fig. 7 dargestellt, und zwar in Verbindung mit der Röhre 760. An den Leitungen 776, 778 liegt eine Spannungsquelle 765 zur Speisung eines Potentiometers 774. Durch Einstellung des Schiebekontakts 772 dieses Potentiometers und durch geeignete Wahl der anderen Schaltelemente kann die Leitfähigkeit der Röhre 760 mit der Anode 762, dem Gitter 764 und der Kathode 768 so eingestellt werden, daß die Spannung, die ülx'r die Leitung 758 an die Anode 756 gelangt, einen geeigneten Wert besitzt, beispielsweise —150 V. Der Anodenkreis der Röhre 760 schließt sich über einen Widerstand 761, dem ein Kondensator 792 A parallel liegt, über Erde und die Erdleitung763 der Spannungsquelle765. Die Spannungen zur selbsttätigen Frequenzsteuerung, die an den Widerständen 782 und 784 auftreten, ändern den Stromdurchgang durch die Röhre 760 und daher den jeweiligen Widerstand dieser Röhre. Daher ändert sich auch die Spannung auf der Leitung 758 in der Weise, daß die Schwebungsfrequenzen bei 726 und 728 auf den gewünschten Durchlaßbereich des Zwischenfrequenzverstärkers 206 in Fig. 2 oder 306 in Fig. 3 fallen.

Die F"ig. 8a und 8 b zeigen im einzelnen die" Schaltungsanordnung des Zwischenfrequenzverstärkers, des Diskriminatordetektors und begrenzenden Verstärkers 206, 208, 210 in Fig. 2 und ferner die Schaltung der in den Rechtecken 306, 308 und 310 in Fig. 3 enthaltenden Geräte. Die Fig. 8 c zeigt die Eigenschaften und den Arbeitsbereich der Kreise 814, 816 der Fig. 8b.

Die Ausgangsspannung des Konverters 202 in Fig. 2 oder 302 in Fig. 3, eine Zwischenfrequenz von 30 MHz mit einer Abweichung von 1 MHz nach oben und unten, wird über einen Transformator 716, 726 eingeführt (Fig. 8a), wobei die Sekundärseite 726 durch einen Kondensator 728 abgestimmt und ihre untereKlemme für Hochfrequenz über einen Kondensator 730 geerdet ist.

Die Ausgangs spannung des abgestimmten Kreises 726, 728 wird über eine Leitung 732 der Verstärkerröhre 800 zugeführt, welche einen Teil der ersten Verstärkerstufe des Zwischenfrequenzverstärkers darstellt. Die Ausgangsspannung der Röhre 800 erreicht über abgestimmte Kreise 802 die zweite Verstärkerröhre 804. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 804 liegt über weitere abgestimmte Kreise an den Verstärker- und Begrenzerstufen 808 und 810. Um eine Begrenzungswirkung in den Röhren8o8 und 810 sicherzustellen, kann eine oder können beide dieser Röhren mit verminderter Anodenspannung betrieben werden. Die Ausgangsspannung des Begrenzers 810 speist einen abgestimmten Kreis 812 (Fig. 8b), der auf den Mittelwert des Zwischenfrequenzbereichs abge- · stimmt ist, d. h. im vorliegenden Fall auf 30 MHz. Der Kreis 812 erregt das Diskriminatordetektorsystem, welches aus den abgestimmten Kreisen 814 und 816 besteht, welche ihrerseits die in Fig. 8 c gezeigten Eigenschaften haben, sowie aus der Doppeldiode 818. Die Kreise 814 und 816 sind, wie angedeutet, so abgestimmt, daß sie einander überlappende Resonanzkurven ibesitzen. Aus Fig. 8 c ist ersichtlich, daß der erste Diskriminatordetektor bei hoher Empfindlichkeit arbeitet, da der Frequenzhub der Zwisdhenfrequenz von der Spitze des Resonanzkreises 816 bis zu der des Resonanzkreises 814 reicht. Obwohl dies einen Betrieb auf verhältnismäßig nichtlinearen Teilen der Resonanzkurven bedeutet, wie bereits oben erwähnt wurde, führt es doch nicht zm einer erheblichen Verzerrung oder Kreuzmodulation der endgültigen Signalspannung. Die Spitzen dieser Resonanzkurven können daher um einen Betrag auseinanderliegen, der gleich oder etwas größer als die Bandbreite der Signalfrequenzen ist, welche die las Zwischenfrequenzverstärker- und Begrenzerstufen

8oo his Sio durchlaufen. Dies bedeutet also, daß die Spitzenwerte einen Frequenzabstand von mehr als 2,34 MHz besitzen dürfen.

Die Ausgangsspannung des Diskriminatordetektorsystems 814, 816 und 818 tritt an den Widerständen 782, 784 auf, denen Kondensatoren zur Schaffung eines Hochfrequenzweges 820, 822 parallel geschaltet sind. Die Ausgangsspannung wird weiterhin ül>er den abgestimmten Schwingungskreis 824, dessen Resonanzkurve durch den Widerstand 826 verbreitert ist, dem Steuergitter des Verstärkers 828 zugeleitet. Der Kreis 824 ist so abgestimmt, daß er eine mittlere Frequenz von ι MHz l>esitzt, die also der Mittelfrequenz der Ausgangsspannung des Diskriminatordetektors2o8 entspricht, was wiederum der Mittelfrequenz der Ausgangsspannung des Konverters 100 in Fig. 1 entspricht. Der Kondensator 830 erhält einen solchen Wert, daß die Spannung von 1 MHz plus (xler minus der Frequenzabweichung von 170 kHz diesen Kondensator passieren kann, daß er al>er die Frequenzen auf dem Bedienungskanal SC in Fig. ι erheblich abschwächt oder völlig blockiert. l>ie Steuerkanalfrequenzen gehen also ül>er eine Leitung 832. einen Widerstand 786 und einen Kondensator 836 zu dem Audionverstärker 838, dessen Ausgangsseite mit einer geeigneten Überwachungsklinke 840 ausgerüstet ist. Außerdem ist eine Leitung 842 vorhanden, die in geeigneter Weise an ilen Anodenwiderstand 843 angeschlossen ist, um gewünschtenfalls den Hochfrequenzoszillator 212 in Fig. 2 in der Relaisstation mit dem Steuerkanal für die Ü1>ertragung zu der nächsten Station zu s]>eisen. Das Verfahren der Einschaltung des Steuerkanals für Modulationszwecke, d. h. das Verfahren, die Signalspannung dem Steuerkanal des Hochfrequenzoszillators für Modulationszwecke aufzudrücken, ist ibereits ol>en im Zusammenhang mit den Geräten SCS, 634, 635 usw.

an Hand der Fig. 6 erläutert worden.

Die Zwischenträgerfrequenzausgangsspannung des Verstärkers 828 (Fig. 8b) wird ül>er den abgestimmten Kreis 844, die Verstärkerl>egrenzer 845, den abgestimmten Kreis 846, den Verstärker und Begrenzer 847, den abgestimmten Kreis 848, den Xebenschlußkondensator 849 und die übertragungsleitung 850 an den frequenzmodulierten Oszillator 212 in Fig. 2 geleitet. Dieser Oszillator ist in allen wesentlichen Punkten identisch mit dem Oszillator der Fig. 6, und die Leitung 850 in Kig. cSb entspricht daher in ihrer Funktion der Leitung ιοί Λ in Fig. 6. Die Kreise 844. 846 und 848 in Fig. 8 sind auf die Zwischenträgerfrequenz abgestimmt, die von der Wirkung des ersten Diskriminatordetefkjors 814, 818 in der Relaisstation oder einer empfangenden Station herrührt. Bei Benutzung in einer Relaisstation nach Fig. 2 wurden diese Kreise auf 1 MHz abzustimmen sein und ihre Breite so zu bemessen sein, daß nach oben und unten noch je ein Band von 170 kHz durchgelassen werden kann.

Kin Teil der Ausgangsspannung des Diskriminatordetektors 814, 8i(), 818 in Fig. 8b wird zur selbsttätigen Frequenzsteuerung des ersten Sclhwebungskreises bzw. des ersten Oszillators 204 in Fig. 2 oder 304 in Fig. 3 benutzt, so daß die Schwebungsfrequenz am Ausgang des Konverters 202 in Fig. 2 oder 302 in Fig. 3 innerhalb des , Durchlaßbereichs des Zwischenfrequenzverstärker 206 in Fig. 2 oder 306 in Fig. 3 bleibt. Ein Teil der Ausgangsspannung des Detektors 818 in Fig. 8b wird über die Leitung 832, den Widerstand 786 und den Widerstand 790 dem Gitter 764 der Röhre 760 zugeführt. Der Widerstand 790 und der Kondensator 792, der seinerseits zwischen dem Gitter 764 und Erde liegt, haben eine Zeitkonstante, die genügend kurz ist, um schnelle Spannungsänderungen infolge von Modulationsfrequenzen auf dem Steuerkanal zu entfernen. Die Langsamen Spannungsänderungen, welche eine Frequenzabweichung ange1>en, werden dem Gitter 764 zugeführt und erhöhen oder verkleinern somit die Leitfähigkeit. Daher ändert sich die Spannung auf der Leitung 758 derart, daß eine selbsttätige Frequenzregelung des ersten Schwebungsoszillators 204 in den Relaisstationen oder 304 in der letzten Empfangsstation zustande kommt.

Wenn die Zwischenfrequenz von 1 MHz in der Anordnung nach Fig. 8b aus irgendeinem Grunde ausfällt, fällt auch die Gleichspannung am Widerstand 860 im Gitterkreis der Begrenzerröhre 845, die aus den normalen Signalen entsteht, ebenfalls fort. Die negative Spannung auf der Leitung 861. vermindert sich dann ebenfalls fast bis auf Null. Infolgedessen fällt auch die normale negative Vorspannung am Gitter 862 der Röhre 863 fast bis auf XuIl, und diese Röhre beginnt also Strom zu führen, der über die Anode 864, die Leitung 865, den Widerstand 866, die Leitung 867 und die Relaisspule 868 zum Erdungspunkt 869 verläuft. Der Punkt 869 wird somit auf das Potential der Kathode 870 der Röhre 863 gebracht.

Hierdurch wird der Oszillator 871, der bisher durch eine positive Gitterspannung vom Punkt 869 aus gesperrt war, zu schwingen beginnen, und zwar bei einer Frequenz, die durch die Abstimmung des Gitterkreises 873 bestimmt ist. Dieser Gitterkreis wird vorzugsweise auf einen Frequenzwert in dem Zwischenfrequenzband abgestimmt, beispielsweise auf 1.1 MHz. Ein Teil des n₀ Ausgangs des Oszillators 871 ist ül>er die Leitung 874 an einen Punkt 875 des abgestimmten Schwingungskreises 824 angeschlossen. Die Spannung, die am Kreis 824 (durch die Schwingungen des örtlichen Oszillators 871 aufgebaut wird, wird so eingestellt, daß sie eine viel kleinere Amplitude besitzt als die Zwischenfrequenzsignale, die das System passieren. Als Ergebnis hiervon ist die Gleichspannung, die an 860 im Gitterkreis der Röhre 845 entsteht, nicht von ausreichender Größe, um den örtlichen Oszillator 871 zu siK'rren. Wenn also keine fernübertragenen Signale eintreffen, kann durch Messung dieser Zwischenfrequenz an einer späteren Stelle des Systems mit Sicherheit festgestellt werden, daß ein Fehler vor dem 1>etrachteten Punkt aufgetreten ist. Man braucht

also zu diesem Zweck mir einen Oszillator, ζ. Η. den Oszillator 871, so abzustimmen oder anderweitig einzustellen, daß eine Frequenz von 1,1 MIIz auftritt. Ein Vorteil dieser Einrichtung Hegt darin, daß, wenn die Zwischenfrequenz von 1 MHz ausfällt, der Rauschpegel plötzlich ansteigt. Wenn die Eingangsspannung eines Oszillators wie des Oszillators S71 der Fig. S vorhanden ist, wird der Rauschpegel jedoch vermindert und der erwähnte Anstieg des Rauschens unterdrückt.

Zur Anzeige des Ausfalls des Zwischenfrequenzsignals kann das Relais 868 dazu ixMTutzt werden, einen K on talk t 870.-ί zu schließen und somit einen Stromkreis von einer Spannungsquelle N79 ^zu einer Alarmglocke 880 und einer Warnlampe 881 und zurück herzustellen. Gewünschtenfalls kann der Kontakt 870.-/ dazu benutzt werden, eine Codevorrichtung zu ilx'tätigen, die ihrerseits eine Tonfrequenz eintastet, die auf den Steuerkanal gegel>en wird oder dauernd mit dem Steuerkanal verbunden ist, so daß durch den 1 »treffenden Code und die verwendete Tonfrequenz angezeigt wird, in welchem Punkt die Störung aufgetreten ist.

Die Fig. 9 läßt genauer erkennen, wie der Oszillator 313 und der Konverterverstärker 311 der Fig. 3 l>eschafren sind. Die Ausgangsspannung des Zwischenfrequenzverstärkers 3 10 hat eine mittlere Frequenz von 1 MHz. Diese Frequenz wird bis auf 13 MHz durch den Oszillator 313, der selbst auf 12MHz arln-itet, erhöht.' Auf diese Weise ist die prozentuale Frequenzabweichung vor dem zweiten Diskriminatordetektor vermindert worden, und die Kreise des zweiten Diskriminator 312 !können also für den Frequenzhub, um den es sich jeweils handelt, leichter linear gemacht werden.

Die Ausgangsspannung des Verstärkers und Begrenzer* 3 10 in Fig. 3 wird dem Innenleiter 850 (Fig. 9) einer konzentrischen Übertragungsleitung zugeführt, welcher dem Ausgangsleiter S50 in Fig. 8b entspricht, und erreicht den abgeschirmten Eingangstransformator 900 in Fig. 9. Die Sekundärwicklung 902 liegt an den Steuergittern der Gegentaktkonverterröhren 904 und 906, und zwar gegenphasig mit der Zwischenfrequenz von 1 MHz. Der örtliche Oszillator 908 ist mit einem abgestimmten (jitterkreis 910 ausgerüstet sowie mit einer Rückkopplungsspule 912, so daß Schwingungen von z. I». 12 MlIz erzeugt werden. Die örtlich erzeugten Schwingungen werden üil>er eine Leitung 914 den Steuergittern der Konverterröhren 904, 906 parallel zugeleitet. Die Anoden der Röhren 904, 906 sind an entgegengesetzten Seiten des abgestimmten Kreises 916 angeschlossen, welcher auf die Summenfrequenz, d. h. auf eine mittlere Frequenz von 13 MHz abgestimmt ist.

Die Kondensatoren 901 und 903 sind verstellbar. S(J daß entsprechend ihrer Einstellung die Schwingungen des Oszillators 908 im Kreise 916 vollkommen unterdrückt werden können. Bequemer läßt sich dies mit Hilfe eines einstellbaren Potentiometers 90s in der Kathodenrückleitung erreichen. Durch Regelung der Verstärkung der Röhre 906 mit Hilfe der Verstellung des Potentiometers 905 lassen sich die Schwingungen von 908 im Kreise 916 sehr leicht kompensieren. Gewünschtenfalls können natürlich auch beide Schaltungen zur Ausschaltung der örtlich erzeugten Spannung im Kreise 916 /benutzt werden.

Die Resonanzkurve dieses Kreises ist durch einen Widerstand 918 verbreitert, so daß sie in dem zu übertragenden Frequenzband, nämlich in dem Band 13 MHz plus oder minus 170 kHz, eine praktisch flach verlaufende Amplitudenfrequenzkurve besitzt. Das Frequenzband wird über den abgestimmten Kreis 920 an den Verstärker und Begrenzer 922 geleitet und sodann über weitere abgestimmte Kopplungskreise 924,926 an den Verstärker und Begrenzer 928.

Die Ausgangsspannung der Begrenzerröhre 928 liegt am Diskriminatorkreis 930, der an einem Diodendetektor 932 angeschlossen ist. Der Diskriminator und Detektor 930, 932 der Fig. 9 stellt das innerhalb des Rechtecks 312 in Fig. 3 vorhandene Gerät dar, wobei die Ausgangsspannung des Diskrimiriatordetektors, die in Fig. 3 und 9 angedeutet ist, in der Ausgangsleitung 313 auftritt. Die Ausgangsspannung der Leitung 313 in Fig. 9 ist das Modulationsfrequenzband, welches den Bereich von 30 bis 48000 Hz umfaßt, entsprechend den Signalkanälen A bis F in Fig. 1.

Der Steuerkanal in Fig. 3 war weiter oben durch den Verstärker und das Filter, die am Ausgang des ersten Diskriminatordetektors 308 liegen, hindurchgeiührt. Das Filter hat einen Durchlaßbereich von ο bis 5000 Hz und speist den örtlichen Steuerkanal SC in Fig. 3, welcher in allen wesentlichen Punkten dem Steuerkanal 842 in Fig. 8 entspricht.

Es sei nochmals auf die Fig. 9 Bezug genommen. Der Diskriminatordetektor 930,932, der dem Restandteil 312 in Fig. 3 entspricht, besteht aus ' einem primären abgestimmten Kreis 934, der seinerseits die Spule 936 und den Kondensator 938 umfaßt. Der Kreis 934 hat eine Kennlinie von ähnlichem Verlauf wie die obenerwähnten abgestimmten Kreise 916,920 usw. Die untere Klemme der Spule 936 ist über einen Nelyenschluißkondensator 940 an einem Punkt 942 zwischen den Sekundärspulen 944 und 946 angeschlossen. Die beiden letzteren werden durch die Kondensatoren 948 und 950 und ferner durch die einstellbaren Spulenkerne 952 und 954 abgestimmt. Der abgestimmte Kreis 944, 948 besitzt eine Frequenz, die weit von dem Zwischenfrequenzband entfernt liegt, welches zur Speisung dieses Kreises dient, wie es in Fig. 9 a angedeutet ist. Der Kreis 946 bis 950 ist symmetrisch auf eine Frequenz abgestimmt, die weit von der anderen Seite des Zwischenfrequenzbandes entfernt ist. Die Resonanzspitzen (Resonianz'tnaxima) der abgestimmten Kreise haben einen in Fig. 9a angegebenen Frequenzabstand, so daß die Frequenzdifferenz zwischen ihnen vielfach größer als das Frequenzband ist, welches den Verstärker und Begrenzer 922, 928 passiert. So-

mit wird, wie in Fig. 9a dargestellt, die Admittanz-■bandbreite des Diskriminators, welcher die Frequenzänderungen der die Röhre 928 passierenden Spannungen vor der Gleichrichtung im Detektor 932 in Amplitudenschwankungen umwandelt, größenorduungsmäßig fünfmal größer als die von den frequenzmodulierten Spannungen beschriebene Handbreite.

Als Ergebnis tritt natürlich ein Empfindlichkeitsverlust auf. Dieser ist al>er erträglich, da ja eine Verzerrungsfreiheit und eine Befreiung von Kreuzmodulation auftritt, die durch den Betrieb auf einem kleinen und sehr linearen Teil der Diskriminatorkennlinie erreicht wurde. Der Empnndlichkeitsverlust oder ;die nötige Signalstärke läßt sich dadurch wiedergewinnen, daß in den Signal frequenz verstärkern hinter dein zweiten Frequenzdiskriminator und Demodulator 930 bis 932 in Fig. 9 eine ausreichende Verstärkung vorgenommen wird.

LIm das Frequenzband, welches an den Klemmen 313 auftritt, d.h. das Frequenzband, welches zuvor das Verzerrungsnetzwerk PN in Fig. 4 passiert hat, wieder zu korrigieren oder zurückzuverzerren, ist in Fig. 9 ein Entzerrungsnetzwerk dargestellt. Dieses besteht aus einem Widerstand 966 und einem Kondensator 966 A. Der Widerstand 966 kann eine Größe von 40000 bis 50000 Ohm erhalten und der Kondensator 966 A eine Kapazität von 100 bis 200 μμ¥.

Etwaige Amplitudenänderungen der dem Eingangskreis 934 des Diskriminatorsystems zugeführten Spannung werden also in den Ausgangsl >elastungswiderständen 960 bis 962 kompensiert, die über die Ausgangsleitung 964 und den Widerstand 966 eine Speisespannung für die Übertragungsleitung 313 bilden.

Es sei bemerkt, daß die Modulatoren in Fig. 1, z. H. der Modulator 12 B und der örtliche Oszillator 10 B, in allen wesentlichen Punkten mit dem Konvertersystem in Fig. 9, welches durch die Schwingröhre 908 und die Konverterröhre 904 und 906 gebildet wird, übereinstimmen. Ein Unterschied l>esteht lediglich bezüglich der verwendeten Frequenzen. In diesem Fall wurden die Gegentakteingänge l>ei Kreisen wie dem Kreis 902 die eine geringe Tonqualität aufweisenden Kanäle B bis F in Fig. ι sein, und die Oszillatoren 908 würden auf die Frequenzen der Oszillatoren 10 B bis 10 F nach Fig. ι abzustimmen sein. In ähnlicher Weise können in den demodulierten Konvertern 66 bis 74 und den angeschlossenen Oszillatoren 67 bis 75 der Fig. 3 Kreise verwendet werden, wie sie in Verbindung mit der Oszillatorröhre 908 und den Konverterröhren 904 und 906 in Fig. 9 beschrieben sind. In diesem Fall würde die Eingangsspannung der Konverterröhren 904, 906 beispielsweise 12 bis 16 kHz betragen, die auch am Kanal B auftritt, und die entsprechende Abstimmung des Oszillators 908 würde 16 kHz sein.

Es ist somit zu erkennen, daß die Einzelteile der beschriebenen Anlage in weitem Maße den jeweiligen Bedingungen eines Einzelfalles angepaßt werden können. Außerdem sei darauf hingewiesen, daß die Anlage ohne weiteres an die heutigen kommerziellen Telephonlinien angeschlossen werden kann, welche, wie es der Fall ist, die Frequenzen auf den Kanälen A bis F in Fig. 1 und 3 übertragen können.

Vorzugsweise sollen Richtantennen mit hoher Richtwirkung verwendet werden, welche bei den kurzen verwendeten Wellenlängen nicht übermäßig groß ausfallen. Durch die Verwendung von beispielweise parabolischen Reflektoren zur Sicherstellung der Richtwirkung der Sende- und Empfangsantennen kann bei einer Ausstrahlungsleistung von einem Bruchteil eines Watts eine Leistungsverstärkung entsprechend vielen Kilowatt (bei ungerichteter Sendung und ungerichtetem Empfang erreicht werden.

Ein typisches Kurzwellenantennensystem, welches als Antenne in Fig. 1, 2 und 3 benutzt werden kann, ist in Fig. 10 dargestellt. Die Übertragungsleitung zur Antenne l>esteht aus einem hohlen Innenleiter 1000 und einem geerdeten Außenleiter 1002. Eine Verbindung entweder mit einem Sender oder mit einem Empfänger kann an dem Stecker und Sockel 1004 hergestellt werden.

Ein parabolischer metallischer Reflektor 1006 kann durch eine Mutter 1008 il>efestigt sein.

Die Antenne besteht aus einem Dipol 1010, der in den Innenleiter 1000 eingeschraubt ist. Die zweite Antennenhälfte 1012 ist mit dem Außenleiter 1002 verlötet, verschweißt oder andenveitig mechanisch verbunden.

Eine kreisförmige Metallscheibe 1020 ist am linken Ende an die Übertragungsleitung 1002 angeschlossen. Der metallische Reflektor 1020 und die Dipolanordnung 1010, 1012 sind in eine wasserdichte Hülle 1022 aus Kunststoff eingeschlossen.

Wenn die Anordnung nach Fig. 10 für Sendezwecke benutzt wird, fällt die Strahlung von der Dipolanordnung 1010, 1012 auf die Scheibe 1020 auf und wird von dort zu dem Reflektor 1006 zurückgeworfen. Vom Reflektor wird dann ein scharf gebündelter drahtloser Strahl ausgesendet. Für Empfangszwecke ist der Vorgang umgekehrt, d. h. die empfangenen Wellen werden auf die Antenne 101 ο, 1012 durch den Reflektor 1006 und die Metallscheibe 1020 konzentriert.

Gewiünschtenfalls können einer oder mehrere Kanäle B bis F als Kanäle hoher Qualität für Sprachübertragung ausgeführt werden, d. h. mit einer oberen Grenzfrequenz von 10 000 bzw. 15000 Hz, je nach den Anforderungen des Einzelfalls. In diesem Fall müssen natürlich die Zwischenträger an den Punkten 10 B und 10 C usw. so hoch gewählt 'werden, daß sie die Frequenzen dieser Kanäle den betreffenden Modulatoren zuleiten können.

Das Signal-Geräusch-Verhältnis (Verhältnis Signal zu Rauschen) der verschiedenen Kanäle im Vergleich zur Amplitudenmodulation soll nur kurz beschrieben werden. Es sei dabei von einer Modulation mit nur einer Frequenz die Rede, da die Größen, welche in das Signal-Geräusch-Verhältnis

bei Amplitudenmodulation und -demodulation eingehen, bekannt sind. Das Rauschen, welches hier betrachtet wird, ist ein Störrauschen, das von Röhren und Kreisen herrührt. Ferner wird im folgenden angenommen, daß die Signalgröße in jedem Fall ül>er der Rauschgrenze liegt.

Bei unmittelbarer Übertragung von der Sendestation zum Empfänger und ibeim gleichen Modulationsfrequenzband ist die Verbesserung des

ίο Signal-Geräusch-Verhältnisses bei Frequenzmodulation gegenüber Amplitudenmodulation bekanntlich gleich der Quadratwurzel aus 3, multipliziert mit dem Frequenzhub, dividiert durch die höchste Modulationsfrequenz oder, mit anderen Worten, gleich der Quadratwurzel aus 3, multipliziert mit dem Hubverhältnis.

Für die Anlage nach Fig. 1 ist der Gewinn für Kanal./ gleich 1,23 X Ri XÄ2, wobei Ri das Frequenzverhältnis im Auegang des Konverters 100 und 7? 2 das Frequenzverhältnis der von der Sendeantenne TA ausgestrahlten Wellen ist. Dieser Ausdruck gibt den Gewinn für Kanal A an. gegenüber einer Einlkanalamplitudenmodulationsanlage, welche die gleiche Frequenzcharakteristik wie Kanal A besitzt bei ioo°/o Modulation.

Auch die anderen Kanäle B, C, Ό, E und F sollten eine Verbesserung gegenüber der Amplitudenmodulation erhalten, die gleich 0,707 XRi X R 2 ist, wobei R 1 das Frequenzverhältnis im Ausgang des Konverters 101 und R 2 das Frequenzverhältnis im Ausgang des Hochfrequenzsenders 104 ist.

Der Unterschied in diesen beiden Faktoren rührt daher, daß der Kanal A eine praktisch dreieckige Rauschcharakteristik hat, während die Kanäle β bis F ein Rauschspektrum aufweisen, das annähernd rechteckig verläuft.

Die Kreuzmodulation, welche von der Phasenverzerrung herrührt, kann in folgender Weise vermindert werden.

A. Durch Benutzung von Transformatorkopplungen zwischen den einzelnen Stufen an Stelle des einzigen aligestimmten Kreises in den 1-MHz-Verstärkern und durch Einstellung auf möglichst flachen Verlauf als Maximum in der Phasencharakteristik dieser Kopplungstransformatoren kann die Kreuzmodulation noch weiter, und zwar bis auf den Wert 10 : 1 gesenkt werden. Zu diesem Zweck können die abgestimmten Kreise 824, 844 ■ und 846 in Fig. 8b durch Paare von induktiv miteinander gekoppelten, parallelen, abgestimmten Kreisen ersetzt werden. Diesen Kreisen kann man gevvünschtenfalls Widerstände, wie den Widerstand 826 in Fig. 8b, zur Verbreiterung der Resonanzkurve parallel schalten. Die Einstellung auf j möglichst flachen Kurvenverlauf wird durch Kopplung zwischen den parallelen, abgestimmten Kreisen ; erreicht. Im Fall der gekoppelten Kreise 848 in ■ Fig. 81) und des parallelen, abgestimmten Kreises j

624, 626 in Fig. 6 läßt sich diese optimale Kopplung, soweit lineare Phasencharakteristiken vor- j handen sind, durch geeignete Einstellung der Klemme 625 auf der Spule 624 und geeignete Einstellung des Kopplungskondensators 849 erreichen.

B. Bei Benutzung breiterer Bänder in den ι-MHz-Unterträgerkreisen, z. B. dem Kreis 623 in Fig. 6 und den Kreisen 824,844 und 846 in Fig. 8 b, können besser linear verlaufende Phasenkennlinien, die eine weitere Verminderung der von der Pfaasenverzerrung herrührenden Kreuzmodulation ergeben, erreicht werden. Unter der Phasenkennlinie eines abgestimmten Kreises wird dabei die Kennlinie verstanden, in welcher die Phasenverschiebung, die der Kreis aufweist, über der Abweichiing von der Resonanzfrequenz aufgetragen ist.

C. Benutzung geringerer Frequenzabweichung pro Kanal. In Fig. 1 kann der Eingang bei 24 für jeden Kanal auf einen geringeren Wert eingestellt werden, so daß die Frequenzabweichung im Ausgang des Konverters 100 weniger als + 170 kHz bei Addition der auf allen Kanälen wirksamen Modulationsfrequenzen beträgt.

D. Schließlich kann man durch Einschaltung von Kreisen, welche Phasenkennlinien von entgegengesetzter Krümmung zum Ausgleich der für das ganze System gültigen Phasenkennlinie besitzen, die Phasenverzerrung noch weiter herabsetzen. Derartig arbeitende Netzwerke können beispielsweise an jeder zehnten Relaisstation der ganzen Relaisstationskette eingesetzt werden, wobei jede einzelne Station nach Fig. 2 geschaltet werden kann.

Man kann also bis zu einer bestimmten Relaisstation der Anlage eine gesamte Phasenkennlinie von konkavem Verlauf geben. In der nächstfolgenden Relaisstation wird ein Korrektur- oder Kompensationskreis eingeschaltet, der (bei Fig. 2) zwischen dem Begrenzerverstärker 210 und dem 1°° frequenzmodulierten Oszillator 212 liegt. Diese Korrektur dient dazu, eine Phasenkennlinie von umgekehrter Krümmung, also im vorliegenden Fall von konvexer Krümmung einzuführen. In Fig. 8 b und 6 würde der Korrektionskreis zwischen der übertragungsleitung ιοί A und der Klemme 625 in Fig. 6 zu liegen haben. Dieser Korrektionskreis kann die Form eines mehrstufigen Verstärkers annehmen. Die Kreise und die Kopplungen zwischen den Stufen können so bemessen no werden, daß sich die gewünschte kompensierende oder korrigierende Phasenkennlinie ergibt. Diese eingeschalteten Netzwerke brauchen nicht zur Verstärkung benutzt zu werden, sofern keine Verstärkung nötig ist, sondern dienen hauptsächlich zur Sicherstellung der gewünschten kompensierenden Phasenkennlinie.

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   ι. Trägerfrequenz-Nachrichtenübertragungsanlage mit Relaisstationen, enthaltend einen Sender und wenigstens eine Relaisstation, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale durch Modulation der Winkelgeschwindigkeit einer

   Zwischenträgerfrequenz ausgesandt werden, welche ihrerseits die Winkelgeschwindigkeit eines Hauptträgers moduliert, so daß also ein dopj>elt winkelmodulierter Hauptträger ausgesandt wird, und wobei ferner in der Relaisstation eine doppelt winkelmodulierte Trägerwelle einmal demoduliert wird, so daß sich eine einfach winkelmodulierte Spannung ergibt, die zur Winkelmodulation von örtlich erzeugten Schwingungen zur Wiederaussendung dient.

   2. Übertragungssystem nach Anspruch i, in welchem die doppelt winkelmodulierte Spannung durch Überlagerung in eine doppelt winkelmodulierte Zwischenfrequenz vor der einfachen Gleichrichtung umgewandelt wird.

   3. Übertragungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, enthaltend auf der Sendestation einen Signalkanal, einen Generator zur Erzeugung eines verhältnismäßig niedrigen Unter-Unterträgers, der jedoch eine höhere Frequenz hat als die höchste auf dem Signalkanal auftretende Frequenz, eine Einrichtung z-ur Amplitudenmodulation der Spannung des Generators mit den auf dem erwähnten Kanal übertragenen Spannungen, ein Seitenbandfilter, welches das eine Seitenband der durch den erwähnten Modulationsvorgang gewonnenen modulierten Spannungen hindurchtreten läßt, eine Einrichtung zur Erzeugung einer Unterträgerspannung, einen Kreis zur Modulation der Winkelgeschwindigkeit der Unterträgerspannung mit der Ausgangsspannung des Filters, eine Hauptträgerspannungsquelle, deren Höhe (Frequenz) wesentlich ül>er derjenigen der Unterträgerfrequenz Hegt, und einen Stromkreis zur Modulation der Winkelgeschwindigkeit des genannten Hauptträgers mit dem modulierten Unterträger.

   4. Nachrichtenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 oder 2, enthaltend eine Mehrzahl von primären Signalstromkreisen, eine Mehrzahl von Oszillatoren, Stromkreise zur Modulation der. Oszillatorspannungen mit den Signalen der Primärstromkreise, ein Seitenbandfilter an jedem Modulationskreis, welches ein Seitenband der modulierten Schwingungen passieren läßt, Einrichtungen zur Kombination der Seitenbänder, eine Einrichtung zur Erzeugung einer Hochfrequenzunterträgerspannung, eine Einrichtung zur Modulation der Winkelgeschwindigkeit des Hochfrequenzunterträgers mit den kombinierten Seitenbändern, einen Generator zur Erzeugung eines Hauptträgers von höherer Frequenz als der des Unterträgers und schließlich eine Einrichtung zur Modulation der Winkelgeschwindigkeit des Hauptträgers mit dem modulierten Unterträger.

   5. Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 3 oder 4, in welchem der Unterträgergenerator zwei miteinander gekoppelte Oszillatoren enthält, welche die Unterträgerfrequenz durch Schwebung erzeugen, wobei die Schwingungen dieser Oszillatoren in entgegengesetztem Sinne winkelmoduliert werden.

   6. Übertragungssystem nach Anspruch 3 j oder nach Anspruch 5, insoweit sich dieser auf J- Anspruch 3 bezieht, enthaltend Einrichtungen

   ! zum Empfang einer doppelt winkelmodulierten j Spannung, die von einer Relaisstation ausgesandt wird, wobei die anfängliche Modulation der Spannung mit einem Seitenband einer amplitudenmodulierten Spannung hergestellt wird, ferner enthaltend Einrichtungen, um die Spannungswelle, welche aus der empfangenen Spannung gewonnen wird, aufeinanderfolgenden Winkeldemodulat ions vorgängen zu unterwerfen, Einrichtungen zur Kombination der aus der letzten Demodulation gewonnenen Spannung mit einer Spannung von im wesentlichen konstanter Frequenz und schließlich Einrichtungen zur Filterung der kombinierten Spannung sowie Einrichtungen zur Übertragung der gefilterten Spannung.

   7. Übertragungssystem nach Anspruch^ oder nach Anspruch 5, insoweit sich dieser auf Anspruch 4 bezieht, enthaltend in einer Empfangsstation Einrichtungen zum Empfang der von einer Relaisstation stammenden doppelt winkelmodulierten Spannungswelle, deren anfängliche Modulation durch ein Seitenband einer Mehrzahl von amplitudenmodulierten Spannungswellen herrührt, Einrichtungen, um die aus den empfangenen Spannungswellen gewonnenen Spannungen aufeinanderfolgenden Winkeldemodulationsvorgängen zu unterwerfen,zudem Zweck, die Seitenbänder zurückzugewinnen, Einrichtungen zur Trennung der Seitenbänder, Einrichtungen zur Kombination jedes Seitenbandes der letzten Demodulation mit einer getrennten Spannung von praktisch konstanter Frequenz, Einrichtungen zur getrennten Filterung jeder der Resultierenden eines kombinierten Seitenbandes und einer Spannung von konstanter Frequenz und schließlich enthaltend Einrichtungen zur getrennten Üix-rtragung der getrennt gefilterten Spannungen.

   8. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 2 oder nach einem der darauf Bezug nehmenden Ansprüche, in welchem die Relaisstation eine Empfangsantenne und eine Wiederaussendeantenne enthält, einen örtlichen Überlagerungsgenerator und einen Konverter zur Überlagerung der empfangenen Spannungswellen mit einer Zwischenfrequenz enthält und einen Diskriminatordetektor, um die Zwischenfrequenzspannungen einer einmaligen Demodulation zu unterwerfen, zu dem Zweck, eine einfach winkelmodulierte Spannung zu erhalten, einen Hochfrequenzoszillator, der an die genannte Wiiederaussendeantenne angeschlossen ist, Einrichtungen zur Benutzung eines Teils der einfach modulierten Ausgangsspannung des genannten Dislkriminatordetektors zur Modulation der winkelmodulierten Ausgangs-

   spannung des Hochfrequenzoszillators sowie einen Stromkreis zur Benutzung eines anderen ' Teils der Ausgangsspannung desDiskriminatordetektors zur Schaffung einer selbsttätigen i Frequenzregelung des lokalen Ü1>erlagerungs-

   generators. ,

   9. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 5, enthaltend Frequenzvervielfacher- j stufen zur getrennten Frequenzvervielfachung der Ausgangsspannungen des F'aares von modu- !

   lierten Oszillatoren und eine Mischeinrichtung, um die Ausgangsspannungen der Frequenzvervielfacher einander zu überlagern.

   ίο. Xac.hrichtenülxM-tragungssystem nach Anspruoh 3 oder 4. enthaltend einen Verstärker, welchem das Seitenband oder gegel>enenfalls die Seitenbänder zugeführt werden, wobei die Ausgangsspannung des Verstärkers zur Modulation der Winkelgeschwindigkeit des Hochfrequenzunterträgers l>enutzt wird.

   11. Xachrichtenül^rtragungssystem nach Anspruch 10, enthaltend ein Verzerrungsnetzwerk mit flacher Kennlinie im Bereich des unteren Bandes der im Ausgang des genannten Verstärkers erscheinenden Frequenzen und eine im wesentlichen linear ansteigende Kennlinie im Bereich des restlichen Verstärkerausgangsfrequenzbandes, wobei dieses Verzerrungsnetzwerk an den Ausgang des genannten Verstärkers angeschlossen ist und wobei die Einrichtungen zur Erzeugung des Unterträgers zwei I'lindröhren enthalten, die einstellbar an das Verzerrungsnetzwerk angeschlossen sind, zwei Oszillatoren, die auf verschiedenen Frequenzen arl>eiten und die in ihrer Frequenz durch die Blind rühren gegenläufig gesteuert werden.

   12. \'achrichtenül>ertragungssystem nach Anspruch 11. enthaltend einen gemeinsamen Kathodenwiderstand der Oszillatoren, mittels dessen unerwünschte Frequenzschwankungen der kombinierten Spannung vermindert werden.

   13. Xachrichtenülx'rtragungssystem nach Anspruch 3 oder 4, in welchem die Hauptträgerspannuiigsquelle oder, nach Anspruch 8, in welchem der I loc'hfrequenzoszillator an die Wicdcraussendeantenne angekoppelt ist und in welchem in beiden Fällen ein Hohlraumresonator mit einem Spalt, einer negativ geladenen Anode auf einer Seite des Spaltes und einer Elektronen emittierenden Kathode auf der anderen Seite des Spaltes vorhanden ist, ferner ein Stromkreis zur Aufrechterhaltung eines positiven Potentials am Hohlraumresonator gegenüber der Kathode vorhanden ist, wobei Schwingütigen durch den Durchtritt von Elektronen durch diesen Spalt erzeugt werden, ferner ein abgestimmter Kreis in Verbindung mit der Anode, Einrichtungen zur Zuführung des modulierten l'nterträgers nach Anspruch 3 oder 4 oder des Teils der einfach modulierten Aus- j

   gangsspannung des Diskriminatordetektors nach j Anspruch 8 an dem erwähnten abgestimmten Kreis vorhanden sind, so daß die Schwingun- I gen im Hohlraumresonator in ihrer Frequenz moduliert werden, und zwar mit den Hochfrequenz schwingungen in dem genannten abgestimmten Kreis, und Einrichtungen zur Einstellung der Ankopplung des genannten abgestimmten Kreises an die genannte Anode, zu dem Zweck, den Frequenzmodulationsgrad der Schwingungen im Hohlraumresonator steuern zu können.

   14. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 13, in welchem die einstellbare Ankopplung aus einem verstellbaren Kondensator besteht.

   15. Nachrichtenübertragungssystem nachAnspruch 14, enthaltend ein Gitter im Resonanzhohlraum zwischen dem Resonanzhohlraum und der Kathode.

   16. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 14 oder 15, enthaltend einen Stromkreis mit einem Widerstand zur Aufrechterhaltung des negativen Anodenpotentials gegenüber der Kathode, etinen Kondensator, der mit dem Widerstand verbunden ist, und einen Stromkreis zur Speisung veränderlicher Modulationsspannungen ül)er den Kondensator und den Widerstand an die Anode.

   17. Nachrichtenübertragungssystem nach An- go spruch 8, in welchem den lokalen Überlagerungsgenerator ein Behälter umschließt, eine Elektronen emittierende Kathode, eine Anode, ein Resonanzhohlraum mit Spalt, wobei der Resonanzhohlraum gegenüber der Kathode auf positivem Potential gehalten wird und die Anode auf negativem Potential gegenüber der Kathode, ein Steuerkreis am Überlagerergenerator mit einer Vakuumröhre, deren Anode leitend mit der Anode des Überlagerungsgenerators verbunden ist, ein Gitter und eine Kathode, die mit der Kathode des Generators über eine Gleichstromquelle derart verbunden ist, daß an der Anode der Vakuumröhre eine negative Spannung gegenüber der Kathode des Oszillators aufrechterhalten wird, und schließlich ein Stromkreis' zur Zuführung des zweiten Teils der Ausgangsspannung des Diskriminatordetektors zu dem Gitter der genannten Vakuumröhre, zu dem Zweck, deren Leitfähig- no keit zu verändern.

   18. Nachrichtenübertragungssystem nachAnspruch 17, in welchem ein Widerstand zwischen die Anode und die Kathode der Vakuumröhre des genannten Überlagerungsgeneriators eingeschaltet ist.

   19. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 7, in welchem die Einrichtungen zur aufeinanderfolgenden Winkeldemodulation der empfangenden W'ellen einen ersten Diskriminatordetektor enthalten, welcher verhältnismäßig hohe Empfindlichkeit und Admittanzbandbreitc besitzt, welche gleich der maximalen Bandbreite der empfangenen Wellen oder der aus ihnen hergestellten Wellen ist, sowie ein zweites Diskriminatordetektorsystem, welches

   mit den vom ersten Diskriminatordetektorsystem gelieferten Spannungen gespeist wird und seinerseits eine Admittanzbandbreite von ganz ungefähr dem fünffachen der Bandbreite besitzt, wie die ihm zugeführten Wellen.

   2O. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 8, enthaltend in der Relaisstation einen Verstärker, der zwischen dem Diskniminatordetektor und dem Hochfrequenzoszillator, der seinerseits an die Wiederaussendeantenne angeschlossen ist, liegt, und ferner enthaltend Stromkreise, über welche die einfach winkelmodulierte Spannung dem Verstärker zugeführt wird, ferner enthaltend einen weiteren Hochfrequenzoszillator, außerdem enthaltend Stromkreise, welche dem genannten Verstärker zugeordnet sind und auf die zu verstärkenden Spannungen ansprechen zum Zwecke der Herstellung einer Steuerspannung, welche den weiteren Oszillator an der Schwingungserzeugung beim Auftreten einer Eingangsspannung am genannten Verstärker verhindert, fernerhin enthaltend Einrichtungen, welche den weiteren Oszillator zur Schwingungserzeugung befähigen, wenn an dem Verstärker keine Bingangsspannung auftritt und ihn befähigen, an diesen Verstärker eine Spannung abzugeben, wenn die Eingangsspannung des Verstärkers wesentlich kleiner ist als die Amplitude der zu verstärkenden Wellen.

   21. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 20, in welchem der Verstärker eine Glühkathodenröhre enthält mit einer Anode, einer Kathode und mit Gitterelektroden, wobei die zu verstärkenden Spannungen zwischen Gitter und Kathode geschaltet sind, der Verstärker ferner einen Widerstand zwischen Gitter und Kathode enthält, so daß eine Gleichspannung beim Auftreten der zu verstärkenden einfach modulierten Wellen erzeugt wird, der Verstärker Stromkreise enthält, in denen die Gleichspannung den weiteren Oszillator am Schwingen verhindert, 'der weitere Oszillator jedoch beim Fortfall der genannten Steuer-Spannung zur Erzeugung von Schwingungen befähigt wird, und in welchem der Verstärker schließlich einen Stromkreis besitzt, über welchem eine kleine Spannung aus dem genannten weiteren Oszillator an den Eingang des genannten Verstärkers geliefert wird, wenn die Steuerspannung fortfällt.

   22. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 21, in welchem der genannte weitere Oszildator an einem Punkt von verhältnismäßig geringem Widerstand im Eingangskreis des Verstärkers angeschlossen ist.

   Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

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